JP2008066321A - レーザダイオード駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】オーバーシュートの影響を抑えて駆動電流を精度よく制御できるレーザダイオード駆動回路を提供する。
【解決手段】レーザダイオード駆動回路１は、光量信号Ｓｍｏｎのピークレベルを示すピークレベル信号Ｓｐ_１を生成するピーク検出部６と、送信信号ＴＸに含まれるビットパターンに基づいてピークレベル信号Ｓｐ_２を補正する信号補正部１０とを備える。信号補正部１０の経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）それぞれは、送信信号ＴＸのパターンと各経路毎に異なる所定パターンとが一致した場合に或る時間幅の信号Ｓ_１を出力する相関器１１と、ローパスフィルタ１２と、ローパスフィルタ１２の後段に設けられ、各経路毎に設定された重みを乗じて補正信号Ｓ_３を生成する補正信号生成部１３とを含む。信号補正部１０は、各経路からの補正信号Ｓ_３をピークレベル信号Ｓｐ_２から減算する減算部１７を有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、レーザダイオード駆動回路に関するものである。

レーザダイオードから出力される信号光の強度および消光比を安定化するために、モニタ用フォトダイオードからの光電流に基づいて駆動電流量を制御するレーザダイオード駆動回路が知られている。例えば、特許文献１〜４に開示された回路は、モニタ用フォトダイオードからの光電流をＩ／Ｖ変換して電圧信号を生成したのち、ピークホールド回路によってピークレベルを検出し、該ピークレベルが所定値になるように駆動電流（変調電流）の振幅を制御している。

特開２０００−２６９８９７号公報 特開２０００−３３２３４４号公報 特開平６−１６４０４９号公報 特開平９−２８３８４８号公報

光電流に基づく電圧信号においては、ローレベルが続いた後にハイレベルに遷移する際に、オーバーシュート／アンダーシュートが生じることがある。このような現象が生じると、ピークホールド回路は、オーバーシュートによって上昇した電圧値をピークレベルとして保持してしまう。従って、ピークレベルを検出して駆動電流を制御する回路では、本来のピークレベルに基づいて駆動電流を精度よく制御することが難しい。

本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、オーバーシュートの影響を抑えて駆動電流を精度よく制御できるレーザダイオード駆動回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明のレーザダイオード駆動回路は、送信信号に応じた駆動電流をレーザダイオードへ供給して信号光を生成させ、信号光を検出するフォトダイオードからの光量信号に基づいて駆動電流を制御するレーザダイオード駆動回路であって、光量信号のピークレベルを示すピークレベル信号を生成するピーク検出部と、送信信号に含まれるビットパターンに基づいてピークレベル信号を補正する信号補正部と、信号補正部の出力に基づいて駆動電流をレーザダイオードへ供給する駆動電流生成部とを備え、信号補正部が、送信信号を受けて複数の補正信号を生成する複数の経路を有し、複数の経路それぞれが、送信信号のビットパターンと各経路毎に異なる所定パターンとが一致した場合にパルスを出力する相関器と、相関器の後段に設けられたローパスフィルタと、ローパスフィルタからの出力信号に対し、各経路毎に設定された重みを乗じて各補正信号を生成する補正信号生成部とを含み、信号補正部が、各経路からの各補正信号をピークレベル信号から減算することによりピークレベル信号を補正する減算部を更に有することを特徴とする。

上記したレーザダイオード駆動回路において、信号補正部の各経路に送信信号が入力されると、各経路の相関器が、送信信号に含まれるビットパターンから、各経路毎に異なる所定パターンを検出する。なお、この所定パターンは、例えば“０１”や“００１”といった特定のビット列として各経路毎に予め定められている。そして、該所定パターンが検出される毎に、各相関器から或る時間幅のパルスが出力される。パルスは、相関器の後段に設けられたローパスフィルタによって時間的に平均化される。すなわち、所定パターンの検出頻度が高い経路ほど、ローパスフィルタからの出力信号レベルが大きくなるしくみになっている。ローパスフィルタからの出力信号には、各経路毎に設定された（すなわち、各所定パターンに応じて設定された）重みが補正信号生成部において乗ぜられる。そして、各経路の補正信号生成部からの出力信号（補正信号）が、ピークレベル信号からそれぞれ減算される。駆動電流生成部は、減算後のピークレベル信号に基づいて駆動電流を生成する。

前述の［発明が解決しようとする課題］欄で述べたオーバーシュートは、例えばハイレベルの直前にローレベルが長く続くほどハイレベル遷移時のオーバーシュートが高くなるというように、送信信号に含まれるビットパターンに依存する傾向がある。上記したレーザダイオード駆動回路においては、送信信号に含まれるビットパターンの出現頻度に、各ビットパターンに応じた重み付けがなされ、補正信号が生成されている。そして、各経路の補正信号がピークレベル信号から減算されることにより、ピークレベル信号の補正がなされる。従って、上記したレーザダイオード駆動回路によれば、ピークレベル信号に含まれるオーバーシュートの影響分を高い精度で除去できるので、オーバーシュートの影響を効果的に抑え、駆動電流を精度よく制御できる。

また、レーザダイオード駆動回路は、温度センサを更に備え、複数の経路のうち少なくとも一つの経路における補正信号生成部が、ローパスフィルタからの出力信号に対し、温度センサからの出力信号を更に乗じて補正信号を生成することを特徴としてもよい。光量信号に含まれるオーバーシュートの大きさは、フォトダイオードやレーザダイオード駆動回路の周囲温度にも依存する場合がある。このレーザダイオード駆動回路によれば、このような場合であってもオーバーシュートの影響を効果的に抑え、駆動電流を精度よく制御できる。

