JP2008048413A - 空間的位相符号を使用して遠隔の送信機／受信機と通信するための送信機／受信機とその通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ディープフェードが起こる環境においても正常に遠隔通信することが可能な送信機／受信機を提供する。
【解決手段】 遠隔の送信機／受信機２００は空間的に異なる位置に配置された２本の送信アンテナ２１０、２２０から２つの送信信号を送信する。受信品質エバリュエータ１３０は送信機／受信機１００における受信信号の受信品質を評価し、フィードバック生成器１４０は、受信品質が閾値未満のときに、遠隔の送信機／受信機２００へのフィードバック信号を生成する。フィードバック信号は遠隔の送信機／受信機２００によって受信され、送信信号の間の位相関係を変更するように位相符号器３１０を制御する位相制御信号が生成される。代わりに、送信機／受信機２００からの信号の受信品質は、フィードバック信号が必要とされることなく、遠隔の送信機／受信機２００自身によって決定される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線通信システムに関し、特に、マルチパスフェージングに関連する問題に対処するための空間的信号処理技術に関する。

マルチパス伝搬は、送信信号の複数の複製（レプリカ）が受信側アンテナで重なり合う現象を引き起こす。送信信号の複製の強めあうおよび弱めあう重ね合わせは受信側アンテナにおいて周波数選択性フェージングを引き起こす。伝搬チャネルに移動物体が存在する場合、フェージングは時間選択性でもある。ディープフェードにおいては、受信側アンテナにおける信号強度はゼロに近づき、受信機における付加ノイズにより、送信信号はもはや誤りなく検出することはできなくなる。

今日の無線通信システムは、チャネルフェージングの負の効果を打ち消すために、インターリービング・チャネル符号化、スペクトル拡散、ダイバーシチ送受信、ＡＲＱ（Automatic Repeat Request）などの組み合わせのような方法を利用している。

本発明の課題は、ディープフェード（deep fades）が起こる環境においても送信機／受信機を正常に機能させるための改良された技術を提供することにある。

本発明は、上記課題を解決するため、請求項１もしくは１８に記載された送信機／受信機、請求項３７もしくは３８に記載された送信／受信方法、または請求項３９に記載されたコンピュータプログラムを提供する。

本発明は、ディープフェード状況に備えるのに役立つ従来のアプローチと比較して、本発明はその問題に根本から対処するという所見に基づく。本発明によれば、ディープフェード自体の発生は回避または少なくとも軽減される。それゆえ、ディープフェードに関連するエラーは本発明に基づいて動作する送信機ではもはや起こらない。遠隔の送信機／受信機から情報信号を受信する送信機／受信機は、その信号の受信品質を評価するための受信品質エバリュエータ（receiving quality evaluator）を含み、これに加えて、受信品質が閾値未満のときに遠隔の送信機／受信機へのフィードバックを生成するためのフィードバック生成器（feedback generator）を含む。

受信品質が閾値未満のとき、これは、フェード（fade）が起こること、すなわち第１の送信アンテナと第２の送信アンテナが空間的に異なる位置に配置されているときに、第１の送信アンテナからの送信信号と第２の送信アンテナからの送信信号の弱めあう重ね合わせが起こることを意味する。

フィードバック信号は遠隔の送信機／受信機に対して２つの送信信号の間の位相関係を変更することを指令する。特に、遠隔の送信機／受信機は異なるアンテナにより送信される２つの送信信号を生成するための送信モジュール（transmitter module）を含む。さらに、遠隔の送信機／受信機は位相変更制御信号に応答して第１の送信信号と第２の送信信号との間の位相関係を変更するための位相符号器（phase encoder）を含む。この位相変更制御信号は、受信機側において情報信号の部分的または全体的なディープフェードが起こっていることを知らせる受信したフィードバック信号から生成される。

本発明の送信機／受信機は単一キャリア装置であることが可能であるが、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）技術に基づいて動作する装置などのマルチキャリア装置と関連して本発明を使用することが好ましい。各サブキャリアごとに個別に品質評価を実行し、各サブキャリアごとに個別に別個のフィードバック情報を送信してもよいが、チャンク（chunk、塊）ベースの手続きを実行することが好ましい。この手続きでは、チャンク内のサブキャリア（複数）に対して同じ位相処理が施されるように、ある特定の帯域幅をカバーするだけでなくある特定の時間幅（duration）もカバーする複数のサブキャリア値がエンティティとして取り扱われる。それゆえ、フィードバック信号のために限られた量のオーバヘッドのみが期限になる。一例として、チャンク内の全てのサブキャリアに対する位相関係を変更するために単一ビットのみが必要とされる。

好ましくは、受信品質エバリュエータは遠隔の送信機／受信機から当該送信機／受信機までの送信チャネルに対してラフなチャネル推定値を必要とするだけである。このチャネル推定値はまさにちょうど複素チャネル係数の大きさであることが可能である。このチャネル推定値は、既知の送信電力とともに、そして実際に測定された受信電力とともに、送信機／受信機において、品質が品質閾値未満であるかどうかを決定することを安全に可能にする。

代わりに、任意の他の品質指標、例えばビット誤り率閾値、信号対ノイズ比閾値、あるいは受信信号電力、チャネル係数、もしくは斯かる送信品質に関連した値の比に依存する任意の他の品質指標、が利用可能である。

強めあう重ね合わせと、ニュートラルな重ね合わせと、弱めあう重ね合わせの違いは顕著であることから、本発明によれば、ディープフェード状況を検出するための、直接的（ストレートフォワード）な、従ってロバストな閾値判定を実行することが可能である。

ディープフェード状況が検出されるとすぐにフィードバック信号が遠隔の送信機／受信機へ送信され、遠隔の送信機／受信機はそのフィードバック信号に応答して２つの送信信号の間の位相関係を変更する。位相関係を変更する好ましい方法は、一方の送信信号の位相が１８０°だけフリップ（反転）されることである。

このような位相がフリップした信号が送信機から受信機へ送られると、これは、送信機／受信機の目には、一方の送信信号が１８０°の位相シフトを受ける、異なる送信チャネルとして写る。この情報は情報信号を受信する送信機／受信機において利用可能であるので、送信機／受信機はこの既に利用可能な情報をフィードバック信号の形で有利に利用することができる。このフィードバック信号は、もちろん、情報信号を受信する送信機／受信機によって生成され、受信信号を復号する際の位相変更の責任が負わされる。

他の態様では、チャネル推定はブラインドチャネル推定技術またはパイロット情報ベースの技術に基づいて実行される。従って、復号器側のチャネル推定器はフィードバック信号によって誘起された変化する送信チャネルを自動的に検出する。従って、実行する必要があることは、チャネル推定器が一方または両方の送信信号の人為的に生み出された位相フリップによって導入された突然変化する送信チャネルの責任を負うようにチャネル推定器がフィードバック信号生成器によって制御されることだけである。

好ましくは１８０°の位相フリップが適用される。この１８０°の位相フリップは、弱めあう重ね合わせの負の効果に対処するだけでなく、この弱めあう重ね合わせを強めあう重ね合わせに転換する（両方の状態は結果的に互いに１８０°だけ異なる）。しかし、ディープフェード状況を緩和するものであれば、他の位相値も有用である。好ましくは、少なくとも９０°の位相フリップはフィードバック信号によって引き起こされる。

パイロット情報ベースのチャネル推定器（channel estimator）が使用されるとき、チャネル推定に使用されるどのパイロットトーンもチャネル推定器が人為的に導入された位相変化を自動的に補正するように任意の位相変化したシンボルを使用して起こるため、位相フリップは時間または周波数上でしかもランダムに変動することができる。それゆえ、チャネル推定器は位相フリップによって導入された正確な位相変更値を知る必要がない。送信側における正確な位相制御は必要でないので、この特徴のおかげで、この技術のロバスト性が増す。

