JP2008010072A - Semiconductor integrated circuit device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、BIST(Build In Self Test)回路を搭載した半導体集積回路装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor integrated circuit device equipped with a BIST (Build In Self Test) circuit.
従来、半導体集積回路装置として、例えば、RAM(Random Access Memory)と、このRAMをテストするためのBIST回路を搭載したものが知られている。このような半導体集積回路装置において、RAMをテストする方法としては、スキャン手法によるテスト方法と、BIST手法によるテスト方法がある。 Conventionally, as a semiconductor integrated circuit device, for example, a device equipped with a RAM (Random Access Memory) and a BIST circuit for testing the RAM is known. In such a semiconductor integrated circuit device, there are a test method using a scan method and a test method using a BIST method as a method for testing a RAM.
スキャン手法によるテストを実施する場合には、RAMにテストパターンを書き込んだ後、アドレス毎にRAMの記憶データを読み出して外部のテスタに転送し、テスタにおいて、RAMの出力データと期待値とを比較する必要があり、テスタ内にRAMのアドレス毎の期待値を格納するための期待値メモリを必要とする。 When performing a test using the scanning method, after writing a test pattern in the RAM, the stored data in the RAM is read for each address and transferred to an external tester, and the output data of the RAM is compared with the expected value in the tester. Therefore, an expected value memory for storing an expected value for each RAM address is required in the tester.
このようなスキャン手法によるテストでは、テストパターン量が大きくなると、通常のテスタの場合、テスタ内の期待値メモリにロードすべき期待値の量が期待値メモリの容量を超えてしまい、このため、テストパターンを複数に分割してRAMのテストをしなければならず、テストコストが増加してしまうという問題点があった。 In a test using such a scanning method, when the amount of test pattern is large, in the case of a normal tester, the amount of expected value to be loaded into the expected value memory in the tester exceeds the capacity of the expected value memory. There is a problem that the test cost increases because the test pattern must be divided into a plurality of RAMs to test the RAM.
なお、容量の大きな期待値メモリを備えたテスタを使用する場合には、テストパターン量が大きくなった場合であっても、RAMのテストを1回で完了させることができるが、この場合には、高価なテスタを導入しなければならないという問題点があった。 When a tester having a large expected value memory is used, the RAM test can be completed at one time even when the test pattern amount is large. In this case, There was a problem that an expensive tester had to be introduced.
これに対して、BIST手法によるテスト方法として、テスト対象回路の出力データと期待値とを比較して不良が発見された場合のみ、その情報を外部に出力する方法(例えば、特許文献1参照)や、テスト対象メモリの不良ビットの二次元表示(フェイル・ビット・マップ)用のデータ蓄積メモリを半導体集積回路装置に搭載し、テスト後にデータ蓄積用メモリの内容を外部に出力する方法(例えば、特許文献2参照)が提案されている。
特許文献1に記載のテスト方法では、どのサイクルで不良が発生したかを知るために、不良ビット情報のみならず、不良発生時のサイクル数またはアドレス情報も併せて出力して蓄積する特別な仕組みがテスタ側に必要となるという問題点がある。また、特許文献2に記載のテスト方法では、フェイル・ビット・マップ用のデータ蓄積メモリに不良がある場合、テスト対象メモリの不良か、フェイル・ビット・マップ用のデータ蓄積メモリの不良かの判定が困難であるという問題点がある。
In the test method described in
本発明は、かかる点に鑑み、語長を複数ビットとするメモリと、該メモリのテストを行うためのBIST回路を備える半導体集積回路装置であって、テスタ内の期待値メモリの容量を大幅に削減し、テスタのコスト削減によるテストのコスト削減を図ることができるようにした半導体集積回路装置を提供することを目的とする。 In view of the foregoing, the present invention is a semiconductor integrated circuit device including a memory having a word length of a plurality of bits and a BIST circuit for testing the memory, and greatly increases the capacity of the expected value memory in the tester. An object of the present invention is to provide a semiconductor integrated circuit device that can reduce the cost of a test by reducing the cost of a tester.
本発明は、語長を複数ビットとするメモリと、該メモリをテストするためのBIST回路を搭載した半導体集積回路装置であって、前記BIST回路は、前記メモリのアドレス毎に各ビットの出力データと期待値とを比較し、前記出力データと前記期待値が一致するビットの比較結果を一方の論理値で表し、前記出力データと前記期待値が不一致のビットの比較結果を他方の論理値で表す比較結果信号をシリアル出力するように構成されているものである。 The present invention is a semiconductor integrated circuit device including a memory having a word length of a plurality of bits and a BIST circuit for testing the memory, wherein the BIST circuit outputs output data of each bit for each address of the memory. And the expected value, the comparison result of the bit in which the output data and the expected value match is represented by one logical value, and the comparison result of the bit in which the output data and the expected value do not match is represented by the other logical value. The comparison result signal to be expressed is configured to be serially output.
本発明においては、BIST回路は、テスト対象メモリのアドレス毎に各ビットの出力データと期待値とを比較し、出力データと期待値が一致するビットの比較結果を一方の論理値で表し、出力データと期待値が不一致のビットの比較結果を他方の論理値で表す比較結果信号をシリアル出力する。 In the present invention, the BIST circuit compares the output data of each bit with the expected value for each address of the memory under test, expresses the comparison result of the bit whose output data matches the expected value as one logical value, and outputs A comparison result signal representing the comparison result of the bit whose data and the expected value do not match with the other logical value is serially output.
