JP2007505573A - 周波数可変発振器 - Google Patents

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Abstract

周波数可変結合共振器回路網が１対の３端子装置の端子に広帯域周波数選択性をサポートする同調電圧回路網を介して結合されてなる回路を含む電圧制御発振器（ＶＣＯ）が提供される。集積回路形態への組み込みに適した広帯域周波数可変共振器も提供される。

Description

電圧制御発振器（voltage controlled oscillator：ＶＣＯ）または発振器は、ＤＣ電圧を高周波（ＲＦ）電圧に変換するために使用することができるコンポーネントである。その出力信号の大きさはＶＣＯ回路デザインに依存し、動作周波数は入力信号を提供する共振器によって決まる。クロック発生クロック再生回路（clock generation and clock recovery circuits）は、一般的には位相ロックループ（phase locked loop：ＰＬＬ）内にあるＶＣＯを使用して外部参照（external reference）または受信データストリーム（incoming data stream）のどちらか一方からクロックを発生する。ＶＣＯはそれゆえＰＬＬの性能にとって多くの場合に重要である。また、ＰＬＬは通信ネットワーク構築において不可欠なコンポーネントである。というのは、発生したクロック信号は一般的には、基本的なサービス情報がその意図した目的に使用できるように、その情報を伝送または再生（リカバリ）するために使用することができるからである。ＰＬＬは通信を運ぶ搬送波周波数に通信機器が迅速にロックオン（lock-on）することを可能にするので、ＰＬＬは無線ネットワークにおいて特に重要である。
移動携帯電話機の人気は無線アーキテクチャに対する関心を新たにし、更なる注意を喚起してきた。この人気は更に低ノイズ広帯域発振器のデザインに対する新たな関心を呼び起こしている。ＵＭＴＳ（universal mobile telephone systems）を使用するセルラ携帯電話機および基地局の新たなファミリーの爆発的な成長は（例えばオクターブ帯域といった）同調レンジがかなり広い超低ノイズ発振器の必要性を呼び起こしている。広帯域ソースの需要は無線通信の爆発的な成長のおかげで一般に将来にわたって増大しつつある。特に、最新通信システムは一般的にマルチバンド・マルチモードであり、それゆえ、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００およびＷＣＤＭＡ（wideband code division multiple access）ネットワークへの単一の広帯域ＶＣＯによる同時アクセスを好ましくは可能にする広帯域低ノイズのソースが必要である。
ＶＣＯの動的動作レンジおよびノイズ性能は、ＰＬＬそれ自体の性能を制限しまたはそれに影響を与え、延いてはＰＬＬが利用される装置、例えばＲＦ送受信機、セルラフォン、モデムカードなどの性能を制限しまたはそれに影響を与える場合がある。ＶＣＯの広帯域周波数選択性（あるいは同調性）は、ＶＣＯのデザインにおけるより基本的なトレードオフ（tradeoffs）の１つを代表し、使用される技術およびトポロジーの両方に影響を与える。同調ダイオードのノイズの寄与のみならず、共振器の動的時間平均クオリティ因子（すなわちＱ因子）は、ＶＣＯのノイズ性能に影響を与える。さらに、動的負荷Ｑ因子は一般にＶＣＯの動作周波数レンジに反比例する。
ＶＣＯ技術の継続的な改善にもかかわらず、低位相ノイズは相変わらすボトルネックのままであり、ＲＦ送受信機（送信機・受信機）デザインに難題をもたらしている。これは一般に、例えば低位相ノイズ、低電力消費および広い周波数同調レンジといったＶＣＯデザインのより多くの要求パラメータという要因を背景として議論されている。
ＬＣ共振器ベースのＶＣＯにおいて、位相ノイズと電力消費は一般的に、バラクタ（varactor）を一般的に利用する、共振器回路の時間平均負荷Ｑ因子と、同調回路網に付随した非線形性とに主に依存する。周波数同調レンジは同調回路網に付随するバラクタ（varactor）およびパラシチック（parasitic）の有効容量性同調比（usable capacitive tuning ratio）で決まる。というのは、パラシチックは高い周波数でバラクタの有効な同調能力を劣化させ制限するからである。同調回路網（例えばバラクタおよび共振器）の損失抵抗はクオリティ（Ｑ）因子を決定し、抵抗性挙動に特別な注意が払われる。結合共振器回路が同調ダイオードを使って調整されることが可能な周波数レンジは、同調ダイオードの有効な容量比と、回路に存在する並列および直列容量とに依存する。
無線通信の周波数がより高い周波数帯域にシフトすればするほど、比較的低コストで、超低ノイズ、広帯域、熱的に安定、かつコンパクトな信号源を生み出すことは、能動素子の周波数制限および同調ダイオードのブロードバンド周波数選択性によって、ますます難しいものとなる。そのため過去において、広い同調レンジおよび良好な位相ノイズ性能は一般に、広帯域動作レンジにわたって共振器のループパラメータおよび動的負荷Ｑ値を制御する問題のせいで、相反する要請と見なされていた。
一般的に、マイクロストリップライン共振器ベースの広帯域ＶＣＯの位相ノイズは、１５Ｖ（ボルト）４５ｍＡ（ミリアンペア）で動作する１６００乃至３２００ＭＨｚ（メガヘルツ）の周波数帯域に対して−８０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１０ｋＨｚ（キロヘルツ）である。ＹＩＧ型共振器ベースのＶＣＯは外部ＤＣ磁場で広帯域周波数選択性を実現するが、高価である。加えて、ＹＩＧ共振器ベースのＶＣＯはチップ形態への組み込みに適していない。
このため、周波数レンジＬ（０．９５ＧＨｚ乃至１．５ＧＨｚ）、Ｓ（１．７ＧＨｚ乃至２．３ＧＨｚ）、およびＣ（４ＧＨｚ乃至６ＧＨｚ）においてＹＩＧ型共振器ベースの広帯域ＶＣＯに代わるコスト効率の高い好ましくはオクターブ帯域周波数選択性を有する広帯域発振器が必要とされている。
