JP7183919B2 - switching power supply - Google Patents

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Description

本発明は、双方向に電力を伝送するスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device that transmits power bidirectionally.

近年、2次電池の活用に注目が集まっている。2次電池の活用には充電と放電の双方向の直流電力の制御技術、変換技術が求められる。この電力変換の重要なプラットフォームとして、小型、低コスト、高効率な双方向DC/DCコンバータ(スイッチング電源装置)が注目されている(例えば、非特許文献1、特許文献1参照)。 In recent years, the use of secondary batteries has attracted attention. The use of secondary batteries requires bi-directional DC power control technology and conversion technology for charging and discharging. Small, low-cost, and highly efficient bidirectional DC/DC converters (switching power supply devices) are attracting attention as an important platform for this power conversion (see, for example, Non-Patent Document 1 and Patent Document 1).

IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.28,NO.4,APRIL 2013IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.28,NO.4,APRIL 2013

特開2014-183634号公報JP 2014-183634 A

ところで、上述のスイッチング電源装置では、更なる小型化、低コスト化および高効率化が求められている。 By the way, further miniaturization, lower cost, and higher efficiency are required for the above-described switching power supply device.

従って、更なる小型化、低コスト化および高効率化を図ることの可能なスイッチング電源装置を提供することが望ましい。 Therefore, it is desirable to provide a switching power supply capable of achieving further miniaturization, cost reduction and efficiency improvement.

本発明の一実施の形態としてのスイッチング電源装置は、複数の一次側コイルおよび1または複数の二次側コイルを有するトランスと、複数の一次側コイルに直列接続され、複数の一次側コイルの直列接続と分離を制御する1または複数のスイッチ素子とを備えている。このスイッチング電源装置は、さらに、複数の一次側コイルにおいて、1または複数のスイッチ素子がオフすることによって分離されるコイル部ごとに設けられた複数の一次側ブリッジ回路と、1または複数の二次側コイルに接続された二次側ブリッジ回路と、1または複数のスイッチ素子、複数の一次側ブリッジ回路および二次側ブリッジ回路のスイッチングを制御することにより、双方向の電力変換を可能にする制御回路とを備えている。 A switching power supply device as one embodiment of the present invention includes a transformer having a plurality of primary coils and one or a plurality of secondary coils, a transformer connected in series with the plurality of primary coils, and a transformer having the plurality of primary coils connected in series. It has one or a plurality of switch elements for controlling connection and disconnection. This switching power supply further includes a plurality of primary side bridge circuits provided for each coil section separated by turning off one or more switch elements in the plurality of primary side coils, and one or more secondary side bridge circuits. Control enabling bidirectional power conversion by controlling switching of a secondary bridge circuit connected to the side coil, one or more switch elements, a plurality of primary bridge circuits, and a secondary bridge circuit circuit.

本発明の一実施の形態としてのスイッチング電源装置によれば、複数の一次側コイルの直列接続を制御する1または複数のスイッチ素子を設けることにより、1次側ブリッジ回路(整流回路として動作時)の並列化、ならびに1次側ブリッジ回路およびその後段に接続される回路に印加される電圧を下げることができる。その結果、更なる小型化、低コスト化および高効率化を図ることができる。 According to the switching power supply device as one embodiment of the present invention, by providing one or a plurality of switch elements for controlling series connection of a plurality of primary side coils, the primary side bridge circuit (when operating as a rectifier circuit) can be paralleled, and the voltage applied to the primary side bridge circuit and circuits connected to it can be lowered. As a result, further miniaturization, cost reduction and efficiency improvement can be achieved.

本発明の一実施の形態に係るDC-DCコンバータの回路構成例を表す図である。1 is a diagram showing a circuit configuration example of a DC-DC converter according to an embodiment of the present invention; FIG. 図1のDC-DCコンバータの充電動作における波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram in the charging operation of the DC-DC converter of FIG. 1; 図1のDC-DCコンバータの充電動作の一例を表す図である。2 is a diagram showing an example of charging operation of the DC-DC converter of FIG. 1; FIG. 図3に続く動作の一例を表す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating an example of an operation following FIG. 3; 図4に続く動作の一例を表す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the operation following FIG. 4; 図1のDC-DCコンバータの放電動作における波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram in the discharge operation of the DC-DC converter of FIG. 1; 図6に続く動作の一例を表す図である。FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the operation following FIG. 6; 図7に続く動作の一例を表す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the operation following FIG. 7; 図8に続く動作の一例を表す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the operation following FIG. 8; 図1のDC-DCコンバータの回路構成の一変形例を表す図である。2 is a diagram showing a modified example of the circuit configuration of the DC-DC converter of FIG. 1; FIG. 図1のDC-DCコンバータの回路構成の一変形例を表す図である。2 is a diagram showing a modified example of the circuit configuration of the DC-DC converter of FIG. 1; FIG. 図1のDC-DCコンバータの回路構成の一変形例を表す図である。2 is a diagram showing a modified example of the circuit configuration of the DC-DC converter of FIG. 1; FIG. 図1のDC-DCコンバータの回路構成の一変形例を表す図である。2 is a diagram showing a modified example of the circuit configuration of the DC-DC converter of FIG. 1; FIG. 図1のDC-DCコンバータの回路構成の一変形例を表す図である。2 is a diagram showing a modified example of the circuit configuration of the DC-DC converter of FIG. 1; FIG.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。以下の説明は本発明の一具体例であって、本発明は以下の態様に限定されるものではない。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The following description is a specific example of the present invention, and the present invention is not limited to the following aspects.

<1.実施の形態>
[構成]
図1は、本発明の一実施の形態に係るDC-DCコンバータ1の回路図を表したものである。DC-DCコンバータ1は、3つのインダクタL1,L2,L3と、2つのキャパシタC9,C10を備えており、これら3つのインダクタL1,L2,L3および2つのキャパシタC9,C10による共振を利用したCLLC方式のDC-DCコンバータである。DC-DCコンバータ1は、トランス10と、スイッチ素子SWとを備えている。
<1. Embodiment>
[Constitution]
FIG. 1 shows a circuit diagram of a DC-DC converter 1 according to an embodiment of the invention. The DC-DC converter 1 includes three inductors L1, L2, L3 and two capacitors C9, C10. It is a DC-DC converter of the system. The DC-DC converter 1 includes a transformer 10 and a switch element SW.