そこで、テスト対象メモリの不良解析を行うためには、テスタ内に本発明が出力する比較結果信号の期待値を格納しておく期待値メモリを備える必要があるが、比較結果信号はシリアル出力されるので、1個のBIST回路が出力する比較結果信号に対しては、期待値メモリに、1ビットの期待値(一方の論理値)を格納すると共に、比較回数を指示するために、テストの種類に応じたテストサイクル数を格納すれば足りることになる。 Therefore, in order to perform failure analysis of the test target memory, it is necessary to provide an expected value memory for storing the expected value of the comparison result signal output by the present invention in the tester, but the comparison result signal is serially output. Therefore, for the comparison result signal output from one BIST circuit, a 1-bit expected value (one logical value) is stored in the expected value memory, and the test number is indicated to indicate the number of comparisons. It is sufficient to store the number of test cycles corresponding to the type.
即ち、本発明によれば、テスタ内に備えるべき期待値メモリは、テスト対象メモリのアドレス毎の期待値を格納する必要はなく、テスタのピン数に応じた1ワード分の容量と、テストの種類に応じたテストサイクル数を格納する容量があれば足りる。なお、例えば、1024ピン用のテスタの場合、期待値メモリの1ワードは1024ビットとなる。したがって、期待値メモリの容量の大幅な削減を行うことができ、テスタのコスト削減によるテストのコスト削減を図ることができる。 In other words, according to the present invention, the expected value memory to be provided in the tester does not need to store the expected value for each address of the test target memory, the capacity for one word corresponding to the number of pins of the tester, A capacity to store the number of test cycles corresponding to the type is sufficient. For example, in the case of a tester for 1024 pins, one word in the expected value memory is 1024 bits. Therefore, the capacity of the expected value memory can be significantly reduced, and the test cost can be reduced by reducing the cost of the tester.
図1は本発明の一実施形態の要部の構成図である。図1中、1はアドレス数を256、語長を4ビットとするテスト対象メモリであるRAMであり、2はライトイネーブル信号(WE)入力端子、3はアドレス(A0〜A7)入力端子群、4はデータ(Di0〜Di3)入力端子群、5〜8はデータ(Do0〜Do3)出力端子である。本発明の一実施形態では、テスト対象メモリとして、アドレス数を256、語長を4ビットとするRAM1を例にして説明するが、テスト対象メモリは、これに限定されるものではない。
FIG. 1 is a configuration diagram of a main part of an embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is a RAM which is a memory to be tested with 256 addresses and a word length of 4 bits, 2 is a write enable signal (WE) input terminal, 3 is an address (A0 to A7) input terminal group,
9はRAM1をテストするためのBIST回路であり、10は本発明の一実施形態に接続されるテスタからのテストコード信号MDIを入力してBIST回路9の動作を制御する制御回路をなす有限状態遷移マシン、11は有限状態遷移マシン10に制御されてRAM1に与えるライトイネーブル信号WE等のコマンドを生成するコマンド生成回路である。
12はコマンド生成回路11に制御されてRAM1に与えるアドレスA0〜A7を生成するアドレス生成回路、13はコマンド生成回路11に制御されて、RAM1のライト時には、RAM1に与えるテストパターンを構成するアドレス毎のテストデータDi0〜Di3及び期待値E0〜E3を生成し、RAM1のリード時には、後述するシグネチャ解析回路の比較部に与えるRAM1のアドレス毎の期待値E0〜E3を生成するパターン生成回路である。
14はBISTモード(BIST手法によるRAM1のテストモード)時に、RAM1のアドレス毎の出力データDo0〜Do3と、パターン生成回路13から与えられる期待値E0〜E3とを比較し、出力データと期待値が一致するビットの比較結果を“0”(Lレベル)で表し、出力データと期待値が不一致のビットの比較結果を“1”(Hレベル)で表す比較結果信号C0〜C3と、後述するシフトフラグ用フリップフロップが出力したシフトフラグ“1”とを、C3→C2→C1→C0→“1”の順にシリアル出力するシグネチャ解析回路である。
14 compares the output data Do0 to Do3 for each address of the RAM1 with the expected values E0 to E3 given from the
なお、本発明の一実施形態では、比較結果信号C0〜C3は、出力データと期待値が一致するビットの比較結果を“0”で表し、出力データと期待値が不一致のビットの比較結果を“1”で表すようにしているが、逆に、出力データと期待値が一致するビットの比較結果を“1”で表し、出力データと期待値が不一致のビットの比較結果を“0”で表すようにしても良い。 Note that in one embodiment of the present invention, the comparison result signals C0 to C3 represent the comparison result of the bits whose output data and the expected value are equal to “0”, and the comparison result of the bits whose output data and the expected value are not equal. Although it is expressed by “1”, on the contrary, the comparison result of the bit in which the output data and the expected value match is represented by “1”, and the comparison result of the bit in which the output data does not match the expected value is represented by “0”. You may make it express.