好ましくは、パイロットグリッドに基づくチャネル推定スキームが使用される。マルチキャリアシステムのコンテクストにおいて、パイロットグリッドは周波数および時間に関して間隔を置いたサブキャリアのところにパイロットトーンの決まったポジションを有する。斯かる状況において、チャネル推定器は、パイロットトーンは送信しないが受信機で復号される情報を送信するサブキャリアに対してチャネル推定値を生成するために、パイロットトーンに基づいて決定されたチャネル値の間を補間する。好ましくは、チャネル推定器はフィードバック信号によって導入される任意の位相フリップの責任を負うようにフィードバック信号生成器によって制御される。これは、チャネルインタポレータ（channel interpolator）がフリップした位相値を有するサブキャリアに対するチャネル推定値を補間しようとして招く場合がある任意のチャネル補間問題を避ける。ただし、補間の開始値はフリップされていない位相値を有するサブキャリアからのものである。

既知のソリューションはチャネルフェージングを最善に処理するための方法を提供するのに対し、本発明は受信側アンテナにおけるフェージングを防止するための方法を提供する。本発明は、送信信号の受信側アンテナにおける弱めあう重ね合わせがかなりの程度まで回避されるような方法で送信信号を修正する。特に、ディープフェードは有効に防止することができる。本発明は、好ましくは、弱めあう信号を重ね合わせたものを強めあう重ね合わせに転換し、その結果、受信信号電力が高まる。

以下、本発明の実施の最良の形態を添付図面を参照して詳細に説明する。

まず図１に遠隔の送信機／受信機２００と通信するための送信機／受信機１００を示す。遠隔の送信機／受信機２００は、第１のチャネルＨ⁽¹⁾２３０と第２のチャネルＨ⁽²⁾２４０で同じ情報信号を同時に送信する２つの送信側アンテナ２１０、２２０を具備する。送信機／受信機１００は受信側アンテナ１２０で信号を受信するための受信モジュール１１０を含む。この受信側アンテナ１２０を通じて受信される信号は、遠隔の送信機／受信機２００における異なる空間的位置に配置された２つ以上の送信側アンテナ２１０、２２０によって生成された２つ以上の送信信号を重ね合わせたものである。２つのチャネル２３０、２４０は互いに異なると言うことはできるが、受信側アンテナ１２０はある特定の手段が採られる場合以外はそれらのチャネルを区別することはできない。斯かる手段が全く採られないときは、受信信号はチャネル２３０、２４０で送信された信号を重ね合わせたものであり、送信機／受信機１００は送信機／受信機１００と遠隔の送信機／受信機２００の間にある１つのチャネルが「目に入る」だけである。

チャネル２３０および２４０を区別するための一部の手段として、第１の送信側アンテナ２１０と第２の送信側アンテナ２２０で異なるパイロット情報を送信することが考えられる。このおかげで送信機／受信機１００に存在するチャネル推定器は両方のチャネルのチャネル係数を別々に決定することができる。しかしながら斯かる手段が採られないとき、送信機／受信機１００は両方のチャネルを区別せず、単一のチャネルが目に入るだけである。

送信機／受信機１００は信号の受信品質を評価するための受信品質エバリュエータ１３０をさらに含む。さらに、受信品質が閾値を下回るときに遠隔の送信機／受信機２００へのフィードバック信号をライン１５０上に生成する働きをするフィードバック生成器１４０が提供される。フィードバック信号１５０はアンテナ２１０、２２０で送信された送信信号の間の位相関係（phase relationship）を変更するよう遠隔の送信機／受信機２００に指令する。この結果、弱めあう重ね合わせ（destructive superposition）が即時に終結し、弱めあう重ね合わせから強めあう重ね合わせ（constructive superposition）に即時に転換される。その結果、送信機／受信機１００の受信アンテナ１２０におけるパワー（電力）が大きく増大することになる。

フィードバック生成器１４０は好ましくは、フィードバック信号１５０を遠隔の送信機／受信機２００へ送信するための送信モジュールを含む。図１にはフィードバック信号はチャネル２３０で返信される態様が示されているが、これは異なっていてもよい。通常、フィードバック信号は送信機／受信機２００において両方のアンテナ２１０、２２０で受信される。しかしながら、送信機／受信機２００は、フィードバック信号をある特定のチャネルで受信するように設計されることがある。例えば、フィードバック信号は第２の送信アンテナに到達するフィードバック信号の任意の受信電力が無視されるようにして第１の送信側アンテナでのみ検出される。

当然、２つのアンテナで起こるダイバーシチ効果を送信機／受信機２００におけるフィードバック信号の受信に利用することも、もちろん可能である。しかしながら、これは、フィードバック信号における情報内容は通常の情報信号における情報内容と比較してそれほど密ではないので、それほど決定的に重要ではない。

特に、遠隔の送信機／受信機２００は第１の送信アンテナ２１０で送信されるために使用される第１の信号２９０を生成するための送信モジュール（transmitter module）２８０を含む。さらに、送信モジュール２８０は、第２のアンテナ２２０で送信されるために使用される第２の送信信号３００を生成する働きをする。送信機／受信機２００は、位相変更制御信号３２０に応じた第１の送信信号２１０と第２の送信信号２２０の間の位相関係が得られるように、送信モジュール２８０と結合した位相符号器３１０をさらに含む。位相変更制御信号３２０はフィードバック信号を送信機／受信機１００から受信するための受信機３３０によって提供される。また受信機３３０はフィードバック信号に応答して位相変更制御信号を生成するためのコントローラを内包する場合がある。

一般に、位相符号器（phase encoder）３１０は第１の送信信号と第２の送信信号との間の位相関係を、好ましくは９０°を超える位相値だけ、より好ましくは１６０°と２００°の間にある位相値だけ、変更する働きをする。この位相値は、送信機／受信機１００の受信アンテナ１２０において通常はネガティブな弱めあう重ね合わせが好ましい強めあう重ね合わせに転換される効果に最も近づく。

２つの送信信号の位相関係の変更は第１の送信信号にタッチせずに第２の送信信号の位相を１８０°といった最大限の位相変更値だけ変えることによって得られるのではあるが、位相符号器３１０はそうはせずに両方の信号にタッチし、両方の信号をある特定の位相変更値だけ変更して結果として生じる位相変更値が例えば１８０°の目標値に等しくなるようにする働きをする。その場合、第１の送信信号は＋９０°だけ変更してよく、一方、第２の送信信号は−９０°だけ変更できる。

さらに、特にマルチキャリア送信のコンテクストにおいて、位相関係の変更は好ましくはキャリア（搬送波）選択的に実行することができる。位相はアップコンバート後のＲＦ（無線周波数）信号において、すなわち増幅されてアンテナに送られる信号において変更することができる。より簡単な処理能力ゆえに、アップコンバート前の信号処理チェーンにおける任意の位置で位相関係を変更することが好ましい。

ベースバンドにおいて、つまり情報信号がキャリア（搬送波）上にマップされる前、あるいは情報値がキャリア上にマップされた後、しかしマルチキャリア変調を実行する前に、位相関係を変更することが好ましい。この態様はＯＦＤＭマルチキャリアスキームとの関連で有用である。有用情報を搬送する複素サブキャリア値を操作することは一方または両方の送信信号に対して実行されるフィードバック信号によって制御される位相プレコーディング操作（phase pre-coding operation）によって容易に実施できるためである。

こうして、送信される情報ビットによって決まるサブキャリアの複素振幅は、異なる情報シンボルと同一とさえ見なせる異なる複素振幅に変更される。しかしながら、これは復号誤りを結果的にもたらさない。というのも、チャネル推定器のコンテクストでは、この送信信号に対するパイロットシンボルも位相がフリップした値（phase-flipped value）として生じるからである。