トランス10は、2つの一次側コイルNP1,NP2と、1つの二次側コイルNSと、磁心CRとを有している。2つの一次側コイルNP1,NP2および1つの二次側コイルNSは、磁心CRに巻かれている。一次側コイルNP1,NP2および二次側コイルNSは、それぞれ、単一のコイルで構成されていてもよいし、直列接続された複数のコイルで構成されていてもよい。一次側コイルNP1の巻き数をn1とし、一次側コイルNP2の巻き数をn2とし、二次側コイルNSの巻き数をn3とすると、後述のスイッチSWがオンしている場合には、トランス10の巻き数比は、(n1+n2):n3となっている。スイッチSWがオフしている場合には、トランス10の巻き数比は、(n1 またはn2):n3となっている。 The transformer 10 has two primary coils NP1 and NP2, one secondary coil NS, and a magnetic core CR. Two primary coils NP1, NP2 and one secondary coil NS are wound around a magnetic core CR. Each of the primary coils NP1, NP2 and the secondary coil NS may be composed of a single coil, or may be composed of a plurality of coils connected in series. Assuming that the number of turns of the primary coil NP1 is n1, the number of turns of the primary coil NP2 is n2, and the number of turns of the secondary coil NS is n3, the transformer 10 has a turns ratio of (n1+n2):n3. When the switch SW is off, the turns ratio of the transformer 10 is (n1 or n2):n3.

スイッチ素子SWは、2つの一次側コイルNP1,NP2に直列接続され、2つの一次側コイルNP1,NP2の直列接続と分離を制御する。スイッチ素子SWは、一次側コイルNP1と一次側コイルNP2との間に挿入されている。 The switch element SW is connected in series with the two primary coils NP1 and NP2, and controls serial connection and separation of the two primary coils NP1 and NP2. The switch element SW is inserted between the primary side coil NP1 and the primary side coil NP2.

DC-DCコンバータ1は、さらに、2つの一次側ブリッジ回路20,30を備えている。2つの一次側ブリッジ回路20,30は、2つの一次側コイルNP1,NP2において、スイッチ素子SWがオフすることによって分離されるコイル部(ここでは、一次側コイルNP1,NP2)ごとに設けられている。 The DC-DC converter 1 further comprises two primary side bridge circuits 20,30. The two primary side bridge circuits 20 and 30 are provided for each coil section (here, the primary side coils NP1 and NP2) separated by turning off the switch element SW in the two primary side coils NP1 and NP2. there is

一次側ブリッジ回路20および一次側ブリッジ回路30は、それぞれ、4つのスイッチ素子を含むフルブリッジ回路となっている。一次側ブリッジ回路20は、4つのスイッチ素子のうちの2つのスイッチ素子(第1スイッチ素子)に相当する2つのスイッチ素子Q1,Q2と、4つのスイッチ素子のうち、スイッチ素子Q1,Q2とは異なる2つのスイッチ素子(第2スイッチ素子)に相当する2つのダイオードD1,D2とを有している。一次側ブリッジ回路30は、4つのスイッチ素子のうちの2つのスイッチ素子(第1スイッチ素子)に相当する2つのスイッチ素子Q3,Q4と、4つのスイッチ素子のうち、スイッチ素子Q3,Q4とは異なる2つのスイッチ素子(第2スイッチ素子)に相当する2つのダイオードD3,D4とを有している。 Each of the primary side bridge circuit 20 and the primary side bridge circuit 30 is a full bridge circuit including four switch elements. The primary side bridge circuit 20 includes two switch elements Q1 and Q2 corresponding to two switch elements (first switch elements) out of the four switch elements, and the switch elements Q1 and Q2 out of the four switch elements. It has two diodes D1 and D2 corresponding to two different switch elements (second switch elements). The primary side bridge circuit 30 includes two switch elements Q3 and Q4 corresponding to two switch elements (first switch elements) out of the four switch elements, and the switch elements Q3 and Q4 out of the four switch elements. It has two diodes D3 and D4 corresponding to two different switch elements (second switch elements).

スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4は、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)等のスイッチ素子で構成されている。スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4は、後述の端子I01に対して逆バイアスになるように並列接続されたボディダイオードを含んで構成されている。一次側ブリッジ回路20および一次側ブリッジ回路30は、各スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4に並列接続されたコンデンサC1,C2,C3,C4と、ダイオードD,D2,D3,D4に並列接続されたコンデンサC5,C6,C7,C8とを有している。 The switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are composed of switch elements such as MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors). The switch elements Q1, Q2, Q3 and Q4 are configured including body diodes connected in parallel so as to be reverse biased with respect to a terminal I01, which will be described later. The primary side bridge circuit 20 and the primary side bridge circuit 30 are connected in parallel to the capacitors C1, C2, C3 and C4 connected in parallel to the switch elements Q1, Q2, Q3 and Q4, and the diodes D, D2, D3 and D4. and capacitors C5, C6, C7 and C8.

2つのスイッチ素子Q1,Q2は、互いに直列に接続されており、スイッチ素子Q1と、スイッチ素子Q2との接続点P1と、一次側コイルNP1の一端とが、キャパシタC9およびインダクタL1を介して接続されている。つまり、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q2との接続点P1と、一次側コイルNP1の一端との間に、キャパシタC9およびインダクタL1が設けられている。2つのダイオードD1,D2は、互いに直列に接続されており、ダイオードD1と、ダイオードD2との接続点P2と、一次側コイルNP1の他端とが接続されている。 The two switch elements Q1 and Q2 are connected in series with each other, and the connection point P1 between the switch elements Q1 and Q2 is connected to one end of the primary side coil NP1 via a capacitor C9 and an inductor L1. It is That is, the capacitor C9 and the inductor L1 are provided between the connection point P1 between the switch element Q1 and the switch element Q2 and one end of the primary coil NP1. The two diodes D1 and D2 are connected in series with each other, and a connection point P2 between the diodes D1 and D2 is connected to the other end of the primary coil NP1.