シグネチャ解析回路14は、RAM1の出力データDo0〜Do3と期待値E0〜E3とを比較する比較部15と、比較部15が出力する比較結果信号C0〜C3をパラレル入力する4ビット構成のシフトレジスタ16を備えている。
The
比較部15は、比較回路15_0〜15_3を備えている。比較回路15_0は、RAM1の出力データDo0と期待値E0とを比較して比較結果信号C0を出力するものであり、出力データDo0と期待値E0が一致するときは、比較結果信号C0=“0”とし、出力データDo0と期待値E0が不一致のときは、比較結果信号C0=“1”とする。
The
比較回路15_1は、RAM1の出力データDo1と期待値E1とを比較して比較結果信号C1を出力するものであり、出力データDo1と期待値E1が一致するときは、比較結果信号C1=“0”とし、出力データDo1と期待値E1が不一致のときは、比較結果信号C1=“1”とする。
The comparison circuit 15_1 compares the output data Do1 of the
比較回路15_2は、RAM1の出力データDo2と期待値E2とを比較して比較結果信号C2を出力するものであり、出力データDo2と期待値E2が一致するときは、比較結果信号C2=“0”とし、出力データDo2と期待値E2が不一致のときは、比較結果信号C2=“1”とする。
The comparison circuit 15_2 compares the output data Do2 of the
比較回路15_3は、RAM1の出力データDo3と期待値E3とを比較して比較結果信号C3を出力するものであり、出力データDo3と期待値E3が一致するときは、比較結果信号C3=“0”とし、出力データDo3と期待値E3が不一致のときは、比較結果信号C3=“1”とする。
The comparison circuit 15_3 compares the output data Do3 of the
シフトレジスタ16は、フリップフロップ部16_0〜16_3を縦列接続して構成されており、キャプチャ動作時には、比較回路15_0〜15_3が出力する比較結果信号C0〜C3をそれぞれフリップフロップ部16_0〜16_3に取り込み、シフト動作時には、比較結果信号C0〜C3と、後述するシフトフラグ用フリップフロップが出力したシフトフラグ“1”とを、C3→C2→C1→C0→“1”の順にシリアル出力する。
The
17はシフトレジスタ16のシリアル出力データ(比較結果信号C0〜C3及び後述するシフトフラグ用フリップフロップが出力したシフトフラグ“1”)のうち、比較結果信号C0〜C3(MDO)を外部のテスタに出力し、後述するシフトフラグ用フリップフロップが出力したシフトフラグ“1”の外部のテスタへの出力をマスクするマスク回路、18はRAM1、シフトレジスタ16、マスク回路17及び後述するクロックFCKを生成するクロック生成回路等を制御する制御回路である。
19は外部クロックCK及びテストモード信号TESTMODEを入力して、シフトレジスタ16に与えるクロックBCKを生成するクロック生成回路、20は外部クロックCK、テストモード信号TESTMODE及び制御回路18で生成されるFBM(フェイル・ビット・マップ)情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSEを入力して、有限状態遷移マシン10、アドレス生成回路12及びパターン生成回路13に与えるクロックFCKを生成するクロック生成回路である。
クロック生成回路20は、制御回路18が出力するFBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSE=“0”のときは、クロック出力端子20AにクロックFCKを出力し、FBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSE=“1”のときは、クロック出力端子20Aを“1”に固定する。
When the FBM information acquisition macro test shift enable signal FMTSE = "0" output from the
21はマルチプレクサであり、テスト時には、BIST回路9からのライトイネーブル信号WE、アドレス信号A0〜A7及びデータDi0〜Di3をRAM1に転送し、通常モード時には、CPU等からのライトイネーブル信号WE、アドレス信号A0〜A7及びデータDi0〜Di3をRAM1に転送するものである。
A
図2はシグネチャ解析回路14、マスク回路17及び制御回路18の構成図である。シグネチャ解析回路14のシフトレジスタ16において、30_0〜30_3はセレクタ、31_0〜31_3はフリップフロップである。
FIG. 2 is a configuration diagram of the
本発明の一実施形態においては、セレクタ30_0とフリップフロップ31_0とでフリップフロップ部16_0が構成され、セレクタ30_1とフリップフロップ31_1とでフリップフロップ部16_1が構成され、セレクタ30_2とフリップフロップ31_2とでフリップフロップ部16_2が構成され、セレクタ30_3とフリップフロップ31_3とでフリップフロップ部16_3が構成されている。 In an embodiment of the present invention, the selector 30_0 and the flip-flop 31_0 constitute a flip-flop unit 16_0, the selector 30_1 and the flip-flop 31_1 constitute a flip-flop unit 16_1, and the selector 30_2 and the flip-flop 31_2 The flip-flop unit 16_2 is configured, and the selector 30_3 and the flip-flop 31_3 form the flip-flop unit 16_3.
セレクタ30_0は、その選択制御信号入力端子に与えられる選択制御信号SCに制御されて、比較回路15_0が出力する比較結果信号C0又は後述するシフトフラグ用フリップフロップの出力信号FSAENを選択するものであり、選択制御信号SC=“0”のときは、比較回路15_0が出力する比較結果信号C0を選択し、選択制御信号SC=“1”のときは、後述するシフトフラグ用フリップフロップの出力信号FSAENを選択する。フリップフロップ31_0は、クロックBCKに制御されて、セレクタ30_0の出力信号を取り込むものである。 The selector 30_0 is controlled by a selection control signal SC applied to its selection control signal input terminal, and selects a comparison result signal C0 output from the comparison circuit 15_0 or an output signal FSAEN of a shift flag flip-flop described later. When the selection control signal SC = “0”, the comparison result signal C0 output from the comparison circuit 15_0 is selected. When the selection control signal SC = “1”, the output signal FSAEN of a shift flag flip-flop, which will be described later, is selected. Select. The flip-flop 31_0 is controlled by the clock BCK and takes in the output signal of the selector 30_0.
