JP2007324716A - 無線受信方法および無線受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】不要に受信感度を低下させたりすることなく、隣接妨害波の影響による感度抑圧を有効に緩和できる無線受信装置を提供する。
【解決手段】アンテナ１６と、アンテナ１６からの受信信号を通過させる通過特性が可変のフィルタ２１と、フィルタ２１を経て入力する受信信号に基づいてアンテナ１６で受信される電波の受信電界強度を検出する受信電界強度検出手段３２と、フィルタ２１を経て入力する受信信号に基づいて当該受信信号の実受信品質を検出する受信品質検出手段３１と、受信電界強度に対する理想受信品質を記憶する記憶手段３７と、検出される受信電界強度に対応する理想受信品質と検出される実受信品質とを比較する比較手段３４と、比較手段３４による比較結果に基づいてフィルタ２１の通過特性を制御する制御手段３５とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、無線用のカード端末等の無線端末機器における無線受信方法およびこれを実施する無線受信装置に関するものである。

例えば、携帯電話で主に使用されている８００ＭＨｚ帯の周波数は、利用者の増加を追いかける形で順次、細切れに割り当てられている。このため、今後、主力となるＣＤＭＡ方式を採用した第３世代携帯電話では、広い周波数帯域幅が必要となることから、細切れの現状では、割り当てられても使えない帯域が出ることなどが予想される。

そこで、最近では、従来の考え方にとらわれない周波数割当ての抜本的な見直しを積極的に展開することが必要であることから、その見直しに先立って、総務省から周波数再編に関する基本的な考え方を示した周波数の再編方針が策定されている。

この再編方針によると、２００６年秋から新たに割り当てられた周波数での運用が開始されるようになっていることから、２０１２年に完全に移行するまでの間では、従来割り当てられていた周波数と新たに割り当てられた周波数とが共存することになる。

この新割り当てと旧割り当てとが共存する時期では、例えば、ある通信事業者に対する旧割り当てによる下り周波数帯域と、他の通信事業者に対する新割り当てによる上り周波数帯域とが非常に隣接している領域が存在することになる。

ここで、下り周波数帯域を受信する携帯電話における受信（Ｒｘ）フィルタは、例えば図１６に示すように、当該下り周波数帯域（所望の受信帯域）を充分にカバーする通過帯域幅の広い通過特性を有している。このため、この所望の受信帯域に隣接して、異なる通信事業者の上り周波数帯域（他システムの送信周波数帯域）が存在すると、このＲｘフィルタでは、ハッチングを施して示す当該他システムの送信周波数帯域の高周波数部分における減衰量を、多くても１ｄＢ程度しか取れなくなることが想定される。なお、図１６では、他システムの送信周波数帯域が所望の受信帯域の下限周波数側に隣接している場合を示している。

このように、隣接する他システムの送信周波数帯域に対して、充分な減衰量が得られないと、後述する図１７に示すような妨害特性をもつ低雑音増幅器（ＬＮＡ）を有する携帯電話機の場合、例えば１ｍ離れた場所において、他システムの携帯電話から２４ｄＢｍで送信されると、その送信周波数帯域に隣接する所望の受信帯域を持つ携帯電話は、例えば１４ｄＢの感度抑圧を受けることになる。

この感度抑圧について、さらに詳細に説明する。

自由空間における電波の減衰は、

で表される。ここで、ｄは電波の発信源からの距離（ｍ）、ｆは周波数（Ｈｚ）である。したがって、８００ＭＨｚの電波が２４ｄＢｍで発信されると、１ｍ離れたところの電波強度は、

となる。すなわち、１ｍ離れた場所では、−６．５ｄＢｍの妨害を受けることになる。

ここで、携帯電話の受信感度は、妨害波（８００ＭＨｚ）のレベルに対して、例えば図１７に示すような関係を有している。なお、図１７において、縦軸は受信感度（ｄＢｍ）を示しており、横軸は妨害波のレベル（ｄＢｍ）を示している。図１７から明らかなように、無妨害時の受信感度は−１１０ｄＢｍであるのに対して、−６．５ｄＢｍの妨害を受けた時の受信感度は−９６ｄＢｍとなり、１４ｄＢの感度抑圧を受けることになる。

この受信感度抑圧の影響は、基地局との間で送信電力と受信電力との関係を一定に保つ電力制御が行われる携帯電話では、受信電力が低いと送信電力が高くなるため、双方とも弱電界にある場合に顕著に現れ、所望の受信帯域を持つ携帯電話の受信可能範囲が極端に狭められるおそれがある。

このような不具合を解決し得るものとして、例えば、受信回路の低雑音増幅器を構成するトランジスタの降伏現象を利用して強電界の高周波入力を検出し、その検出結果に基づいて低雑音増幅器の前段に設けた可変フィルタの通過特性を制御することにより、隣接妨害波を減衰させるようにした無線受信装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００２−１６４８０４号公報

