JP2008042609A - 分波器および無線受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】 隣接チャネルごとに分波することができる分波器の提供。
【解決手段】 受信信号を第１、第２のチャネルに分波する分波器であって、第１のチャネル用フィルタを通過した分波特性の中心周波数ｆ１と、前記第２のチャネル用フィルタを通過した分波特性の中心周波数ｆ２とは、ｆ１＜ｆ２の関係を満たし、第１のチャネル用フィルタを通過した分波特性は周波数ｆａ１に減衰極を有し、第２のチャネル用フィルタを通過した分波特性は周波数ｆａ２に減衰極を有し、中心周波数ｆ１、ｆ２および周波数ｆａ１、ｆａ２は、ｆ１＜ｆａ１、ｆａ２＜ｆ２、ｆ２−ｆａ１＜（ｆ２−ｆ１）／２、ｆａ２−ｆ１＜（ｆ２−ｆ１）／２の関係を満たし、周波数ｆａ１における第２のチャネル用フィルタを通過した分波特性は−２０ｄＢ以下であり、周波数ｆａ２における第１のチャネル用フィルタを通過した分波特性は−２０ｄＢ以下であることを特徴とする分波器。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線通信に用いられる分波器および無線受信機に関する。

無線通信事業者にある周波数帯域が与えられている場合、与えられた帯域は複数のチャネル（周波数帯域）に分割して使用されることが多い。従来の基地局受信システムでは、分割されたチャネルをひとまとめに受信し、ベースバンド（ＢＢ）に周波数変換した後、各チャネルに分離して処理される。

分離処理した信号がアンプやミキサを通過すると、非線形性により相互変調歪が発生する。ここで相互変調歪は、２つの基本波ｆ１、ｆ２について発生する、２ｆ１-ｆ２および２ｆ２-ｆ１の周波数成分である。すなわち、ある帯域の信号については、相互変調歪は帯域内に加え、帯域外にも上下に同じ帯域幅の相互変調歪が発生する。

従って、あるチャネル領域の相互変調歪は、自分自身のつくる相互変調歪に上下のチャネルによる相互変調歪が加算されることになる。もし中間のチャネルの信号パワーが小さい場合は、信号に対する歪すなわちノイズの割合が大きくなり、等価Ｃ/Ｎが劣化し通信が不安定になるという問題が発生する。

超電導フィルタを用いた分波器として、いずれもチェビシェフ関数型の少数段のフィルタで構成されている（非特許文献１、２）。通信で用いられる単独のチャネルを分波する分波器として用いることができない。

隣接チャネルを分波する分波器として、導波管で構成した分波器がある（非特許文献３、４）。低周波数領域の導波管は低周波数領域で大型化するという問題がある。
IEEE Microwave Theory and Techniques Vol. 44, 1213 (1996). IEEE Microwave Theory and Techniques Simposium Digest 295 (1997). Electronics Letters 29, 1674 (1993). IEEE Microwave Theory and Techniques Simposium Digest 1607 (2001).

分波器で各チャネルをＲＦ段で分離しておけば、相互変調歪は自分のチャネル内の分のみとなるので等価Ｃ/Ｎが向上するというメリットがある。しかしながら、各チャネルを分波するには極めて帯域幅が小さいフィルタで構成される分波器が必要である。また、隣接チャネル領域における十分な減衰を確保するため、フィルタのスカート特性は極めて急峻でなければならない。

隣接チャネルを分波する分波器も知られているが、あるチャネルの帯域通過フィルタの減衰極が、隣接チャネルの通過帯域内に存在するため、過渡的に通信信号が劣化するという問題がある。すなわち、従来技術では、通信に用いられるチャネルごとに分波できる分波器が実現できず、各チャネルをＲＦ段で分離した無線受信機は実現できなかった。

本発明は、通信に用いられる隣接チャネルごとに分波できる分波器を提供し、帯域内信号による相互変調歪を抑制することにより等価Ｃ/Ｎを改善し、与えられた通信周波数帯域を有効活用し、大容量通信を可能にする無線受信機を提供することにある。