セレクタ30_1は、その選択制御信号入力端子に与えられる選択制御信号SCに制御されて、比較回路15_1が出力する比較結果信号C1又はフリップフロップ31_0の出力信号を選択するものであり、選択制御信号SC=“0”のときは、比較回路15_1が出力する比較結果信号C1を選択し、選択制御信号SC=“1”のときは、フリップフロップ31_0の出力信号を選択する。フリップフロップ31_1は、クロックBCKに制御されて、セレクタ30_1の出力信号を取り込むものである。 The selector 30_1 is controlled by the selection control signal SC applied to the selection control signal input terminal, and selects the comparison result signal C1 output from the comparison circuit 15_1 or the output signal of the flip-flop 31_0, and the selection control signal SC. When “=“ 0 ”, the comparison result signal C1 output from the comparison circuit 15_1 is selected, and when the selection control signal SC =“ 1 ”, the output signal of the flip-flop 31_0 is selected. The flip-flop 31_1 is controlled by the clock BCK and takes in the output signal of the selector 30_1.
セレクタ30_2は、その選択制御信号入力端子に与えられる選択制御信号SCに制御されて、比較回路15_2が出力する比較結果信号C2又はフリップフロップ31_1の出力信号を選択するものであり、選択制御信号SC=“0”のときは、比較回路15_2が出力する比較結果信号C2を選択し、選択制御信号SC=“1”のときは、フリップフロップ31_1の出力信号を選択する。フリップフロップ31_2は、クロックBCKに制御されて、セレクタ30_2の出力信号を取り込むものである。 The selector 30_2 is controlled by the selection control signal SC applied to the selection control signal input terminal, and selects the comparison result signal C2 output from the comparison circuit 15_2 or the output signal of the flip-flop 31_1. The selection control signal SC When “=“ 0 ”, the comparison result signal C2 output from the comparison circuit 15_2 is selected, and when the selection control signal SC =“ 1 ”, the output signal of the flip-flop 31_1 is selected. The flip-flop 31_2 is controlled by the clock BCK and takes in the output signal of the selector 30_2.
セレクタ30_3は、その選択制御信号入力端子に与えられる選択制御信号SCに制御されて、比較回路15_3が出力する比較結果信号C3又はフリップフロップ31_2の出力信号を選択するものであり、選択制御信号SC=“0”のときは、比較回路15_3が出力する比較結果信号C3を選択し、選択制御信号SC=“1”のときは、フリップフロップ31_2の出力信号を選択する。フリップフロップ31_3は、クロックBCKに制御されて、セレクタ30_3の出力信号を取り込むものである。 The selector 30_3 is controlled by the selection control signal SC applied to the selection control signal input terminal, and selects the comparison result signal C3 output from the comparison circuit 15_3 or the output signal of the flip-flop 31_2, and the selection control signal SC. When “=“ 0 ”, the comparison result signal C3 output from the comparison circuit 15_3 is selected, and when the selection control signal SC =“ 1 ”, the output signal of the flip-flop 31_2 is selected. The flip-flop 31_3 is controlled by the clock BCK and takes in the output signal of the selector 30_3.
このように構成されたシフトレジスタ16は、選択制御信号SC=“0”のときは、パラレル入力型のデータレジスタとして機能し、比較回路15_0〜15_3が出力する比較結果信号C0〜C3をパラレル入力し、選択制御信号SC=“1”のときは、シリアル入力型のシフトレジスタとして機能することになる。
The
また、マスク回路17において、32はOR回路、33はAND回路である。OR回路32は、後述するFBMモード選択信号FMODEをL能動入力端子に入力し、後述するシフトフラグ用フリップフロップの出力信号FSAENとフリップフロップ31_0〜31_2の出力信号とをOR処理した信号をH能動入力端子に入力するものである。
In the
AND回路33は、フリップフロップ31_3の出力信号を第1の入力端子に入力し、OR回路32の出力信号を第2の入力端子に入力し、OR回路32の出力信号をゲート信号としてフリップフロップ31_3の出力信号の通過を制御するものである。即ち、AND回路33は、OR回路32の出力信号=“1”のときは、フリップフロップ31_3の出力信号を外部に出力し、OR回路32の出力信号=“0”のときは、フリップフロップ31_3の出力の外部への出力を禁止し、AND回路33の出力を“0”に固定する。
The AND
また、制御回路18において、34はシフトイネーブル信号(SE)入力端子であり、シフトイネーブル信号SEは、本発明の一実施形態内のフリップフロップを縦列接続してシフトレジスタとしてシフト動作を実行させるシフトモード時は“1”、BISTモード時は“0”とされるものである。
In the
35はFBMモード選択信号(FMODE)入力端子であり、FBMモード選択信号FMODEは、RAM1の不良ビットの二次元表示(フェイル・ビット・マップ)情報を得るためのFBMモード時は“1”、FBMモード時以外は“0”とされるものである。