しかしながら、上記の特許文献１に開示の無線受信装置にあっては、隣接妨害波の強度が閾値以上となって、トランジスタが降伏現象を起こす場合にのみ、可変フィルタを制御するようにしているため、隣接妨害波のレベルが閾値以下の場合には、隣接妨害波を減衰できず、感度抑圧を受けることになる。

また、受信感度低下が、隣接妨害波のノイズによる感度抑圧よりも、可変フィルタの挿入損失による影響の方が大きい場合でも、可変フィルタの通過特性が制御されるため、挿入損失が不要に増加されて感度低下を引き起こすおそれもある。

なお、トランジスタの降伏現象を利用するのに代えて、受信電界強度を表すＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を利用して可変フィルタを制御することも考えられる。しかし、このＲＳＳＩは、基地局からの距離の変化や周囲環境等に応じて頻繁に変動するとともに、ＲＳＳＩがある程度高い場合でも隣接妨害波を受けていることもあるので、ＲＳＳＩのみを利用して可変フィルタを制御すると、正確な制御ができないことになる。

したがって、かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、不要に受信感度を低下させたりすることなく、隣接妨害波の影響による感度抑圧を有効に緩和できる無線受信方法および無線受信装置を提供することにある。

上記目的を達成する請求項１に係る無線受信方法の発明は、アンテナからの受信信号を通過特性が可変のフィルタを経て受信するにあたり、
前記フィルタを経て入力する受信信号に基づいて当該受信信号の実受信品質および前記アンテナで受信される電波の受信電界強度をそれぞれ検出し、
前記検出した受信電界強度に対応する予め設定した理想受信品質と、前記検出した実受信品質との比較に基づいて、前記フィルタの通過特性を制御することを特徴とするものである。

さらに、上記目的を達成する請求項２に係る無線受信装置の発明は、
所望の周波数帯域の電波を受信するアンテナと、
該アンテナからの受信信号を通過させる通過特性が可変のフィルタと、
該フィルタを経て入力する受信信号に基づいて前記アンテナで受信される電波の受信電界強度を検出する受信電界強度検出手段と、
前記フィルタを経て入力する受信信号に基づいて当該受信信号の実受信品質を検出する受信品質検出手段と、
受信電界強度に対する理想受信品質を記憶する記憶手段と、
前記受信電界強度検出手段で検出される受信電界強度に対応する前記記憶手段に記憶されている理想受信品質と、前記受信品質検出手段で検出される実受信品質とを比較する比較手段と、
該比較手段による比較結果に基づいて前記フィルタの通過特性を制御する制御手段と、
を有することを特徴とするものである。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載の無線受信装置において、
前記比較手段は、前記理想受信品質と前記実受信品質との差が第１閾値以上か否かを比較し、
前記制御手段は、前記差が前記第１閾値未満の場合に、前記フィルタの通過特性を、前記受信信号の通過帯域が広くなるように制御することを特徴とするものである。

請求項４に係る発明は、請求項２または３に記載の無線受信装置において、
前記比較手段は、前記理想受信品質と前記実受信品質との差が第２閾値以上か否かを比較し、
前記制御手段は、前記差が前記第２閾値以上の場合に、前記フィルタの通過特性を、前記受信信号の通過帯域が狭くなるように制御することを特徴とするものである。

請求項５に係る発明は、請求項４に記載の無線受信装置において、
前記制御手段は、前記差が前記第２閾値以上で、かつ前記受信電界強度検出手段で検出される受信電界強度が第３閾値未満、および前記受信品質検出手段で検出される実受信品質が第４閾値未満の場合に、前記フィルタの通過特性を、前記受信信号の通過帯域が狭くなるように制御することを特徴とするものである。

本発明によれば、実際の受信電界強度と受信品質とを検出し、検出した受信電界強度に対応する理想受信品質と、検出した実受信品質との比較に基づいてフィルタの通過特性を制御するので、不要に受信感度を低下させたりすることなく、隣接妨害波の影響による感度抑圧を有効に緩和することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図を参照して説明する。

（第１実施の形態）
図１は、本発明の第１実施の形態に係る無線受信装置の要部の回路構成を示すブロック図である。この無線受信装置は、携帯電話として例示するもので、全体の動作を制御する制御部１０を有している。送信信号は、ＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）部１１のＴＣＸＯ（温度補償回路付き水晶発振回路）１１ａからの基準クロックに基づいて送信（Ｔｘ）ベースバンド部１２で生成され、Ｔｘ段間フィルタ１３を経てパワーアンプ１４で電力増幅された後、ＴｘフィルタおよびＲｘフィルタを内蔵するデュープレクサ１５のＴｘフィルタを経てアンテナ１６から送信されるようになっている。