上記課題を解決するため本発明の１つの側面として、集積回路への組み込みに適したコンパクトサイズの広帯域周波数選択性をサポートするトポロジーが提供される。
もう１つの側面として、電圧制御発振器（voltage controlled oscillator：ＶＣＯ）が提供される。本発明のかかる側面に基づく電圧制御発振器は、第１、第２、および第３の端子を有する第１の装置と、第１、第２、および第３の端子を有する第２の装置と、周波数可変結合共振器回路網（tunable coupled resonator networks）が同調電圧回路網（tuning voltage network）を介して前記第１および第２の装置のそれぞれの（各装置の）第２の端子に結合されてなる回路とを具備する。好ましくは、前記同調電圧回路網の電圧は当該電圧制御発振器の出力信号を少なくともオクターブ周波数帯域にわたって調整（tune）するために調節（adjust）できるようになっている。
さらに、本発明のかかる側面によれば、バイアス回路網（bias network）が、望ましくは、前記第１および第２の装置のそれぞれの（各装置の）第１および第３の端子の間に結合される。
本発明のかかる側面によれば、当該電圧制御発振器は、望ましくは、各前記装置のそれぞれの第３の端子の間に結合されており、それぞれの第３の端子に存在する信号を結び合わせて基本周波数のほぼ２倍の動作周波数レンジにわたって調整可能（tunable）な出力信号にする動的に調整されるコンバイナ回路網（dynamically tuned combiner network）を更に具備する。
好ましくは、前記第１および第２の装置はそれぞれバイポーラトランジスタからなるが、前記第１および第２の装置はそれぞれ電界効果型トランジスタ（field effect transistor：ＦＥＴ）からなる場合もある。
前記周波数可変結合共振器回路網は、馬蹄形に配置された１対のマイクロストリップ結合共振器（a pair of micro-strip coupled resonators）からなることも望ましい。
さらに、本発明のかかる側面によれば、当該電圧制御発振器は望ましくは集積回路形態で提供される。
本発明の追加の側面として、オクターブ帯域周波数選択性（あるいは同調性）を有する電圧制御発振器が提供される。当該電圧制御発振器は、第１および第２の３端子装置と、前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第１の端子の間に結合された可変位相結合回路網のための回路と、前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第２の端子に同調電圧回路網を介して結合された動的に調整される結合共振器回路網のための回路とを具備する。本発明のかかる側面による電圧制御発振器は、望ましくは、前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第３の端子の間に結合された動的に調整されるコンバイナ回路網を更に具備し、前記動的に調整されるコンバイナ回路網は前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第３の端子に存在する信号を結び合わせてオクターブ周波数帯域にわたって調整可能（tunable）な信号にすることを特徴とする。
さらに、本発明のかかる側面によれば、前記同調電圧回路網の電圧は出力信号の周波数をオクターブ周波数帯域にわたって調整するために調節される場合がある。前記周波数可変共振器回路網は馬蹄形に配置された１対のマイクロストリップ結合共振器からなることも望ましい。
本発明のもう１つの側面として、発振器が提供される。当該発振器は、好ましくは、並列エミッタ構成（parallel emitter configuration）に設定されたトランジスタと、前記トランジスタの第１の端子と第２の端子との間に結合された抵抗回路網（resistance network）とを具備する。前記抵抗回路網は、好ましくは、負抵抗（negative resistance）を発生させることが可能である。当該発振器は、望ましくは、前記トランジスタの第３の端子に結合共振器回路網を介して結合された同調電圧回路網も含んでおり、前記同調電圧回路網が調整されることにより当該発振器の動作周波数が周波数帯域にわたって調整されるとともに、発生した負抵抗がその周波数帯域にわたって十分均一に保たれるようになっている。
本発明のさらにもう１つの側面として、望ましくは、ネットワーク通信装置が提供される。当該ネットワーク通信装置は、好ましくは、当該通信装置からまたは当該通信装置へ伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを具備し、前記位相ロックループは前記クロック信号を発生するための電圧制御発振器を含む。前記電圧制御発振器は、望ましくは、第１、第２および第３の端子を有する第１の装置と、第１、第２および第３の端子を有する第２の装置と、周波数可変結合共振器回路網が同調電圧回路網を介して前記第１および第２の装置のそれぞれの第２の端子に結合されてなる回路とを具備し、前記動的に調整されるコンバイナ回路網は前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第３の端子に存在する信号を結び合わせてオクターブ周波数帯域にわたって調整可能な信号にすることを特徴とする。
本発明の更なる側面によれば、本発明はネットワーク通信装置である。当該ネットワーク通信装置は、好ましくは、当該通信装置からまたは当該通信装置へ伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを具備する。前記位相ロックループは、好ましくは、並列エミッタ構成に設定された３端子装置と、前記３端子装置の第１の端子と第２の端子との間に結合された抵抗回路網とを具備する電圧制御発振器を含む。前記抵抗回路網は、好ましくは、負抵抗を発生することが可能である。前記電圧制御発振器は、望ましくは、前記３端子装置の第３の端子に結合共振器回路網を介して結合された同調電圧回路網を更に含んでおり、前記同調電圧回路網が調節されることにより当該発振器の動作周波数は周波数帯域にわたって調整されるとともに、発生した負抵抗がその周波数帯域にわたって十分均一に保たれるようになっている。