36はキャプチャ・イネーブル信号(CE)入力端子であり、キャプチャ・イネーブル信号CEは、フリップフロップ31_0〜31_3にキャプチャ動作を実行させるキャプチャ時は“1”、非キャプチャ時は“0”とされるものである。
また、制御回路18は、OR回路37、42、43と、AND回路38、40、44と、シフトフラグ用フリップフロップ39と、セレクタ41を備えている。OR回路37は、セレクタ30_0〜30_3に与える選択制御信号SCを出力するものであり、第1の入力端子をシフトイネーブル信号(SE)入力端子34に接続し、第2の入力端子をAND回路44の出力端子に接続している。セレクタ30_0〜30_3は、その選択制御信号入力端子をOR回路37の出力端子に接続している。
The
AND回路38は、H能動入力端子をキャプチャ・イネーブル信号(CE)入力端子36に接続し、L能動入力端子をAND回路44の出力端子に接続し、フリップフロップ39は、そのデータ入力端子DをAND回路38の出力端子に接続している。AND回路40は、L能動入力端子をシフトイネーブル信号(SE)入力端子34に接続し、H能動入力端子をAND回路44の出力端子に接続している。
The AND
セレクタ41は、第1の入力端子を所定のフリップフロップ(図示せず)に接続し、第2の入力端子をフリップフロップ39の正相出力端子Qに接続し、選択制御信号入力端子をAND回路40の出力端子に接続しており、AND回路40の出力が“0”のときは、第1の入力端子を選択し、AND回路40の出力が“1”のときは、第2の入力端子を選択する。
The
OR回路42は、第1の入力端子をシフトフラグ用フリップフロップ39の正相出力端子Qに接続し、第2の入力端子をフリップフロップ31_0の正相出力端子Qに接続し、第3の入力端子をフリップフロップ31_1の正相出力端子Qに接続し、第4の入力端子をフリップフロップ31_2の正相出力端子Qに接続している。
The OR
OR回路43は、第1の入力端子をOR回路42の出力端子に接続し、第2の入力端子をフリップフロップ31_3の正相出力端子Qに接続している。AND回路44は、第1の入力端子をFBMモード選択信号入力端子35に接続し、第2の入力端子をOR回路43の出力端子に接続している。
The OR
AND回路44は、出力端子にFBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSEを出力するものであり、FBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSEは、シフトレジスタ16がキャプチャ動作を行うと、その後、シフトレジスタ16にクロックBCKで5サイクル分のシフト動作を強制的に実行させるための信号である。ここで、5サイクル分の「5」は、シフトフラグ用フリップフロップ39とフリップフロップ31_0〜31_3の数である。
The AND
図3は本発明の一実施形態が搭載するRAM1のBIST手法によるテストを行うために本発明の一実施形態とテスタと不良情報解析装置とを接続した状態を示す図である。図3中、50は本発明の一実施形態であり、51はテストコード信号(MDI)入力端子、52は比較結果信号(MDO)出力端子である。
FIG. 3 is a diagram showing a state in which one embodiment of the present invention, a tester, and a defect information analyzing apparatus are connected to perform a test by the BIST method of the
53はテスタであり、54はテストコード格納メモリ、55はテストコード信号(MDI)出力端子、56はテスタ53のピン数に応じた1ワード分のデータと、テストの種類に応じたテストサイクル数を格納するための期待値メモリであり、本発明の一実施形態においては、BIST回路9が出力する比較結果信号MDOに対応する期待値メモリ56内のビットに“0”が格納される。
53 is a tester, 54 is a test code storage memory, 55 is a test code signal (MDI) output terminal, 56 is data for one word corresponding to the number of pins of the tester 53, and the number of test cycles corresponding to the type of test. In one embodiment of the present invention, “0” is stored in the bit in the expected
57は比較結果信号(MDO)入力端子、58は比較結果信号MDOの各ビットと期待値メモリ56が記憶する“0”とを比較する比較部、59は比較部58による比較結果を記憶するフェイルメモリ、60は比較結果を出力するための比較結果出力端子である。
57 is a comparison result signal (MDO) input terminal, 58 is a comparison unit that compares each bit of the comparison result signal MDO with “0” stored in the expected
61は不良情報解析装置であり、フェイルメモリ59に格納された比較結果と、本発明の一実施形態50内のテスト時のサイクル数(クロック数)に基づいて、不良ビットを二次元表示するためのフェイル・ビット・マップ情報(不良ビットの位置及びフェイルレベル情報)を得るためのものである。この不良情報解析装置61は、テスタ53内に設けても良い。
本発明の一実施形態50が備えるRAM1のBIST手法によりテストを行う場合には、マルチプレクサ21をBIST回路9からのライトイネーブル信号WE、アドレス信号A0〜A7及びデータDi0〜Di3をRAM1に転送できる状態とし、RAM1のアドレス00h〜アドレスFFhに対して順にテストパターンを構成するデータDi0〜Di3を書き込む。
When the test is performed by the BIST method of the
そして、RAM1のアドレス00h〜アドレスFFhに対するテストパターンの書き込みが完了した後に、RAM1のアドレス00h〜アドレスFFhから順にデータDo0〜Do3を読み出すと共に、パターン生成回路13から期待値E0〜E3を比較部15に与え、比較結果信号C0〜C3をシフトレジスタ16、マスク回路17及び比較結果信号出力端子52を介してテスタ53に転送する。
Then, after the writing of the test pattern to the
このようにすると、テスタ53の比較部58では、比較結果信号MDOの各ビットと期待値メモリ58が記憶する“0”とが比較され、その比較結果がフェイルメモリ59に格納される。そして、不良情報解析装置61において、フェイルメモリ59に格納された比較結果及び本発明の一実施形態50内のテスト時のサイクル数に基づいて、不良ビットを二次元表示するためのフェイル・ビット・マップ情報が生成される。
In this way, the
