JP2007521719A - 離散コサイン変換を用いたマルチチャンネル・チューナ - Google Patents

Abstract

衛星受信機は、複数の異なるトランスポンダ信号を処理してトランスポンダ信号のうち少なくとも２つからの複数の異なるビット・ストリームを同時に供給するための、マルチチャンネル・チューナを備える。マルチチャンネル・チューナは、（ａ）複数のトランスポンダ信号（各トランスポンダ信号はビット・ストリームを伝送する）を表す受信信号を複数のサンプル信号に多重分離するためのデマルチプレクサと、（ｂ）複数のサンプル信号を処理して複数の濾波済み信号を供給する複数の二分岐フィルタと、（ｃ）複数の濾波済み信号を処理して少なくとも２つのビット・ストリームを表す信号を同時に供給する離散コサイン変換要素とを備える。

Description

本発明は、一般に、信号受信デバイスに関し、より詳細には、マルチチャンネル衛星信号受信機に関する。

直接放送衛星（ＤＢＳ）受信機など従来の衛星受信デバイスは、幾つかの衛星トランスポンダの何れか１つに同調することができ、各トランスポンダは、特定の周波数帯域でダウンリンク信号を伝送する。トランスポンダ・ダウンリンク信号は通常、ビット・ストリームをパケット・フォーマットで表し、これらのパケットは、１つまたは複数の放送チャンネルまたはサービスに関連する、音声、ビデオ、番組情報などのデータを伝送する。これに関して、各トランスポンダは通常、異なる放送チャンネル・セットに関連する。従って、複数の放送チャンネルのうち、或るトランスポンダに関連する放送チャンネルの１つで所望のスポーツ番組が見つかり、別のトランスポンダに関連する放送チャンネルの１つで映画が見つかる場合がある。

残念ながら、前述のように、このような従来の衛星受信デバイスは、一度に１つのトランスポンダからの１つのダウンリンク信号だけに同調する。これは幾つかの問題を引き起こす。例えば、「チャンネル・サーフィン」すなわち或る放送チャンネルから別の放送チャンネルへの切換えは、トランスポンダの切換えを伴う場合があり、これは追加の処理遅延を引き起こす。この遅延はチャンネル・サーフィン処理を遅くする。更に、異なるトランスポンダに関連する複数の番組を同時に観たいまたは聴きたい家庭では、複数の従来型の衛星受信デバイスを購入または賃借するために、より多くの費用を費やさなければならない。

（発明の概要）
従って、本発明の原理によると、受信デバイスが、複数の受信信号を同時に処理するためのマルチチャンネル・チューナを備え、各受信信号はビット・ストリームに対応する。この受信機は、複数の異なる周波数チャンネル（各周波数チャンネルは異なるビット・ストリームを伝送する）を有する信号を供給するための受信セクションと、信号を処理して、複数の異なる周波数チャンネルのうち少なくとも２つからのビット・ストリームを復元し、異なる復元済みビット・ストリームを同時に供給するマルチチャンネル信号チューナとを備え、マルチチャンネル信号チューナは、離散コサイン変換（ＤＣＴ）を利用する。

本発明の一実施形態では、受信デバイスは衛星受信機である。衛星受信機はマルチチャンネル・チューナを備え、このマルチチャンネル・チューナは、（ａ）複数のトランスポンダ信号（各トランスポンダ信号はビット・ストリームを伝送する）を表す受信信号を複数のサンプル信号に多重分離するためのデマルチプレクサと、（ｂ）複数のサンプル信号を処理して複数の濾波済み信号を供給する複数の二分岐フィルタと、（ｃ）複数の濾波済み信号を処理して少なくとも２つのビット・ストリームを表す信号を同時に供給する離散コサイン変換要素とを備える。

本発明の別の実施形態では、集積回路が、複数の信号を受け取るための変換要素を備える。変換要素は、離散コサイン変換を使用して複数の受信信号を処理して、少なくとも２つのビット・ストリームを表す信号を同時に供給し、各ビット・ストリームは異なる伝送周波数帯域に関連する。一例として、各周波数帯域は、衛星ケーブル配信ネットワークの異なるトランスポンダに関連する。

本発明の別の実施形態では、受信デバイスは衛星受信機である。衛星受信機はマルチチャンネル同調方法を実行し、このマルチチャンネル同調方法は、（ａ）複数のトランスポンダ信号（各トランスポンダ信号はビット・ストリームを伝送する）を表す受信信号を複数の信号に多重分離すること、（ｂ）複数の信号を濾波して複数の濾波済み信号を供給すること、および、（ｃ）複数の濾波済み信号を離散コサイン変換に従って変換して、少なくとも２つのビット・ストリームを表す信号を同時に供給することを含んでいる。

発明的な概念を除けば、図に示す要素は周知であり、これらについては詳細に述べない。また、衛星ベースの番組配信は熟知されているものとし、これについても本明細書では詳細に述べない。例えば、発明的な概念を除けば、衛星トランスポンダ、ダウンリンク信号、無線周波数（ｒｆ）フロントエンド、または受信セクション（低雑音ブロックなど）と、トランスポート・ビット・ストリームを生成するためのフォーマット化および符号化の方法（ＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔ Ｇｒｏｕｐ）−２システム標準（ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−１）など）は周知であり、これらについては本明細書では述べない。加えて、発明的な概念は、従来のプログラミング技法を使用して実施することができ、従って、そのようなプログラミング技法については本明細書では述べない。最後に、図中の同じ番号は同様の要素を表す。