また、アンテナ１６で受信される受信信号は、デュープレクサ１５のＲｘフィルタを経て低雑音増幅器（ＬＮＡ）１７で増幅された後、Ｒｘ段間フィルタ１８を経てＲｘベースバンド部１９に入力され、ここでＰＬＬ部１１のＴＣＸＯ１１ａからの基準クロックに基づいて処理されるようになっている。

なお、ＬＣＤ等からなる表示部、バッテリー、操作キーを有する入力部等の無線部以外の携帯電話を構成する要素は、アプリケーション部２０として示している。

本実施の形態では、図１６に示したように、所望の受信帯域の下限周波数に隣接して他システムの送信周波数帯域が存在する場合において、当該他システムの送信周波数帯域における隣接妨害波の影響による感度抑圧を緩和する。

このため、本実施の形態では、図２に示すように、デュープレクサ１５のＲｘフィルタ２１を、アンテナ（Ａｎｔ）に接続されるＲｘ信号ラインとアースとの間にフィルタ素子２２を接続するとともに、このフィルタ素子２２と並列に固定コンデンサ２３およびバリキャップ等からなるチューナブルコンデンサ２４の直列回路を接続して、チューナブルコンデンサ２４に印加する制御電圧Ｖ_Ｃ［Ｖ］により、例えば中心周波数がほぼ一定で通過帯域幅が可変のバンドパスフィルタとして構成する。なお、Ｔｘフィルタ２５については、図２ではＴｘ信号ラインとアースとの間にフィルタ素子２６と固定コンデンサ２７とを並列接続して、所定の通過特性を有する固定のバンドパスフィルタとしているが、Ｒｘフィルタ２１と同様に、固定コンデンサ２７に直列にバリキャップ等からなるチューナブルコンデンサを接続して、Ｒｘフィルタ２１の通過特性の制御に応じてＴｘフィルタ２５の通過特性を制御するようにしてもよい。

また、図１において、Ｒｘベースバンド部１９には、受信信号の受信品質を示す実Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：搬送波対雑音比）を検出するＣ／Ｎ検出部３１および受信電界強度を示すＲＳＳＩを検出するＲＳＳＩ検出部３２を設けて、それぞれ所定のタイミングで実Ｃ／ＮおよびＲＳＳＩを検出する。なお、Ｃ／Ｎ検出部３１による実Ｃ／Ｎの計測タイミングは、数秒おき、パイロットＰＮが変わった時、電源ＯＮのタイミングなどとする。

さらに、制御部１０には、所要のデータの比較演算を行う比較部３４と、比較部３４での演算結果に基づいてデュープレクサ１５のＲｘフィルタ２１を構成するチューナブルコンデンサ２４に制御電圧Ｖ_Ｃを印加してＲｘフィルタ２１の通過特性を制御するＲｘフィルタ制御部３５とを設けるとともに、周囲温度を計測する温度感知部３６と、ＲＳＳＩに対応する無妨害時の理想Ｃ／Ｎを示すＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータや各種閾値を予め格納するメモリ部３７と、所要のデータを一時的に格納するバッファ部３８とを接続する。

ここで、Ｒｘベースバンド部１９のＣ／Ｎ検出部３１およびＲＳＳＩ検出部３２でそれぞれ検出される実Ｃ／ＮおよびＲＳＳＩは、デュープレクサ１５のＲｘフィルタ２１の通過特性に応じて変化することになる。また、Ｒｘフィルタ２１の通過特性は、制御電圧Ｖ_Ｃ［Ｖ］によって、例えば図３に示すように制御電圧が高くなるに従って通過帯域幅が狭く、すなわち隣接妨害波の減衰量が多くなり、かつ挿入損失も大きくなるように変化するとともに、それらの値は温度Ｔ［℃］によっても変化する。

このため、メモリ部３７に格納するＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータとしては、順次の温度Ｔ_０，Ｔ_１，・・・，Ｔ_Ｎ−１，Ｔ_Ｎ（Ｔ_Ｎ＞Ｔ_０）［℃］毎、および順次の制御電圧Ｖ_０，Ｖ_１，・・・，Ｖ_Ｎ−１，Ｖ_Ｎ（Ｖ_Ｎ＞Ｖ_０）［Ｖ］毎に、例えば図４に示すように、ＲＳＳＩ［ｄＢｍ］と、隣接妨害波を受けていない状態において各ＲＳＳＩにおいて得られる理想Ｃ／Ｎ［ｄＢ］とを格納しておく。なお、図４は、Ｔ＝Ｔ_０、Ｖ_Ｃ＝Ｖ_０の場合のＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータを示している。

次に、本実施の形態の動作について、図５〜図９を参照しながら説明する。

図５は、全体の概略動作を示すメインのフローチャートである。先ず、携帯電話の電源ＯＮ（ステップＳ１）によって、制御部１０のＲｘフィルタ制御部３５からデュープレクサ１５のＲｘフィルタ２１を構成するチューナブルコンデンサ２４に、制御電圧Ｖ_ＣとしてＶ_０［Ｖ］を印加して、Ｒｘフィルタ２１の通過特性を、隣接妨害波を全く受けていない場合の通常の通過特性とする（ステップＳ２）。