図4はシフトレジスタ16、マスク回路17及び制御回路18の動作を示すタイミングチャートであり、RAM1のリードアドレス、クロックBCK、FCK、シフトイネーブル信号SE、FBMモード選択信号FMODE、キャプチャ・イネーブル信号CE、シフトフラグ用フリップフロップ39の出力信号FSAEN、フリップフロップ31_0、31_1、31_2、31_3の出力信号、OR回路42、32の出力信号、FBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSE、選択制御信号SC及び本発明の一実施形態50が出力する比較結果信号MDOを示している。
FIG. 4 is a timing chart showing operations of the
また、図5〜図12はシフトレジスタ16、マスク回路17及び制御回路18の動作を示す回路図である。即ち、本発明の一実施形態においては、RAM1のアドレス00hから記憶データDo0〜Do3を読み出す前のクロックBCKの第n−1サイクル以前においては、図5に示すように、シフトイネーブル信号SE=“0”、FBMモード選択信号FMODE=“1”、キャプチャ・イネーブル信号CE=“0”とされる。この結果、AND回路38の出力信号=“0”、シフトフラグ用フリップフロップ39の出力信号FSAEN=“0”となる。
5 to 12 are circuit diagrams showing operations of the
また、フリップフロップ31_0〜31_3の出力信号=“0”となるように設定される。この結果、OR回路42の出力信号=“0”、OR回路43の出力信号=“0”、FBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSE=“0”、選択制御信号SC=“0”となり、シフトレジスタ16は、比較部15が出力する比較結果信号C0〜C3をキャプチャできる状態となる。また、OR回路32の出力信号=“0”、比較結果信号MDO=“0”となる。また、AND回路40の出力信号=“0”となる。
Further, the output signals of the flip-flops 31_0 to 31_3 are set to be “0”. As a result, the output signal of the
そして、クロックBCKの第nサイクルにおいては、RAM1のアドレス00hから記憶データDo0〜Do3がリードされ、比較部15において、出力データDo0〜Do3と期待値E0〜E3との比較が行われ、図6に示すように、比較結果信号C0〜C3が出力される。また、キャプチャ・イネーブル信号CE=“1”とされる。この結果、AND回路38の出力信号=“1”となる。
In the nth cycle of the clock BCK, the storage data Do0 to Do3 are read from the
この結果、クロックBCKの第n+1サイクルにおいては、比較結果信号C0〜C3は、フリップフロップ31_0〜31_3にキャプチャされ、図7に示すように、フリップフロップ31_0の出力信号=比較結果信号C0、フリップフロップ31_1の出力信号=比較結果信号C1、フリップフロップ31_2の出力信号=比較結果信号C2、フリップフロップ31_3の出力信号=比較結果信号C3となる。 As a result, in the (n + 1) th cycle of the clock BCK, the comparison result signals C0 to C3 are captured by the flip-flops 31_0 to 31_3, and as shown in FIG. 7, the output signal of the flip-flop 31_0 = the comparison result signal C0, the flip-flop 31_1 output signal = comparison result signal C1, flip-flop 31_2 output signal = comparison result signal C2, and flip-flop 31_3 output signal = comparison result signal C3.
また、シフトフラグ用フリップフロップ39の出力信号FSAEN=“1”となり、シフトフラグ用フリップフロップ39は、シフトフラグ“1”を出力する。この結果、OR回路42の出力信号=“1”、OR回路32の出力信号=“1”となり、比較結果信号MDO=比較結果信号C3となる。また、OR回路43=“1”、FBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSE=“1”、選択制御信号SC=“1”、AND回路38の出力信号=“0”となる。
Further, the output signal FSAEN of the shift flag flip-
この結果、セレクタ30_0はセレクタ41の出力信号を選択する状態、セレクタ30_1はフリップフロップ31_0の出力信号を選択する状態、セレクタ30_2はフリップフロップ31_1の出力信号を選択する状態、セレクタ30_3はフリップフロップ31_2の出力信号を選択する状態になる。
As a result, the selector 30_0 selects the output signal of the
また、AND回路40の出力信号=“1”となり、セレクタ41は、シフトフラグ用フリップフロップ39の出力信号FSAENを選択する状態となり、フリップフロップ31_0のデータ入力端子Dには、シフトフラグ用フリップフロップ39が出力するシフトフラグ“1”が供給される状態となる。即ち、シフトレジスタ16はシフト動作可能な状態となる。また、キャプチャ・イネーブル信号CE=“0”とされる。
Further, the output signal of the AND
この結果、クロックBCKの第n+2サイクルにおいては、図8に示すように、シフトフラグ用フリップフロップ39の出力信号FSAEN=“0”、フリップフロップ31_0の出力信号=シフトフラグ“1”、フリップフロップ31_1の出力信号=比較結果信号C0、フリップフロップ31_2の出力信号=比較結果信号C1、フリップフロップ31_3の出力信号C2、比較結果信号MDO=比較結果信号C2となる。なお、OR回路42の出力信号=“1”、OR回路32の出力信号=“1”、OR回路43の出力信号=“1”、FBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSE=“1”、選択制御信号SC=“1”の状態は維持される。
As a result, in the (n + 2) th cycle of the clock BCK, as shown in FIG. 8, the output signal FSAEN = “0” of the shift flag flip-
この結果、クロックBCKの第n+3サイクルにおいては、図9に示すように、シフトフラグ用フリップフロップ39の出力信号FSAEN=“0”、フリップフロップ31_0の出力信号=“0”、フリップフロップ31_1の出力信号=シフトフラグ“1”、フリップフロップ31_2の出力信号=比較結果信号C0、フリップフロップ31_3の出力信号=比較結果信号C1、比較結果信号MDO=比較結果信号C1となる。なお、OR回路42の出力信号=“1”、OR回路32の出力信号=“1”、OR回路43の出力信号=“1”、FBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSE=“1”、選択制御信号SC=“1”の状態は維持される。