図１に、マルチチャンネル受信機１００の一実施形態を示す。受信機１００は、低雑音ブロック（ＬＮＢ）２０５、アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２１０、一組の同調要素１４０−１〜１４０−Ｎを備える。１つまたは複数の衛星（図示せず）が、同じ極性で、異なるトランスポンダに関連する異なる周波数帯域（または周波数チャンネル）の、複数のダウンリンク無線周波数（ＲＦ）信号２０１を伝送する。トランスポンダ特有の各ＲＦ信号は、例えば前述のＭＰＥＧ２に従って符号化された、異なるトランスポート・ビット・ストリームを表す。ＲＦ信号２０１は、例えば１７ＧＨｚ（ギガヘルツ）の周波数範囲にあるものとすることができる。一例として、ＲＦ信号２０１は、Ｎ個の隣接する周波数チャンネルを含み、これらの中心周波数はそれぞれＦ_０〜Ｆ_Ｎ−１である。チャンネル間隔Ｆ_Ｓは、一例として、一様であり、隣接する中心周波数間の隔離間隔に等しい。例えば、Ｆ_Ｓ＝Ｆ_２−Ｆ_１である。従って、すべての周波数帯域の総帯域幅Ｆ_{ｔｏｔａｌ}は、ＮＦ_Ｓに等しい。各周波数チャンネルは、その中央周波数（搬送波）上で帯域幅Ｆ_ｂｗの変調を含み、過剰帯域幅ｘ％および保護帯域Ｆ_ｇｂを有し、Ｆ_ｇｂ＝（Ｆ_Ｓ−（Ｆ_ｂｗ［（１００＋ｘ）／１００］））である。説明のために、Ｎ＝１６とし、Ｆ_Ｓ＝２９．１６４ＭＨｚと仮定する。これはまた、１６トランスポンダ・ディジタル衛星システム（ＤＳＳ）の例示でもある。

ＲＦ信号２１０は、受信機１００の１つまたは複数のアンテナ（図示せず）により受信されて、低雑音ブロック（ＬＮＢ）２０５に供給される。ＬＮＢ２０５は、受け取ったＲＦ信号２０１をダウンシフトして濾波し、信号２０６を供給する。信号２０６は、すべてのチャンネルにわたる総帯域幅Ｆ_{ｔｏｔａｌ}を有する、ベースバンドに近い信号である。例えば、最低周波数のチャンネル（例えばチャンネル０）は、搬送波Ｆ_０＝Ｆ_Ｓ／２を有する。これを図２に更に示すが、図２は、１６個のＤＳＳチャンネルの場合の、ベースバンドに近い信号２０６のスペクトルを示している。図１に戻り、信号２０６は、Ａ／Ｄ変換器２１０を介してアナログ領域からディジタル領域に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１０は、信号２０６のナイキスト周波数以上のサンプリング周波数Ｆ_ｓａｍｐで、信号２０６をサンプリングする。一例として、Ｆ_ｓａｍｐ＝２Ｆ_{ｔｏｔａｌ}であり、すなわち、サンプリング周波数は、すべての周波数チャンネルにわたる総帯域幅の２倍、すなわちＦ_ｓａｍｐ＝２ＮＦ_Ｓである。この例では、Ｆ_ｓａｍｐ＝９３３．１２ＭＨｚである。Ａ／Ｄ２１０は信号２１４を供給する。信号２１４は、複数のトランスポンダ・チャンネルをサンプル周波数Ｆ_ｓａｍｐで表すサンプルの離散時間シーケンスである。

信号２１４は、一組の同調要素１４０−１〜１４０−Ｎに供給される。各同調要素は、Ｎ個のトランスポンダ・チャンネルのうち特定の１つにおいて信号２１４を濾波して、関連するトランスポート・ビット・ストリームを表すそれぞれの同相／直交（ＩＱ）ベースバンド信号を同時に供給する。例えば、同調要素１４０−１は、帯域通過フィルタ１４５−１と、Ｎで抜き取りする要素１５０−１と、復調器１５５−１とを備える。帯域通過フィルタ１４５−１は、Ｆ_０を中心とした通過帯域と、残りのトランスポンダ・チャンネルを減衰させる阻止帯域とを有する。従って、帯域通過フィルタ１４５−１は、信号２１４を濾波して、チャンネル０（Ｃｈ０）だけを表す濾波済み信号１４６−１を供給する。図３に、出力信号１４６を供給する典型的なフィルタ１４５を表す例示的なブロック図を示す。フィルタ１４５は例えば、一例として、タップ係数１６５で表される２５６個のタップ係数と、遅延要素１６０で表される遅延要素Ｚ^−１とを備え、各遅延要素は１／２（ＮＦ_Ｓ）に等しい時間遅延を与える。更に、加算器１７０で表される加算器を備える。帯域通過フィルタ１４５のサンプル・データ・インパルス応答は、受信されることになるトランスポンダ・チャンネルの搬送波周波数の余弦波のサンプル・データ表現で変調された低域通過フィルタ（図示せず）のサンプル・インパルス・データ応答である。この余弦波の位相は、線形位相低域通過サンプル・データ・インパルス応答の中心に０度が整合するように構成される。信号１４６は、特定のトランスポンダ・チャンネルに関連するサンプルだけを表すサンプル・シーケンスであるから、この信号は今や、Ｆ_ｓａｍｐでオーバーサンプリングされる。このことは、単一の受信トランスポンダ・チャンネルに対して相対的に、サンプル周波数は必要とされるよりもずっと大きいことを意味する。従って、図１に戻り、信号１４６−１は次に、要素１５０−１を介してＮで抜き取りされて（Ｎはこの場合もやはりトランスポンダ・チャンネルの数である）、サンプル周波数のＮ分の１すなわち２Ｆ_Ｓのサンプル・シーケンスが復調器１５５−１に供給される。復調器は、関連するトランスポンダ周波数、例えばＦ_０で復調するための、半チャンネル間隔正弦／余弦生成器を備えている。復調器１５５−１は、関連するトランスポート・ビット・ストリームを表す同相／直交ベースバンド信号を供給する。