本発明のかかる側面によれば、前記同調電圧回路網の電圧は、好ましくは、出力信号の周波数をオクターブ周波数帯域にわたって調整するために調節される。本発明のかかる側面によれば、さらに、当該通信装置がセルラ携帯無線電話機または個人用携帯情報端末（ＰＤＡ）を含む無線装置を構成するものであれば望ましいことが言える場合がある。
なおさらに、本発明の追加の側面として、第１の３端子装置と第２の３端子装置を具備する電圧制御発振器（ＶＣＯ）が提供される。各３端子装置は、第１、第２、および第３の端子を含む。前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第１の端子は、好ましくは、可変位相結合回路網を介して一緒に結合される。前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第２の端子はそれぞれの動的に調整される結合共振器回路網に結合され、これらの動的に調整される結合共振器回路網は好ましくは同調電圧回路網を介して一緒に結合される。前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第３の端子はバイアス回路網を介して互いに一緒に結合され、そのバイアス回路網はそれぞれの第１の端子にも結合される。当該回路の基本周波数にある調整可能（tunable）な出力信号はそれぞれの第３の端子でタップオフされ、好ましくは、動的に調整されるコンバイナ回路網で結び合わされる。当該回路の基本周波数の２倍の周波数で機能する調整可能な出力信号は、望ましくは、前記動的に調整されるコンバイナ回路網の出力において取得可能である。
さらに本発明のかかる側面によれば、前記電圧制御発振器の回路構成素子は、好ましくは、当該回路の動作の基本周波数が１０００ＭＨｚ乃至２０００ＭＨｚにわたって調整可能（tunable）になるように選ばれる。本発明のこの好ましい側面によれば、調整可能な出力（可変出力）は２０００ＭＨｚ乃至４０００ＭＨｚの周波数レンジにわたって調整可能である。
前記３端子装置はそれぞれ好ましくはバイポーラトランジスタからなるが、電界効果型トランジスタも利用される場合がある。
本発明の更なる側面によれば、前記電圧制御発振器を構成する回路構成素子は好ましくは図２に基づいて選択かつ配置される。なお更なる側面において、本発明は好ましくは図３の概略構成図に基づいて実施される電圧制御発振器である。なお更なる側面において、本発明は好ましくは図４の概略構成図に基づいて実施される電圧制御発振器である。
もう１つの側面として、本発明は並列エミッタ構成にある３端子バイポーラトランジスタを有する電圧制御発振器からなる。前記トランジスタのベース端子は、前記トランジスタのコレクタ端子にも結合された広帯域負抵抗発生回路（wideband negative resistance generating network）に結合される。ＤＣバイアス・フィルタリング回路網（DC-bias and filtering network）もコレクタ端子に結合される。１対の結合共振器・同調ダイオード（a pair of coupled resonators and tuning diodes）からなる回路は、好ましくは、フィルタリング・同調電圧回路網（filtering and tuning voltage network）を介して前記３端子装置のエミッタ端子にまたがって結合される。本発明のかかる側面によれば、出力信号は整合・出力回路網によってコレクタ端子からタップされる。さらに本発明のかかる側面によれば、前記電圧制御発振器は好ましくは図８に基づいて実施される。加えて、本発明のかかる側面によれば、前記電圧制御発振器は好ましくは図９に示した概略構成図に基づいて実施またはレイアウトされる。
本発明のなお更なる側面として、電圧制御発振器が提供される。当該発振器は、好ましくは、それぞれが第１、第２および第３の端子を有する第１の３端子装置および第２の３端子装置を具備する。前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第１の端子は、好ましくは、可変位相結合回路網を介して一緒に結合される。加えて、各前記３端子装置のそれぞれの第２の端子は同調バイアス電圧回路網とそれぞれの動的に調整される結合共振器回路網とを介して一緒に結合される。各前記３端子装置のそれぞれの第１および第３の端子は、それぞれのバイアス回路網を介して一緒に結合される。各前記３端子装置のコレクタに存在する出力であって当該回路を構成する構成素子の値に基づく基本周波数において機能する調整可能な出力（可変出力）は、第２高調波コンバイナ回路網を介して結合される。動作の基本周波数の２倍のレンジにわたって調整可能な出力信号は前記コンバイナ回路網の出力に結果として現れる。最も好ましい形態において、前記出力信号は３０００ＭＨｚ乃至６０００ＭＨｚのレンジにわたって調整可能である。さらにかかる形態によれば、前記電圧制御発振器は図１１の回路図に基づいて実施される。
本発明のもう１つの側面として、集積型結合共振器同調回路網と負抵抗発生回路網と位相結合回路網および第２高調波コンバイナ回路網とを動的に調整（tune）して、超低ノイズのオクターブ帯域電圧制御発振器を実現するための方法が提供される。特に、本発明は、負抵抗発生回路網、結合共振器同調ダイオード回路網、およびｎ次高調波コンバイナ回路網（ｎ＝２）を動的に調整して超低ノイズのオクターブ帯域動作を実現するための革新的なアプローチを開示する。このアプローチは、バイポーラトランジスタあるいは電界効果型トランジスタあるいは将来的に利用可能な他の任意の３端子装置といった任意の３端子装置を利用して実施可能である。