また、レーザダイオード駆動回路は、フォトダイオードからの光電流の平均的な大きさを示す信号を生成する光電流量検出部を更に備え、複数の経路のうち少なくとも一つの経路における補正信号生成部が、ローパスフィルタからの出力信号に対し、光電流量検出部からの出力信号を更に乗じて補正信号を生成することを特徴としてもよい。光量信号に含まれるオーバーシュートの大きさは、フォトダイオードからの光電流の大きさに依存する傾向がある。このレーザダイオード駆動回路によれば、オーバーシュートの影響をより効果的に抑えることができる。

また、レーザダイオード駆動回路は、駆動電流の平均的な大きさを示す信号を生成する駆動電流量検出部を更に備え、複数の経路のうち少なくとも一つの経路における補正信号生成部が、ローパスフィルタからの出力信号に対し、駆動電流量検出部からの出力信号を更に乗じて補正信号を生成することを特徴としてもよい。上記したオーバーシュートに加え、レーザダイオードへの駆動電流からの回り込みノイズが光量信号に更に重畳されるような場合がある。この回り込みノイズの大きさは、駆動電流の大きさに依存する。従って、このレーザダイオード駆動回路によれば、駆動電流からの回り込みノイズの影響を効果的に抑え、駆動電流を更に精度よく制御できる。

また、レーザダイオード駆動回路は、ピーク検出部の後段に設けられた第２のローパスフィルタを更に備えることを特徴としてもよい。これによって、より安定したピークレベル信号を生成できる。

本発明のレーザダイオード駆動回路によれば、オーバーシュートの影響を抑えて駆動電流を精度よく制御できる。

以下、図面を参照しつつ本発明に係るレーザダイオード駆動回路の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明によるレーザダイオード駆動回路の一実施形態として、レーザダイオード駆動回路１の構成を示すブロック図である。同図に示すレーザダイオード駆動回路（以下、ＬＤ駆動回路とする）１は、光モジュール２とともに光送信器を構成する。光モジュール２は、信号光Ｐを生成するレーザダイオード（以下ＬＤとする）２１と、ＬＤ２１からの信号光Ｐを検出するフォトダイオード（以下ＰＤとする）２２とを有する。ＬＤ２１は、外部からの送信信号ＴＸに応じた変調電流Ｉｍｏｄと定常的なバイアス電流Ｉｂｉａｓとを含む駆動電流ＩｄをＬＤ駆動回路１から受け、駆動電流Ｉｄに応じたレーザ光である信号光Ｐを生成する。

ＬＤ２１の出力特性は、温度により大きく変動する。すなわち、ＬＤ２１の素子温度が高くなると、レーザ発振の閾値電流値が大きくなり、そのスロープ効率も小さくなるため、所定の光出力を得るためにはより大きな駆動電流が必要となる。従って、温度に依らず信号光強度及び消光比を一定に保つためには、バイアス電流Ｉｂｉａｓ及び変調電流Ｉｍｏｄを温度に応じて制御する必要がある。そこで、ＬＤ駆動回路１は、送信信号ＴＸに応じた駆動電流ＩｄをＬＤ２１へ供給し、その時の光出力をＰＤ２２で検知し、ＰＤ２２の出力Ｉｍｏｎに基づいて、駆動電流Ｉｄ（すなわち、バイアス電流Ｉｂｉａｓ及び変調電流Ｉｍｏｄを制御することで、ＬＤ２１の有する温度特性を補償する必要がある。

本実施形態のＬＤ駆動回路１は、駆動電流生成部３、電流電圧変換部４、光電流量検出部５、ピーク検出部６、ローパスフィルタ７、誤差増幅器８及び９、並びに信号補正部１０を備える。

駆動電流生成部３は、送信信号ＴＸに応じて変調された駆動電流ＩｄをＬＤ２１へ供給する。駆動電流生成部３は、バイアス電流源３１及び変調電流源３２を有する。バイアス電流源３１は、バイアス電流Ｉｂｉａｓを生成する。バイアス電流源３１は、誤差増幅器８から受けたバイアス制御信号Ｓｂに応じたバイアス電流Ｉｂｉａｓを生成する。

変調電流源３２は、送信信号ＴＸに応じた変調電流Ｉｍｏｄを生成する。変調電流源３２は、誤差増幅器９から受けた振幅制御信号Ｓｍに応じた変調電流Ｉｍｏｄを生成する。

なお、本実施形態においてはＬＤ２１のカソードと接地４１との間にバイアス電流源３１が接続されているが、このバイアス電流源３１は、ＬＤ２１のアノードと電源４３との間に接続されてもよい。

電流電圧変換部４は、ＰＤ２２からの光電流Ｉｍｏｎを電圧信号である光量信号Ｓｍｏｎに変換する。電流電圧変換部４は、いわゆるトランスインピーダンスアンプか、またはハイインピーダンスアンプとすることができる。電流電圧変換部４は、ＰＤ２２のアノードに接続しＰＤ２２から光電流Ｉｍｏｎを受けこれを変換し、光量信号Ｓｍｏｎとしてピーク検出部６に出力する。

ピーク検出部６は、電流電圧変換部４の後段に設けられ、光量信号Ｓｍｏｎのピークレベルを示すピークレベル信号Ｓｐ_１を生成する。すなわち、ピーク検出部６の出力（ピークレベル信号Ｓｐ_１）は、光量信号Ｓｍｏｎが立ち上がるときにはこれに高速に追随するが、立ち下がるときには遅い時定数で応答する。ピーク検出部６は、ローパスフィルタ７へこのピークレベル信号Ｓｐ_１を出力する。