図１から、Ｎ個のトランスポート・ビット・ストリームを同時に供給するためには、Ｎ個の同調要素が必要であることがわかる。加えて、各帯域通過フィルタ１４５の濾波処理は、非常に高いクロック周波数で稼動しなければならない。例えば、信号２１４のシンボル周波数は１ＧＨｚ（ギガヘルツ）に近い。しかし、本発明の原理によると、受信機１００のアーキテクチャを変形して、受信機１００中に例示した高速なパイプライン方式の計算およびそれに続く抜き取り演算が、幾つかのより低速な並列計算で置き換えられてから合計されるようなアーキテクチャにすることができる。

具体的には、図２に示したように、Ｎ＝１６のＤＳＳトランスポンダ・チャンネルを仮定する。一例として、Ａ／Ｄ２１０は、信号２０６（前述の）を、２ＮＦ_Ｓに等しいナイキスト周波数でサンプリングする。各トランスポンダ・チャンネル搬送波周波数Ｆ_ｃｈは、対応する周波数チャンネルの中央に位置する。従って、０からＮ−１までの番号が付いたＮ個のチャンネルの場合、以下の通りである。

上式で、０≦ｃｈ≦Ｎ−１である。トランスポンダ搬送波チャンネル周波数は、サンプリング周波数２ＮＦ_Ｓに正規化することができる。この場合、式（１）は以下のようになる。

上式で、Ｆ_ＣＨＮは、特定のチャンネルｃｈについての正規化済みトランスポンダ搬送波周波数を表し、この場合もやはり、０≦ｃｈ≦Ｎ−１である。正規化済みトランスポンダ搬送波周波数のセットを、搬送波セットと呼ぶ。Ｎ＝１６のトランスポンダ・チャンネルの場合、搬送波セット中に１６個の正規化済みトランスポンダ搬送波周波数がある。本発明の一態様によると、この搬送波セットは、タイプ４離散コサイン変換の異形に対応することが観察された。複雑な変調のために、この適用例でタイプ４ＤＣＴを適用することは、ＩＱ（同相／直交）変調が、ダウンストリームの従来の近ベースバンド復調のための、実際の近ベースバンド信号として維持されるという利点を有する。

以下に、Ｎポイント・タイプ４（またはＩＶ）ＤＣＴに関する式を示す。

上式で、ｉは時間指数であり、０≦ｉ≦Ｎ−１である。ｊは周波数指数（周波数チャンネル番号）であり、０≦ｊ≦Ｎ−１である。Ｎは周波数チャンネルの数である。図４に、Ｎ＝１６の場合の、タイプ４ＤＣＴと搬送波セットとの関係を示す。図４では、Ａ／Ｄ変換器（例えばＡ／Ｄ２１０）がチャンネル間隔の３２倍でサンプリングし、従って１６個のチャンネルが０とナイキスト折り畳み周波数との間で等しく間隔を空けられると仮定する。図４には、各周波数チャンネル（Ｃｈ０〜Ｃｈ１５）の、Ｆ_ｃｈの連続的な余弦が示されている。Ａ／Ｄサンプル周波数の各余弦搬送波のサンプル・データ表現が、図４に示す連続的な余弦上の黒い点で表されている。「Ａ／Ｄサンプルにおける時間」としてラベル付けされた軸に沿って、搬送波セットとタイプ４ＤＣＴとの関係について説明する。最初の１６個のサンプル（１〜１６）では、各搬送波は、軸ラベル「ＤＣＴ_ＩＶ」で示されるように、１６ポイント・タイプ４ＤＣＴにちょうど等しい。次の１６サンプルのセット（１７〜３２）では、各搬送波は、軸ラベル「−時間反転ＤＣＴ_ＩＶ」で示されるように、負の時間反転された１６ポイント・タイプ４ＤＣＴである。第３のサンプル・セット（３３〜４８）は、軸ラベル「−ＤＣＴ_ＩＶ」で示されるように、負のタイプ４ＤＣＴにちょうど等しい。最後の１６サンプル・セット（４９〜６４）は、軸ラベル「時間反転ＤＣＴ_ＩＶ」で示されるように、時間反転されたタイプ４ＤＣＴにちょうど等しい。この符号変化および時間順序反転のパターンは、望ましい任意の長さの搬送波セットについて継続的に繰り返す。これは、任意の数のチャンネルＮおよび任意の次数のＤＣＴに一般化される。図４に対する別の見方は、余弦搬送波をタイプ４ＤＣＴに合致させるために余弦搬送波に対して実行する必要のある演算を識別するものとして、軸ラベルを見ることである。例えば、時間サンプル４９〜６４では、余弦搬送波を「時間反転（ｔｉｍｅ ｆｌｉｐ）」して、１６ポイント・タイプ４ＤＣＴに合致させ（ｍａｔｃｈ）なければならない。従って、本発明の別の態様によると、前述のフィルタ１４５を、タイプ４離散コサイン変換の対称性を利用するための基盤として使用することができる。