もう１つの側面として、本発明は、広帯域発振器の需要に応え、費用効率が高く電力効率が高いソリューション（５Ｖ、１０ｍＡ）を実現する。これは、トランジスタの安定係数（stability factors）を動的に調整して所望の同調帯域にわたって結合共振器の時間平均負荷Ｑ値（time average loaded Q）を維持することによって達成される。
本発明の更なる側面として、上述した結合共振器・結合発振器トポロジーは高周波数レンジへの扉を開け、広帯域動作中においてより高い周波数で動作する集積型シリコンベースのシステムの実現を可能にする。さらに本発明のかかる側面によれば、低ノイズ、広い同調レンジ、より低い高調波含有率（harmonic content）、製造耐性および小型化に対する現在の需要を満足することができる広帯域電圧制御発振器のデザイン、製造法および性能が提供される。
さらに、本発明に基づいて実施されるＶＣＯの周波数帯域の選択の自由度、その小型サイズ、低コスト、低電力消費および広い動作温度レンジにわたる安定性は、移動体通信用途にとって魅力的なテクノロジーを提供する。
本発明の更なる側面によれば、広帯域周波数選択性をサポートすることができる広帯域同調レンジおよび特有なトポロジーの形成を制限し得る効果は抑えられる。
本発明の更なる側面は、１００％の可調帯域幅を超えて例えば１６００ＭＨｚ、２０００ＭＨｚ、および３０００ＭＨｚで動作する、小型で電力効率が高く超低ノイズかつ低熱ドリフトのマイクロ波オクターブ帯域ＶＣＯである。本発明のかかる側面に基づいて実施されるＶＣＯの位相ノイズ性能は通常、少なくとも、周波数帯域１６００乃至３２００ＭＨｚに対して一般的に−１００ｄＢｃ＠１０ｋＨｚよりも良い−９４ｄＢｃ＠１０ｋＨｚ、周波数帯域２０００乃至４０００ＭＨｚに対して一般的に−９５ｄＢｃ＠１０ｋＨｚよりも良い−９０ｄＢｃ＠１０ｋＨｚ、周波数帯域３０００乃至６０００ＭＨｚに対して一般的に−９０ｄＢｃ＠１０ｋＨｚよりも良い−８５ｄＢｃ＠１０ｋＨｚである。
本発明はオクターブ帯域を超える周波数選択性を有する発振をその周波数帯域にわたる回路の負荷Ｑ値を劣化させることなくサポートする。トポロジーは、望ましくは、マイクロストライプライン結合共振器構造の最適な結合係数を選択することによって、その周波数帯域にわたって、時間平均負荷Ｑ因子を高めるよう設計される。
本発明のさらにもう１つの側面として、結合共振器のシステムが開示される。開示されるシステムはオクターブ帯域にわたって時間平均負荷Ｑ因子を有利に高める。このアプローチを適用すれば、集積型の動的に調整されるマイクロストリップ結合共振器ベースの発振器であって、広帯域レンジにわたってその結合共振器の結合係数に応じて位相ノイズ性能を大きく改善する発振器が結果としてもたらされる。
加えて、基本トポロジーは動的に調整される結合共振器の動作周波数を拡張するために結合電圧制御発振器のシステムまで拡張される。この目的は、全帯域にわたって発振器をそれらが広帯域（オクターブ帯域）にわたって相互に注入同期（injection lock）するように動的に結合することによって達成される。
最新技術のプッシュプッシュ／Ｎプッシュ発振器に関して、本発明は広い動作周波数レンジに対してオクターブ帯域の動的に調整される周波数可変結合発振器を実現する。
本発明の様々な側面のトポロジーおよび回路は動作のオクターブ帯域全体で広い温度レンジ（−４００乃至＋８５０℃）にわたってノイズ性能を維持することが望ましく可能であり、レイアウト（図面参照）の構造は他のより高い周波数帯域でも実質的に同じままである。
本発明の上記側面および他の側面は、オクターブ帯域にわたり一定の負抵抗を提供するトポロジー、オクターブ帯域にわたって同調回路網の負荷Ｑ値を劣化させることなく広帯域周波数選択性を提供する同調構造（tuning arrangement）、オクターブ帯域にわたって共振をサポートする結合共振器構造、低位相ノイズのためのバイポーラまたはＦＥＴの最適サイズ（Icmax/Idss）、位相ノイズを改善するための結合発振器／Ｎプッシュ・アプローチ、第２高調波コンバイナ回路、動的に調整される位相結合回路網を含む。
１つの側面において、本発明は電圧制御発振器（ＶＣＯ）のための回路に関する。好ましくは、かかる電圧制御発振器は、超低位相ノイズ性能、高い電力効率、低コスト、オクターブ帯域を超える周波数選択性および集積チップ形態への組み込み可能性といった特性のうち１つ以上の特性を有する。
図１に本発明の実施の一形態に基づく低ノイズのオクターブ帯域電圧制御発振器（ＶＣＯ）１００の機能ブロックを示す。ＶＣＯ１００は１０００乃至２０００ＭＨｚ／２０００乃至４０００ＭＨｚ（すなわち、１ＧＨｚ乃至２ＧＨｚ／２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚ）の周波数レンジで動作するものとして示されてあるが、個々の回路パラメータ、例えば抵抗値、容量値などいったものは、その回路が異なる基本周波数で動作し、基本周波数および第２高調波の両方で調整可能な出力を発生するように選択かつ設定される場合がある。加えて、図１に示したトポロジーは、例えば１ＧＨｚ乃至２ＧＨｚ／２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚ／４ＧＨｚ乃至８ＧＨｚ／８ＧＨｚ乃至１６ＧＨｚといったように、プッシュプッシュ（push-push）型構成から拡張される場合があり、発振器の動作周波数が能動素子のカットオフ周波数を超えて拡張されることが可能となる。
図１に示すように、ＶＣＯ／発振器１００は、図示されたその他のモジュールを介して一緒に結合された１対の３端子装置１０２および１０４を含む。特に、各３端子装置１０２および１０４は３つの端子、図ではそれぞれ端子１０２1、１０２2および１０２3並びに端子１０４1、１０４2および１０４3、を有する。第１の３端子装置１０２の第１の端子１０２1は可変位相結合回路網１０８およびバイアス回路網１１２に結合されている。可変位相結合回路網１０８は第２の３端子装置１０４の第１の端子１０４1にも結合されており、第２の３端子装置は同じく端子１０４1でバイアス回路網１１６に結合されている。可変位相結合回路網１０８は同調電圧ブロック（tuning voltage block）１２０にも結合されている。同調電圧ブロック１２０は動的に調整される結合共振器回路網１２４、１２８に結合されており、これらはそれぞれ各々の３端子装置の第３の端子１０２3、１０４3に結合されている。