この観点から、図１における送信機／受信機１００は遠隔の送信機／受信機２００によって与えられた位相変さらには気が付かないが、この位相変更を異なる送信チャネルとして気が付く。この異なる送信チャネルは図１における受信品質エバリュエータ１３０に含まれる単純チャネル推定器（straight-forward channel estimator）によって推定される。

本発明は以下の利点を有する。
・マルチパス伝搬に起因するディープフェードが防止可能である。
・信号の弱めあう重ね合わせが強めあう重ね合わせに変換され、受信側アンテナにおける全体の信号対ノイズ比が向上する。
・周波数および時間選択性フェージングを打ち消すために適用可能である。
・例えばＯＦＤＭを活用するマルチキャリアシステムに良く適しているだけでなく、単一キャリアスキームにも適用可能である。
・例えば位相ダイバーシチまたはＣＤＤ（cyclic delay diversity）［１］［２］などのような送信ダイバーシチスキームと容易に組み合わせることが可能である。
・複数の送信および受信アンテナを有するシステムに適用可能である。
・ブロックベースの送信（リソースブロック、チャンク）に良く適している。
・アップおよびダウンリンクにおけるＯＦＤＭＡ、ＯＦＤＭ−ＴＤＭＡ、ＭＣ−ＣＤＭＡなどの多重アクセススキームに適用可能である。
・３ＧＰＰ ＬＴＥおよびＷＩＮＮＥＲの現行のシステムコンセプトは新しいソリューションを実現するための不可欠な手段を提供する。

＜基本原理＞
次に、本発明の背後にある基本原理を、２本のＴｘアンテナと１本のＲｘアンテナを利用するＯＦＤＭ伝送の場合を例にとって説明する。位相符号化（phase coding）を実行する送信機／受信機を図２ｃに示す。

ＯＦＤＭシンボルＳ_i＝（Ｓ_i,0，Ｓ_i,1，．．．，Ｓ_i,Nc-1）は２本のＴｘアンテナで同時に送信される。ここでｉは離散時間のインデックスである。要素Ｓ_i,nはｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｎ番目のサブキャリア上のデータシンボルを表す。Ｎ_cはＯＦＤＭシンボル当たりのサブキャリアの総数である。第１のアンテナで送信される信号は次のように表される。

第２のアンテナで送信される信号は次のように位相符号化される。

位相符号化係数Ｃ_i,nは以下の表に示すように位相符号器の状態に依存する。

位相符号器は最初は２つの状態のいずれか一方にあることが可能である。全送信電力はＰである。送信電力は第１のアンテナにおける平均電力Ｐ⁽¹⁾および第２のアンテナにおける平均電力Ｐ⁽²⁾がそれぞれＰ／２になるように規格化される。

Ｔｘアンテナ１とＲｘアンテナの間のチャネル（チャネル（１））と、Ｔｘアンテナ２とＲｘアンテナの間のチャネル（チャネル（２））は、平均送信電力が平均受信電力に相当するように規格化される。本例では、各Ｔｘアンテナからのチャネルが１本の見通し（line-of-sight）経路を有する単純化したチャネルモデルが適用される。両方のチャネルの信号は０と２πの間に等しく分布するランダム角度αで重ね合わさる。

受信信号は次のように書き表すことができる。

ただし、

Ｒ^(m) _i,nはｍ番目の送信側アンテナから到来する受信信号への寄与であり、Ｈ^(m) _i,nは送信機におけるｍ番目のアンテナと受信側アンテナとの間のチャネルのチャネル係数である。因子１／√２は送信側アンテナ当たりの電力規格化係数である。このとき次式が成り立つ。

Ｈ_i,nは両方のチャネルの重ね合わせから結果する受信側アンテナにおけるチャネル係数で、次のように位相符号化を考慮している。

基本アイデアの説明を単純化するため、この段階では加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：additive white Gaussian noise）は考慮されない。

受信機側において、絶対値｜Ｈ_i,n｜は所定の閾値Ｖと比較される。本例で使用されるチャネルに対しては、｜Ｈ⁽¹⁾ _i,n｜＝｜Ｈ⁽²⁾ _i,n｜＝１。振幅に関する閾値は結果的にＶ＝√２（≒１．４１）となる。電力閾値は対応する平方演算が実行されると振幅閾値に対応する。

全受信電力が閾値Ｖ以上である場合には、２つのチャネルの信号は強めあうように重なり合う。全受信電力がＶ未満である場合には、２つのチャネルの信号は弱めあうに重なり合う。そして受信機は遠隔の送信機／受信機に対して位相符号器の状態を次のように変更させる。

それぞれのサブキャリアｎ上の、状態変さらによるπ分の位相シフトのおかげで、チャネルが２つの連続するシンボルにわたって準一定（quasi constant）だと仮定すると、信号はその後の送信において強めあうように重なり合うこととなる。新しい位相符号化スキームの原理を図４に示す。チャネル（１）および（２）のサブキャリアｎ上のチャネルフェージング係数の振幅および位相はそれぞれベクトルＨ⁽¹⁾ _i,nとＨ⁽²⁾ _i,nによって示される。

位相符号器における状態の変更が必要なことを送信機／受信機へ信号伝達することは異なる方法で実現することが可能である。それは、例えば、状態の変更が必要であれば各サブキャリアごとに独立に信号伝達することができる。あるいは、システムが一旦安定状態にあれば状態の変更がまれにしか起こらないと仮定すると、変更するサブキャリアだけが信号チャネル（signaling channel）で通知される。一般的に、状態の変更が必要か否かを信号伝達するには１ビットで十分である。

本例は任意数のＴｘおよびＲｘアンテナへ拡張することができるが、Ｔｘアンテナごとの位相符号は全体の受信状態が改善されるように選ばれる。

本提案の位相符号化スキームは単一キャリアシステムにも適用することができることに留意したい。上述の例は、サブキャリア数がＮ_cのマルチキャリア変調を適用する。Ｎ_c＝１と設定することにより、システムは単一キャリアシステムとなる。

＜一般化された位相符号化アルゴリズム＞
図２ａに一般化された位相符号化を有するＯＦＤＭスキームのブロック図を示す。

アンテナｍ（ｍ＝１，．．．，Ｍ）で送信された信号は次式に等しい。

Ｍは送信アンテナの総数である。位相符号化係数Ｃ^(m) _i,nの選択はＭ個の送信チャネルについてのＴｘで利用可能なＣＳＩ（channel state information、チャネル状態情報）に依存する。以下のケースが区別可能である。
１．チャネル係数Ｈ_i,nの絶対値のみが送信機において利用可能である。Ｈ_i,nはＭ個のチャネルの重ね合わせ後に見られる結果チャネルである。これは上記サブセクション「基本原理」で想定された。状態変更の判定を下すための閾値Ｖは一般にチャネルおよびＳＮＲに依存する。Ｖは稼働中の実際のＳＮＲに適応させることができる。
２．送信機は受信側アンテナへのＭ個のチャネルの各チャネルのＣＳＩを知っている。このケースでは、各送信側アンテナにおける信号の位相は個々のアンテナからの信号が強めあうに重なり合うように符号化（シフト）することができる。さらに、振幅がチャネルごとに分かっていれば、利用可能な送信電力はシステムのパフォーマンスが改善するようにＴｘアンテナに振り分けることができる。例えば、より多くのＴｘ電力が絶対値（注水、最大比伝送など）の大きさのより大きなチャネルに与えられる。
３．ＣＳＩについての部分的な知識のみが利用可能な組み合わせ（ケース１およびケース２からのサブセット）が本発明で可能である。

図５に位相符号化が行われた後（５００）と行われる前（５０２）の周波数選択性フェージングを示す。位相符号化はケース１に基づいて行われ、最初のフェージングは位相符号化によって抑制される。横軸は５１２個のサブキャリアの周波数である。縦軸はチャネルの減衰率を表す。位相符号化の効果をより良く示すため、このグラフではノイズはカットした。