ここで、マルチチャンネル・トランスポンダ信号を処理するための単一の低域通過有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを仮定する。ＦＩＲフィルタのサンプル・データ・インパルス応答（ｚ領域での）を、以下の通りとする。

上式で、Ａ_Ｉはフィルタ・タップ係数であり、ｚ^−ｉは遅延要素であり、ｋはフィルタ・タップの数であり、０≦Ｉ≦Ｎ−１であり、Ｎは周波数チャンネルの数である。本発明の一態様によると、ＤＣＴを使用するためのアーキテクチャ上の方策は、各フィルタを分割し、それにより、異なるタップ・サブセットが別々に累算されてＤＣＴの対称性に合致する部分結果が与えられるようにすることである。この例では、フィルタの分割は二分岐であり、それにより、奇数と偶数のタップ係数が別々に累算され、従って図４に示したＤＣＴタイプ４の対称性に合致する部分結果を供給する。（この発明的な概念は二分岐に限定されないことに留意されたい。）加えて、タップ係数Ａ_Ｉは、異なる二分岐フィルタ間で分配されることになる。

次に図５に移ると、本発明の原理による例示的な受信機２００が示されている。受信機２００は、低雑音ブロック（ＬＮＢ）２０５、アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２１０、マルチチャンネル・チューナ２１５、放送チャンネル分配器２４０を備える。前述のように、１つまたは複数の衛星（図示せず）が、同じ極性で、異なるトランスポンダに関連する異なる周波数帯域（または周波数チャンネル）の、複数のダウンリンク無線周波数（ＲＦ）信号２０１を伝送する。ＲＦ信号２０１は、ＬＮＢ２０５により処理されて、信号２０６が与えられる。信号２０６は、すべてのチャンネルにわたる総帯域幅Ｆ_{ｔｏｔａｌ}を有する、ベースバンドに近い信号である。（これをやはり図２に１６ＤＳＳチャンネルの場合で示す。）信号２０６は、Ａ／Ｄ変換器２１０を介してアナログ領域からディジタル領域に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１０は、サンプリング周波数Ｆ_ｓａｍｐ＝２ＮＦ_Ｓで信号２０６をサンプリングして、信号２１４を供給する。信号２１４は、複数のトランスポンダ・チャンネルを表すサンプルの離散時間シーケンスである。信号２１４はマルチチャンネル・チューナ２１５（後述する）にかけられ、マルチチャンネル・チューナ２１５は、本発明の原理により信号２１４を処理して、ビット・ストリーム２３１−１〜２３１−Ｌ（１＜Ｌ≦Ｎ）で表される、複数のトランスポンダ・チャンネルからの幾つかの同時ビット・ストリームを供給する。留意されたいが、これらの同時ビット・ストリームは放送チャンネル分配器２４０にかけられ、放送チャンネル分配器２４０は、各ビット・ストリームを処理して、仮想チャンネル２４０−１〜２４０−Ｋ（Ｋ＞１）に関連するデータを供給する。例えば、放送チャンネル分配器２４０は、例えば前述のＭＰＥＧ−２システム標準ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−１に従って符号化された、各ビット・ストリームを復号する。従って、これらの仮想チャンネルはそれぞれ、コンテンツおよび／またはサービス、例えば、音声、ビデオ（例えば選択された映画）、電子番組ガイドなどを表す。別々の信号２４０−１〜２４０−Ｋとして示されているが、これらの信号の１つまたは複数は、共に多重化されて、例えばケーブルなどのブロードキャスト媒体上で、または無線（Ｗｉ−Ｆｉ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｆｉｄｅｌｉｔｙ）など）を介して伝送されてもよいことを理解されたい。簡単にするために、コンテンツおよび／またはサービスの選択を指定する、放送チャンネル分配器２４０への他の入力信号は図示していない。同様に、受信機２００の一部である場合とそうでない場合のある、コンテンツ／サービスを送達するための他の回路も図示していない。

図６に、本発明の原理によるマルチチャンネル・チューナ２１５の例示的な一実施形態を示す。マルチチャンネル・チューナ２１５は、デマルチプレクサ（ｄｅｍｕｘ）２２０、二分岐フィルタ・バンク３２５、変換要素３３０、復調器３３５−１〜３３５−Ｌを備える。ｄｅｍｕｘ２２０は、デマルチプレクサ・サンプリング周波数Ｆ_Ｆ（または事後抜き取りサンプリング周波数）で信号２１４をサンプリングして、幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリーム２２１−１〜２２１−Ｎ（Ｎはトランスポンダ・チャンネルの数）を、二分岐フィルタ・バンク３２５（更に後述する）に供給する。従って、Ｆ_Ｆ＝２Ｆ_Ｓである。二分岐フィルタ・バンク３２５は、変換要素３３０（後述する）へのフィルタ入力ベクトルを形成し、変換要素３３０は、このフィルタ入力ベクトルから、復調器３３５を介して、ビット・ストリーム２３１−１〜２３１−Ｌ（１＜Ｌ≦Ｎ）で表すように複数のトランスポンダ・チャンネルからの幾つかの同時ビット・ストリームを復元する。

この例示的な実施形態では、変換要素３３０は、タイプ４離散コサイン変換（ＤＣＴ）を使用してフィルタ入力ベクトルを処理する。変換要素３３０からの出力ベクトルは更に、それぞれの復調器３３５−ｉにより、各トランスポンダ搬送波周波数で処理される。