米国特許出願公開第10/912,209号明細書−この参照によりその開示内容は本願に含まれる−に開示されているように、３端子装置は好ましくはバイポーラ（bipolar）トランジスタからなり、３端子装置の第１、第２および第３の端子はそれぞれ、バイポーラトランジスタのコレクタ（collector）ノード、ベース（base）ノードおよびエミッタ（emitter）ノードのいずれかをなす。他方、３端子装置は好ましくは電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）からなり、３端子装置の第１、第２および第３の端子はそれぞれ、電界効果型トランジスタのコレクタノード、ベースノードおよびエミッタノードのいずれかをなす。一般論として、３端子装置は望ましくは、第１および第２の端子の間の１８０°位相シフトを提供する働きをする任意の３端子装置を含む。
同調電圧ブロック１２０は更に、２つの入力ポート１３２1および１３２2を含む動的に調整されるコンバイナ回路網１３２に結合されている。各々の入力ポート１３２1および１３２2は各々の３端子装置の第２の端子１０２2および１０４2に存在する入力信号１３８、１４０を受信する。動的に調整されるコンバイナ回路網１３２は入力信号１３８、１４０を結び合わせて、入力信号１３８、１４０の第２高調波で機能する信号１５０を発生させる。
発振器１００は好ましくは以下のように動作する。例えばダイオード、抵抗、コンデンサ、共振器などの様々なモジュールからなる回路構成素子は、各々の３端子装置１０２、１０４が基本周波数ｆ0で発振するように選ばれる。同調電圧モジュール１２０の電圧レベルが調節されることで、入力１３８、１４０として現れる動作の基本周波数ｆ0は発振器の動作レンジ、好ましくはオクターブ帯域にわたって調整される。これらの信号１３８、１４０は次に、同調電圧モジュール１２０の電圧レベルが調節されることで動的に調整されるコンバイナ回路網１３２において、基本周波数の２倍の周波数２ｆ0で機能する信号を発生するために結び合わされる。コンバイナ回路網１３２からの信号１５４の選択部分は同調ブロック１２０にもフィードバックされる。信号１５４の一部は次に可変位相結合回路網１０８にフィードバックされ、これらの信号の各信号が同調作業の間に同相（in-phase）のままの状態になるように、出力信号１３８、１４０の位相を動的に調整するために使用される。加えて、信号１５４の一部は、ブロック１３８に存在する周波数ｆ0がブロック１４０に存在する信号と周波数が同じになるように、各々の動的に調整される結合共振器回路網１２４、１２８にも提供される。従って、同調電圧Ｖtuneが調節されるときに各端子１０２2，１０４2に存在する信号の周波数ｆ0は結合共振器回路網１２４、１２８を介して動作周波数レンジにわたって調整されるが、その間、位相結合回路網１０８は２つの３端子装置１０２、１０４を基本周波数ｆ0で逆位相モードで動作（例えばプッシュプル挙動）させ続けると同時に、第２高調波２ｆ0はオクターブ帯域にわって構成的に干渉（プッシュプッシュ挙動）する。
図２に、本発明の追加の側面として、図１の原理に基づいて設計されたＶＣＯの回路図２００を示す。特に、図２は、動的に調整される結合共振器回路網、動的に調整される位相結合回路網およびオクターブ帯域２プッシュ／プッシュプッシュ動作のための動的に調整されるコンバイナ回路網を示している。当業者であれば認識するように、図２（および本開示を構成するその他の回路図）の長方形ブロック（例えばＡ）は伝送線路であり、結合ブロック（例えばＢまたはＣ）は異なる回路分岐を接続した３ポート（Ｔコネクタ）または４ポートのコネクタまたはカプラである。図２は２プッシュ構成（2-Push configuration）を示しているが、回路はＮプッシュ構成（N-Push configuration）に拡張されることがあり、その際はサブ回路の動作の基本周波数のＮ倍の周波数にある調整可能信号（可変信号）を発生する。サブ回路はそれぞれのバイアス回路網、共振器回路網および３端子装置からなる。本実施形態では３端子装置はバイポーラトランジスタとして描かれている。しかし、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）が使用されることもある。個々の回路構成素子の値は、回路から結果として生じる出力信号がＬ、ＳおよびＣ帯域で機能し、しかも所望の周波数帯域、好ましくはオクターブ帯域上で調整できるように選ばれる。この構成は、プッシュプッシュ発振器／Ｎプッシュ発振器の固定周波数動作の限界を、所望の周波数帯域（好ましくはオクターブ帯域）上の同調・位相制御回路網を含めることによって克服することを目的としている。
図３に図２の回路図に基づいて設計された集積回路（ＩＣ）３００のレイアウトを示す。そこでは様々な回路構成素子の値は基本周波数が１０００ＭＨｚ乃至２０００ＭＨｚ（１ＧＨ乃至２ＧＨｚ）の周波数レンジで調整できるように選ばれている。加えて、回路３００は２０００ＭＨｚ乃至４０００ＭＨｚ（２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚ）の周波数レンジにわたって調整できる出力も提供する。図３が示すように、図１の機能ブロック図および図２の回路構成は集積回路への組み込みに適している。特に、図３の集積回路は、プリント・マイクロストリップライン共振器および好ましくはRoger材料で実現されることがある様々な別々の構成素子を含む。
図４に図２の回路図に基づく別の集積回路４００のレイアウトを示す。図３が示すように、図２の様々なコンポーネントは基本周波数が１ＧＨｚ乃至２ＧＨｚの周波数レンジにわたって調整できるように選ばれている。加えて、集積回路４００は２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚの周波数レンジにわたって調整できる出力も提供する。本発明のかかる側面によれば、各々の共振器のサブ回路はプッシュプッシュ・トポロジーに構成され、各々の動的に調整される結合共振器は集積回路形態で提供される。図４に示した集積回路の形態は図３に示したものよりもコンパクトにしやすいことが意図されている。