その後、温度感知部３６により周囲温度を計測して（ステップＳ３）、その温度に対応する最適な特性データとして、メモリ部３７に予め格納されているＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータから、現在の温度に最も近く、かつ現在の制御電圧に対応するＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータを選択する（ステップＳ４）。

一方、Ｒｘベースバンド部１９のＣ／Ｎ検出部３１およびＲＳＳＩ検出部３２は、所定のタイミングで実Ｃ／ＮおよびＲＳＳＩを検出して、それらの検出値をバッファ部３８にそれぞれＣ／Ｎ-0、ＲＳＳＩ-0として記録する（ステップＳ５）。

その後、検出されたＲＳＳＩ-0を用いて、ステップＳ４で選択したＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータから、対応する無妨害時の理想Ｃ／Ｎを検索し、その検索した理想Ｃ／Ｎをバッファ部３８にＣ／Ｎ-1として格納する（ステップＳ６）。

次に、比較部３４において、バッファ部３８に格納された理想Ｃ／Ｎ-1と検出した実Ｃ／Ｎ-0との差が、予め設定した閾値ΔＣ／Ｎ以上か否かを比較判定し（ステップＳ７）、その比較判定結果に基づいてＲｘフィルタ制御部３５により、ΔＣ／Ｎ未満の場合にはデュープレクサ１５のＲｘフィルタ２１に対して挿入損失改善制御を実行し（ステップＳ８）、ΔＣ／Ｎ以上の場合にはＲｘフィルタ２１に対してＣ／Ｎ改善制御を実行する（ステップＳ９）。ここで、ΔＣ／Ｎは、第１閾値および第２閾値に相当するもので、本実施の形態では、無妨害時であっても、周囲の状況によって変化すると予想されるＣ／Ｎの変化量に設定して、メモリ部３７に予め格納しておく。

以上のステップＳ３〜Ｓ９の処理を、電源ＯＦＦ（ステップＳ１０）となるまで繰り返し、電源ＯＦＦにより全ての処理を終了する。

図６は、図５のステップＳ８における挿入損失改善制御の動作を示すフローチャートである。この挿入損失改善制御では、検出したＲＳＳＩに対する理想Ｃ／Ｎ-1と検出した実Ｃ／Ｎ-0との差がΔＣ／Ｎ未満であるので、先ず、Ｒｘフィルタ２１のチューナブルコンデンサ２４に現在印加されている制御電圧Ｖ_Ｃが、Ｒｘフィルタ２１の挿入損失が最も小さくなるＶ_０にあるか否かを判定する（ステップＳ２１）。

ここで、Ｖ_Ｃ＝Ｖ_０と判定された場合には、Ｒｘフィルタ２１の挿入損失をそれ以下に減少させる制御ができないので、処理を終了してメインフローに戻る。

これに対し、ステップＳ２１において、Ｖ_Ｃ≠Ｖ_０と判定された場合には、現在の制御電圧よりも通過帯域幅が広く、かつ挿入損失が小さくなる制御電圧Ｖ_Ｃ−１に１ステップ変更して（ステップＳ２２）、メインフローに復帰する。これにより、隣接妨害波のＬＮＡ１７への入力レベルを低減することができる。また、制御電圧Ｖ_Ｃを１ステップずつ変化させるので、急激なＣ／Ｎの悪化による呼切断等を防ぐこともできる。

図７は、図５のステップＳ９におけるＣ／Ｎ改善制御の動作を示すフローチャートである。このＣ／Ｎ改善制御では、検出したＲＳＳＩに対する理想Ｃ／Ｎ-1と検出した実Ｃ／Ｎ-0との差がΔＣ／Ｎ以上であるので、先ず、Ｒｘフィルタ２１のチューナブルコンデンサ２４に現在印加されている制御電圧Ｖ_Ｃが、隣接妨害波の減衰量が最も多い通過特性となる制御電圧Ｖ_Ｎにあるか否かを判定する（ステップＳ３１）。

ここで、Ｖ_Ｃ＝Ｖ_Ｎと判定された場合には、隣接妨害波をそれ以上減衰させる制御ができないので、処理を終了してメインフローに戻り、Ｖ_Ｃ≠Ｖ_Ｎと判定された場合には、現在の制御電圧よりも通過帯域幅が狭く、隣接妨害波の減衰量が多くなる制御電圧Ｖ_Ｃ＋１に１ステップ変更して（ステップＳ３２）、メインフローに復帰する。

このように、本実施の形態では、隣接妨害波のレベルを測る指標として、Ｃ／Ｎ検出部３１で検出される実Ｃ／Ｎを用いている。この実Ｃ／Ｎは、搬送波（Ｃａｒｒｉｅｒ）の電力をＰｃ、外来ノイズの電力をＰｎ、隣接妨害波からのノイズ電力をＰｋとすると、