As a result, in the (n + 3) th cycle of the clock BCK, as shown in FIG. 9, the output signal FSAEN = “0” of the shift flag flip-
この結果、クロックBCKの第n+4サイクルにおいては、図10に示すように、シフトフラグ用フリップフロップ39の出力信号FSAEN=“0”、フリップフロップ31_0、31_1の出力信号=“0”、フリップフロップ31_2の出力信号=シフトフラグ“1”、フリップフロップ31_3の出力信号=比較結果信号C0、比較結果信号MDO=比較結果信号C0となる。なお、OR回路42の出力信号=“1”、OR回路32の出力信号=“1”、OR回路43の出力信号=“1”、マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSE=“1”、選択制御信号SC=“1”の状態は維持される。
As a result, in the (n + 4) th cycle of the clock BCK, as shown in FIG. 10, the output signal FSAEN = “0” of the shift flag flip-
この結果、クロックBCKの第n+5サイクルにおいては、図11に示すように、フリップフロップ31_3の出力信号=“1”となるが、シフトフラグ用フリップフロップ39の出力信号FSAEN=“0”、フリップフロップ31_0〜31_2の出力信号=“0”、OR回路42の出力信号=“0”、OR回路32の出力信号=“0”となるので、フリップフロップ31_3が出力するシフトフラグ“1”は、AND回路33によりマスクされ、比較結果信号MDO=“0”となる。
As a result, in the (n + 5) th cycle of the clock BCK, as shown in FIG. 11, the output signal of the flip-flop 31_3 = “1”, but the output signal FSAEN = “0” of the shift flag flip-
そして、クロックBCKの第n+6サイクルにおいては、図12に示すように、シフトフラグ用フリップフロップ39の出力信号FSAEN=“0”、フリップフロップ31_0〜31_3の出力信号=“0”、OR回路43の出力=“0”となる。
Then, in the (n + 6) th cycle of the clock BCK, as shown in FIG. 12, the output signal FSAEN = “0” of the shift flag flip-
この結果、AND回路44が出力するFBM情報取得用マクロ・テスト・シフトイネーブル信号FMTSE=“0”、OR回路37が出力する選択制御信号SC=“0”、AND回路40の出力信号=“0”となり、シフトレジスタ16は、比較部15が出力する比較結果信号C0〜C3をキャプチャできる状態に戻る。次に、同様にして、アドレス01hの記憶データDo0〜Do3がリードされ、比較結果信号C0〜C3のシフトが行われ、以下、この動作がアドレスFFhまで繰り返される。
As a result, the FBM information acquisition macro test shift enable signal FMTSE = "0" output from the AND
図13〜図17はシフトレジスタ16、マスク回路17及び制御回路18の動作を具体的に示すタイミングチャートであり、図13はRAM1のアドレス00h〜02hの出力データDo0〜Do3が期待値E0〜E3に一致した場合、図14はRAM1のアドレス00hの出力データDo0が期待値E0と不一致の場合、図15はRAM1のアドレス00hの出力データDo1が期待値E1と不一致の場合、図16はRAM1のアドレス00hの出力データDo2が期待値E2と不一致の場合、図17はRAM1のアドレス00hの出力データDo3が期待値E3と不一致の場合を示している。
13 to 17 are timing charts specifically showing the operation of the
以上のように、本発明の一実施形態50においては、BIST回路9は、RAM1のアドレス毎に出力データDo0〜Do3と期待値E0〜E3とを比較し、出力データと期待値が一致するビットの比較結果を“0”で表し、出力データと期待値が不一致のビットの比較結果を“1”で表す比較結果信号C0〜C3(MDO)を外部にシリアル出力する。
As described above, in the embodiment 50 of the present invention, the
そこで、テスタ53内に本発明の一実施形態50が出力する比較結果信号MDOの期待値を格納する期待値メモリ56を備える必要があるが、比較結果信号MDOはシリアル出力され、かつ、正常ビットの値は“0”であるので、1個のBSIT回路9が出力する比較結果信号MDOに対しては、期待値メモリ56に、期待値として1ビットの“0”を格納すると共に、テストの種類に応じたテストサイクル数を格納すれば足りる。
Therefore, it is necessary to provide an expected
即ち、本発明の一実施形態50によれば、テスタ53内に備えるべき期待値メモリ56は、テスト対象メモリのアドレス毎の期待値を格納する必要はなく、テスタ53のピン数に応じた1ワード分の容量と、テストの種類に応じたテストサイクル数を格納する容量があれば足りる。したがって、期待値メモリ56の容量の大幅な削減を行うことができる。
That is, according to one embodiment 50 of the present invention, the expected
また、テスタ53に対する期待値情報として、比較結果信号MDOからの期待値としての“0”を含む1ワード分のデータと、テストの種類に応じたテストサイクル数を入力すれば足り、テスタ操作の簡易化を図ることができる。したがって、本発明の一実施形態によれば、テスタのコスト削減及びテスタ操作の簡易化によるテストのコスト削減を図ることができる。 Further, as expected value information for the tester 53, it is sufficient to input data for one word including “0” as an expected value from the comparison result signal MDO and the number of test cycles corresponding to the type of test. Simplification can be achieved. Therefore, according to one embodiment of the present invention, it is possible to reduce the cost of the test by reducing the cost of the tester and simplifying the tester operation.