図３および図４が明らかにしているように、本発明の上述した側面に基づいて設計されたＶＣＯは例えば集積回路３００および４００といった小型集積回路の形態で実施可能である。集積回路３００および４００は、スペースが極めて貴重なセルラ携帯無線電話機またはＰＤＡ（個人用情報携帯端末）といった無線装置のプリント回路またはワイヤボードに有利に組み込まれる。加えて、これらの装置は好ましくオクターブ帯域選択性を有し、ＷＣＤＭＡといった用途への展開が可能となる。
図５は動作の基本周波数における図３または図４に示したタイプの電圧制御発振器のＲＦベース電流をプロット５００したものである。図５が示すように、ＲＦベース電流は動作の基本周波数１０００乃至２０００ＭＨｚに対して位相が不一致である。
図６は、２０００乃至４０００ＭＨｚのオクターブ帯域周波数レンジに対する図２、図３または図４に示した回路に基づいて実施された発振器の一般的な位相ノイズをプロット６００したものである。図６が示すように、発振器の位相ノイズは２０００乃至４０００ＭＨｚの周波数レンジに対して１０ｋＨｚでほぼ−９０ｄＢｃ／Ｈｚである。しかしながら、集積回路３００、４００は一般的に、２０００乃至４０００ＭＨｚの周波数帯域に対して１０ｋＨｚで−９５ｄＢｃ／Ｈｚよりも良い。
図７は本発明の追加の側面に基づく低位相ノイズのオクターブ帯域ＶＣＯ７００の機能ブロック図である。図７が示すように、このＶＣＯは、端子７１０1、７１０2、および７１０3を有する３端子装置７１０を含む。３端子装置７１０は好ましくは並列エミッタ・トランジスタ（parallel emitter transistor）として構成されている。第１の端子７１０1はＤＣバイアス・フィルタリング回路網７１６に結合されている。第２の端子７１０2は広帯域負抵抗回路網７２０に結合されており、これは３端子装置７１０の第１の端子７１０1にも結合されている。３端子装置７１０の第３の端子は、好ましくは３端子バイポーラトランジスタの並列エミッタを通じて１対の動的に調整される結合共振器同調ダイオード回路網７２６1および７２６2に結合されている。図７において、第３の端子７１０3は並列エミッタ構成を示すものであるが図をわかりやすくするために装置上に二重に示してある。フィルタリング・同調電圧回路網７３０は１対の動的に調整される結合共振器同調ダイオード回路網７２６1および７２６2の間に結合されている。ＶＣＯ７００の出力信号は３端子装置の第１の端子７１０1に結合した整合・出力回路網７４０から採取される。
動作に関して言えば、広帯域負抵抗発生回路網７２０は発振器７００の同調帯域にわたって一定の抵抗を維持する。特に、フィルタリング・同調回路網７３０は３端子装置７１０の発振周波数を結合共振器・同調ダイオード７２６を介して調整するよう調節される。同調が起こるときに負抵抗発生回路網７２０は同調帯域にわたって一様または一定の負抵抗を維持する。このようにして、発振器の位相ノイズ出力は、比較的低いレベル、例えば超低レベルに維持可能である。
図８Ａは本発明の別の側面に基づく図７の機能ブロック７００の可能な実施形態の回路図８００である。図８Ａが示すように、フィルタ・同調バイアス回路網８１０は１対の結合馬蹄形マイクロストリップ共振器（８２０1および８２０2）と一体化される。同調回路網８１０および負抵抗発生回路網８４０は、ＶＣＯがオクターブ帯域を超えてその帯域で均一な位相ノイズ性能を維持しながら調整可能（tunable）になることを可能にする。回路構成素子は好ましくは１６００乃至３２００ＭＨｚ周波数帯域にわたる周波数選択性（tunability）を実現するよう選ばれる。回路構成素子は後述するように他のオクターブ帯域にわたる周波数選択性（tunability）を実現するよう選ばれることがある。
図８Ｂは図７の機能ブロック７００の可能な実施形態の回路図８５０である。図８Ｂの回路８５０は、好ましくはバイポーラトランジスタ８６４のベースに結合された可変負抵抗発生回路網８６０を含む。トランジスタ８６４は好ましくは、１対の動的に調整される結合共振器８６８1、８６８2がエミッタに並列に結合した並列エミッタ構成に設定される。フィルタ・同調バイアス回路網８７０は図に示すように共振器８６８1および８６８2の間に結合される。負抵抗発生回路網は、負抵抗が同調レンジで可変的になることを可能にする１対の可変コンデンサを含む。これにより回路網８６０によって与えられる抵抗値が発振器の同調レンジで調整可能（tunable）になることが可能となる。
図９に図８Ａに示した実施形態に基づいて設計された集積回路９００のレイアウトを示す。図９の集積回路の個々の構成素子とレイアウトは１．６乃至３．２ＧＨｚの動作周波数にわたるオクターブ帯域周波数選択性（tunability）を超えることを可能にするよう選ばれることがある。
図１０に図９の集積回路９００の１６００乃至３２００ＭＨｚのオクターブ帯域周波数レンジに対する位相ノイズのプロット１０００を示す。図に示すように、位相ノイズは１０ｋＨｚでほぼ−９５ｄＢｃ／Ｈｚであるが、しかしながら位相ノイズは一般的に１０ｋＨｚで−１００ｄＢｃ／Ｈｚよりも良い。
図１１は本発明の追加の側面に基づく３０００乃至６０００ＭＨｚの周波数レンジで動作する低ノイズのオクターブ帯域ＶＣＯ１１００の回路図である。図１１の回路図は図１の機能ブロックに基づいて実施されるが、しかしながら、様々なモジュールを構成する回路構成素子は１５００乃至３０００ＭＨｚの動作の基本周波数を提供するように選ばれる。それゆえ、第２高調波コンバイナ回路網１１１０はトランジスタのコレクタ１１３０1、１１３０2で発生した基本周波数の信号を結び合わせて３０００乃至６０００ＭＨｚの周波数帯域にわたって調整可能な信号を生み出す。
図１１が同じく示すように、結合馬蹄形マイクロストリップ共振器１１３８1および１１３８2と一体化した動的に調整される回路網１１３４はオクターブ帯域を超えてその帯域で均一な位相ノイズ性能を維持しながら調整可能（tunable）になるよう組み込まれる。