であらわされる。

ここで、隣接妨害波のレベルが下がり、そのノイズ電力Ｐｋが、Ｐｋ＝０になったとすると、

となって、感度が１０×ｌｏｇＰｋ改善されてＣ／Ｎが増加し、感度抑圧が軽減されることになる。

例えば、図５のステップＳ４において、最適な特性データとして図８に示すＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータが選択され、ＲＳＳＩ検出部３２で検出されたＲＳＳＩが−７０ｄＢｍであったとすると、そのＲＳＳＩに対する無妨害時の理想のＣ／Ｎは３５ｄＢとなる。しかし、Ｃ／Ｎ検出部３１で検出された実Ｃ／Ｎが１０ｄＢであったとすると、この場合には、２５ｄＢのノイズの増加、すなわち２５ｄＢの感度抑圧を受けていることになる。このノイズの増加原因は、主として隣接周波数の妨害波によるものである。ここで、妨害波とこれによるノイズの比は、ほぼ１：１であるので、上述したように、Ｒｘフィルタ２１の制御電圧を高くして通過帯域幅を狭くすることにより、隣接妨害波のレベルを２５ｄＢ抑圧すれば、ノイズも２５ｄＢ抑圧することができる。したがって、Ｒｘフィルタ２１の挿入損失を無視すれば、感度を２５ｄＢ改善することが可能となる。

実際には、制御電圧を高くして通過帯域幅を狭くすると、Ｒｘフィルタ２１の挿入損失も増加するので、その挿入損失の増加分は感度が低下することになる。例えば、図９に示すように、制御電圧Ｖ_ＣをＶ_０とする通常の広い帯域幅の通過特性では、挿入損失が０．５ｄＢ、他システムの送信周波数帯域である妨害波帯域に対する減衰量が１．０ｄＢであったとする。この状態で、隣接周波数による妨害波が発生し、そのノイズによる感度抑圧が９ｄＢになったとすると、感度は挿入損失と合わせて９．５ｄＢ低下することになる。

この場合、本実施の形態によると、Ｒｘフィルタ２１に適切な制御電圧Ｖ_ｉが印加されて、通過帯域幅が狭められ、その通過特性が、例えば挿入損失が４．０ｄＢ、妨害波帯域に対する減衰量が１０ｄＢとなるように制御される。したがって、この場合には、隣接周波数の妨害波ノイズによる感度抑圧は０ｄＢとなるので、全体の感度低下は挿入損失と合わせて４．０ｄＢとなり、Ｒｘフィルタの通過特性を制御しない場合と比較して、感度を５．５ｄＢ向上することができる。

以上のように、本実施の形態では、ＲＳＳＩを検出し、その検出したＲＳＳＩにおける理想Ｃ／Ｎと実Ｃ／Ｎとの比較に基づいて妨害波を検出し、その妨害波のレベルに応じてデュープレクサ１５のＲｘフィルタ２１の通過特性を制御するようにしたので、ＲＳＳＩが高い場合でも、隣接妨害波を確実に検出できて、その妨害波ノイズを抑圧することができる。また、理想Ｃ／Ｎと実Ｃ／Ｎとの差が閾値ΔＣ／Ｎ未満のとき、すなわちＲｘフィルタ２１の挿入損失よりも隣接妨害波の感度抑圧の方が小さい場合には、通過帯域幅が広くなり、かつ挿入損失がより小さくなるように通過特性が制御されるので、受信感度をより向上することができる。したがって、不要に受信感度を低下させたりすることなく、隣接妨害波の影響による感度抑圧を有効に緩和することができる。

また、デュープレクサ１５に本来設けられるＲｘフィルタを、通過特性が可変に構成して、その通過特性を制御するようにしたので、回路構成も簡略化することができる。

（第２実施の形態）
図１０は、本発明の第２実施の形態に係る無線受信装置の要部の回路構成を示すブロック図である。本実施の形態は、図１に示した構成において、メモリ部３７にＲｘフィルタ温度特性データをも予め格納するようにしたもので、その他の構成は図１と同様である。

ここで、Ｒｘフィルタ温度特性データは、図１１に示すように、温度Ｔ＝Ｔ_０，Ｔ_１，・・・，Ｔ_Ｎ−１，Ｔ_Ｎ［℃］毎に、各制御電圧におけるＲｘフィルタ２１による挿入損失と、隣接妨害波の減衰量とを格納する。なお、温度毎のＲｘフィルタ通過特性データは、全ての制御電圧Ｖ_０，Ｖ_１，・・・，Ｖ_Ｎ−１，Ｖ_Ｎ［Ｖ］における減衰量および挿入損失を記憶させることなく、例えばＶ_０，Ｖ_２，・・・，Ｖ_Ｎと１点おき、あるいは数点おきのデータのみを記憶させるようにして、他の制御電圧のデータは補間により求めるようにしてもよい。