二分岐フィルタ・バンク３２５は、幾つかの二分岐フィルタ３２５−ｉ（１≦ｉ≦Ｎ）を含み、すなわちｄｅｍｕｘ２２０からのＮ個の抜き取り済みストリームのそれぞれにつき、１つの二分岐フィルタがある。すべての二分岐フィルタは同様の構造を有するので、本明細書では１つの二分岐フィルタだけを詳細に述べる。図７に、本発明の原理による例示的な二分岐フィルタ３２５−１を示す。二分岐フィルタ３２５−１は、ｄｅｍｕｘ２２０から抜き取り済みストリーム２２１−１を受け取り、２つの出力信号を供給する。すなわち、偶数出力信号（Ｅ）としても示されている信号５０６と、奇数出力信号（Ｏ）としても示されている信号５０７である。二分岐フィルタ３２５−１は、遅延要素５１５で表される幾つかの遅延要素と、係数乗算器５２０で表される、係数値Ａ_０を有する幾つかの係数乗算器（タップ係数５２０とも呼ばれる）と、２つの加算回路網５０５および５１０とを備える。時間遅延要素、例えば時間遅延要素５１５は、ｄｅｍｕｘサンプリング周波数の逆数すなわち１／Ｆ_Ｆに等しい時間量だけ信号を遅延させる。図７からわかるように、加算回路網５０５は、偶数係数乗算器からのこれらの値を合計して、偶数出力信号を形成する。同様に、加算回路網５１０は、奇数係数乗算器からのこれらの値を合計して、奇数出力信号を形成する。更に、各可算回路網５０５および５１０は、交互の係数乗算器からの値の符号を交互に変更することもわかる。例えば、係数乗算器５２５からの値は、加算回路網５０５により反転される。言い換えると、偶数出力信号のための係数は、符号が変更された、２Ｎによる偶数番号の抜き取りであり、奇数出力信号のための係数は、２Ｎによる奇数番号の抜き取りである。この符号変更は、図４のグラフの軸で示される各時点でタイプ４ＤＣＴに合致するのに要する、必要な符号反転を実現する。図７に示すこの二分岐フィルタ構造の結果、偶数タップ部分和は直接のタイプ４ＤＣＴにより変調され、奇数タップ部分和は時間反転されたタイプ４ＤＣＴにより常に変調される。これは、単一のＮポイント・タイプ４ＤＣＴで、偶数タップ部分和のベクトルから逆の時間順序の奇数タップ部分和のベクトルまでを合計することにより実現することができる。加えて、この例では、式４に関して、１つの二分岐フィルタにつきｋ＝Ｎ個のタップ係数があり、すなわちｋ＝１６であることにも留意されたい。従って、この例のタップ係数の総数は２５６であり、これらは図７に示すように１６個の二分岐フィルタ間で拡散される。具体的には、二分岐フィルタ３２５−１は、一例として、図示のように構成された１６個のタップ係数Ａ_０，Ａ_１６，Ａ_３２，Ａ_４８，Ａ_６４，．．．，Ａ_２０８，Ａ_２２４，Ａ_２４０を含む。同様に、二分岐フィルタ３２５−２（図示せず）は、１６個のタップ係数Ａ_１，Ａ_１７，Ａ_３３，Ａ_４９，Ａ_６５，．．．，Ａ_２０９，Ａ_２２５，Ａ_２４１を含む。このパターンが継続し、従って最後の二分岐フィルタ３２５−Ｎ（図示せず）は、１６個のタップ係数Ａ_１５，Ａ_３１，Ａ_４７，Ａ_６３，Ａ_７９，．．．，Ａ_２２３，Ａ_２３９，Ａ_２５５を含む。（再び図３を簡単に参照すると、フィルタ１４５のタップがＮ個の二分岐フィルタ間で分割されることがかわる。）

また、例えば１６などの有効なＮの二分岐フィルタ応答は、同じ遅延を有し、従って変換要素３３０はＮ個の抜き取り済みサンプルを同時に処理することにも留意されたい。言い換えると、特定の時点ｔ_Ｐで、変換要素３３０にかけるためのフィルタ入力ベクトルが形成される。このフィルタ入力ベクトルは、特定のサンプリング時点における各抜き取り済みサンプル・ストリームから１つずつサンプルを含む。再び図６に簡単に目を向けると、フィルタ入力ベクトルはサンプルＦ１〜ＦＮを含む。

図８に、例示的な二分岐フィルタ・バンクを示す。図８は、Ｎ個の二分岐フィルタそれぞれからの偶数信号と奇数信号が、Ｎ個の加算器３４５−ｉ（１≦Ｉ≦Ｎ）を介して合成されて、ＤＣＴの対称性への合致が完了するのを示している。例えば、二分岐フィルタ３２５−１からの偶数信号は、加算器３４５−１を介して、二分岐フィルタ３２５−Ｎからの奇数信号と合成される。これは、図４に示した前述の必要な時間反転をもたらす。この結果、二分岐フィルタ・バンク３２５は、図６に示したように、フィルタ入力ベクトル［Ｆ１，Ｆ２，．．．，ＦＮ］を変換要素３３０に供給する。

前述の二分岐フィルタ・バンク３２５を使用してタイプ４ＤＣＴの対称性に合致すると、変換要素３３０は、以下のようにフィルタ入力ベクトルのＤＣＴ_ＩＶ変換を供給する。

上式で、Ｆはフィルタ入力ベクトルである。Ｏ_Ｃは出力ベクトルであり、この出力ベクトルの要素はＮ個のトランスポンダ・チャンネルそれぞれを表す。ＤＣＴ_ＩＶは、Ｎポイント・タイプＤＣＴの注入である。変換要素３３０の例示的な一実装形態は、単純に、前に示した式（３）の実施である。実際、本発明の一態様によると、タイプ４ＤＣＴを実現するための既知のアルゴリズムのどれを使用してもよく、これらはそれぞれ異なる計算効率を有する。しかし、高サンプリング周波数の適用例が対象とされる場合は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）との関係を利用してＤＣＴ ＩＶ行列をスパース因数分解することが好ましい。以下に、Ｎ＝１６ポイントＤＦＴ ＩＶの例示的なスパース因数分解の１つを供給する。具体的には、ＤＣＴ_ＩＶは以下の通りである。