ここで、図２は、ピーク検出部６の具体的な構成例を示す回路図である。ピーク検出部６は、入力された光量信号Ｓｍｏｎの直流成分を除去するためのコンデンサ６１と、光量信号Ｓｍｏｎの逆相信号Ｓｆ_１及び同相信号Ｓｆ_２を生成する差動回路６２と、逆相信号Ｓｆ_１及び同相信号Ｓｆ_２のアナログ和を演算する加算部６３とを有する。

加算部６３は、トランジスタ６３ａ及び６３ｂを含む２つのエミッタホロワ回路によって構成され、この２つのトランジスタ（６３ａ、６３ｂ）のエミッタが互いに短絡されている。具体的には、トランジスタ６３ａ，６３ｂのコレクタは電源６４に、エミッタは互いに接続され且つピーク検出部６の出力となる。また、各エミッタは、抵抗素子６３ｃを介して接地されている。トランジスタ６３ａは逆相信号Ｓｆ_１を受け、トランジスタ６３ｂは同相信号Ｓｆ_２を受ける。この構成により、ピーク検出部６の出力には、逆相信号Ｓｆ_１及び同相信号Ｓｆ_２のうち電圧値が高い側の信号が選択的に現れる。

なお、ピーク検出部６の出力（ピークレベル信号Ｓｐ_１）が光量信号Ｓｍｏｎに応じて揺らぐような場合には、図２に示すように、加算部６３のトランジスタ（６３ａ、６３ｂ）のエミッタをコンデンサＣにより接地してもよい。これによって、より安定したピークレベル信号Ｓｐ_１を生成できる。また、ピーク検出部６は、図２に示した構成以外にも、例えばエミッタホロワトランジスタのエミッタをコンデンサで接地するのみの構成など様々な回路を適用できるが、図２に示した構成によれば、ローレベルが長く続く信号に対してもピークレベルを正確に保持できる利点がある。

再び図１を参照する。ローパスフィルタ７は、本実施形態における第２のローパスフィルタである。ローパスフィルタ７は、ピーク検出部６の後段に設けられ、ピークレベル信号Ｓｐ_１を平均化し、平均化されたピークレベル信号Ｓｐ_２を減算部１７へ出力する。なお、前述のピーク検出部６にはローパスフィルタを内蔵しているものもあり、そのローパスフィルタの時定数が十分遅ければ、その内蔵ローパスフィルタを用いることができる。また、内蔵ローパスフィルタの時定数が不十分であれば、その時定数よりも長い時定数を有するローパスフィルタ７をピーク検出部６の後段に付加するとよい。

光電流量検出部５は、光電流Ｉｍｏｎの平均的な大きさを示す信号Ｓｉを生成する。光電流量検出部５は、例えば、ＰＤ２２のカソードと電源４３との間に接続された抵抗素子と、ＰＤ２２のカソードと接地４１との間に接続されたコンデンサとを有し、抵抗素子の両端電圧を検出することにより、信号Ｓｉを誤差増幅器８および信号補正部１０に出力する。

誤差増幅器８の非反転入力端には、光電流Ｉｍｏｎの目標値に相当する目標信号Ｓｂ_０が入力される。そして、誤差増幅器８は、光電流量検出部５からの出力信号Ｓｉと目標信号Ｓｂ_０との差をバイアス制御信号Ｓｂとしてバイアス電流源３１へ出力する。従って、バイアス電流源３１においては、光電流Ｉｍｏｎが目標信号Ｓｂ_０に応じた値に近づくように、バイアス電流Ｉｂｉａｓが調整される。なお、目標信号Ｓｂ_０としては、温度変化等によらずＬＤ２１の発光量が一定となるような適切な信号が入力される。

信号補正部１０は、送信信号ＴＸに含まれるビットパターンに基づいて、ピークレベル信号Ｓｐ_２を補正する。信号補正部１０は、ｎ本（ｎ≧２）の経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）を有する。経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）は、送信信号ＴＸを受けて補正信号Ｓ_３を各々生成する。

経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）のそれぞれは、相関器１１、ローパスフィルタ１２、及び補正信号生成部１３を含んでいる。相関器１１は、送信信号ＴＸを入力し、送信信号ＴＸのビットパターンと、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）毎に異なる所定パターンとが一致した場合に、或る時間幅の信号Ｓ_１を出力する。なお、この所定パターンは、例えば“０１”や“００１”といった特定のビット列として各経路毎に予め定められている。このような相関器１１としては、一般的な相関器のほか、整合フィルタ（マッチトフィルタ）を適用してもよい。

ここで、図３は、相関器１１の機能を説明するための図である。図３（ａ）は、一例として、相関器１１に設定された所定パターンが“０１”である場合（すなわち、ローレベルの次にハイレベルとなる場合）における、送信信号ＴＸのビットパターンに対する信号Ｓ_１のタイミングを示している。また、図３（ｂ）は、他の例として、相関器１１の所定パターンが“００１”である場合（すなわち、２つのローレベルが連続した直後にハイレベルとなる場合）における、送信信号ＴＸのビットパターンに対する信号Ｓ_１のタイミングを示している。図３（ａ）では、送信信号ＴＸに所定パターン“０１”が含まれる毎に、或る時間幅のパルスが送信信号ＴＸのローレベルからハイレベルへの遷移に同期して生成されている。また、図３（ｂ）では、送信信号ＴＸに所定パターン“００１”が含まれる毎に、或る時間幅のパルスが送信信号ＴＸのローレベルからハイレベルへの遷移に同期して生成されている。このように、各相関器１１は、送信信号ＴＸに含まれるビットパターンから、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）毎に異なる所定パターンを検出する。そして、各相関器１１は、所定パターンが検出される毎にパルスを出力する。