本発明の一態様は、受信信号を第１および第２のチャネルに分波する分波器であって、第１のチャネル用帯域通過フィルタと、第２のチャネル用帯域通過フィルタを具備し、第１および第２のチャネル用帯域通過フィルタは誘電体基板上にマイクロストリップ線路で形成され、第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性の中心周波数ｆ１と、第２のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性の中心周波数ｆ２とは下記（１）式を満たし、
ｆ１＜ｆ２ （１）
第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性は周波数ｆａ１に減衰極を有し、第２のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性は周波数ｆａ２に減衰極を有し、中心周波数ｆ１、ｆ２および周波数ｆａ１、ｆａ２は下記（２）式乃至（５）式を満たし、
ｆ１＜ｆａ１ （２）
ｆａ２＜ｆ２ （３）
ｆ２−ｆａ１＜（ｆ２−ｆ１）／２ （４）
ｆａ２−ｆ１＜（ｆ２−ｆ１）／２ （５）
周波数ｆａ１における第２のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性は−２０ｄＢ以下であり、周波数ｆａ２における第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性は−２０ｄＢ以下であることを特徴とする分波器を提供する。

また、本発明の一態様は、アンテナからの受信信号を分波する上記分波器と、分波器のチャネルの出力部に接続されたＬＮＡと、入力部がＬＮＡに接続され出力部がベースバンド処理部に接続されたミキサとを具備することを特徴とする無線受信機を提供する。

さらにまた、２つのチャネルのガードバンド用帯域通過フィルタを具備する上記分波器と、分波器の出力部に接続されたＬＮＡと、ガードバンド用帯域通過フィルタからの出力を開放端状態および第１のチャネル用帯域通過フィルタからの出力との合波状態へ切り替えるスイッチと、第１のチャネル用帯域通過フィルタからの出力を通過状態および第２のチャネル用帯域通過フィルタからの出力との合波状態へ切り替えるスイッチと、入力部がＬＮＡに接続され出力部がベースバンド処理部に接続されたミキサとを具備することを特徴とする無線受信機を提供する。

本発明によると、通信に用いられる隣接チャネルごとに分波することができる分波器を実現できる。また、本発明の無線受信機によれば、等価Ｃ/Ｎを改善し、与えられた通信周波数帯域を有効活用でき、大容量通信が可能となる。

以下、図面を参照しながら本発明を実施するための形態について詳しく説明する。尚、実施の形態や実施例を通して共通する構成には同一の符号を付すものとし、重複する説明は省略する。また、参照する各図は発明の説明とその理解を促すための模式図であり、図面表示の便宜上、形状や寸法、比等は実際の装置と異なる個所があるが、これらは以下の説明と公知の技術を参酌して適宜、変更することができる。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る分波器の回路構成を示す模式図である。

入力部３０から入力した信号は、遅延回路１７、１８、１９、２０、２１、２２を経て、各チャネルの帯域通過フィルタ２、３、４、５を通り、各チャネルの出力部３１、３２、３３、３４から出力される。

ここで遅延回路１７乃至２２は特性インピーダンス５０Ωの線路で構成され、所望の分波特性が得られるように最適な電気長とする。また、所望の分波特性が得られるように各チャネルの帯域通過フィルタ２乃至５の回路定数を最適化することもできる。

図２は、図１の分波器回路を実現したレイアウトの模式図である。

厚さ約０．４３ｍｍ、比誘電率約１０のＭｇＯ基板（図示略）上に超伝導マイクロストリップ線路を形成する。ここで、マイクロストリップ線路は超伝導体で作成する。超伝導体は、厚さ約５００ｎｍのＹ系銅酸化物高温超伝導薄膜を用い、ストリップ導体の線路幅は約０．４ｍｍである。超伝導薄膜は、レーザー蒸着法、スパッタ法あるいは共蒸着法など様々な方法により形成することができる。

入力部３０から入力した信号は、遅延回路１７、１８、１９、２０、２１、２２を経て、各チャネルの帯域通過フィルタ２、３、４、５を通り、各チャネルの出力部３１、３２、３３、３４から出力される。

各チャネルの帯域通過フィルタ２乃至５は、擬似楕円関数型１０段フィルタで構成されており、ヘアピン型共振器１０個と、２個の共振器間結合用伝送線路４１とを具備している。すなわち、図２は、分波器の一部が超電導特性を有し、分波器が単一の誘電体基板上に形成されている例を示している。共振器間結合用伝送線路４１は、減衰極を実現するためのものである。共振器間結合用伝送線路４１の両端部はそれぞれ共振器の端部とギャップを介して電磁界結合している。結合強度は、ギャップを大きさおよび４１の電気長により調節することができる。

本発明の一形態に係る分波器は、上記（１）乃至（５）式を満たす。発明者らによる検討の結果、周波数ｆａ１における前記チャネル２用帯域通過フィルタを通過した分波特性が−２０ｄＢ以下であり、波数ｆａ２における前記チャネル１用帯域通過フィルタを通過した分波特性が−２０ｄＢ以下であれば過渡的な信号劣化を抑制できることをつきとめた。すなわち、チャネル１およびチャネル２のガードバンド内に減衰極を設けることにより、過渡的な信号劣化を抑制して所望の隣接チャネルの分波特性を実現できることができる。