図１２は図１１の両方のサブ回路のＲＦコレクタ電流のプロット１２００で、これは１５００乃至３０００ＭＨｚの動作の基本周波数に対して位相がずれている。
図１３は図１１の両方のサブ回路のＲＦベース電流のプロット１３００で、これは１５００乃至３０００ＭＨｚの動作の（不要な）基本周波数に対して位相がずれている。図１４に図１１に示した回路の３０００乃至６０００ＭＨｚのオクターブ帯域周波数レンジに対する位相ノイズのプロット１４００を示す。
本発明に基づいて実施される電圧制御発振器は、データ、電話機、セルラネットワーク、あるいは一般に通信ネットワークで通信するために使用される任意数の装置において利用されることがある。かかる装置は、限定はされないが、例えば、セルラ携帯無線電話機、個人用情報携帯端末（personal digital assistants：ＰＤＡ）、モデムカード、ラップトップコンピュータ、衛星電話機等を含むことがある。一般論として、様々な添付図面を参照して説明された本発明の発振器回路は、ネットワーク上で送受信された情報を伝送または再生（リカバリ）するために使用されることがあるクロック信号を発生するためにＰＬＬにおいて利用されることがある。無線ネットワークに加え、本発明の回路は有線ネットワーク、衛星ネットワーク等において利用されることがある。
以上、本発明は特定の実施形態に関して述べられてきたが、これらの実施形態は単に本発明の原理および用途を説明するためのものであることは理解されたい。それゆえ、本願特許請求の範囲の各請求項によって定義される本発明の技術的思想の範囲内において、上記実施形態に数々の変更が加えられることがあること、そして他の配列（アレンジメント）が考案されることがあることは理解されたい。
本発明の実施の一形態に基づく電圧制御発振器（ＶＣＯ）を構成するモジュールの機能ブロック図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯを構成する集積回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯを構成する集積回路図である。 動作の基本周波数における図３のサブ回路のＲＦベース電流をプロットした図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの位相ノイズをそのオクターブ帯域周波数レンジ２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚにわたってプロットした図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯを構成するモジュールの機能ブロック図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯを構成する集積回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの位相ノイズをそのオクターブ帯域周波数レンジにわたってプロットした図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの回路図である。 図１２に示された回路のＲＦコレクタ電流をプロットした図である。 図１２に示された回路のＲＦコレクタ電流をプロットした図である。 位相ノイズをオクターブ帯域周波数レンジ１．６ＧＨｚ乃至３．２ＧＨｚにわたってプロットした図である。

Claims (32)

  1. 第１、第２、および第３の端子を有する第１の装置と、
    第１、第２、および第３の端子を有する第２の装置と、
    周波数可変結合共振器回路網が同調電圧回路網を介して前記第１および第２の装置のそれぞれの第２の端子に結合されてなる回路と
    を具備し、前記同調電圧回路網の電圧は電圧制御発振器の出力信号を少なくともオクターブ周波数帯域にわたって調整するために調節できる、電圧制御発振器。
  2. 前記第１および第２の装置のそれぞれの第１および第３の端子の間に結合されたバイアス回路網を更に具備することを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。
  3. 各前記装置のそれぞれの第３の端子の間に結合されており、それぞれの第３の端子に存在する信号を結び合わせて基本周波数の２倍の動作周波数レンジにわたって調整可能な出力信号にする動的に調整されるコンバイナ回路網を更に具備する請求項１に記載の電圧制御発振器。
  4. 前記第１および第２の装置はそれぞれバイポーラトランジスタからなる請求項１に記載の電圧制御発振器。
  5. 前記第１および第２の装置はそれぞれ電界効果型トランジスタからなる請求項１に記載の電圧制御発振器。
  6. 前記周波数可変結合共振器回路網は馬蹄形に配置された１対のマイクロストリップ結合共振器からなる請求項１に記載の電圧制御発振器。
  7. 前記第１および第２の装置並びに前記回路は集積回路に組み込まれている請求項１に記載の電圧制御発振器。
  8. 前記集積回路は図３のレイアウトからなる請求項１に記載の電圧制御発振器。
  9. 前記集積回路は図４のレイアウトからなる請求項１に記載の電圧制御発振器。
  10. 第１および第２の３端子装置と、
    前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第１の端子の間に結合された可変位相結合回路網のための回路と、
    前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第２の端子に同調電圧回路網を介して結合された動的に調整される結合共振器回路網のための回路と、
    前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第３の端子の間に結合された動的に調整されるコンバイナ回路網と
    を具備し、前記動的に調整されるコンバイナ回路網は前記第１および第２の３端子装置のそれぞれの第３の端子に存在する信号を結び合わせて広帯域で調整可能な信号にする電圧制御発振器。