この因数分解は、６２回の加算および４６回の乗算を必要とする。１６個のトランスポンダ・チャンネルすべてが同時に受信された場合、これは、ベースバンドに近いサンプルごとのチャンネル１つにつき３．８７５回の加算および２．８７５回の乗算に対応する（デマルチプレクサ・サンプル周波数はＨｚで２Ｆ_Ｓ）。図９〜１６に、式（６）に示した行列を例示する。これらの図に示す表記Ｃ（ｘ）またはＳ（ｘ）は、演算ｃｏｓｉｎｅ（ｘ）およびｓｉｎｅ（ｘ）をそれぞれ表すことに留意されたい。更に、図１０の行列ＣＤに示すように、行列のうちではっきり識別可能な部分が０に等しい場合は、この行列部分に単一の「０」が入力されている。

前述のように、タイプ４ＤＣＴを使用する利点の１つは、出力ベクトルの要素が各トランスポンダ・チャンネルを表し、ＩＱ変調が、ダウンストリームの従来の近ベースバンド復調のための、実際の近ベースバンド信号として維持されることである。従って、変換要素３３０からの出力ベクトルの各要素は、それぞれの復調器３３５−ｉにより、各トランスポンダ搬送波周波数で更に処理される。図１７に、変換要素３３０からの出力信号を、それぞれのトランスポンダ・チャンネルごとのベースバンドＩＱ信号に処理するための例示的な復調器を示す。この例示的な実施形態では、所望の各トランスポンダ・チャンネルにつき、図１７に示す形式の復調器が１つ必要である。

前述のように、受信機２００では、複数の周波数チャンネルが同時に同調されることが可能であり、それにより、異なる周波数チャンネル内に含まれる複数の放送チャンネル番組に同時にアクセスすることができる。加えて、本発明の一態様によると、マルチチャンネル・チューナを実現するのに必要なハードウェアおよび処理の量は、変換要素３３０で表される単一の計算要素を使用することにより単純化される。例えば、今やすべての計算は、好都合な周波数で、例えばＦ_Ｆで実施される。

前述のように、変換要素は、ＦＰＧＡなどの集積回路中に実装することができる。従って、図１８に示すように、異なる複数のトランスポンダ・チャンネルからのコンテンツを同時に供給するために、単一チップ解決が可能である。一例として、集積回路４００は、前述の変換要素３３０で表されるような変換要素を少なくとも備えることができ、この変換要素から、複数の仮想チャンネル２４０−１〜２４０−Ｋを供給することができる。これらの仮想チャンネルのコンテンツの少なくともいくらかは、異なる複数のトランスポンダ・チャンネルから同時に与えられる。必要に応じて、集積回路４００は前述のように復調器（ＤＭ）を備えていてもよい。

他の形式のＬＮＢ処理を使用してもよいことに留意されたい。例えば、ＬＮＢ２０５は、Ｎチャンネル帯域の上下で幅（ＰＦ_Ｓ）の広い遷移帯域を使用し、緩い仕様に対する濾波動作を実行して、許容できる阻止帯域減衰に達することができ、Ｐは整数である。更に、ＬＮＢは最低周波数チャンネルをスペクトル的に移動することができ、それにより、対応する搬送波Ｆ_０は［Ｆ_Ｓ／２＋（ＰＦ_Ｓ）］に等しい。この変形では、Ａ／Ｄ変換器２１０はサンプリング周波数［２（Ｎ＋（２Ｐ））Ｆ_Ｓ］でクロック制御され、信号同調に使用されるデマルチプレクサ並列パスの数はＮ＋（２Ｐ）である。この変形では、ＬＮＢ２０５は、物理的により大きく損失の多いＳＡＷフィルタではなく、より小さくより低性能のフィルタを利用することができる。

同様に、ＬＮＢ２０５は、最高周波数チャンネルの周波数（すなわちＦ_Ｎ）がデマルチプレクサ・サンプリング周波数Ｆ_Ｆの偶数折り畳み周波数上にくるように構成されるよう、信号２０６を供給することができる。この技法は、Ａ／Ｄ２１０を２ＮＦ_Ｓでサンプリングするときは、以下の式を満たす最高周波数チャンネルに使用することができる。

或るいは、Ａ／Ｄ２１０を［２（Ｎ＋（２Ｐ））Ｆ_Ｓ］でサンプリングするときは、以下の式を満たす最高周波数チャンネルに使用することができる。

同様に、ＬＮＢ２０５は、最低周波数チャンネルの周波数（すなわちＦ_１）がデマルチプレクサ・サンプリング周波数Ｆ_Ｆの偶数折り畳み周波数上にくるように構成されるよう、信号２０６を供給することができる。この技法は、Ａ／Ｄ２１０を２ＮＦ_Ｓでサンプリングするときは、以下の式を満たす最低周波数チャンネルに使用することができる。