ここで、前記分波器の一部が超電導特性を有することが望ましい。また、分波器が単一の誘電体基板上に形成されていてもよい。さらに、分波器の入力部から各フィルタに接続される線路の電気長が可変であってもよい。

図３（ａ），（ｂ）に、図１の分波器回路の特性を示す。図３（ｂ）は、図３（ａ）の部分拡大図である。

チャネル１乃至４はそれぞれ中心周波数が2GHz、2.005Gz、2.010GHz、2.015GHzである。

（第１の例）ｆ１＝2GHz、ｆ２＝2.005Gzとすると、
ｆ１＜ｆ２ （１）
を満足している。

ｆａ１＝2.00253GHzにおいてチャネル１の帯域通過フィルタを通過した分波特性は減衰極をもち、ｆａ２＝2.00243GHzにおいてチャネル２の帯域通過フィルタを通過した分波特性は減衰極をもち、
ｆ１＜ｆａ１ （２）
ｆａ２＜ｆ２ （３）
ｆ２−ｆａ１＜（ｆ２−ｆ１）／２ （４）
ｆａ２−ｆ１＜（ｆ２−ｆ１）／２ （５）
を満足している。

そして、ｆａ１においてフィルタ２を通過した分波特性は-49.97ｄＢであるので、−２０ｄＢ以下となっている。また、ｆａ２においてフィルタ１を通過した分波特性は-46.00ｄＢであるので、−２０ｄＢ以下となっている。

すなわち、（１）乃至（５）の不等式を満足することにより、チャネル１およびチャネル２のガードバンド内に減衰極を設けることができ、過渡的な信号劣化を抑制して所望の隣接チャネルの分波特性を実現できている。なお、ガードバンドは通信システムに応じて決められるが、ここでは、過渡的な信号劣化が抑制できる−２０ｄＢ以下の領域を示しており、図３（ｂ）では2.00227GHzから2.00273GHzの領域を示している。

（第２の例）ｆ１＝2.005GHz、ｆ２＝2.010Gzとすると、（１）式を満足している。

さらに、ｆａ１＝2.00758GHzにおいてチャネル１の帯域通過フィルタを通過した分波特性は減衰極をもち、ｆａ２＝2.00742GHzにおいてチャネル２の帯域通過フィルタを通過した分波特性は減衰極をもち、（２）乃至（５）式を満足している。

そして、ｆａ１においてフィルタ２を通過した分波特性は-39.68ｄＢであるので、−２０ｄＢ以下となっている。また、ｆａ２においてフィルタ１を通過した分波特性は-40.32ｄＢであるので、−２０ｄＢ以下となっている。すなわち、以上の不等式を満足することにより、チャネル１およびチャネル２のガードバンド内に減衰極を設けることができ、過渡的な信号劣化を抑制して所望の隣接チャネルの分波特性を実現できている。

（第３の例）ｆ１＝2.010GHz、ｆ２＝2.015Gzとすると、（１）式を満足している。さらに、ｆａ１＝2.01257GHzにおいてチャネル１の帯域通過フィルタを通過した分波特性は減衰極をもち、また、ｆａ２＝2.01247GHzにおいてチャネル２の帯域通過フィルタを通過した分波特性は減衰極をもち、（２）乃至（５）式を満足している。

さらに、ｆａ１においてフィルタ２を通過した分波特性は-46.38ｄＢであるので、−２０ｄＢ以下となっている。また、ｆａ２においてフィルタ１を通過した分波特性は-49.51ｄＢであるので、−２０ｄＢ以下となっている。すなわち、以上の不等式を満足することにより、チャネル１およびチャネル２のガードバンド内に減衰極を設けることができ、過渡的な信号劣化を抑制して所望の隣接チャネルの分波特性を実現できている。

ここで、遅延回路１７乃至２２の電気長はそれぞれ、213度、148度、201度、155度、204度、156度であり、電気長は2GHzを基準に表示した。これらの電気長の値は唯一の解ではなく、他にも解は存在するので、実装上都合のよい解を選ぶのがよい。