ローパスフィルタ１２は、各相関器１１の後段に設けられ、各相関器１１から出力された信号Ｓ_１を平均化する。すなわち、ローパスフィルタ１２は、例えば図３に示したような信号Ｓ_１を時間的に平均化することにより、信号Ｓ_１中のパルスの出現頻度に応じた値を有する頻度相当信号Ｓ_２を生成する。この頻度相当信号Ｓ_２の値は、送信信号ＴＸにおける、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）それぞれに設定された所定パターンの発生頻度を表すこととなる。そして、所定パターンの発生頻度が高い経路ほど、頻度相当信号Ｓ_２の値が大きくなる。

なお、ローパスフィルタ１２の時定数は、ピーク検出部６の立ち下がり応答時定数とローパスフィルタ７の時定数とを合成した時定数と略同じ値に設定されることが好ましい。

補正信号生成部１３は、ローパスフィルタ１２から頻度相当信号Ｓ_２を受け、頻度相当信号Ｓ_２に対して各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）毎に設定された（すなわち、各所定パターンに応じて設定された）重みを乗じることによって補正信号Ｓ_３を生成する。本実施形態の補正信号生成部１３は、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）毎に設定された所定の重みを頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる重み付け部１４と、光電流Ｉｍｏｎの平均値に対応する信号Ｓｉ（またはその相当信号でもよい）を頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる乗算部１５とを含んで構成されている。

重み付け部１４においては、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）毎に設定される所定の重みが調整可能であることが好ましい。重み付け部１４や乗算部１５の具体的な回路構成としては、例えばアナログ乗算器でもよく、或いは利得可変増幅器でもよい。

信号補正部１０は、上記構成に加え、更に（ｎ−１）個の加算部１６と、減算部１７とを有する。加算部１６は、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）の補正信号生成部１３の後段に設けられており、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）によって生成された補正信号Ｓ_３の総和を演算し、この総和を示す信号Ｓｓｕｍを生成する。信号Ｓｓｕｍは、加算部１６の後段に設けられた減算部１７へ送られる。

減算部１７は、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）からの補正信号Ｓ_３の総和Ｓｓｕｍをピークレベル信号Ｓｐ_２から減算してピークレベル信号Ｓｐ_２を補正する。すなわち、ローパスフィルタ７から出力されたピークレベル信号Ｓｐ_２と、加算部１６から出力された信号Ｓｓｕｍとを入力し、ピークレベル信号Ｓｐ_２から信号Ｓｓｕｍを減算して補正後のピークレベル信号Ｓｐ_３を生成する。

誤差増幅器９の反転入力端には、この補正後のピークレベル信号Ｓｐ_３が入力される。また、誤差増幅器９の非反転入力端には、ピークレベル信号Ｓｐ_３の目標値に相当する目標ピーク信号Ｓｐ_０が入力される。そして、誤差増幅器９は、補正後のピークレベル信号Ｓｐ_３と目標ピーク信号Ｓｐ_０との差を振幅制御信号Ｓｍとして変調電流源３２へ出力する。従って、変調電流源３２においては、ピークレベル信号Ｓｐ_３が目標ピーク信号Ｓｐ_０に近づくように、変調電流Ｉｍｏｄが調整される。こうして、駆動電流生成部３は、ピークレベル信号Ｓｐ_３に基づく駆動電流Ｉｄを生成する。なお、目標ピーク信号Ｓｐ_０としては、温度変化等によらずＬＤ２１の消光比が一定となるように適切な値が入力される。

ここで、信号補正部１０の重み付け部１４における重み決定方法の一例について説明する。なお、以下の説明は、ＬＤ２１の緩和振動によるオーバーシュートが顕著に発生する場合を例に説明する。

ＬＤ２１の緩和振動によるオーバーシュートは、ローレベルからハイレベルへの遷移時に発生する。いま、仮に、ローレベルが２ビット連続した後にハイレベルへ遷移するパターンでのオーバーシュートが、１ビットだけのローレベルの後にハイレベルへ遷移するパターンでのオーバーシュートよりも大きいとする。この例では、信号補正部１０が２つの経路Ｐａ（１），Ｐａ（２）を有し、経路Ｐａ（１）における相関器１１の所定パターンが“０１”であり、経路Ｐａ（２）における相関器１１の所定パターンが“００１”であるとする。

今、説明のため、“０１”というパターンが発生する頻度をＸ_１とし、“００１”というパターンが発生する頻度をＸ_２とする。なお、パターン“００１”にはパターン“０１”が含まれているので、１ビットだけのローレベルの後にハイレベルへ遷移するパターンの発生頻度は（Ｘ_１−Ｘ_２）となる。

オーバーシュートによるピークレベル信号Ｓｐ_２（またはＳｐ_１）への影響分は、一次近似を行うと、以下の式（１）のように表すことができる。なお、式（１）において、Ｖｐはピークレベル信号Ｓｐ_２（またはＳｐ_１）であり、Ｖｐ_０は真のピーク値であり、Ａ，Ｂは係数である。