位相符号化によらないスキームと比較したときの位相符号化によるパフォーマンスの改善が例示的なＯＦＤＭシステムに対して図７または図８に提示されている。システムはチャネル符号として符号化率１／２およびＱＰＳＫシンボル写像の畳み込み符号を適用する。サブキャリアの総数は５１２である。図７または図８には、Ｅ_t／Ｎ₀に対するビット誤り率（ＢＥＲ）が与えられている。Ｅ_tはビット当たりの送信エネルギーであり、Ｎ₀はノイズ電力スペクトル密度である。チャネルモデルは、最大ドップラー周波数が５５．５６Ｈｚの、ＣＯＳＴ２０７のＴＵ（Typical Urban）チャネル［３］である。

図７はＴＵチャネルモデルを示しているのに対し、図８は屋内チャネルモデルのシミュレーションパラメータを示している。

両方のシミュレーション結果から、「位相符号化」に関連する曲線は「位相符号化に関連しない」曲線を常に下回っているため、本発明による位相符号化はビット誤り率を大きく低減する結果をもたらすことが明らかとなる。図８における１６ｄＢの高い信号対ノイズ比に対するシミュレーション結果を議論すると、本発明は低い信号対ノイズ比でビット誤り率の大きな増大（ほとんど２桁の増大）をもたらすことは特に注目に値することである。

＜リソースブロック／チャンク・ベースの位相符号化＞
フィードバック情報量を減らし、受信機におけるチャネル推定を楽にするため、周波数および時間におけるチャネルの相関関係が活用されるリソースブロック（resource block）ベースの位相符号化スキームが提案される。

このシステムでは、複数のサブキャリアおよびＯＦＤＭシンボルが、同時に位相符号化されるいわゆるリソースブロック（resource block）にグループ化される。リソースブロックを図９に例示する。

リソースブロックは、チャネルがこのリソースブロック内において周波数および時間上で準一定（quasi constant）と見なすことができるように設計される。つまり、コヒーレンス帯域幅はリソースブロック帯域幅よりも大きくあるべきで、コヒーレンス時間はリソースブロック継続時間よりも大きくあるべきである。これにより、チャネル係数Ｈ_i,nは次のようにリソースブロック内において準一定と見なすことができる。

ｊはリソースブロックの時間インデックス、ｋはリソースブロックの周波数インデックスである。

リソースブロックに基づく位相符号化は次のように実行される。

ここでＣ^(m) _j,kは、ｍ番目の送信アンテナに割り当てられた、リソースブロックｋの、ｊ番目のタイムスロットにおける位相符号化係数である。このリソースブロックで送信される全てのシンボルＳ^(m) _i,nは同じ位相符号化係数Ｃ^(m) _j,kで掛け算される。

位相符号器における状態変さらに対する基準が満足された場合、このことは送信機に通知され、位相符号器の状態はリソースブロック全体に対して変更される。位相符号化の先に言及したいずれのケースも適用可能である。ケース１では、チャネル係数Ｈ_j,kの振幅の絶対値は受信機において、例えば、リソースブロックに属するいくつかのＨ_i,nを平均することによって、あるいは１つのＨ_i,nをリソースブロックを代表するものとして採用することによって、決定することが可能である。

位相符号のリソースブロックへの適用は次のような２つの大きな利点を有する。
１．位相符号化の適用は、位相符号器において状態変更が実行される位置で周波数および時間に関して不連続なチャネル伝達関数をもたらす（図５参照）。状態変更が行われる位置において、時間および／または周波数におけるフィルタリングが行われるチャネル推定は十分な精度でチャネルを推定するのに失敗する場合がある。位相符号化をリソースブロックベースの伝送と組み合わせて適用すると、この問題は解決することができ、１リソースブロック内における２次元のフィルタリングが適用できるために、チャネル推定のオーバヘッドは大きく減少し得る。リソースブロックベースの位相符号化は１リソースブロック内で周波数および時間に関して不連続なチャネルを避ける。
２．状態変更を通知するためにリソースブロックごとに唯１つのメッセージ（一般的に１ビット）が送信機に返信される必要があるだけなので、状態変さらについての情報を信号伝達するための情報量は大きく削減することができる。

＜Ｔｘダイバーシチと組み合わせた位相符号化＞
本発明によれば、位相符号化スキームと、位相ダイバーシチ、ＣＤＤ（cyclic delay diversity）、時変（time-variant）位相ダイバーシチおよびＤＤＤ（Doppler delay diversity）のような様々なＴｘダイバーシチスキームとを同時に実施することが可能である（例えば［１］［２］参照）。これは位相符号器は本来、これらのダイバーシチスキームのいずれかに必要な位相シフトを実行することができるためである。位相符号器の係数はＭ個のＴｘアンテナが存在するスキーム（図３参照）に対しては次の表に示すように選ぶことができる。

Θ^(m) _i,nはｍ（＝１，．．．，Ｍ）番目の送信アンテナに関連するサブキャリアｎ上の位相ダイバーシチに対する位相オフセットを表す。位相オフセットΘ^(m) _i,nは［１］に示されるように時間に依存し得る。

次に図２ａおよび図２ｂをより詳しく議論する。図２ａは２つの別個のＯＦＤＭ変調器２１、２２を示しており、３つ以上のアンテナが存在するときには各個別のアンテナに別々のＯＦＤＭ変調器が適用できる。

ＯＦＤＭ変調器２１、２２は両方とも位相符号器２３（図２ａの実施形態ではこれはベースバンド位相符号器である）によって供給を受ける。図２ａのより詳細な表現を図２ｂに示す。２本の送信ブランチ２４および２５が示されている。両方のブランチは、例えば前進型誤信号訂正符号器（ＦＥＣ符号器）の場合があるビット源２６によって供給を受ける。ＦＥＣ符号器２６はビットのシリアルストリームを出力し、このストリームは各ブランチ２４、２５に設けることができるシリアル／パラレル・コンバータ（S/P converters）に挿入される。このとき、２つの別々のシリアル／パラレル・コンバータ２７ａ、２７ｂが存在する。代わりに、両方の送信ブランチ２４、２５は同じシリアル／パラレル・コンバータを使用することもできる。

シリアル／パラレル・コンバータはビットのグループを形成する。ＱＰＳＫマッピングの例では、２ビットがサブキャリアの複素振幅にマップされる。他のコンステレーションスキームについては、３ビット以上が単一のサブキャリア上にマップできる。１６ＱＡＭのケースでは、４ビットが単一のサブキャリア上にマップされる。

こうして、シリアル／パラレル・コンバータは各サブキャリアごとに多数のビットをグループ化し、各サブキャリアのこの一群のビットを出力ラインを介して上部ブランチ２４のマッパ（mapper）２８ａと下部ブランチ２５のマッパ（mapper）２８ｂへ送る。同様に、単一のマッパを使用することもできる。このときは、マップされたシンボルを上部ブランチ並びに下部ブランチに使用することができる。この場合、分岐は単一のマッパの出力側に存在する必要がある。

次に、上部マッパ２８ａの出力は位相符号器２３に入力され、位相符号器２３はまた入力２９において位相制御信号（phase control signal）を受信する。この位相制御信号は各サブキャリアを選択的に制御することができる、あるいは図９との関連で議論したチャンク（chunk）に基づくケースでは一群のサブキャリアを制御することもできる。しかしながら下部ブランチ２５には位相符号器２３は一切存在せず、変調器２２がマッパ２８ｂの出力を位相変更なく受信するようになっている。しかしながら、変調器２１は位相符号器の出力を位相制御信号２９によって制御された位相変更を受けた後に受信する。当該分野では周知のように、ＯＦＤＭ変調器は図２ｂにおいて対応するシンボルで示された周波数／時間コンバータである。好ましくは、ＩＦＦＴアルゴリズムがＯＦＤＭ変調器２１、２２に使用される。変調器２１の出力は上部ブランチ２１のＲＦ部３０ａに入力される。一方、変調器２２の出力は下部ブランチのＲＦ部３０ｂに入力される。上部ブランチのＲＦ部３０ａはアンテナ１、２１０に接続され、下部ブランチのＲＦ部３０ｂはアンテナ２、２２０に接続される。従って、図２ｂを図１と比べると、図１とは対照的に、位相シフトは第１の送信信号に適用されていることは明らかとなる。一方、図１の状況では、位相シフト（記号Ｃ）は第２の送信信号に導入された。