次に、本実施の形態の動作について説明する。本実施の形態は、図５に示したフローチャートにおいて、ステップＳ４での特性データ選択処理と、ステップＳ９でのＣ／Ｎ改善制御とが異なるものである。

すなわち、ステップＳ４では、ステップＳ３で温度感知部３６により計測された周囲温度に対応する最適な特性データとして、第１実施の形態と同様に、メモリ部３７に予め格納されているＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータから、現在の温度に最も近く、かつ現在の制御電圧に対応するＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータを選択する他、メモリ部３７に予め格納されているＲｘフィルタ温度特性データから、現在の温度に最も近いＲｘフィルタ通過特性データを選択する

また、ステップＳ９では、図１２に示すフローチャートに従ってＣ／Ｎの改善制御を実行する。すなわち、このＣ／Ｎ改善制御を行う状態では、理想Ｃ／Ｎ-1と検出した実Ｃ／Ｎ-0との差がΔＣ／Ｎ以上であるので、先ず、Ｒｘフィルタ２１に現在印加されている制御電圧Ｖ_Ｃが、最も減衰量の多い制御電圧Ｖ_Ｎにあるか否かを判定し（ステップＳ４１）、Ｖ_Ｃ＝Ｖ_Ｎと判定された場合には、隣接妨害波をそれ以上減衰させる制御ができないので、処理を終了してメインフローに戻る。

これに対し、Ｖ_Ｃ≠Ｖ_Ｎと判定された場合は、現在のＲＳＳＩに対する理想Ｃ／Ｎ-1と実Ｃ／Ｎ-0との差Ｃ／Ｎ_ｄを取得する（ステップＳ４２）とともに、ステップＳ４で選択されているＲｘフィルタ通過特性データから現在の制御電圧Ｖ_Ｃによる隣接妨害波帯域の減衰量Ａｔｔ_Ｃを取得する（ステップＳ４３）。

その後、選択されているＲｘフィルタ通過特性データに、（Ａｔｔ_Ｃ＋Ｃ／Ｎ_ｄ）を超える減衰量（Ａｔｔ）制御のうち、最小のＡｔｔに対応する制御電圧があるか否かを判定し（ステップＳ４４）、ある場合には、その制御電圧ＶｍをＶｃｂとしてバッファ部３８に保存し（ステップＳ４５）、無い場合には、制御電圧の最大値であるＶ_ＮをＶｃｂとしてバッファ部３８に保存する（ステップＳ４６）。

次に、現在の制御電圧Ｖ_Ｃからバッファ部３８に保存された制御電圧Ｖｃｂまでの各制御電圧を比較電圧として、以下の計算を実行する（ステップＳ４７）。

先ず、比較電圧Ｖにおける感度抑圧の軽減予測を行う。このため、Ｒｘフィルタ２１の現在の制御電圧Ｖ_Ｃを比較電圧Ｖに変更したときの減衰量の差（Ａｔｔ（Ｖ）−Ａｔｔ_Ｃ）と、ステップＳ４２で算出したＣ／Ｎ_ｄとの差が０以下か否かを判定する（ステップＳ４８）。その結果、０以下の場合には、制御電圧をＶとしたときの予想感度抑圧ＳＤ−Ｆを０とし（ステップＳ４９）、０を超える場合には、予想感度抑圧ＳＤ−ＦをＣ／Ｎ_ｄ−（Ａｔｔ（Ｖ）−Ａｔｔ_Ｃ）とする（ステップＳ５０）。

次の比較電圧Ｖ＋１についても、同様の処理を実行して、そのときの予想感度抑圧をＳＤ−Ｓとする（ステップＳ５１〜５３）。

その後、比較電圧ＶにおけるＲｘフィルタ２１の挿入損失Ｌｏｓｓ（Ｖ）と予想感度抑圧ＳＤ−Ｆとの合計Ｌｏｓｓ−Ｆを演算する（ステップＳ５４）とともに、比較電圧Ｖ＋１における挿入損失Ｌｏｓｓ（Ｖ＋１）と予想感度抑圧ＳＤ−Ｓとの合計Ｌｏｓｓ−Ｓを演算して（ステップＳ５５）、両者の大小関係を比較する（ステップＳ５６）。

その結果、Ｌｏｓｓ−ＦがＬｏｓｓ−Ｓ以下の場合には、Ｌｏｓｓ−Ｆでの制御が最適な制御と予測されるので、制御電圧Ｖ_ＣをＶとして（ステップＳ５７）、メインループに復帰する。これに対して、Ｌｏｓｓ−ＦがＬｏｓｓ−Ｓを超える場合には、比較電圧ＶをＶ＋１として（ステップＳ５８）、ステップＳ４７からの上記の判定フローを繰り返す。