2つのスイッチ素子Q3,Q4は、互いに直列に接続されており、スイッチ素子Q3と、スイッチ素子Q4との接続点P3と、一次側コイルNP2の一端とが、キャパシタC10およびインダクタL2を介して接続されている。つまり、スイッチ素子Q3とスイッチ素子Q4との接続点P3と、一次側コイルNP2の一端との間に、キャパシタC10およびインダクタL2が設けられている。2つのダイオードD3,D4は、互いに直列に接続されており、ダイオードD3と、ダイオードD4との接続点P4と、一次側コイルNP2の他端とが接続されている。一次側コイルNP1の他端と、一次側コイルNP2の他端との間に、スイッチ素子SWが設けられている。 The two switch elements Q3 and Q4 are connected in series with each other, and a connection point P3 between the switch elements Q3 and Q4 and one end of the primary side coil NP2 are connected via a capacitor C10 and an inductor L2. It is That is, the capacitor C10 and the inductor L2 are provided between the connection point P3 between the switch element Q3 and the switch element Q4 and one end of the primary side coil NP2. The two diodes D3 and D4 are connected in series with each other, and a connection point P4 between the diodes D3 and D4 is connected to the other end of the primary coil NP2. A switch element SW is provided between the other end of the primary coil NP1 and the other end of the primary coil NP2.

DC-DCコンバータ1は、さらに、一次側に、端子IO1およびグラウンド端子GNDを備えている。DC-DCコンバータ1は、さらに、端子IO1とグラウンド端子GNDとの間にキャパシタC11を備えている。 The DC-DC converter 1 further comprises a terminal IO1 and a ground terminal GND on the primary side. The DC-DC converter 1 further includes a capacitor C11 between the terminal IO1 and the ground terminal GND.

DC-DCコンバータ1は、さらに、二次側ブリッジ回路40を備えている。二次側ブリッジ回路40は、4つの整流素子を含むフルブリッジ回路となっている。二次側ブリッジ回路40は、4つの整流素子に相当する4つのスイッチ素子Q5,Q6,Q7,Q8を有している。 The DC-DC converter 1 further includes a secondary side bridge circuit 40 . The secondary bridge circuit 40 is a full bridge circuit including four rectifying elements. The secondary bridge circuit 40 has four switching elements Q5, Q6, Q7, Q8 corresponding to four rectifying elements.

スイッチ素子Q5,Q6,Q7,Q8は、MOSFET等のスイッチ素子で構成されている。スイッチ素Q5,Q6,Q7,Q8は、後述の端子I02に対して逆バイアスになるように並列接続されたボディダイオードを含んで構成されている。二次側ブリッジ回路40は、各スイッチ素子Q5,Q6,Q7,Q8に並列接続されたコンデンサC13,C14,C15,C16を有している。 The switch elements Q5, Q6, Q7 and Q8 are composed of switch elements such as MOSFETs. The switching elements Q5, Q6, Q7 and Q8 are configured including body diodes connected in parallel so as to be reverse biased with respect to a terminal I02 which will be described later. The secondary bridge circuit 40 has capacitors C13, C14, C15 and C16 connected in parallel to the switch elements Q5, Q6, Q7 and Q8.

2つのスイッチ素子Q5,Q6は、互いに直列に接続されており、スイッチ素子Q5と、スイッチ素子Q6との接続点P5と、二次側コイルNSの一端とが、キャパシタC12およびインダクタL3を介して接続されている。つまり、スイッチ素子Q5とスイッチ素子Q6との接続点P5と、二次側コイルNSの一端との間に、キャパシタC12およびインダクタL3が設けられている。2つのスイッチ素子Q7,Q8は、互いに直列に接続されており、スイッチ素子Q7と、スイッチ素子Q8との接続点P6と、二次側コイルNSの他端とが接続されている。 The two switch elements Q5 and Q6 are connected in series with each other, and a connection point P5 between the switch element Q5 and the switch element Q6 and one end of the secondary side coil NS are connected via a capacitor C12 and an inductor L3. It is connected. That is, the capacitor C12 and the inductor L3 are provided between the connection point P5 between the switch element Q5 and the switch element Q6 and one end of the secondary coil NS. The two switch elements Q7 and Q8 are connected in series with each other, and a connection point P6 between the switch element Q7 and the switch element Q8 is connected to the other end of the secondary coil NS.

DC-DCコンバータ1は、さらに、二次側に、端子IO2およびグラウンド端子GNDを備えている。DC-DCコンバータ1は、さらに、端子IO2とグラウンド端子GNDとの間にキャパシタC17を備えてている。 The DC-DC converter 1 further includes a terminal IO2 and a ground terminal GND on the secondary side. The DC-DC converter 1 further includes a capacitor C17 between the terminal IO2 and the ground terminal GND.

DC-DCコンバータ1は、さらに、制御回路50を備えている。制御回路50は、DSP(Digital Signal Processor)を用いて構成され、スイッチ素子SW、2つの一次側ブリッジ回路20,30および1つの二次側ブリッジ回路40のスイッチングを制御することにより、双方向の電力変換を可能にする。制御回路50は、一次側から二次側に電力変換を行う際に、一次側ブリッジ回路20,30のレグを構成する各スイッチ素子Q1~Q4に対して相互間にデッドタイムを設けた状態で、可変周波数かつ一定のデューティー比の信号を生成し、出力する。駆動周波数は出力電圧をフィードバックし、デジタル演算することで得られた周波数とする。制御回路50は、一次側ブリッジ回路20,30を対角動作させるため、スイッチ素子Q1,Q4には同じ信号を入力し、スイッチ素子Q2,Q3には同じ信号を入力する。制御回路50は、二次側ブリッジ回路40のレグを構成する各スイッチ素子Q5~Q8については、各スイッチ素子Q1~Q4に対してそれぞれ僅かに位相を遅らせた信号を用いて同期整流を行う。制御回路50は、さらに、二次側から一次側に電力変換を行う際に、二次側ブリッジ回路40のレグを構成する各スイッチ素子Q5~Q8に対して相互間にデッドタイムを設けた状態で、可変周波数かつ一定のデューティー比の信号を生成し、出力する。駆動周波数は出力電圧をフィードバックし、デジタル演算することで得られた周波数とする。制御回路50は、二次側ブリッジ回路40を対角動作させるため、スイッチ素子Q5,Q8には同じ信号を入力し、スイッチ素子Q6,Q7には同じ信号を入力する。このとき、制御回路50は、スイッチ素子スイッチQ1~Q4については、スイッチ素子Q5~Q8に対して僅かに位相を遅らせた信号を用いて同期整流を行う。 The DC-DC converter 1 further comprises a control circuit 50. FIG. The control circuit 50 is configured using a DSP (Digital Signal Processor), and controls the switching of the switch element SW, the two primary side bridge circuits 20 and 30, and the one secondary side bridge circuit 40 to perform bidirectional switching. Allows for power conversion. When the power conversion is performed from the primary side to the secondary side, the control circuit 50 provides a dead time between the switch elements Q1 to Q4 constituting the legs of the primary side bridge circuits 20 and 30. , to generate and output a signal of variable frequency and constant duty ratio. The driving frequency is a frequency obtained by feeding back the output voltage and performing digital calculation. In order to diagonally operate the primary side bridge circuits 20 and 30, the control circuit 50 inputs the same signal to the switch elements Q1 and Q4 and the same signal to the switch elements Q2 and Q3. The control circuit 50 synchronously rectifies the switch elements Q5 to Q8 forming the legs of the secondary bridge circuit 40 using signals slightly delayed in phase with respect to the switch elements Q1 to Q4. The control circuit 50 further provides a dead time between the switch elements Q5 to Q8 constituting the legs of the secondary bridge circuit 40 when performing power conversion from the secondary side to the primary side. generates and outputs a signal with variable frequency and constant duty ratio. The driving frequency is a frequency obtained by feeding back the output voltage and performing digital calculation. The control circuit 50 inputs the same signal to the switching elements Q5 and Q8 and inputs the same signal to the switching elements Q6 and Q7 in order to diagonally operate the secondary bridge circuit 40 . At this time, the control circuit 50 performs synchronous rectification for the switch elements Q1 to Q4 using a signal whose phase is slightly delayed with respect to the switch elements Q5 to Q8.