当然、既に言及したように、下部ブランチ２５にマッパ２８ｂの後に別個の位相符号器を導入することもできる。このとき、少なくとも１つのサブキャリアに対して上部ブランチと下部ブランチの間の位相関係を変更するため、位相符号器（複数）は、来るべき弱めあう重ね合わせを避けるために上部ブランチと下部ブランチにおける同じサブキャリアに対して異なる位相シフトを適用する必要がある。

次に、好ましい受信品質閾値の選択を考えるために図３ａをより詳細に議論する。

図３ａの上部は強めあう重ね合わせの状況を示している。チャネルベクトルは互いに同相である。このとき、両方の送信信号も互いに同相であると仮定すると、Ｐ_trが単一の送信信号の送信電力であり、両方の送信電力が互いに等しいとき、受信電力は送信電力Ｐ_trの４倍になる。

両方の送信信号の送信電力が互いに異なっているとき、強めあう重ね合わせのコンテクストにおける受信電力はコヒーレントな重ね合わせのために送信電力の総和より高くなる。当然、受信機は送信機からは遠く離れているので、チャネルベクトルの大きさが示す受信電力はかなり小さくなる。図３ａの２番目の部分に示された弱めあう重ね合わせの場合、送信信号は受信アンテナで見ると互いに位相が１８０°異なる。それゆえ、両方の信号が受信アンテナにおいて同じ電力を有するとき、ベクトル表現ではゼロベクトルの結果をもたらす完全フェード（complete fade）が生じる。

図３ａの３番目の部分に示されたパワー的にニュートラル（power-nuetral）な重ね合わせでは、両方の送信信号は互いに直交していると仮定される。ベクトル表現から、結果電力は単一アンテナの送信電力Ｐ_trの２倍に等しい。

その点を考慮して、追加的な外乱（disturbances）または歪み（distortions）が生じないときは、減衰係数に送信電力を掛けた値が１に規格化されると仮定して、受信電力が√２を下回ると、ディープフェードが起こり始めると言うことができる。

このため、受信電力Ｐ_recが上述した規格化した状況において√２未満に降下するとすぐにフィードバック信号を生成および送信することが可能である。

しかしながら、√２未満の閾値が、ずっと良好なパフォーマンスを結果的にもたらすことが証明されている。好ましくは、閾値は、ゼロより大きく、かつ２より小さくなるように選ばれる。好ましい範囲は０．０５と１．１４の間にある。閾値がより小さく選ばれるほど、一定期間内の位相フリップ数は小さくなる。従って、フェージング状況が重大ではあるが軽度のフェージングに対しては位相フリップを引き起こさないときは、非常に小さな閾値のみが位相フリップを引き起こす。これはシステムにおけるノイズ量が低いときに有用である。ノイズ電力が増大するほど、閾値を増大させることが好ましい。閾値が２程度に選ばれると、この結果、多数の位相フリップがもたらされるが、その数は閾値の低下とともに減少する。高い閾値は多数の位相フリップが起こってもそれほど厄介でない状況において有用である。

斯かる閾値は現実のチャネルの場合により良い受信特性を結果的にもたらす。これは、図４から分かるように、９０°の状況にはないが９０°とは異なる角度を有する別個のチャネルの短いチャネル係数を合成することによって結果的により長いチャネル係数が得られるためである。

好ましい実施形態では、受信機は送信電力を把握し、チャネル推定器がチャネル推定に基づいてパイロットトーンを実行することによりチャネル特性も把握する。このとき、受信電力を測定することによって、図３ａの下の部分と関連して議論したように規格化されたケースにおける０．１と１．４１の間の閾値が適用可能である。

代わりに、例えば、閾値を下回るビット誤り率逓減、またはビット誤り率、または平均ビット誤り率と比べられるマルチキャリアシナリオにおける特定のキャリアに関係する受信電力、または複数のキャリアにわたる受信電力といった、他のチャネル品質閾値が使用できる。図５を議論すると、全てのキャリアにわたって測定された平均受信電力と比べてキャリア３３７の受信電力には大きな偏差が測定される。従って、ディープフェードが特定の周波数で起こることの指標として単一キャリア特性の平均特性からの閾値の偏差（threshold deviation）を利用することができる。

代わりに、ある特定のキャリアの個別の信号対ノイズ比を測定することもでき、この個別の信号対ノイズ比をＯＦＤＭシンボルを構成する一群のキャリアの全てのキャリアの平均信号対ノイズ比と比較することができる。

図３ｂと図３ｃにそれぞれ、チャネルインパルス応答（図３ｂ）と、周波数選択性ディープフェードを領域４０に有する送信チャネルのチャネル伝達関数（図３ｃ）を示す。ディープフェード領域４０に周波数を有するキャリアの受信品質特性は全てのキャリアにわたる平均特性から大きく逸れ、このため送信電力に関する情報がなくとも、または十分に装備された（well-equipped）チャネル推定器がなくとも、ある特定の周波数領域のディープフェードを検出することができる。

次に、図６を参照して、チャネル推定器（channel estimator）６０に基づく本発明の送信機／受信機の好ましい実施形態について説明する。チャネル推定器６０は受信品質エバリュエータ（receiving quality evaluator）１３０内に配置される。受信品質エバリュエータ１３０は図２ｂと関連して議論されたマルチキャリアシナリオに適応した図１の送信機／受信機１００の一部である。ＲＦ受信部６１は受信アンテナ１２０と接続され、ＯＦＤＭ復調器６２に入力されるダウンミックスされた（down-mixed）マルチキャリアスペクトルを提供する。ＯＦＤＭ復調器６２は好ましくは、好ましくは高速フーリエ変換に基づく時間周波数ドメイン・コンバータとして実装される。

ＯＦＤＭ復調器６２の出力は情報復号器６３へ入力される。情報復号器６３は、当該分野では周知のように、デマッパ（demapper）と、チャネル推定器６０によって提供されたチャネル状態情報に依存する例えばビタビ（Viterbi）復号器もしくは他の復号器の形の次の情報復号器とによって実現することができる。情報復号器６３の出力において、復号された情報ビットが出力される。

図６の実施形態では、受信品質エバリュエータ１３０は受信電力検出器６５をさらに含む。受信電力検出器６５は、入力６６ａで示されたＲＦ信号に基づいて受信電力を測定する場合がある、あるいはライン６６ｂで示されたＲＦ部６１の出力を基に受信電力を測定する場合がある。

さらに、フィードバック信号生成器１４０はＲＦ部６１にフィードバック信号を出力することができ、フィードバック信号がアンテナ１２０または任意の他のアンテナを介して送信されることができるようにＲＦ部６１がその信号を処理する。代わりに、フィードバック信号生成器１４０は、フィードバック信号を遠隔の送信機／受信機に送信するためのそれ自身の送信モジュールを備えることができる。

次に、受信品質エバリュエータ１３０およびチャネル推定器の間の好ましい連携について議論する。

チャネル推定器６０は図９において符号９０で示されたチャネルグリッド（channel grid）に基づくパイロットベースのチャネル推定を利用することが好ましい。図９において黒く塗りつぶされた正方形はパイロットグリッドのパイロットトーン（pilot tones）に対応する。パイロットトーン間のキャリアに対して、チャネル推定器６０はチャネル補間（channel interpolation）を実行する。