比較電圧ＶがＶｃｂになっても、ステップＳ５６において、Ｌｏｓｓ−ＦがＬｏｓｓ−Ｓを超える場合は、Ｖｃｂが最適な制御電圧と予測されるので、制御電圧ＶｃをＶｃｂとして（ステップＳ５９）、メインフローに復帰する。

本実施の形態によれば、Ｃ／Ｎ改善制御においては、Ｒｘフィルタ通過特性データを用いて、Ｒｘフィルタ２１の制御電圧Ｖｃが、隣接妨害波帯域の減衰量および挿入損失が必要最小限となる最適な値に制御されるので、第１実施の形態におけるよりも、不要に受信感度を低下させたりすることなく、隣接妨害波の影響による感度抑圧をより有効に緩和することができる。

（第３実施の形態）
図１３は、本発明の第３実施の形態に係る無線受信装置の要部動作を示すフローチャートである。本実施の形態は、図１２に示した第２実施の形態におけるＣ／Ｎ改善制御において、ステップＳ４１でＶ_Ｃ≠Ｖ_Ｎと判定された場合に、ステップＳ４２で現在のＲＳＳＩに対する理想Ｃ／Ｎ-1と実Ｃ／Ｎ-0との差Ｃ／Ｎ_ｄを取得するのに先立って、ステップＳ６１においてＲＳＳＩの判定処理を実行する。

このステップＳ６１でのＲＳＳＩ判定処理では、図１４に示すように、先ず、図５のステップＳ５で計測したＲＳＳＩ-0が予め設定した第３閾値ＲＳＳＩ-th以上であるか否かを判定する（ステップＳ６２）。ここで、ＲＳＳＩ-thは、例えば無妨害状態で充分なＣ／Ｎが取れる値として、予めメモリ部３７に格納しておく。

その結果、ＲＳＳＩ-0がＲＳＳＩ-th未満の場合には、少しの妨害波でも妨害波の抑圧を行う必要があると判断して、Ｃ／Ｎ改善フローのステップＳ４２に以降する。これに対し、ＲＳＳＩ-0がＲＳＳＩ-th以上の場合には、図５のステップＳ５で計測した実Ｃ／Ｎ-0が予め設定した第４閾値Ｃ／Ｎ-th以上か否かを判定する（ステップＳ６３）。ここで、Ｃ／Ｎ-thは、ＲＳＳＩの計測値がＲＳＳＩ-thの時に、妨害波レベルが揺らいでも十分なＣ／Ｎが確保できる値として、予めメモリ部３７に格納しておく。

その結果、実Ｃ／Ｎ-0がＣ／Ｎ-th未満の場合は、少しの妨害波でも妨害波の抑圧を行う必要があると判断して、Ｃ／Ｎ改善フローのステップＳ４２に以降する。これに対して、実Ｃ／Ｎ-0がＣ／Ｎ-th以上の場合には、Ｃ／Ｎを早急に改善する必要が無いので、図５に示したメインフローに復帰して、そのステップＳ１０に移行する。なお、図１５には、選択されたＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータと、第１，第２閾値ΔＣ／Ｎ、第３閾値ＲＳＳＩ-thおよび第４閾値Ｃ／Ｎ-thとの関係を示している。

本実施の形態によれば、ＲＳＳＩがＲＳＳＩ-th以上で、かつ計測された実Ｃ／Ｎ-0がＣ／Ｎ-th以上の状態、すなわち妨害波による感度抑圧を多少受けていたとしてもＲｘフィルタ２１を制御してさらに妨害波を抑圧する必要が無い状態では、Ｃ／Ｎ改善制御が行われないので、不要に受信感度を低下させたりすることなく、隣接妨害波の影響による感度抑圧をより効率よく緩和することができる。

なお、本発明は、上記実施の形態にのみ限定されるものではなく、幾多の変形または変更が可能である。例えば、第１実施の形態において、図７に示したＣ／Ｎ改善制御のステップＳ３１とステップＳ３２との間で、第３実施の形態で示したＲＳＳＩ判定処理を実行するようにすることもできる。また、上記実施の形態では、第１閾値および第２閾値の双方をΔＣ／Ｎと等しくしたが、例えば、（第１閾値＜第２閾値）のように両者を異ならせて、検出したＲＳＳＩに対する理想Ｃ／Ｎ-1と検出した実Ｃ／Ｎ-0との差が第１閾値未満の場合に挿入損失改善制御を実行し、上記差が第２閾値以上の場合にＣ／Ｎ改善制御を実行するようにすることもできる。