1…RAM
2…ライトイネーブル信号(WE)入力端子
3…アドレス(A0〜A7)入力端子群
4…データ(Di0〜Di3)入力端子群
5〜8…データ(Do0〜Do3)出力端子
9…BIST回路
10…有限状態遷移マシン
11…コマンド生成回路
12…アドレス生成回路
13…パターン生成回路
14…シグネチャ解析回路
15…比較部
15_0〜15_3…比較回路
16…シフトレジスタ
16_0〜16_3…フリップフロップ部
17…マスク回路
18…制御回路
19、20…クロック生成回路
21…マルチプレクサ
30_0〜30_3…セレクタ
31_0〜31_3…フリップフロップ
32…OR回路
33…AND回路
34…シフトイネーブル信号(SE)入力端子
35…FBMモード選択信号(FMODE)入力端子
36…キャプチャ・イネーブル信号(CE)入力端子
37…OR回路
38…AND回路
39…シフトフラグ用フリップフロップ
40…AND回路
41…セレクタ
42、43…OR回路
44…AND回路
50…本発明の一実施形態
51…テストコード信号(MDI)入力端子
52…比較結果信号(MDO)出力端子
53…テスタ
54…テストコード格納メモリ
55…テストコード信号(MDI)出力端子
56…期待値メモリ
57…比較結果信号(MDO)入力端子
58…比較部
59…フェイルメモリ
60…比較結果出力端子
61…不良情報解析装置
1 ... RAM
2 ... Write enable signal (WE)
Claims (4)
前記BIST回路は、前記メモリのアドレス毎に各ビットの出力データと期待値とを比較し、前記出力データと前記期待値が一致するビットの比較結果を一方の論理値で表し、前記出力データと前記期待値が不一致のビットの比較結果を他方の論理値で表す比較結果信号をシリアル出力するように構成されている
ことを特徴とする半導体集積回路装置。 A semiconductor integrated circuit device including a memory having a word length of a plurality of bits and a BIST circuit for testing the memory,
The BIST circuit compares the output data of each bit with an expected value for each address of the memory, and represents a comparison result of a bit where the output data and the expected value match with one logical value, A semiconductor integrated circuit device configured to serially output a comparison result signal representing a comparison result of bits having mismatched expected values with the other logical value.
前記メモリのアドレス毎に各ビットの出力データと期待値とを比較し、前記出力データと前記期待値が一致するビットの比較結果を一方の論理値で表し、前記出力データと前記期待値が不一致のビットの比較結果を他方の論理値で表す比較結果信号をパラレル出力する比較部と、
該比較部がパラレル出力する比較結果信号をパラレル入力し、シフトしてシリアル出力するシフトレジスタと、
前記シフトレジスタのシリアル出力信号の外部への出力制御を行い、前記比較部が出力する比較結果信号のみを外部に出力するマスク回路と、
前記シフトレジスタのシフト動作と前記マスク回路のマスク動作を制御する制御回路を備える
ことを特徴とする請求項1に記載の半導体集積回路装置。 The BIST circuit
The output data of each bit is compared with the expected value for each address of the memory, the comparison result of the bit where the output data and the expected value match is represented by one logical value, and the output data and the expected value do not match A comparison unit that outputs in parallel a comparison result signal representing the comparison result of the bits of the other logical value;
A shift register for parallel input of the comparison result signal output in parallel by the comparison unit, and shift and serial output;
A mask circuit that performs output control of the serial output signal of the shift register to the outside and outputs only the comparison result signal output by the comparison unit;
The semiconductor integrated circuit device according to claim 1, further comprising a control circuit that controls a shift operation of the shift register and a mask operation of the mask circuit.
ことを特徴とする請求項2に記載の半導体集積回路装置。 The control circuit applies the first logic signal of the other logic value to the serial input node of the shift register when performing a shift operation after the shift register inputs the comparison result signal in parallel, The circuit further comprises means for supplying a second logic signal of the one logic value to the serial input node of the shift register from the cycle until the shift register inputs the next comparison result signal in parallel. A semiconductor integrated circuit device according to 1.
ことを特徴とする請求項3に記載の半導体集積回路装置。
The control circuit outputs the second logic from the serial output node of the shift register in the next cycle when the first logic signal applied to the serial input node of the shift register is output from the serial output node of the shift register. 4. The semiconductor integrated circuit device according to claim 3, further comprising means for controlling the shift register so that the next comparison result signal can be input in parallel when a signal is output.
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