チャネル補間（channel interpolation）は、１次元、好ましくは時間および周波数の２次元で起こり得る。本発明によれば、受信品質エバリュエータ１３０は、フィードバック信号が生成されるためのチャンク（chunck）またはリソースブロック（resource block）内に一定数のパイロットトーン（図９の例ではチャンク内に２つのパイロットトーン９２が存在する）が存在するときにフィードバック信号が生成できるだけにするようにフィードバック信号生成器１４０を制御するためにパイロットグリッド情報を利用する働きをする。こうして、チャネル推定器６０は位相フリップ（phase flipping）によって発生した位相の不連続性を処理する働きをする。しかしながら、フィードバック信号生成器１４０もチャネル推定器６０を制御するが、この際、チャネル推定器６０はチャンク内の他のサブキャリア値に対してチャネル情報を補間するためにそのチャンク内のパイロットトーンを使用するだけにする。従って、チャンク外のどのパイロットトーンもチャンク内のチャネルサブキャリア値を補間することには使用されない。この補間がチャンク外のパイロットトーンを利用することは避けられ、補間されたチャネル情報がフィードバック信号生成器１４０によって生成されたフィードバック信号に即応した位相フリップによって発生した位相不連続性によって乱されないようする。

図９の下部に斯かる装置のブロック図を示す。このブロック図は図２ａのブロック図と似ており、要素２３、２１、２２を有する。しかしこれらに加えて、１タイムスロットの間にサブキャリアの単一のＯＦＤＭグループに属するサブキャリアを収集する機能を有し、（その機能を持つことで）単一の位相制御情報がそのグループに属する全てのサブキャリアを位相フリップするのに十分になるようにするための、リソースブロックマッパ（resource block mapper）９０が提供される。当然、１つの斯かるグループは図９の上部にあるリソースブロック（チャンク）の単一の縦列のみをカバーする。時間次元も有する、すなわち一定数のＯＦＤＭシンボルに拡がるチャンクを取得するため、リソースブロックマッパ９０は、同じ位相フリップが単一グループのサブキャリアまたは単一のＯＦＤＭシンボルで起こるだけでなく時間的に隣接する複数のＯＦＤＭシンボルにわたって起こることが保証されるように制御される。

代わりの実施形態では、フィードバック信号は必要とされず、ダイバーシチ送信機（diversity transmitter）がフィードバック情報なしに単独で遠隔の送信機における受信品質を決定する。ここでは、遠隔の送信機／受信機からの信号はパイロット情報または有用情報を含み、受信機は受信品質が閾値を下回ったときに位相制御信号を生成する働きをする。好ましくは、受信機は遠隔の送信機／受信機と当該送信機／受信機との間の送信チャネルのパイロット誘導チャネル推定（pilot guided channel estimation）またはブラインドチャネル推定（blind channel estimation）を実行してチャネル推定値を取得する働きをする。さらに、受信機は、そのチャネル推定値がチャネル推定閾値を下回ったときに位相制御信号を生成する働きをする。

ここでは、受信機は、第１の送信アンテナと遠隔の送信機／受信機との間のチャネルに対する第１の部分的な（partial）チャネル推定値が得られるように、そして第２の送信アンテナと遠隔の送信機／受信機との間のチャネルに対する第２の部分的な（partial）チャネル推定値が得られるように、チャネル推定を実行する働きをする。受信機はさらに、第１および第２の部分的なチャネル推定値を使用して、弱めあう重ね合わせが遠隔の送信機／受信機に存在するかどうかを判定し、弱めあう重ね合わせが存在する場合には位相制御信号を生成する働きをする。好ましくは、位相符号器は、遠隔の送信機／受信機における弱めあう重ね合わせが強めあう重ね合わせに緩和または変更されるように、位相関係を変更する働きをする。好ましい実施形態では、位相符号器は第１または第２の部分的なチャネル推定値に基づいて第１または第２の送信信号に適用される位相値を計算する働きをする。より高度だが計算集約的（computational intensive）な実施形態では、位相状況は、図３ａと、特に図４のベクトル表現から明らかになる強めあう重ね合わせが常に得られるように制御することが可能である。結果のチャネルベクトルＨ_i,nの長さを最大化する位相値を見つけることは常に可能である。

一般に、フィードバック実施形態と関連して議論された閾値を決定するための同じ実施形態が非フィードバック実施形態にも利用することができる。

本スキームは、アップリンクとダウンリンクのチャネルが同一、すなわち同一の周波数を有する時分割全二重（ＴＤＤ：Time Division Duplex）通信スキームが使用されるときに特にうまく機能する。しかし斯かるＴＤＤスキームが全く使用されない状況でも、本スキームは、ダイバーシチ装置から遠隔の送信機／受信機への（ダウンリンク）チャネルが遠隔の装置からダイバーシチ装置へのアップリンクチャネルと少なくとも類似しているときに有用である。

さらに、本発明の方法の一定の実施要件に応じて、本発明の方法はハードウェアまたはソフトウェアで実施が可能である。本発明の実施は、本発明の方法が実行されるようにプログラマブルなコンピュータシステムと協働することができるデジタル記憶媒体、特に電子的に可読な制御信号が保存された磁気ディスクＣＤを使用して行うことができる。一般に、本発明は従ってコンピュータ上で走らせたときに本発明の方法を実行する働きをするプログラムコードが機械可読媒体に記憶されたコンピュータ・プログラム製品である。言い換えると、本発明の方法は、コンピュータ上で走らせたときに本発明の少なくとも１つの方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータ・プログラムである。

＜略語一覧＞
ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）：逆高速フーリエ変換
ＣＳＩ（channel state information）：チャネル状態情報
ＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplexing）：直交波周波数分割多重
Ｒｘ（receiver）：受信側
Ｔｘ（transmitter）：送信側

＜文献一覧＞
[1] S. Kaiser, "Spatial transmit diversity techniques for broadband OFDM systems," in Proceedings IEEE Global Telecommunications Conference (GLOBECOM 2000), San Francisco, USA, pp. 1824-1828, Nov./Dec. 2000.
[2] A. Dammann, S. Kaiser, "Standard conformable antenna diversity techniques for OFDM and its application to the DVB-T system," in Proc. IEEE Global Telecommunications Conference (GLOBECOM 2001), San Antonio, USA, pp. 3100-3105, Nov. 2001.
[3] COST 207,"Digital Land Mobile Radio Communications," Final Report, 1989

本発明に基づく互いに通信し合う送信機／受信機と遠隔の送信機／受信機の概略構成図である。 本発明の好ましい実施形態による、一般化された位相符号化を実行する送信機／受信機のブロック図である。 ＯＦＤＭマルチキャリアシステムのコンテクストにおける図２ａの送信機／受信機のより詳細なブロック図である。 ２本のアンテナのコンテクストにおける位相符号化の好ましい方法を示す図である。 強めあう重ね合わせと、弱めあう重ね合わせと、パワー的にニュートラルな重ね合わせとの間の比較を示す図である。 周波数選択性チャネルのチャネルインパルス応答を示す図である。 周波数選択性チャネルのチャネル伝達関数を示す図である。 本発明の好ましい実施形態の基礎となる位相符号化の原理を示す図である。 ディープフェードを回避する本発明の可能性を示すＯＦＤＭマルチキャリアシステムに対するシミュレーション結果を示す図である。 情報信号を受信し、フィードバック信号を送信するための本発明の送信機／受信機の詳細な構成図である。 一般的なアーバンチャネルモデルのシミュレーション結果を示す図である。 一般的な屋内チャネルモデルのシミュレーション結果を示す図である。 信号オーバヘッドを減らすための本発明のチャンクベースの実施形態を示す図である。