或るいは、Ａ／Ｄ２１０を［２（Ｎ＋（２Ｐ））Ｆ_Ｓ］でサンプリングするときは、以下の式を満たす最低周波数チャンネルに使用することができる。

また、Ａ／Ｄ２１０のクロック周波数に対する制約は、サンプル周波数変換器を含めることによりいくらか緩めることができることにも留意されたい。サンプル周波数変換器は、所望のサンプル間隔Ｔに適合しない何らかのサンプリング（一様または非一様）から得られる、計算されたシーケンスを表す。加えて、この発明的な概念により、他のタイプのＤＣＴ、例えばタイプ２やタイプ３などを使用してもよいことに留意されたい。しかし、これらのタイプのＤＣＴを使用する場合、時間および周波数における境界条件の不一致は、ハードウェアおよび回路が複雑になるという不利益を伴い、従ってこれらのタイプについては本明細書ではこれ以上述べない。

更に、衛星配信のコンテキストで述べたが、この発明的な概念はそのように限定されず、無線および／または有線にかかわらず他の配信機構にも適用されることに留意されたい。例えば本発明は、ケーブル、地上、またはその他のネットワーク（ブロードキャスト・ネットワークおよび／または商業ネットワークなど）に適用可能である。

従って、以上の記述は単に本発明の原理を例示するだけであり、そのため、理解されるであろうが、当業者なら、本明細書で明示的に述べられていなくても、本発明の原理を具体化する代替構成であって本発明の趣旨および範囲の内にある多くの代替構成を創案することができるであろう。例えば、別々の機能要素のコンテキストで例示したが、これらの機能要素は、１つまたは複数の集積回路（ＩＣ）上で具体化してもよい。同様に、別々の要素として図示したが、図１０および１２の要素の何れかまたはすべて（例えば２１５および／または２４０）は、記憶済みプログラムにより制御される処理回路中で実現してもよい。従って、添付の特許請求の範囲により定義する本発明の趣旨および範囲を逸脱することなく、例示的な実施形態に多くの変更を加えることができ、他の構成を創案することができることを理解されたい。

マルチチャンネル・チューナの一実施形態を示す図である。 １６個のトランスポンダ・チャンネルを表す信号に関する例示的な周波数スペクトルを示す図である。 図１のマルチチャンネル・チューナで使用される例示的なフィルタを示す図である。 本発明の原理による、搬送波セットとタイプ４離散搬送波変換との関係を示す図である。 本発明の原理を具体化した受信機の例示的なブロックレベル図である。 本発明の原理によるマルチチャンネル・チューナの例示的な一実施形態の図である。 本発明の原理による二分岐フィルタの例示的な一実施形態を示す図である。 本発明の原理による例示的な二分岐フィルタ・バンクを示す図である。 図６の変換要素３３０中で使用される例示的な行列の値を示す図である。 図６の変換要素３３０中で使用される例示的な行列の値を示す図である。 図６の変換要素３３０中で使用される例示的な行列の値を示す図である。 図６の変換要素３３０中で使用される例示的な行列の値を示す図である。 図６の変換要素３３０中で使用される例示的な行列の値を示す図である。 図６の変換要素３３０中で使用される例示的な行列の値を示す図である。 図６の変換要素３３０中で使用される例示的な行列の値を示す図である。 図６の変換要素３３０中で使用される例示的な行列の値を示す図である。 図６の実施形態で使用される復調器の例示的なブロック図である。 本発明の原理による別の例示的な実施形態の図である。

Claims (23)