[動作]
次に、DC-DCコンバータ1の充電動作および放電動作について説明する。DC-DCコンバータ1は、一次側に設けられた端子IO1およびグラウンド端子GNDから、二次側に設けられた端子IO2およびグラウンド端子GNDの方向へ電力を変換したり、二次側に設けられた端子IO2およびグラウンド端子GNDから、一次側に設けられた端子IO1およびグラウンド端子GNDの方向へ電力を変換したりすることができるようになっている。つまり、DC-DCコンバータ1は、双方向性を有している。DC-DCコンバータ1は、例えば、一次側に設けられた端子IO1およびグラウンド端子GNDから、二次側に設けられた端子IO2およびグラウンド端子GNDの方向へ電力を変換することにより、端子IO2およびグラウンド端子GNDに接続されたバッテリを充電する。DC-DCコンバータ1は、例えば、二次側に設けられた端子IO2およびグラウンド端子GNDから、一次側に設けられた端子IO1およびグラウンド端子GNDの方向へ電力を変換することにより、端子IO2およびグラウンド端子GNDに接続されたバッテリを放電する。
[motion]
Next, charging operation and discharging operation of the DC-DC converter 1 will be described. The DC-DC converter 1 converts power from a terminal IO1 and a ground terminal GND provided on the primary side to a terminal IO2 and a ground terminal GND provided on the secondary side, or converts power to a terminal IO2 and a ground terminal GND provided on the secondary side. Power can be converted from the terminal IO2 and the ground terminal GND in the direction of the terminal IO1 and the ground terminal GND provided on the primary side. That is, the DC-DC converter 1 has bidirectionality. For example, the DC-DC converter 1 converts power from the terminal IO1 and the ground terminal GND provided on the primary side to the terminal IO2 and the ground terminal GND provided on the secondary side, thereby converting the terminal IO2 and the ground terminal. It charges the battery connected to the terminal GND. For example, the DC-DC converter 1 converts power from a terminal IO2 and a ground terminal GND provided on the secondary side to a terminal IO1 and a ground terminal GND provided on the primary side, thereby converting the terminal IO2 and the ground terminal. Discharge the battery connected to the terminal GND.

次に、DC-DCコンバータ1におけるバッテリの充電動作、放電動作について説明する。DC-DCコンバータ1は、充電、放電時において、常に、CLLC共振回路を昇圧モードで動作させる。そのため、整流回路に流れる電流は、常に不連続な電流となる(つまり、ZCS(ゼロカレントスイッチング)となる)。まず、DC-DCコンバータ1におけるバッテリの充電動作について詳細に説明し、その後に、DC-DCコンバータ1におけるバッテリの放電動作について詳細に説明する。 Next, the charging operation and discharging operation of the battery in the DC-DC converter 1 will be described. The DC-DC converter 1 always operates the CLLC resonance circuit in the boost mode during charging and discharging. Therefore, the current flowing through the rectifier circuit is always discontinuous (ZCS (Zero Current Switching)). First, the battery charging operation in the DC-DC converter 1 will be described in detail, and then the battery discharging operation in the DC-DC converter 1 will be described in detail.

(充電動作)
まず、DC-DCコンバータ1におけるバッテリの充電動作について説明する。図2は、DC-DCコンバータ1の充電動作における波形図である。図3、図4、図5は、DC-DCコンバータ1の充電動作の一例を表したものである。制御回路50は、充電動作時においてスイッチ素子SWは常にON状態を保つように制御している。DC-DCコンバータ1は、時間t1において、図3に示したように、制御回路50によってスイッチ素子Q1,Q4をオンして、電力を伝達する。このとき、DC-DCコンバータ1は、スイッチ素子Q5,Q8のボディダイオードで整流を行う。
(charging operation)
First, the charging operation of the battery in the DC-DC converter 1 will be described. FIG. 2 is a waveform diagram in the charging operation of the DC-DC converter 1. FIG. 3, 4, and 5 show an example of the charging operation of the DC-DC converter 1. FIG. The control circuit 50 controls the switch element SW so as to always keep the ON state during the charging operation. DC-DC converter 1 turns on switch elements Q1 and Q4 by control circuit 50 at time t1 to transmit power, as shown in FIG. At this time, the DC-DC converter 1 performs rectification with the body diodes of the switch elements Q5 and Q8.