符号の説明

２１、２２ ＯＦＤＭ変調器
２３、３１０ 位相符号器
２４、２５ 上部、下部ブランチ
２６ ビット源
２７ａ、２７ｂ Ｓ／Ｐコンバータ
２８ａ、２８ｂ マッパ
３０ａ、３０ｂ、６１ ＲＦ部
６０ チャネル推定器
６２ ＯＦＤＭ復調器
６３ 情報復号器
６５ 受信電力検出器
６６ａ、６６ｂ 入力ライン
９０ リソースブロックマッパ
１００、２００ 送信機／受信機
１１０ 受信モジュール
１２０ Ｒｘアンテナ
１３０ 受信品質エバリュエータ
１４０ フィードバック信号生成器
１５０ フィードバック信号
２１０、２２０ Ｔｘアンテナ
２３０、２４０ チャネル（伝送路）
２８０ 送信モジュール
２９０、３００ 送信信号
３２０ 位相変更制御信号
３３０ フィードバック信号用受信機

Claims (39)

1. 遠隔の送信機／受信機と通信するための送信機／受信機（１００）であって、
   前記遠隔の送信機／受信機において空間的に異なる位置に配置された２つ以上の送信アンテナ（２１０、２２０）により送信された２つ以上の送信信号を重ね合わせた信号を受信するための受信モジュール（１１０）と、
   受信信号の受信品質を評価するための受信品質エバリュエータ（１３０）と、
   前記遠隔の送信機／受信機に対して送信信号間の位相関係を変更するよう指令する前記遠隔の送信機／受信機へのフィードバック信号を前記受信品質がある閾値未満であるときに生成するためのフィードバック生成器（１４０）と
   を具備することを特徴とする送信機／受信機。
2. 前記フィードバック生成器（１４０）は前記遠隔の送信機／受信機へフィードバック信号を送信するための送信モジュールを含むことを特徴とする請求項１に記載の送信機／受信機。
3. 前記受信品質エバリュエータ（１３０）は受信信号の信号対ノイズ比に関する情報を導出する働きをすることを特徴とする請求項１または２に記載の送信機／受信機。
4. 前記受信品質エバリュエータ（１３０）は受信信号の受信電力に関する情報を決定する働きをし、前記フィードバック生成器（１４０）は前記受信電力と前記遠隔の送信機／受信機において送信信号を送信するために使用された送信電力との間の関係に関する情報を閾値として利用する働きをすることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
5. 前記受信品質エバリュエータ（１３０）は、当該送信機／受信機と前記遠隔の送信機／受信機との間の送信チャネルに関する情報を推定するためのチャネル推定器（６０）を含むとともに、
   前記フィードバック生成器（１４０）は、送信チャネル係数の大きさの最小値を前記閾値として利用する働きをすることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
6. 前記フィードバック生成器（１４０）は２つ以上の送信信号を送信するために使用された送信電力に関する情報を利用する働きをすることを特徴とする請求項５に記載の送信機／受信機。
7. 前記フィードバック生成器（１４０）は、受信信号の測定された受信電力が、第１または第２の送信信号を送信するための送信電力に、当該送信機／受信機と前記遠隔の送信機／受信機との間の送信チャネルを記述するチャネル係数の大きさと補正因子とを掛け合わせた値より小さいときに、フィードバック信号を生成する働きをするとともに、
   前記補正因子は、ゼロより大きく、かつ前記送信アンテナの送信電力のコヒーレントな重ね合わせより低くなるように選ばれることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
8. 受信信号を復号して当該信号に含まれる情報を抽出するための情報復号器（６３）をさらに具備し、
   前記フィードバック生成器（１４０）は前記情報復号器（６３）に対してフィードバック信号が生成される時を知らせる働きをすることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
9. 前記受信品質エバリュエータ（１３０）はチャネル推定値を生成するためのチャネル推定器（６０）を含み、
   当該送信機／受信機は、前記チャネル推定値に基づいて受信信号を復号するための情報復号器（６３）をさらに具備することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
10. 前記フィードバック生成器（１４０）は、フィードバック信号が生成されたときに位相フリップモードに変更するよう前記チャネル推定器（６０）を制御する働きをすることを特徴とする請求項９に記載の送信機／受信機。
11. 前記情報復号器（６３）は所定のパイロットグリッドに従って受信信号内に分布したパイロット情報を復号する働きをするとともに、
    前記情報復号器（６３）は前記パイロットグリッドと所定の関係にある時間または周波数におけるインスタンスにおいてのみフィードバック信号が送信されるようにフィードバック生成器（１４０）を制御する働きをすることを特徴とする請求項９または１０に記載の送信機／受信機。
12. 前記チャネル推定器（６０）は所定のパイロットグリッド内の異なる位置にあるパイロット情報の間を補間してパイロット情報が利用できない位置のチャネル推定値を取得する働きをするとともに、
    前記フィードバック生成器（１４０）は、フィードバック信号の生成後に生じるチャネルの補間において、前記チャネル推定器によって、フィードバック信号が送信された時よりも前に生成されたパイロット情報を該チャネル推定器が使用している度合いと比べてそれよりも高い度合いで、フィードバック信号に応答して生成されたパイロット情報が使用されるように、前記チャネル推定器（６０）を制御する働きをするか、または、
    前記フィードバック生成器（１４０）は、フィードバック信号の生成後に生じるチャネルの補間において、フィードバック信号に応答して生成されたパイロット情報のみが使用されるように、前記チャネル推定器（６０）を制御する働きをすることを特徴とする請求項１１に記載の送信機／受信機。
13. 当該送信機／受信機は複数のサブチャネルを有するマルチチャネル変調スキームで前記遠隔の送信機／受信機と通信するようにされており、
    前記受信品質エバリュエータ（１３０）および前記フィードバック生成器（１４０）はフィードバック信号が単一チャネルまたは一群のチャネルについての位相制御情報を含むようにチャネルごとまたは一群のチャネルごとに選択的に機能するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
14. 前記マルチチャネル変調スキームを実装するマルチチャネル変調器はＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重）変調器であり、
    前記受信モジュール（１１０）はＯＦＤＭサブキャリア値の時間的に連続するグループを提供するＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重）復調器を含み、
    前記受信品質エバリュエータ（１３０）は、複数の時間的に連続するグループからの複数のサブキャリアを含む１チャンクのサブキャリア値に対する受信品質を評価する働きをし、
    前記フィードバック生成器（１４０）は前記遠隔の送信機／受信機に対して前記１チャンク内の全てのサブキャリア値に関係するフィードバック信号に応じて前記１チャンクに属するサブキャリア値に対する位相関係を変更するよう指令する前記フィードバック信号を生成する働きをすることを特徴とする請求項１３に記載の送信機／受信機。
15. 前記受信品質エバリュエータ（１３０）または前記フィードバック生成器（１４０）は、チャネルコヒーレンス帯域幅より狭いチャンク帯域幅とチャネルコヒーレンス時間より短いチャンク継続時間とを有するチャンクにおいて機能するよう構成されていることを特徴とする請求項１４に記載の送信機／受信機。
16. 前記受信品質エバリュエータ（１３０）は前記１チャンク内のサブキャリア値に対する全てのチャネル推定値を平均するか、または前記１チャンクの表示としてある特定のサブキャリアのチャネル推定値を選択する働きをし、
    前記フィードバック生成器（１４０）は前記平均または表示を閾値比較において使用する働きをすることを特徴とする請求項１４または１５に記載の送信機／受信機。
17. 前記受信品質エバリュエータ（１３０）は、前記受信モジュール（１１０）と第１の送信アンテナ（２１０）の間の通信のための第１のサブチャネルと、前記受信モジュール（１１０）と第２の送信アンテナ（２２０）の間の通信のための第２のサブチャネルとを区別する働きをし、
    前記フィードバック生成器（１４０）は、前記サブチャネルのうちより良いサブチャネルを通じて送信機に対して送信された信号の送信電力を増大させることを指令する電力制御信号を生成する働きをすることを特徴とする請求項１乃至１６のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