係数Ａ，Ｂは、例えば次のようにして求めることができる。まず、ＬＤ駆動回路１のフィードバックを切る。すなわち、バイアス制御信号Ｓｂのバイアス電流源３１への提供、及び振幅制御信号Ｓｍの変調電流源３２への提供を停止する。次に、一定の周囲温度のもとで、１００ビット連続“１”（すなわちハイレベル）と、１００ビット連続“０”（すなわちローレベル）とを交互に繰り返す送信信号ＴＸを入力する。そして、バイアス電流Ｉｂｉａｓ及び変調電流Ｉｍｏｄが望ましい大きさとなるように外部から調整したうえで、ピークレベル信号Ｓｐ_２（Ｖｐ）を計測する。このときの値をＶｐ（１００）とする。この場合、Ｘ_１＝Ｘ_２＝２００なので、上記した式（１）より、次式（２）が成り立つ。

続いて、送信信号ＴＸを、２ビット連続“１”と、２ビット連続“０”とを交互に繰り返すパターン“１１００１１００…”に変更し、ピークレベル信号Ｓｐ_２（Ｖｐ）を計測する。このときの値をＶｐ（００１１）とする。この場合、Ｘ_１＝Ｘ_２＝４なので、上記した式（１）より、次式（３）が成り立つ。

上式（２）及び（３）から未知のＶｐ_０を消去することにより、Ｂを求めることができる。

続いて、送信信号ＴＸのビットパターンを、１ビットのみ“１”と、１ビットのみ“０”とを交互に繰り返すパターン“１０１０…”に変更し、ピークレベル信号Ｓｐ_２（Ｖｐ）を計測する。このときの値をＶｐ（０１０１）とする。この場合、Ｘ_１＝２、Ｘ_２＝０なので、上記した式（１）より、次式（４）が成り立つ。

既に求めたＢと式（２）（または式（３））からＶｐ_０を求め、式（４）からＡを求めることができる。

なお、上記説明においては、計算の簡略化のため、ピークレベル信号Ｓｐ_２と変調電流Ｉｍｏｄとが比例するものと仮定している。

以上のようにして求めたＡ，Ｂを、重み付け部１４の重みとして設定する。すなわち、式（１）は次の式（５）のように表すことができるので、

パターン“０１”が発生する頻度Ｘ_１の係数Ａを経路Ｐａ（１）における重みとし、パターン“００１”が発生する頻度Ｘ_２の係数（Ａ−Ｂ）を経路Ｐａ（２）における重みとする。これにより、ピークレベル信号Ｓｐ_２（またはＳｐ_１）に含まれるオーバーシュートによる影響を、補正信号Ｓ_３の和（信号Ｓｓｕｍ）として精度よく推定することができる。

本実施形態のＬＤ駆動回路１の効果について説明する。図４は、光量信号Ｓｍｏｎに生じるオーバーシュートの典型例を示すグラフである。図４に示す波形では、ローレベルが１ビットのみ生じた後のオーバーシュートｐｋ１よりも、ローレベルが複数ビット連続した後のオーバーシュートｐｋ２の方が大きくなっている。このように、光量信号Ｓｍｏｎに生じるオーバーシュートは、送信信号ＴＸのビットパターンに依存する。本実施形態のＬＤ駆動回路１においては、送信信号ＴＸに含まれる特定のパターンの出現頻度に、各パターンでのオーバーシュートの度合いを考慮した重み付けがなされ、補正信号Ｓ_３が生成されている。そして、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）の補正信号Ｓ_３がピークレベル信号Ｓｐ_２から減算されることにより、ピークレベル信号Ｓｐ_２の補正がなされる。従って、本実施形態のＬＤ駆動回路１によれば、ピークレベル信号Ｓｐ_２に含まれるオーバーシュートの影響分を高い精度で除去できるので、駆動電流Ｉｄを精度よく制御できる。

また、本実施形態のように、補正信号生成部１３は、ローパスフィルタ１２からの出力信号（頻度相当信号Ｓ_２）に対し、光電流量検出部５からの出力信号Ｓｉ（またはその相当信号）を更に乗じて補正信号Ｓ_３を生成することが好ましい。光量信号Ｓｍｏｎに生じるオーバーシュートの大きさは、ＰＤ２２の光電流Ｉｍｏｎの大きさに依存する。つまり、光電流Ｉｍｏｎの電流値が大きいほど、光量信号Ｓｍｏｎも大きくなり、光量信号Ｓｍｏｎに生じるオーバーシュートも大きくなる。本実施形態のＬＤ駆動回路１によれば、光電流Ｉｍｏｎの平均値Ｓｉを頻度相当信号Ｓ_２に乗じて補正信号Ｓ_３を生成することにより、オーバーシュートの影響をより効果的に抑えることができる。なお、本実施形態では、全ての経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）の頻度相当信号Ｓ_２に対して信号Ｓｉを乗じているが、複数の経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）のうち少なくとも一つの経路において頻度相当信号Ｓ_２に信号Ｓｉを乗じることにより、このような効果を得ることができる。

（第１の変形例）
続いて、上記実施形態の第１変形例について説明する。図５は、本変形例に係る補正信号生成部１８を示す回路図である。図５を参照すると、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）に設けられた補正信号生成部１８は、デュアルゲートＦＥＴ１９をそれぞれ含んでいる。デュアルゲートＦＥＴ１９の一方のゲートには、当該経路のローパスフィルタ１２から頻度相当信号Ｓ_２が入力される。また、他方のゲートには、光電流Ｉｍｏｎの平均値Ｓｉが入力される。各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）のデュアルゲートＦＥＴ１９のドレイン及びソースのうち一方は互いに短絡されており、抵抗素子４６を介して電源４５に接続され、他方は接地されている。