次に、DC-DCコンバータ1は、時間t2において、図4に示したように、制御回路50によってスイッチ素子Q5,Q8をオンして、同期整流を行う。次に、DC-DCコンバータ1は、時間t3において、図5に示したように、制御回路50によってスイッチ素子Q1,Q4,Q5,Q8をオフして、電力伝達を終了する。このとき、インダクタL1,L2およびトランス10の励磁インダクタに蓄えられたエネルギーを使って、スイッチ素子Q1,Q4のドレインソース間容量(キャパシタC1,C4)を充電するとともに、スイッチ素子Q2,Q3のドレインソース間容量(キャパシタC2,C3)を放電する。 Next, at time t2, the DC-DC converter 1 turns on the switch elements Q5 and Q8 by the control circuit 50 to perform synchronous rectification, as shown in FIG. Next, at time t3, the DC-DC converter 1 turns off the switch elements Q1, Q4, Q5 and Q8 by the control circuit 50 to end the power transfer, as shown in FIG. At this time, the energy stored in the inductors L1 and L2 and the excitation inductor of the transformer 10 is used to charge the drain-source capacitance (capacitors C1 and C4) of the switching elements Q1 and Q4, and to charge the drains of the switching elements Q2 and Q3. Discharge the source-to-source capacitance (capacitors C2, C3).

スイッチ素子Q2,Q3のドレインソース間容量(キャパシタC2,C3)での放電が終了すると、スイッチ素子Q2,Q3のドレインソース間電圧がゼロとなる。DC-DCコンバータ1は、このタイミングで、スイッチ素子Q2,Q3をオンすることで、スイッチ素子Q2,Q3をZVS(ゼロボルトスイッチング)でオンすることができる。また、スイッチ素子Q1,Q4についても、スイッチ素子Q1,Q4がオフした後に、キャパシタC1,C4に電流が転流するため、スイッチ素子Q1,Q4のドレインソース間電圧がなだらかに立ち上がることになり、遷移時に電流と電圧が重なる期間が短くなる。従って、DC-DCコンバータ1が、時間t3において、スイッチ素子Q1,Q4をオフすることで、スイッチ素子Q1,Q4をZVS(ゼロボルトスイッチング)でオフすることができる。 When the drain-source capacitance (capacitors C2, C3) of the switch elements Q2, Q3 finishes discharging, the drain-source voltage of the switch elements Q2, Q3 becomes zero. By turning on the switch elements Q2 and Q3 at this timing, the DC-DC converter 1 can turn on the switch elements Q2 and Q3 by ZVS (zero volt switching). Also, regarding the switch elements Q1 and Q4, after the switch elements Q1 and Q4 are turned off, the current commutates to the capacitors C1 and C4. The period during which the current and voltage overlap during the transition is shortened. Therefore, the DC-DC converter 1 turns off the switch elements Q1 and Q4 at time t3, thereby turning off the switch elements Q1 and Q4 by ZVS (zero volt switching).

(放電動作)
続いて、DC-DCコンバータ1におけるバッテリの放電動作について説明する。図6は、DC-DCコンバータ1の放電動作における波形図である。制御回路50は、放電動作時においてスイッチ素子SWが常にOFF状態を保つように制御している。図7、図8、図9は、DC-DCコンバータ1の放電動作の一例を表したものである。DC-DCコンバータ1は、時間t1において、図7に示したように、制御回路50によってスイッチ素子Q5,Q8をオンして、電力を伝達する。このとき、DC-DCコンバータ1は、スイッチ素子Q1のボディダイオード、ダイオードD2および一次側コイルNP1で整流を行うとともに、スイッチ素子Q4のボディダイオード、ダイオードD3および一次側コイルNP2で整流を行う。
(discharge operation)
Next, the battery discharging operation in the DC-DC converter 1 will be described. FIG. 6 is a waveform diagram of the discharge operation of the DC-DC converter 1. FIG. The control circuit 50 controls the switch element SW so that it is always kept in the OFF state during the discharge operation. 7, 8, and 9 show an example of the discharge operation of the DC-DC converter 1. FIG. DC-DC converter 1 turns on switch elements Q5 and Q8 by control circuit 50 at time t1 to transmit power, as shown in FIG. At this time, the DC-DC converter 1 performs rectification with the body diode of the switch element Q1, the diode D2 and the primary coil NP1, and performs rectification with the body diode of the switch element Q4, the diode D3 and the primary coil NP2.

次に、DC-DCコンバータ1は、時間t2において、図8に示したように、制御回路50によってスイッチ素子Q1,Q4をオンして、スイッチ素子Q1、ダイオードD2および一次側コイルNP1で整流を行うとともに、スイッチ素子Q4、ダイオードD3および一次側コイルNP2で整流を行う。 Next, at time t2, as shown in FIG. 8, the DC-DC converter 1 turns on the switching elements Q1 and Q4 by the control circuit 50, and rectification is performed by the switching element Q1, the diode D2, and the primary side coil NP1. At the same time, rectification is performed by the switch element Q4, the diode D3 and the primary side coil NP2.

次に、DC-DCコンバータ1は、時間t3において、図9に示したように、制御回路50によってスイッチ素子Q1,Q4,Q5,Q8をオフして、電力伝達を終了する。このとき、インダクタL3およびトランス10の励磁インダクタに蓄えられたエネルギーを使って、スイッチ素子Q5,Q8のドレインソース間容量を充電するとともに、スイッチ素子Q6,Q7のドレインソース間容量を放電する。 Next, at time t3, the DC-DC converter 1 turns off the switch elements Q1, Q4, Q5 and Q8 by the control circuit 50 to end the power transfer, as shown in FIG. At this time, the energy stored in the inductor L3 and the exciting inductor of the transformer 10 is used to charge the drain-source capacitance of the switching elements Q5 and Q8 and discharge the drain-source capacitance of the switching elements Q6 and Q7.

このとき、スイッチ素子Q6,Q7のドレインソース間容量での放電が終了すると、スイッチ素子Q6,Q7のドレインソース間電圧がゼロとなる。DC-DCコンバータ1は、このタイミングで、スイッチ素子Q6,Q7をオンすることで、スイッチ素子Q6,Q7をZVS(ゼロボルトスイッチング)でオンすることができる。また、スイッチ素子Q5,Q8についても、スイッチ素子Q5,Q8がオフした後に、キャパシタC13,C16に電流が転流するため、スイッチ素子Q5,Q8の電圧がなだらかに立ち上がることになり、遷移時に電流と電圧が重なる期間が短くなる。従って、DC-DCコンバータ1が、時間t3において、スイッチ素子Q5,Q8をオフすることで、スイッチ素子Q5,Q8をZVS(ゼロボルトスイッチング)でオフすることができる。 At this time, when the drain-source capacitance of the switch elements Q6 and Q7 is discharged, the drain-source voltage of the switch elements Q6 and Q7 becomes zero. By turning on the switch elements Q6 and Q7 at this timing, the DC-DC converter 1 can turn on the switch elements Q6 and Q7 by ZVS (zero volt switching). Also, regarding the switch elements Q5 and Q8, after the switch elements Q5 and Q8 are turned off, the current commutates to the capacitors C13 and C16. and the voltage overlap period becomes shorter. Therefore, the DC-DC converter 1 turns off the switch elements Q5 and Q8 at time t3, thereby turning off the switch elements Q5 and Q8 by ZVS (zero volt switching).