18. 遠隔の送信機／受信機と通信するための送信機／受信機（２００）であって、
    第１の送信アンテナ（２１０）によって送信されるのに使用される第１の送信信号（２９０）を生成するためと、第２の送信アンテナ（２２０）によって送信されるのに使用される第２の送信信号（３００）を生成するための送信モジュール（２８０）と、
    前記送信モジュール（２８０）に結合しており、位相変更制御信号（３２０）に応答して第１の送信信号（２９０）と第２の送信信号（３００）との間の位相関係を１６０°より大きく２００°より小さい角度だけ変更するための位相符号器（３１０）と、
    前記遠隔の送信機／受信機からの信号を受信し、その信号に応答して前記位相変更制御信号を生成するための受信機（３３０）と
    を具備することを特徴とする送信機／受信機。
19. 前記受信機（３３０）は、前記遠隔の送信機／受信機から、当該送信機／受信機に対して位相制御信号を開始させることを指令するフィードバック信号を受信する働きをすることを特徴とする請求項１８に記載の送信機／受信機。
20. 前記フィードバック信号は、単一のキャリアまたは一群のキャリアを示す情報を含み、前記位相符号器は、前記フィードバック信号に示された単一のキャリアまたは一群のキャリアに対する位相関係を変更し、前記情報に示されていないキャリアに対する位相関係は変更しない働きをすることを特徴とする請求項１８または１９に記載の送信機／受信機。
21. 前記遠隔の送信機／受信機からの信号がパイロット情報または有用情報を含み、
    前記受信機（３３０）は、前記遠隔の送信機／受信機からの信号の受信品質が閾値未満のときに位相制御信号を生成する働きをすることを特徴とする請求項１８乃至２０のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
22. 前記受信機（３３０）は、前記遠隔の送信機／受信機と当該送信機／受信機との間の送信チャネルのパイロット誘導チャネル推定またはブラインドチャネル推定を実行してチャネル推定値を取得する働きをするとともに、
    前記受信機は、前記チャネル推定値がチャネル推定閾値未満のときに、位相制御信号を生成する働きをすることを特徴とする請求項２１に記載の送信機／受信機。
23. 前記受信機（３３０）は、第１の送信アンテナと前記遠隔の送信機／受信機との間のチャネルに対する第１の部分的なチャネル推定値が取得されるとともに、第２の送信アンテナと前記遠隔の送信機／受信機との間のチャネルに対する第２の部分的なチャネル推定値が取得されように、チャネル推定を実行する働きをし、
    前記受信機（３３０）は、弱めあう重ね合わせが前記遠隔の送信機／受信機に存在するかどうかを判定するために、前記第１および第２の部分的なチャネル推定値をさらに使用し、弱めあう重ね合わせが存在する場合には位相制御信号を生成する働きをすることを特徴とする請求項２２に記載の送信機／受信機。
24. 前記位相符号器は、前記遠隔の送信機／受信機における弱めあう重ね合わせが強めあう重ね合わせに緩和または変更されるよう位相関係を変更する働きをすることを特徴とする請求項２３に記載の送信機／受信機。
25. 前記位相符号器は、前記第１または第２の部分的なチャネル推定値に基づいて、前記第１または第２の送信信号に適用される位相値を計算する働きをすることを特徴とする請求項２４に記載の送信機／受信機。
26. 時分割全二重通信スキームが使用されることを特徴とする請求項１８乃至２２のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
27. 前記送信モジュールは第１の送信信号を生成するための第１の送信部（２４）と第２の送信信号を生成するための第２の送信部（２５）とを含み、
    前記位相符号器（３１０）は、前記送信部の出力または前記送信部への入力における信号の位相関係を選択的に制御するよう結合されていることを特徴とする請求項１８乃至２６のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
28. 前記送信モジュールは情報をキャリア上に変調するための変調器（２１）を含み、
    前記位相符号器（３１０）は前記情報を制御して、制御された該情報が、影響を与える前の位相とは異なる位相を持つようにする働きをすることを特徴とする請求項１８乃至２７のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
29. 前記送信モジュール（２４）は、ベースバンド変調器（２１）とＲＦ（無線周波数）変調器とを含み、
    前記位相符号器（３１０）は、前記ベースバンド変調器に入力されるまたは前記ベースバンド変調器によって出力される値の位相関係を変更する働きをすることを特徴とする請求項１８乃至２７のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
30. 前記ベースバンド変調器は直交波周波数分割多重変調器（２１）であり、
    前記位相符号器（３１０）は直交波周波数分割多重変調が逆フーリエ変換を使用する前にサブキャリア振幅の複素振幅を制御する働きをすることを特徴とする請求項２９に記載の送信機／受信機。
31. 前記位相符号器（３１０）は約１８０°の値だけ位相関係を変更する働きをすることを特徴とする請求項１８に記載の送信機／受信機。
32. 前記受信モジュール（１１０）は前記送信信号が送信されるチャネルとは異なるチャネルで前記フィードバック信号を受信する働きをすることを特徴とする請求項１８乃至３１のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
33. パイロット情報を所定のパイロットグリッドに従って第１の送信信号と第２の送信信号に挿入するためのパイロット信号インサータをさらに具備し、
    前記パイロット情報インサータは、前記位相変更制御信号が前記パイロット情報に対してアクティブなときに、当該パイロット情報の位相を変更する働きをすることを特徴とする請求項１８乃至３２のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
34. 前記位相変更制御信号は、サブキャリア値の所定数の時間的に連続するグループ内における所定数のサブキャリア値を有するチャンクに適用され、
    前記位相符号器（３１０）は、前記位相変更制御信号に応答して、前記チャンク内の全てのサブキャリア値に対する位相関係をまとめて変更する働きをすることを特徴とする請求項１８乃至３３のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
35. パイロット情報を所定のパイロットグリッドに従って第１の送信信号と第２の送信信号に挿入するためのパイロット信号インサータをさらに具備し、
    前記チャンクはこのチャンクがパイロット情報を有する少なくとも１つのサブキャリア値を含むように選ばれることを特徴とする請求項３４に記載の送信機／受信機。
36. 前記受信機は、異なる電力を使用して送信されることになっている送信信号を示す電力フィードバック信号を受信する働きをし、
    前記送信モジュール（２８０）は、前記電力フィードバック信号に応答して、示された送信信号に対する送信電力を変更する働きをすることを特徴とする請求項１８乃至３５のいずれか１項に記載の送信機／受信機。
37. 送信機／受信機と遠隔の送信機／受信機との間で通信するための通信方法であって、
    前記遠隔の送信機／受信機において空間的に異なる位置に配置された２つ以上の送信アンテナ（２１０、２２０）により送信された２つ以上の送信信号を重ね合わせた信号を受信するステップ（１１０）と、
    受信信号の受信品質を評価するステップ（１３０）と、
    前記遠隔の送信機／受信機に対して送信信号間の位相関係を変更するよう指令する前記遠隔の送信機／受信機へのフィードバック信号を前記受信品質が閾値未満のときに生成するステップ（１４０）と
    を有することを特徴とする通信方法。
38. 送信機／受信機と遠隔の送信機／受信機との間で通信するための通信方法であって、
    第１の送信アンテナ（２１０）で送信されることに使用される第１の送信信号（２９０）を生成し、第２の送信アンテナ（２２０）で送信されることに使用される第２の送信信号（３００）を生成するステップ（２８０）を有し、
    前記生成ステップ（２８０）は、位相変更制御信号（３２０）に応答して第１の送信信号（２９０）と第２の送信信号（３００）との間の位相関係が、１６０°より大きく２００°より小さい角度だけ変更（３１０）されるように実行されるものであり、
    前記遠隔の送信機／受信機からの信号を受信し、その信号に応答して前記位相変更制御信号を生成するステップ（３３０）をさらに有することを特徴とする通信方法。
39. コンピュータ上で走らせたときに請求項３７に記載された方法または請求項３８に記載された方法を実行するためのコンピュータプログラム。

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