1. 複数の異なる周波数チャンネルを有する信号を供給する受信セクションであって、各周波数チャンネルは異なるビット・ストリームを伝送する受信セクションと、
   前記信号を処理して、前記複数の異なる周波数チャンネルのうち少なくとも２つからの前記異なるビット・ストリームを復元し、前記異なる復元済みビット・ストリームを同時に供給するマルチチャンネル信号チューナとを備える受信機であって、前記マルチチャンネル信号チューナは離散コサイン変換（ＤＣＴ）を利用する受信機。
2. 前記マルチチャンネル信号チューナは、
   前記信号をサンプリングして幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームを供給するサンプラと、
   前記幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームを処理して変換出力信号を供給する変換要素であって、前記ＤＣＴを利用する変換要素と、
   前記変換出力信号を処理して前記異なる復元済みビット・ストリームを供給する幾つかの復調器と、を備える、請求項１に記載の受信機。
3. 前記サンプラは、
   前記信号を前記幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームに多重分離するデマルチプレクサと、
   前記変換要素により利用される前記ＤＣＴに合致するように前記幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームを処理する分割フィルタ・バンクとを備える、請求項２に記載の受信機。
4. 前記分割フィルタ・バンクは一組の二分岐フィルタを備え、前記ＤＣＴはＮポイント・タイプＩＶ ＤＣＴである、請求項３に記載の受信機。
5. 前記変換要素は、前記Ｎポイント・タイプＩＶ ＤＣＴのスパース行列因数分解を使用して、前記幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームに対して行列ベースの処理を実行する、請求項４に記載の受信機。
6. 前記異なる復元済みビット・ストリームからの幾つかの仮想チャンネルを供給するための放送チャンネル分配器を更に備える、請求項１に記載の受信機。
7. 複数の異なるトランスポンダ・チャンネルを表す信号を受け取るための低雑音ブロックと、前記複数の異なるトランスポンダ・チャンネルの総帯域幅に関連するナイキスト周波数以上のサンプル周波数で発生するサンプルのシーケンスを表すデータ信号を供給するためのアナログ・ディジタル変換器とを備える衛星受信機であって、各トランスポンダ・チャンネルはビット・ストリームを伝送し、更に、
   前記データ信号をサンプリングしてＮ個の抜き取り済みデータ・ストリーム（Ｎ＞１）を供給するためのサンプラと、
   前記Ｎ個の抜き取り済みデータ・ストリームを処理して、前記複数の異なるトランスポンダ・チャンネルのうち少なくとも２つからの少なくとも２つの変換出力信号を同時に供給するための変換要素であって、離散コサイン変換（ＤＣＴ）を利用する前記変換要素と、
   前記少なくとも２つの変換出力信号を処理して、前記複数の異なるトランスポンダ・チャンネルからの少なくとも２つのビット・ストリームを供給する少なくとも２つの復調器とを備える衛星受信機。
8. 前記サンプラは、
   前記信号を前記幾つかの抜き取り済みデータ・ストリームに多重分離するためのデマルチプレクサと、
   前記変換要素により利用される前記ＤＣＴに合致するように前記幾つかの抜き取り済みデータ・ストリームを処理するための分割フィルタ・バンクとを備える、請求項７に記載の衛星受信機。
9. 前記分割フィルタ・バンクは一組の二分岐フィルタを備え、前記ＤＣＴはＮポイント・タイプＩＶ ＤＣＴである、請求項７に記載の衛星受信機。
10. 前記変換要素は、スパース行列因数分解を使用して前記幾つかの抜き取り済みデータ・ストリームに対して行列ベースの処理を実行する、請求項９に記載の衛星受信機。
11. 前記少なくとも２つのビット・ストリームからの幾つかの仮想チャンネルを供給するための放送チャンネル分配器を更に備える、請求項７に記載の衛星受信機。
12. 複数のトランスポンダ・チャンネルからの信号を受信する衛星受信機で使用される集積回路であって、
    複数のデータ・ストリームを処理して少なくとも２つの変換出力信号を同時に供給する変換要素を備え、前記データ・ストリームのそれぞれは前記複数のトランスポンダ・チャンネルのサンプルを伝送し、前記変換要素は離散コサイン変換（ＤＣＴ）を利用し、更に、
    前記少なくとも２つの変換出力信号を処理して、前記複数のトランスポンダ・チャンネルのうち少なくとも２つからの２つのビット・ストリームを同時に供給する少なくとも２つの復調器と、
    前記少なくとも２つのビット・ストリームからの幾つかの仮想チャンネルを供給するための放送チャンネル分配器とを備える集積回路。
13. 前記ＤＣＴはＮポイント・タイプＩＶ ＤＣＴである、請求項１２に記載の集積回路。
14. 前記変換要素はスパース行列因数分解を使用して前記複数のデータ・ストリームに対して行列ベースの処理を実行する、請求項１３に記載の集積回路。
15. 複数の異なる周波数チャンネルを表す信号をサンプリングして複数のサンプル・ストリームを供給するためのサンプラであって、各周波数チャンネルはトランスポート・ビット・ストリームを伝送するサンプラと、
    前記複数のサンプル・ストリームを濾波して複数の濾波済みサンプル・ストリームを供給するための一組のフィルタと、
    前記複数の濾波済みサンプル・ストリームを処理して複数のデータ信号を供給する離散コサインベースの変換要素であって、各データ信号は前記異なる周波数チャンネルの１つに関連する変換要素と、
    前記複数のデータ信号のそれぞれを復調して前記トランスポート・ビット・ストリームを同時に供給するための複数の復調器とを備えるマルチチャンネル・チューナ。
16. 前記複数のデータ信号は少なくとも２つである、請求項１５に記載のマルチチャンネル・チューナ。
17. 前記一組のフィルタは複数の二分岐フィルタを備え、前記離散コサインベースの変換要素はタイプＩＶ離散コサイン変換を使用する、請求項１５に記載のマルチチャンネル・チューナ。
18. 受信機中で使用される方法であって、
    複数の異なる周波数チャンネルを有する信号を供給することであって、各周波数チャンネルは異なるビット・ストリームを伝送すること、
    前記信号に対してマルチチャンネル信号同調を実行して、前記複数の異なる周波数チャンネルのうち少なくとも２つからの前記異なるビット・ストリームを復元すること、および、
    前記異なる復元済みビット・ストリームを同時に供給することを含み、
    前記マルチチャンネル信号同調のステップは離散コサイン変換（ＤＣＴ）を利用する方法。
19. 前記マルチチャンネル信号同調ステップは、
    前記信号をサンプリングして幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームを供給すること、
    前記幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームに対して、前記ＤＣＴを利用する変換ベースの処理を実行して、変換出力信号を供給すること、および、
    前記変換出力信号を復調して前記異なる復元済みビット・ストリームを供給することを含む、請求項１８に記載の方法。
20. 前記サンプリングするステップは、
    前記信号を前記幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームに多重分離すること、および、
    前記変換要素により利用される前記ＤＣＴに合致するように前記幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームを分割フィルタ・バンクにより処理することを含む、請求項１９に記載の方法。
21. 前記分割フィルタ・バンクは一組の二分岐フィルタを備え、前記ＤＣＴはＮポイント・タイプＩＶ ＤＣＴである、請求項２０に記載の方法。
22. 前記変換ベースの処理を実行するステップは、前記Ｎポイント・タイプＩＶ ＤＣＴのスパース行列因数分解を使用して、前記幾つかの抜き取り済みサンプル・ストリームに対して行列ベースの処理を実行する、請求項１９に記載の方法。
23. 前記異なる復元済みビット・ストリームからの幾つかの仮想チャンネルを供給するステップを更に含む、請求項１８に記載の方法。

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