さらに、Ｒｘフィルタの通過特性は、中心周波数を固定として通過帯域幅を制御する場合に限らず、予定される隣接妨害波が存在する側のカットオフ周波数を制御したり、通過帯域幅をほぼ一定として全体（中心周波数）をシフト制御したりすることもできる。また、この通過特性が可変のＲｘフィルタは、デュープレクサとは別個に設けることもできる。さらに、受信品質は、Ｃ／Ｎに限らず、Ｓ／Ｎ等の他の評価値を用いることもできる。また、本発明は、携帯電話に限らず、ＰＤＡやカード端末等の他の無線端末機器に用いる無線受信装置にも有効に適用することができる。

本発明の第１実施の形態に係る無線受信装置の要部の回路構成を示すブロック図である。 図１に示すデュープレクサの構成を示す回路図である。 Ｒｘフィルタの通過特性を示す図である。 図１のメモリ部に格納するＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータの一例を示す図である。 第１実施の形態の概略動作を示すメインフローチャートである。 図５のステップＳ８における挿入損失改善制御の動作を示すフローチャートである。 図５のステップＳ９におけるＣ／Ｎ改善制御の動作を示すフローチャートである。 第１実施の形態の動作を説明するためのＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータを示す図である。 Ｒｘフィルタの通過特性を示す図である。 本発明の第２実施の形態に係る無線受信装置の要部の回路構成を示すブロック図である。 図１０のメモリ部に格納するＲｘフィルタ温度特性データを示す図である。 第２実施の形態によるＣ／Ｎの改善制御の動作を示すフローチャートである。 本発明の第３実施の形態に係る無線受信装置の要部動作を示すフローチャートである。 図１３のステップＳ６１におけるＲＳＳＩ判定処理の動作を示すフローチャートである。 ＲＳＳＩ−Ｃ／Ｎデータと、閾値ＲＳＳＩ-th、閾値Ｃ／Ｎ-thおよびΔＣ／Ｎとの関係を示す図である。 従来のＲｘフィルタの通過特性を示す図である。 携帯電話における妨害波レベルと受信感度との関係を示す図である。

符号の説明

１０ 制御部
１１ ＰＬＬ部
１２ Ｔｘベースバンド部
１３ Ｔｘ段間フィルタ
１４ パワーアンプ
１５ デュープレクサ
１６ アンテナ
１７ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１８ Ｒｘ段間フィルタ
１９ Ｒｘベースバンド部
２０ アプリケーション部
２１ Ｒｘフィルタ
２２，２６ フィルタ素子
２３，２７ 固定コンデンサ
２４ チューナブルコンデンサ
２５ Ｔｘフィルタ
３１ Ｃ／Ｎ検出部
３２ ＲＳＳＩ検出部
３４ 比較部
３５ Ｒｘフィルタ制御部
３６ 温度感知部
３７ メモリ部
３８ バッファ部

Claims (5)

1. アンテナからの受信信号を通過特性が可変のフィルタを経て受信するにあたり、
   前記フィルタを経て入力する受信信号に基づいて当該受信信号の実受信品質および前記アンテナで受信される電波の受信電界強度をそれぞれ検出し、
   前記検出した受信電界強度に対応する予め設定した理想受信品質と、前記検出した実受信品質との比較に基づいて、前記フィルタの通過特性を制御することを特徴とする無線受信方法。
2. 所望の周波数帯域の電波を受信するアンテナと、
   該アンテナからの受信信号を通過させる通過特性が可変のフィルタと、
   該フィルタを経て入力する受信信号に基づいて前記アンテナで受信される電波の受信電界強度を検出する受信電界強度検出手段と、
   前記フィルタを経て入力する受信信号に基づいて当該受信信号の実受信品質を検出する受信品質検出手段と、
   受信電界強度に対する理想受信品質を記憶する記憶手段と、
   前記受信電界強度検出手段で検出される受信電界強度に対応する前記記憶手段に記憶されている理想受信品質と、前記受信品質検出手段で検出される実受信品質とを比較する比較手段と、
   該比較手段による比較結果に基づいて前記フィルタの通過特性を制御する制御手段と、
   を有することを特徴とする無線受信装置。
3. 前記比較手段は、前記理想受信品質と前記実受信品質との差が第１閾値以上か否かを比較し、
   前記制御手段は、前記差が前記第１閾値未満の場合に、前記フィルタの通過特性を、前記受信信号の通過帯域が広くなるように制御することを特徴とする請求項２に記載の無線受信装置。
4. 前記比較手段は、前記理想受信品質と前記実受信品質との差が第２閾値以上か否かを比較し、
   前記制御手段は、前記差が前記第２閾値以上の場合に、前記フィルタの通過特性を、前記受信信号の通過帯域が狭くなるように制御することを特徴とする請求項２または３に記載の無線受信装置。
5. 前記制御手段は、前記差が前記第２閾値以上で、かつ前記受信電界強度検出手段で検出される受信電界強度が第３閾値未満、および前記受信品質検出手段で検出される実受信品質が第４閾値未満の場合に、前記フィルタの通過特性を、前記受信信号の通過帯域が狭くなるように制御することを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。

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