また、ここでは、４つのチャネルの帯域幅はすべて同じ例を示したが、帯域幅の異なるチャネルが含まれていてもよい。

周波数ｆａ１における第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性および周波数ｆａ２における前記第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性を変化させたときの、等価Ｃ／Ｎの値の変化を図３（ｃ）に示す。横軸は、周波数ｆａ１における第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性と、周波数ｆａ２における第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性の平均値［ｄＢ］を示し、縦軸は等価Ｃ／Ｎ［ｄＢ］を示す。システム構成上、等価Ｃ／Ｎは３５ｄＢ必要であることから、周波数ｆａ１における第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性および周波数ｆａ２における第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性はともに−２０ｄＢ以下であればよいことがわかる。

図４は、図１とは別の回路構成で分波器を実現した例である。

遅延回路を構成する分岐線路が異なっており、入力部および出力部の配置が、図１の場合と比較して実装上都合がよいこともある。ただし、分波特性は図１の構成でも図４の構成でも同様である。

（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態に係る無線受信機について説明する。

図５は、図１の分波器を組み込んだ無線受信機の構成図である。

アンテナからの受信信号を分波する分波器０を具備し、分波器０の各々の出力部にＬＮＡ６、７、８、９が接続されており、その後段にそれぞれミキサ１３、１４、１５、１６が接続され、さらに後段のベースバンド処理部ＢＢ−ＩＣに接続されている。アンテナは送信および受信を共用しており、送信信号はデュプレクサを経てアンテナから送信され、受信信号はアンテナから受信されてデュプレクサを経て分波器０に入力される。

分波器０では、入力信号が各チャネルの信号に分波されて、それぞれの出力部に出力される。分波器０で分波された各チャネルの信号は、ＬＮＡ６乃至９により増幅される。ＬＮＡで増幅された信号は、ミキサ１３乃至１６でベースバンドに周波数変換され、ベースバンド処理部ＢＢ―ＩＣに入力される。

ここで、ミキサ１３乃至１６の後段にそれぞれ直接ベースバンド処理部が接続されているが、必ずしも一度でベースバンドに周波数変換する必要はなく、中間周波数（ＩＦ）に変換した後でベースバンドに周波数変換することもできる。すなわち、ミキサ１３、１４、１５、１６の後段にそれぞれＩＦフィルタ、アンプ、ミキサを接続し、その後段にそれぞれベースバンド処理部を接続することもできる。

図６は、本実施形態の無線受信機の他の構成図である。

この受信機では、図７に示すように、同一帯域幅のチャネルA、B、C、Dで使用する場合と、チャネルA+BとC、Dで使用する場合を切り替えることができる。

図６では、アンテナからの受信信号はデュプレクサを経て分波器０に接続されている。分波器０は、チャネルＡ用のフィルタ２、チャネルＢ用のフィルタ３、チャネルＣ用のフィルタ４、チャネルＤ用のフィルタ５、チャネルＡとチャネルＢのガードバンド用のフィルタ１を具備している。フィルタ１、２、３、４、５はぞれぞれＬＮＡ６、７、８、９、１０に接続されている。スイッチ１１は、ガードバンド用フィルタからの出力を、開放状態と、チャネルAの出力との合波状態に切り替えることができる。スイッチ１２は、チャネルＢの出力を、スルーでミキサ１４へ接続する状態と、チャネルＡの出力との合波状態に切り替えることができる。ミキサ１３、１４、１５、１６はそれぞれチャネルＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ用のベースバンドＩＣに接続されている。分波器０は、入力部から各フィルタに接続される線路１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４の電気長が可変である。またＬＮＡ６、７、８の利得は可変であり、各々の後段には遅延回路２５、２６、２７を具備する。

すなわち、スイッチ１１および１２を切り替えることにより、図７に示したように、同一帯域幅のチャネルＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄで使用する場合と、チャネルＡ+ＢとＣ、Ｄで使用する場合を切り替えることができる。

なお、ここではガードバンド用フィルタとして、チャネルＡとチャネルＢのガードバンド用フィルタのみ具備する場合を説明したが、任意のチャネル間ガードバンド用フィルタを具備してもよい。また、大きな帯域幅として使用する場合として、ここでは２つのチャネルを合わせて使用する場合を説明したが、３つ以上のチャネルを合わせて用いてもよい。

ここで、ミキサ１３、１４、１５、１６の後段にそれぞれ直接ベースバンド処理部ＢＢ−ＩＣが接続されているが、必ずしも一度でベースバンドに周波数変換する必要はなく、中間周波数（ＩＦ）に変換した後でベースバンドに周波数変換することもできる。すなわち、ミキサ１３、１４、１５、１６の後段にそれぞれＩＦフィルタ、アンプ、ミキサを接続し、その後段にそれぞれベースバンド処理部を接続することもできる。