  11. 前記同調電圧回路網の電圧は出力信号の周波数をオクターブ周波数帯域にわたって調整するために調節できる請求項１０に記載の電圧制御発振器。
  12. 前記第１および第２の３端子装置はそれぞれバイポーラトランジスタからなる請求項１１に記載の電圧制御発振器。
  13. 前記第１および第２の３端子装置はそれぞれ電界効果型トランジスタからなる請求項１１に記載の電圧制御発振器。
  14. 前記周波数可変結合共振器回路網からなる回路は馬蹄形に配置された１対のマイクロストリップ結合共振器からなる請求項１に記載の電圧制御発振器。
  15. 並列エミッタ構成に設定されたトランジスタと、
    前記トランジスタの第１の端子と第２の端子との間に結合されており負抵抗を発生することが可能な抵抗回路網と、
    前記トランジスタの第３の端子に結合共振器回路網を介して結合された同調電圧回路網と
    を具備し、前記同調電圧回路網が調節されることで当該発振器の動作周波数が周波数帯域にわたって調整されるとともに、発生した負抵抗がその周波数帯域にわたって十分均一に保たれる、発振器。
  16. 前記抵抗回路網は当該発振器の周波数帯域にわたって可変負抵抗を発生することが可能な広帯域負抵抗回路網からなる請求項１５に記載の発振器。
  17. 前記抵抗回路網は１つ以上の可変コンデンサを含む請求項１５に記載の発振器。
  18. 前記トランジスタはバイポーラトランジスタからなり、その第３の端子はエミッタをなす請求項１５に記載の発振器。
  19. 前記トランジスタ、前記同調電圧回路網、前記抵抗回路網、および前記結合共振器は集積回路に組み込まれる請求項１５に記載の発振器。
  20. 前記集積回路は図９のレイアウトからなる請求項１９に記載の発振器。
  21. 通信装置からまたは当該通信装置へ伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを具備するネットワーク通信装置において、前記位相ロックループは前記クロック信号を発生するための電圧制御発振器を含み、当該電圧制御発振器は、
    第１、第２、および第３の端子を有する第１のトランジスタと、
    第１、第２、および第３の端子を有する第２のトランジスタと、
    前記第１および第２のトランジスタのそれぞれの第２の端子に同調電圧回路網を介して結合された１対の周波数可変結合共振器回路網と
    を具備し、前記同調電圧回路網の電圧は当該電圧制御発振器の出力信号を調整するために調節できる、ネットワーク通信装置。
  22. 前記第１および第２のトランジスタのそれぞれの第１および第３の端子の間に結合されたバイアス回路網を更に具備する請求項２１に記載の電圧制御発振器。
  23. 各前記トランジスタのそれぞれの第３の端子の間に結合されており、それぞれの第３の端子に存在する信号を結び合わせて基本周波数の約２倍の動作周波数レンジにわたって調整可能な出力信号にする動的に調整されるコンバイナ回路網を更に具備する請求項２１に記載の電圧制御発振器。
  24. 無線装置を構成する請求項２１に記載のネットワーク通信装置。
  25. 前記無線装置はセルラ携帯無線電話機である請求項２４に記載のネットワーク通信装置。
  26. 前記無線装置は個人用情報携帯端末である請求項２４に記載のネットワーク通信装置。
  27. 通信装置からまたは当該通信装置へ伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを具備するネットワーク通信装置において、前記位相ロックループは前記クロック信号を発生するための電圧制御発振器を含み、当該電圧制御発振器は、
    並列エミッタ構成に設定された３端子装置と、
    前記３端子装置の第１の端子と第２の端子との間に結合されており負抵抗を発生することが可能な抵抗回路網と、
    前記３端子装置の第３の端子に結合共振器回路網を介して結合された同調電圧回路網と
    を具備し、前記同調電圧回路網が調節されることで当該発振器の動作周波数が周波数帯域にわたって調整されるとともに、発生した負抵抗がその周波数帯域にわたって十分均一に保たれる、ネットワーク通信装置。
  28. 無線装置を構成する請求項２７に記載のネットワーク通信装置。
  29. 前記無線装置はセルラ携帯無線電話機である請求項２８に記載のネットワーク通信装置。
  30. 前記無線装置は個人用情報携帯端末である請求項２８に記載のネットワーク通信装置。
  31. 電話機からまたは当該電話機へ伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを具備する電話機において、前記位相ロックループは前記クロック信号を発生するための電圧制御発振器を含み、当該電圧制御発振器は、
    第１、第２、および第３の端子を有する第１のトランジスタと、
    第１、第２、および第３の端子を有する第２のトランジスタと、
    前記第１および第２のトランジスタのそれぞれの第２の端子に同調電圧回路網を介して結合された１対の周波数可変結合共振器回路網と
    を具備し、前記同調電圧回路網の電圧は当該電圧制御発振器の出力信号を調整するために調節できる、電話機。
  32. 電話機からまたは当該電話機へ伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを具備する電話機において、前記位相ロックループは前記クロック信号を発生するための電圧制御発振器を含み、当該電圧制御発振器は、
    並列エミッタ構成に設定された３端子装置と、
    前記３端子装置の第１の端子と第２の端子との間に結合されており負抵抗を発生することが可能な抵抗回路網と、
    前記３端子装置の第３の端子に結合共振器回路網を介して結合された同調電圧回路網と
    を具備し、前記同調電圧回路網が調節されることで当該発振器の動作周波数が周波数帯域にわたって調整されるとともに、発生した負抵抗がその周波数帯域にわたって十分均一に保たれる、電話機。
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