各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）のデュアルゲートＦＥＴ１９のドレイン−ソース間には、頻度相当信号Ｓ_２及び信号Ｓｉの積に応じた電流Ｉ_１〜Ｉ_ｎが流れる。本変形例においては、この電流Ｉ_１〜Ｉ_ｎが、補正信号Ｓ_３に相当する。そして、電流Ｉ_１〜Ｉ_ｎの合成電流が抵抗素子４６を流れるので、抵抗素子４６における電圧降下は補正信号Ｓ_３の総和（すなわち信号Ｓｓｕｍ）に相当する。抵抗素子４６の両端電圧（例えばデュアルゲートＦＥＴ１９のドレイン（またはソース）と抵抗素子４６との接続点における電位）が、減算部１７（図１参照）へ提供される。

補正信号生成部は、本変形例や上記実施形態のようなアナログ演算器による構成のほかにも、例えばデジタルプロセッサを用いることもできる。その場合、補正信号生成部とその前段のローパスフィルタとの間にＡ／Ｄコンバータを設け、補正信号生成部とその後段の減算部１７との間（或いは、減算部１７もデジタル化した場合には減算部１７と誤差増幅器９との間）にＤ／Ａコンバータを設ける。一般に光送信器に搭載できるデジタルプロセッサは高速演算可能なものは少ない。しかしながら、通信路とほぼ同じ速度で動作しなければならない相関器と異なり補正信号生成部は低速回路でよいので、低速のデジタルプロセッサでも十分、補正信号生成部を構成できる。

（第２の変形例）
図６は、第２変形例の構成を示す回路図である。なお、図６において、図１に示した実施形態と重複する部分については図示を省略している。本変形例のＬＤ駆動回路１ａは、上記実施形態の信号補正部１０に代えて信号補正部１０ａを、光電流量検出部５に代えて温度センサ４７を備える。

信号補正部１０ａは、ｎ本（ｎ≧２）の経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）を有する。経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）のそれぞれは、相関器１１、ローパスフィルタ１２、及び補正信号生成部１３ａを含んで構成されている。これらのうち、相関器１１及びローパスフィルタ１２の構成については、上記実施形態と同様なので詳細な説明を省略する。本変形例の補正信号生成部１３ａは、上記実施形態と同様に、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）毎に設定された所定の重みを頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる重み付け部１４を有する。また、補正信号生成部１３ａは、上記実施形態とは異なり、周囲温度を示す温度センサ４７からの信号Ｓｔｈを頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる乗算部１５ａを有する。信号Ｓｔｈが乗ぜられた補正信号Ｓ_４は、加算部１６によって互いに加算され、減算部１７においてピークレベル信号Ｓｐ_２から減算される。

本変形例のように、補正信号生成部は、ローパスフィルタ１２からの出力信号（頻度相当信号Ｓ_２）に対し、温度センサ４７の出力（信号Ｓｔｈ）を乗じて補正信号Ｓ_４を生成してもよい。光量信号Ｓｍｏｎに含まれるオーバーシュートは、ＰＤ２２やＬＤ駆動回路１ａの周囲温度にも依存する場合がある。本変形例のＬＤ駆動回路１ａでは、このような場合であってもオーバーシュートの影響を抑え、駆動電流Ｉｄを精度よく制御できる。なお、本変形例では、全ての経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）の頻度相当信号Ｓ_２に対して信号Ｓｔｈを乗じているが、複数の経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）のうち少なくとも一つの経路において頻度相当信号Ｓ_２に信号Ｓｔｈを乗じることにより、このような効果を得ることができる。

（第３の変形例）
図７は、第３変形例を示す回路図である。なお、図７においても、図１と構成が重複する部分を省略している。本変形例のＬＤ駆動回路１ｂは、上記実施形態の信号補正部１０に代えて信号補正部１０ｂを、光電流量検出部５に代えて駆動電流量検出部４８を備える。

駆動電流量検出部４８は、ＬＤ２１を流れる駆動電流Ｉｄを示す信号Ｓｄを生成する。駆動電流量検出部４８は、ＬＤ２１と電源４２との間に挿入されており、例えば、ＬＤ２１のアノードと電源４２との間に接続された抵抗素子、及びＬＤ２１のアノードと接地との間に接続されたコンデンサによるフィルタ回路とすることができる。駆動電流量検出部４８は、この抵抗素子の両端電圧を検出することにより、信号Ｓｄを生成する。駆動電流量検出部４８の出力Ｓｄは信号補正部１０ｂへ提供される。

信号補正部１０ｂは、ｎ本（ｎ≧２）の経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）を有する。経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）のそれぞれは、相関器１１、ローパスフィルタ１２、及び補正信号生成部１３ｂを含んでいる。これらのうち、相関器１１及びローパスフィルタ１２は、上記実施形態と同様である。本変形例の補正信号生成部１３ｂは、上記実施形態と同様に、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）毎に設定された所定の重みを頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる重み付け部１４を有する。また、補正信号生成部１３ｂは、上記実施形態とは異なり、駆動電流量検出部４８の出力Ｓｄを頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる乗算部１５ｂを有する。信号Ｓｄが乗ぜられた補正信号Ｓ_５は、加算部１６によって加算され、減算部１７においてピークレベル信号Ｓｐ_２から減算される。