またここでは、４つのチャネルの帯域幅はすべて同じ例を示したが、帯域幅の異なるチャネルが含まれていてもよい。

分波器の入力部からチャネル用帯域通過フィルタに接続される線路の電気長が可変であってもよい。また、ＬＮＡの利得が可変であってもよい。ＬＮＡの利得は、ＬＮＡに流す電流を変化させることにより可変にすることができ、またＬＮＡの後段に可変アッテネータを組み込むことにより可変にすることができる。利得は、複数のチャネル信号を合波する場合に絞るのがよい。電気長は、マイクロストリップ線路上部に誘電体を接近させることなどにより可変にすることができる。

すなわち、通信情報の種類や量に応じて、時々刻々チャネルの帯域幅が変更可能な無線受信機を実現することができ、大きな帯域幅のチャネルを用いた大容量無線通信が可能となる。

本発明の分波器の回路図の一例 本発明の分波器の模式図の一例 本発明の分波器の特性図の一例 本発明の分波器の別の回路図の一例 本発明の他の無線受信機の構成図の一例 本発明の他の無線受信機の構成図の一例 本発明の無線受信機によりチャネル帯域幅を変更した例

符号の説明

0：分波器
1:ガードバンド用フィルタ
2、3、4、5：チャネル用フィルタ
6、7、8、9、10：LNA
11、12：スイッチ
13、14、15、16：ミキサ
17、18、19、20、21、22、23、24：遅延回路
25、26、27：遅延回路
30：入力部
31、32、33、34：出力部
41：伝送線路

Claims (8)

1. 受信信号を第１および第２のチャネルに分波する分波器であって、
   前記第１のチャネル用帯域通過フィルタと、前記第２のチャネル用帯域通過フィルタを具備し、
   前記第１および第２のチャネル用帯域通過フィルタは誘電体基板上にマイクロストリップ線路で形成され、
   前記第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性の中心周波数ｆ１と、前記第２のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性の中心周波数ｆ２とは下記（１）式を満たし、
   ｆ１＜ｆ２ （１）
   前記第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性は周波数ｆａ１に減衰極を有し、前記第２のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性は周波数ｆａ２に減衰極を有し、前記中心周波数ｆ１、ｆ２および前記周波数ｆａ１、ｆａ２は下記（２）式乃至（５）式を満たし、
   ｆ１＜ｆａ１ （２）
   ｆａ２＜ｆ２ （３）
   ｆ２−ｆａ１＜（ｆ２−ｆ１）／２ （４）
   ｆａ２−ｆ１＜（ｆ２−ｆ１）／２ （５）
   前記周波数ｆａ１における前記第２のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性は−２０ｄＢ以下であり、前記周波数ｆａ２における前記第１のチャネル用帯域通過フィルタを通過した分波特性は−２０ｄＢ以下であることを特徴とする分波器。
2. 前記分波器の一部が超電導特性を有することを特徴とする請求項１記載の分波器。
3. 前記分波器が単一の誘電体基板上に形成されていることを特徴とする請求項１または２記載の分波器。
4. アンテナからの受信信号を分波する請求項１乃至３のいずれかに記載した分波器と、前記分波器のチャネルの出力部に接続されたＬＮＡと、入力部が前記ＬＮＡに接続され出力部がベースバンド処理部に接続されたミキサとを具備することを特徴とする無線受信機。
5. アンテナからの受信信号を分波する請求項１乃至３のいずれか一項に記載の分波器であって、さらにガードバンド用帯域通過フィルタを具備する分波器と、前記分波器の出力部に接続されたＬＮＡと、前記ガードバンド用帯域通過フィルタからの出力を開放端状態および前記第１のチャネル用帯域通過フィルタからの出力との合波状態へ切り替えるスイッチと、前記第１のチャネル用帯域通過フィルタからの出力を通過状態および前記第２のチャネル用帯域通過フィルタからの出力との合波状態へ切り替えるスイッチと、入力部が前記ＬＮＡに接続され出力部がベースバンド処理部に接続されたミキサと、を具備することを特徴とする無線受信機。
6. 前記ＬＮＡの後段に遅延回路を具備することを特徴とする請求項５に記載の無線受信機。
7. 前記分波器の入力部から前記第１または第２のチャネル用帯域通過フィルタに接続される線路の電気長が可変であることを特徴とする請求項５または６に記載の無線受信機。
8. 前記ＬＮＡの利得が可変であることを特徴とする請求項５乃至７のいずれか一項に記載の無線受信機。
   

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