[効果]
次に、本実施の形態に係るDC-DCコンバータ1の効果について説明する。
[effect]
Next, the effects of the DC-DC converter 1 according to this embodiment will be described.

本実施の形態では、2つの一次側コイルNP1,NP2の直列接続と分離を制御するスイッチ素子SWが設けられている。スイッチ素子SWの継断により、トランス10の巻線比を変更することができるので、例えば、二次側から一次側に電力変換を行う際に、トランス10の巻線比を小さな値に変更することにより、一次側に発生する電圧を低く抑えることができる。その結果、大きな巻線比のトランスを設けた場合と比べて、一次側ブリッジ回路20,30に用いる部品の耐圧を小さくすることができる。また、二次側ブリッジ回路40の後段に、高電圧、大電力のチョッパ回路を設ける必要がないので、そのようなチョッパ回路を設けた場合と比べて、部品点数を減らすことができ、さらに、充放電ともに効率を高くすることができる。 In this embodiment, a switch element SW is provided for controlling series connection and separation of the two primary coils NP1 and NP2. Since the winding ratio of the transformer 10 can be changed by turning on/off the switch element SW, the winding ratio of the transformer 10 is changed to a small value when performing power conversion from the secondary side to the primary side, for example. As a result, the voltage generated on the primary side can be kept low. As a result, the withstand voltage of the components used in the primary side bridge circuits 20 and 30 can be reduced compared to the case where a transformer with a large winding ratio is provided. Further, since there is no need to provide a high-voltage, high-power chopper circuit after the secondary bridge circuit 40, the number of parts can be reduced compared to the case where such a chopper circuit is provided. Efficiency can be increased in both charging and discharging.

また、本実施の形態では、一次側ブリッジ回路20が2つのスイッチ素子Q1,Q2および2つのダイオードD1,D2を含むフルブリッジ回路となっている。さらに、一次側ブリッジ回路30が2つのスイッチ素子Q3,Q4および2つのダイオードD3,D4を含むフルブリッジ回路となっている。これにより、ブリッジを構成する素子に印加される電圧を下げることが出来る。また、放電時に1次側整流回路に流れる電流を低減できるため、導通損失を減らすことができる。また、ダイオードD1~D4に流れる電流は不連続な電流となるため、低コストのダイオードを採用することが可能となる。 Further, in the present embodiment, the primary side bridge circuit 20 is a full bridge circuit including two switch elements Q1, Q2 and two diodes D1, D2. Further, the primary side bridge circuit 30 is a full bridge circuit including two switch elements Q3, Q4 and two diodes D3, D4. As a result, the voltage applied to the elements forming the bridge can be lowered. Moreover, since the current flowing through the primary side rectifier circuit during discharge can be reduced, the conduction loss can be reduced. In addition, since the currents flowing through the diodes D1 to D4 are discontinuous, it is possible to employ low-cost diodes.

また、本実施の形態では、一次側ブリッジ回路20において、4つの整流素子のうち2つがFETで構成され、残りの2つがダイオードで構成されている。さらに、一次側ブリッジ回路30においても、4つの整流素子のうち2つがFETで構成され、残りの2つがダイオードで構成されている。これにより、4つの整流素子全てがFETで構成されている場合と比べて、制御回路50による制御を簡素化することができるとともに低コスト化が可能となる。 Further, in the present embodiment, in the primary bridge circuit 20, two of the four rectifying elements are composed of FETs, and the remaining two are composed of diodes. Furthermore, also in the primary side bridge circuit 30, two of the four rectifying elements are composed of FETs, and the remaining two are composed of diodes. Thereby, the control by the control circuit 50 can be simplified and the cost can be reduced as compared with the case where all the four rectifying elements are composed of FETs.

また、本実施の形態では、2つの一次側コイルNP1,NP2および1つの二次側コイルNSが共通の磁心CRに巻かれている。これにより、一次側コイルNP1と一次側コイルNP2とが別々の磁心に巻かれる場合と比べて、トランス10を小型化することができる。 Further, in the present embodiment, two primary coils NP1 and NP2 and one secondary coil NS are wound around a common magnetic core CR. As a result, the transformer 10 can be made smaller than when the primary coil NP1 and the primary coil NP2 are wound on separate magnetic cores.

また、本実施の形態では、接続点P1と一次側コイルNP1との間にインダクタL1およびキャパシタC9が設けられており、接続点P3と一次側コイルNP2との間にインダクタL2およびキャパシタC10が設けられており、二次側コイルNSと二次側ブリッジ回路40との間にインダクタL3およびキャパシタC12が設けられている。これにより、双方向の電力変換動作において、特殊な制御や部品追加無しでスイッチ素子やドライブ回路のバラツキに起因するトランスの偏磁を防止することができる。また、1次側と2次側の全ての素子がソフトスイッチ出来るため、熱設計が容易となる。さらに回路に流れる電流が正弦波状になるため、発生するノイズも小さい。 Further, in the present embodiment, an inductor L1 and a capacitor C9 are provided between the connection point P1 and the primary coil NP1, and an inductor L2 and a capacitor C10 are provided between the connection point P3 and the primary coil NP2. An inductor L3 and a capacitor C12 are provided between the secondary coil NS and the secondary bridge circuit 40 . As a result, in the bidirectional power conversion operation, it is possible to prevent biased magnetization of the transformer caused by variations in the switch elements and the drive circuit without special control or addition of parts. In addition, since all the elements on the primary side and the secondary side can be soft-switched, thermal design is facilitated. Furthermore, since the current flowing through the circuit is sinusoidal, the noise generated is also small.