光量信号Ｓｍｏｎには、オーバーシュートのみでなく、駆動電流Ｉｄからの回り込みノイズが重畳される場合がある。この回り込みノイズの大きさは、駆動電流Ｉｄの大きさに依存する。本変形例のＬＤ駆動回路１ｂによれば、駆動電流Ｉｄに応じて補正信号Ｓ_５を調整できるので、駆動電流Ｉｄを精度よく制御できる。なお、本変形例では、全ての経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）の頻度相当信号Ｓ_２に対して駆動電流量検出部４８からの出力信号Ｓｄを乗じているが、複数の経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）のうち少なくとも一つの経路において頻度相当信号Ｓ_２に信号Ｓｄを乗じることにより、このような効果を得ることができる。

（第４の変形例）
図８は、第４変形例を示す回路図である。なお、図８においても、図１と重複する部分は省略している。本変形例のＬＤ駆動回路１ｃは、信号補正部１０ｃを備える。

信号補正部１０ｃは、ｎ本（ｎ≧２）の経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）を有する。経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）のそれぞれは、相関器１１、ローパスフィルタ１２、及び補正信号生成部１３ｃを含んで構成されている。相関器１１及びローパスフィルタ１２は、上記実施形態と同様である。上記実施形態の補正信号生成部１３と相違する点は、乗算部の有無である。すなわち、本変形例の補正信号生成部１３ｃは、重み付け部１４によって構成され、光電流量や周囲温度、或いは駆動電流量に基づく信号を頻度相当信号Ｓ_２に乗じるための乗算部を含まない。そして、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）において頻度相当信号Ｓ_２に所定の重みを乗じて生成された補正信号Ｓ_６は、加算部１６によって互いに加算され、減算部１７においてピークレベル信号Ｓｐ_２から減算される。

本変形例のように、補正信号生成部は、前段のローパスフィルタからの出力信号に対し、所定の重みを乗じるのみで補正信号Ｓ_６を生成してもよい。駆動電流Ｉｄが目標値付近で制御されるような場合、光電流Ｉｍｏｎや駆動電流Ｉｄはほぼ一定であることが多い。このような場合には、補正信号生成部においてローパスフィルタからの出力信号に乗ぜられる重みが固定値であっても、ピークレベル信号Ｓｐ_２に対して十分な補正を行うことができる。

（第５の変形例）
図９は、第５変形例を示す回路図である。なお、図９においても、図１と重複する部分を省略している。本変形例のＬＤ駆動回路１ｄは、信号補正部１０に代えて信号補正部１０ｄを、光電流量検出部５に加えて第１変形例の温度センサ４７（図６参照）及び第２変形例の駆動電流量検出部４８（図７参照）を更に備える。

信号補正部１０ｄは、４本の経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（４）を有する。経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（４）のそれぞれは、相関器１１及びローパスフィルタ１２を含んで構成されている。なお、相関器１１及びローパスフィルタ１２の構成については、上記実施形態と同様である。

本変形例では、経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（４）の補正信号生成部の構成がそれぞれ異なる。すなわち、経路Ｐａ（１）は補正信号生成部１３を含み、経路Ｐａ（２）は補正信号生成部１３ａを含み、経路Ｐａ（３）は補正信号生成部１３ｂを含み、経路Ｐａ（４）は補正信号生成部１３ｃを含む。経路Ｐａ（１）の補正信号生成部１３は、所定の重みを頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる重み付け部１４と、光電流Ｉｍｏｎに対応する信号Ｓｉを頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる乗算部１５とを含む。経路Ｐａ（２）の補正信号生成部１３ａは、重み付け部１４と、周囲温度を示す温度センサ４７からの信号Ｓｔｈを頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる乗算部１５ａとを含む。経路Ｐａ（３）の補正信号生成部１３ｂは、重み付け部１４と、駆動電流Ｉｄに対応する信号Ｓｄを頻度相当信号Ｓ_２に乗ずる乗算部１５ｂとを含む。経路Ｐａ（４）の補正信号生成部１３ｃは、重み付け部１４によって構成され、光電流量や周囲温度、或いは駆動電流量に基づく信号を頻度相当信号Ｓ_２に乗じるための乗算部を含まない。そして、各経路Ｐａ（１）〜Ｐａ（４）における補正信号生成部１３，１３ａ〜１３ｃにより生成された補正信号Ｓ_３〜Ｓ_６は、加算部１６によって互いに加算され、減算部１７においてピークレベル信号Ｓｐ_２から減算される。

本変形例のように、補正信号生成部の構成は、各経路によって互いに異なってもよい。光量信号Ｓｍｏｎに生じるオーバーシュートやノイズは、光電流Ｉｍｏｎに顕著に依存するもの、駆動電流Ｉｄに顕著に依存するもの、周囲温度に依存するもの、或いはこれらに殆ど依存しないもの等、様々である。従って、送信信号ＴＸのパターンに応じて信号補正部の各経路における補正信号生成部の構成を選択することにより、駆動電流を精度よく制御できる。

（第６の変形例）
図１０は、第６変形例として、ＡＣ結合型の駆動電流生成部３０の構成を示す回路図である。ＬＤ駆動回路１は、図１に示した駆動電流生成部３に代えて、この駆動電流生成部３０を備えても良い。

駆動電流生成部３０は、送信信号ＴＸに応じて変調された駆動電流ＩｄをＬＤ２１へ供給する。本変形例の駆動電流生成部３０は、バイアス電流源３１及び変調信号生成部３３を有し、バイアス電流源３１の構成については、上記実施形態と同様である。