また、本実施の形態では、一次側から二次側に電力変換を行う際に、一次側のスイッチ素子(4つのスイッチ素子Q1~Q4)に対してZVS(ゼロボルトスイッチング)が行われる。さらに、二次側のスイッチ素子(4つのスイッチ素子Q5~Q8)に対してZVS(ゼロボルトスイッチング)とZCS(ゼロカレントスイッチング)が行われる。これにより、効率を高めることができる。 Further, in the present embodiment, ZVS (zero volt switching) is performed on the switch elements (four switch elements Q1 to Q4) on the primary side when performing power conversion from the primary side to the secondary side. Furthermore, ZVS (zero voltage switching) and ZCS (zero current switching) are performed for the switch elements (four switch elements Q5 to Q8) on the secondary side. This can improve efficiency.

また、本実施の形態では、二次側ブリッジ回路40が4つのスイッチ素子Q5~Q8を含むフルブリッジ回路となっている。これにより、素子耐圧を低く抑えることが出来る。また、フルブリッジ回路の素子を同期整流動作させることにより、導通損を減らし、高効率を得ることができる。 Further, in this embodiment, the secondary side bridge circuit 40 is a full bridge circuit including four switch elements Q5 to Q8. As a result, the device withstand voltage can be kept low. Further, by synchronously rectifying the elements of the full bridge circuit, conduction loss can be reduced and high efficiency can be obtained.

また、本実施の形態では、二次側から一次側に電力変換を行う際に、二次側のスイッチ素子(4つのスイッチ素子Q5~Q8)に対してZVS(ゼロボルトスイッチング)とZCS(ゼロカレントスイッチング)が行われる。これにより、効率を高めることができる。 In addition, in the present embodiment, when performing power conversion from the secondary side to the primary side, ZVS (zero voltage switching) and ZCS (zero current switching) is performed. This can improve efficiency.

<2.変形例>
次に、上記実施の形態に係るDC-DCコンバータ1の変形例について説明する。
<2. Variation>
Next, a modification of the DC-DC converter 1 according to the above embodiment will be described.

[変形例A]
上記実施の形態では、2つの一次側コイルNP1,NP2および1つの二次側コイルNSが共通の磁心CRに巻かれていた。しかし、上記実施の形態において、トランス10が、例えば、図10に示したように、磁心CRの代わりに、スイッチ素子SWがオフすることによって分離されるコイル部(ここでは一次コイルNP1、一次コイルNP2)ごとに1つずつ別体で設けられた2つの磁心CR1,CR2を有していてもよい。
[Modification A]
In the above embodiment, two primary coils NP1, NP2 and one secondary coil NS are wound around a common magnetic core CR. However, in the above-described embodiment, the transformer 10, for example, as shown in FIG. It may also have two separate cores CR1, CR2, one for each NP2).

この場合には、トランス10は、二次側コイルNSの代わりに、互いに直列に接続された2つの二次側コイルNS1,NS2を有しており、磁心CR1には、一次側コイルNP1および二次側コイルNS1が巻かれ、磁心CR2には、一次側コイルNP2および二次側コイルNS2が巻かれる。このようにした場合には、磁心CRに2つの一次側コイルNP1,NP2および1つの二次側コイルNSを巻いた場合と比べて、個々の磁心CR1,CR2に巻かれる巻線の量を、少なくすることができる。その結果、トランス10の放熱性を高めることができる。 In this case, the transformer 10 has two secondary coils NS1 and NS2 connected in series instead of the secondary coil NS. A secondary coil NS1 is wound, and a primary coil NP2 and a secondary coil NS2 are wound around a magnetic core CR2. In this case, compared to the case where two primary coils NP1, NP2 and one secondary coil NS are wound around the magnetic core CR, the amount of winding wound around each magnetic core CR1, CR2 is reduced to can be reduced. As a result, the heat dissipation of the transformer 10 can be enhanced.

[変形例B]
上記実施の形態および変形例Aでは、一次側ブリッジ回路20において、4つの整流素子のうち2つがFETで構成され、残りの2つがダイオードで構成されていた。さらに、一次側ブリッジ回路30においても、4つの整流素子のうち2つがFETで構成され、残りの2つがダイオードで構成されていた。しかし、上記実施の形態および変形例Aにおいて、例えば、図11、図12に示したように、一次側ブリッジ回路20,30において、4つの整流素子全てがFETで構成されていてもよい。このようにした場合には、同期整流により、導通損を低減できるため、効率を高めることができる。
[Modification B]
In the above-described embodiment and modification A, two of the four rectifying elements in the primary bridge circuit 20 are FETs, and the remaining two are diodes. Furthermore, in the primary side bridge circuit 30 as well, two of the four rectifying elements are composed of FETs, and the remaining two are composed of diodes. However, in the above embodiment and modification A, for example, as shown in FIGS. 11 and 12, in the primary side bridge circuits 20 and 30, all four rectifying elements may be FETs. In this case, the conduction loss can be reduced by synchronous rectification, so efficiency can be improved.

[変形例C]
上記実施の形態および変形例A,Bでは、一次側コイルを継断するスイッチ素子SWが1つだけ設けられていた。しかし、上記実施の形態および変形例A,Bにおいて、例えば、図13、図14に示したように、1次側コイルを継断するスイッチ素子SWが2以上設けられていてもよい。このようにした場合には、充電時のトランス10の巻線比と、放電時のトランス10の巻線比とを大きく変更することができる。
[Modification C]
In the above-described embodiment and modifications A and B, only one switch element SW for switching the primary coil is provided. However, in the embodiment and modifications A and B described above, for example, as shown in FIGS. 13 and 14, two or more switch elements SW for switching the primary coil may be provided. In this case, the winding ratio of the transformer 10 during charging and the winding ratio of the transformer 10 during discharging can be greatly changed.

1…DC-DCコンバータ、10…トランス、20,30…一次側ブリッジ回路、40…二次側ブリッジ回路、50…制御回路、C1,C2,C3,C4,C5,C6,C7,C8,C9,C10,C11,C12,C13,C14,C15,C16,C17,C18…キャパシタ、CR,CR1,CR2,CR3…磁心、D1,D2,D3,D4…ダイオード、L1,L2,L3,L4…インダクタ、NP,NP1,NP2,NP3…一次側コイル、NS,NS1,NS2,NS3…二次側コイル、P1,P2,P3,P4,P5,P6…接続点、Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6,Q7,Q8,SW,SW1,SW2…スイッチ素子。

Reference Signs List 1 DC-DC converter 10 transformer 20, 30 primary bridge circuit 40 secondary bridge circuit 50 control circuit C1, C2, C3, C4, C5, C6, C7, C8, C9 , C10, C11, C12, C13, C14, C15, C16, C17, C18... Capacitors CR, CR1, CR2, CR3... Magnetic cores D1, D2, D3, D4... Diodes L1, L2, L3, L4... Inductors , NP, NP1, NP2, NP3... primary side coils, NS, NS1, NS2, NS3... secondary side coils, P1, P2, P3, P4, P5, P6... connection points, Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 , Q6, Q7, Q8, SW, SW1, SW2 . . . switch elements.

Claims (10)

複数の一次側コイルおよび1または複数の二次側コイルを有するトランスと、
前記複数の一次側コイルに直列接続され、前記複数の一次側コイルの直列接続と分離を制御する1または複数のスイッチ素子と、
前記複数の一次側コイルにおいて、前記1または複数のスイッチ素子がオフすることによって分離されるコイル部ごとに設けられた複数の一次側ブリッジ回路と、
前記1または複数の二次側コイルに接続された二次側ブリッジ回路と、
前記1または複数のスイッチ素子、前記複数の一次側ブリッジ回路および前記二次側ブリッジ回路のスイッチングを制御することにより、双方向の電力変換を可能にする制御回路と
を備えた
スイッチング電源装置。
a transformer having a plurality of primary coils and one or more secondary coils;
one or more switch elements connected in series to the plurality of primary coils and controlling serial connection and isolation of the plurality of primary coils;
a plurality of primary side bridge circuits provided for each coil portion separated by turning off the one or more switch elements in the plurality of primary side coils;
a secondary bridge circuit connected to the one or more secondary coils;
A switching power supply device comprising: a control circuit that enables bidirectional power conversion by controlling switching of the one or more switch elements, the plurality of primary side bridge circuits, and the secondary side bridge circuit.
各前記一次側ブリッジ回路は、4つのスイッチ素子を含み、
前記4つのスイッチ素子のうち2つの第1スイッチ素子の間の第1接続点が、対応する前記コイル部の一端に接続され、前記4つのスイッチ素子のうち2つの第2スイッチ素子の間の第2接続点が、対応する前記コイル部の他端に接続されている
請求項1に記載のスイッチング電源装置。
each said primary side bridge circuit includes four switch elements,
A first connection point between two first switch elements among the four switch elements is connected to one end of the corresponding coil portion, and a first connection point between two second switch elements among the four switch elements is connected to one end of the corresponding coil portion. 2. The switching power supply device according to claim 1, wherein two connection points are connected to the other ends of the corresponding coil portions.
各前記一次側ブリッジ回路において、各前記第1スイッチ素子および各前記第2スイッチ素子がFETで構成されている
請求項2に記載のスイッチング電源装置。
3. The switching power supply device according to claim 2, wherein in each of the primary side bridge circuits, each of the first switch elements and each of the second switch elements is composed of FETs.
各前記一次側ブリッジ回路において、各前記第1スイッチ素子がFETで構成され、各前記第2スイッチ素子がダイオードで構成されている
請求項2に記載のスイッチング電源装置。
3. The switching power supply device according to claim 2, wherein in each of said primary side bridge circuits, each of said first switch elements is composed of an FET, and each of said second switch elements is composed of a diode.
前記トランスは、前記複数の一次側コイルおよび前記1または複数の二次側コイルが巻かれた磁心を更に有する
請求項1から請求項4のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
The switching power supply device according to any one of claims 1 to 4, wherein the transformer further has a magnetic core around which the plurality of primary coils and the one or more secondary coils are wound.
前記トランスは、前記コイル部ごとに1つずつ別体で設けられた複数の磁心を更に有する
請求項1から請求項4のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
The switching power supply device according to any one of claims 1 to 4, wherein the transformer further includes a plurality of magnetic cores provided separately for each of the coil portions.
前記第1接続点と前記コイル部との間に設けられた第1インダクタおよび第1キャパシタと、
前記二次側コイルと前記二次側ブリッジ回路との間に設けられた第2インダクタおよび第2キャパシタと
を更に備えた
請求項2から請求項4のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
a first inductor and a first capacitor provided between the first connection point and the coil;
The switching power supply device according to any one of claims 2 to 4, further comprising a second inductor and a second capacitor provided between the secondary coil and the secondary bridge circuit.
前記二次側ブリッジ回路は、4つの整流素子を含み、
前記4つの整流素子のうち2つの第1整流素子の間の第1接続点が、1つの前記二次側コイルまたは互いに直列接続された複数の前記二次側コイルの一端に接続され、前記4つの整流素子のうち2つの第2整流素子の間の第2接続点が、1つの前記二次側コイルまたは互いに直列接続された複数の前記二次側コイルの他端に接続されている
請求項1に記載のスイッチング電源装置。
The secondary bridge circuit includes four rectifying elements,
A first connection point between two first rectifying elements among the four rectifying elements is connected to one end of one of the secondary coils or a plurality of the secondary coils connected in series with each other, and the four A second connection point between two second rectifying elements among the two rectifying elements is connected to the other end of one of the secondary coils or a plurality of the secondary coils connected in series with each other. 2. The switching power supply device according to 1.
前記制御回路は、一次側から二次側に電力変換を行う際に、前記4つのスイッチ素子に対してゼロボルトスイッチングを行い、さらに、前記4つの整流素子に対してゼロボルトスイッチングとゼロカレントスイッチングとを行う
請求項8に記載のスイッチング電源装置。
The control circuit performs zero-volt switching on the four switch elements when performing power conversion from the primary side to the secondary side, and further performs zero-volt switching and zero-current switching on the four rectifying elements. The switching power supply device according to claim 8.
前記制御回路は、二次側から一次側に電力変換を行う際に、前記4つの整流素子に対してゼロボルトスイッチングを行い、さらに、前記4つのスイッチ素子に対してゼロボルトスイッチングとゼロカレントスイッチングとを行う
請求項8に記載のスイッチング電源装置。
The control circuit performs zero-volt switching on the four rectifying elements when performing power conversion from the secondary side to the primary side, and further performs zero-volt switching and zero-current switching on the four switching elements. The switching power supply device according to claim 8.
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