変調信号生成部３３は、駆動電流Ｉｄのうち、送信信号ＴＸに応じた変調信号Ｖｍｏｄを生成する。具体的には、変調信号生成部３３は、送信信号ＴＸを外部から、振幅制御信号Ｓｍを誤差増幅器９（図１参照）から入力し、変調信号Ｖｍｏｄを容量素子３４を介してＬＤ２１に出力する。この構成により、変調信号生成部３３の出力からは、送信信号ＴＸに応じた変調電流Ｉｍｏｄが流れる。変調信号生成部３３は、振幅制御信号Ｓｍに応じて、変調信号Ｖｍｏｄ（すなわち、駆動電流Ｉｄ）を調節する。

本発明によるレーザダイオード駆動回路は、上記した実施形態及び各変形例に限られるものではなく、様々な変形が可能である。例えば、上記実施形態及び各変形例においては、信号補正部の補正信号生成部が、前段のローパスフィルタからの出力信号に対し、平均光電流量を示す信号や周囲温度を示す温度信号、或いは平均駆動電流量を示す信号を乗じているが、補正信号生成部は、ローパスフィルタからの出力信号に対してこれら以外の様々な信号を乗じることができる。

図１は、本発明によるレーザダイオード駆動回路の一実施形態の構成を示すブロック図である。 図２は、ピーク検出部の具体的な構成例を示す回路図である。 図３は、相関器の機能を説明するためのグラフである。図３（ａ）は、相関器に設定された所定パターンが“０１”である場合における、送信信号のビットパターンに対するパルスの出力タイミングを示している。図３（ｂ）は、相関器の所定パターンが“００１”である場合における、送信信号のビットパターンに対するパルスの出力タイミングを示している。 図４は、光量信号に生じるオーバーシュートの典型例を示すグラフである。 図５は、第１変形例に係る補正信号生成部の構成を示す回路図である。 図６は、第２変形例の構成を示す回路図である。 図７は、第３変形例の構成を示す回路図である。 図８は、第４変形例の構成を示す回路図である。 図９は、第５変形例の構成を示す回路図である。 図１０は、第６変形例として、ＡＣ結合型の駆動電流生成部の構成を示す回路図である。

符号の説明

１，１ａ〜１ｄ…ＬＤ駆動回路、２…光モジュール、３…駆動電流生成部、４…電流電圧変換部、５…光電流量検出部、６…ピーク検出部、７，１２…ローパスフィルタ、８，９…誤差増幅器、１０，１０ａ〜１０ｄ…信号補正部、１１…相関器、１３，１３ａ〜１３ｃ，１８…補正信号生成部、１４…重み付け部、１５，１５ａ，１５ｂ…乗算部、１６…加算部、１７…減算部、２１…ＬＤ、２２…ＰＤ、３１…バイアス電流源、３２…変調電流源、４７…温度センサ、４８…駆動電流量検出部、Ｉｂｉａｓ…バイアス電流、Ｉｄ…駆動電流、Ｉｍｏｄ…変調電流、Ｉｍｏｎ…光電流、Ｐａ（１）〜Ｐａ（ｎ）…経路、Ｓ_３〜Ｓ_６…補正信号、Ｓｂ…バイアス制御信号、Ｓｍ…振幅制御信号、Ｓｍｏｎ…光量信号、Ｓｐ_１〜Ｓｐ_３…ピークレベル信号、ＴＸ…送信信号。

Claims (5)

1. 送信信号に応じた駆動電流をレーザダイオードへ供給して信号光を生成させ、前記信号光を検出するフォトダイオードからの光量信号に基づいて前記駆動電流を制御するレーザダイオード駆動回路であって、
   前記光量信号のピークレベルを示すピークレベル信号を生成するピーク検出部と、
   前記送信信号に含まれるビットパターンに基づいて前記ピークレベル信号を補正する信号補正部と、
   前記信号補正部の出力に基づいて前記駆動電流を前記レーザダイオードへ供給する駆動電流生成部と
   を備え、
   前記信号補正部が、前記送信信号を受けて複数の補正信号を生成する複数の経路を有し、
   前記複数の経路それぞれが、
   前記送信信号の前記ビットパターンと各経路毎に異なる所定パターンとが一致した場合にパルスを出力する相関器と、
   前記相関器の後段に設けられたローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタからの出力信号に対し、前記各経路毎に設定された重みを乗じて前記各補正信号を生成する補正信号生成部と
   を含み、
   前記信号補正部が、各経路からの前記各補正信号を前記ピークレベル信号から減算することにより前記ピークレベル信号を補正する減算部を更に有することを特徴とする、レーザダイオード駆動回路。
2. 温度センサを更に備え、
   前記複数の経路のうち少なくとも一つの前記経路における前記補正信号生成部が、前記ローパスフィルタからの出力信号に対し、前記温度センサからの出力信号を更に乗じて前記補正信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載のレーザダイオード駆動回路。
3. 前記フォトダイオードからの光電流の平均的な大きさを示す信号を生成する光電流量検出部を更に備え、
   前記複数の経路のうち少なくとも一つの前記経路における前記補正信号生成部が、前記ローパスフィルタからの出力信号に対し、前記光電流量検出部からの出力信号を更に乗じて前記補正信号を生成することを特徴とする、請求項１または２に記載のレーザダイオード駆動回路。
4. 前記駆動電流の平均的な大きさを示す信号を生成する駆動電流量検出部を更に備え、
   前記複数の経路のうち少なくとも一つの前記経路における前記補正信号生成部が、前記ローパスフィルタからの出力信号に対し、前記駆動電流量検出部からの出力信号を更に乗じて前記補正信号を生成することを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載のレーザダイオード駆動回路。
5. 前記ピーク検出部の後段に設けられた第２のローパスフィルタを更に備えることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載のレーザダイオード駆動回路。

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