JP2007298288A

JP2007298288A - Electronic device, and contact state detection device of its connection part

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Publication number: JP2007298288A
Application number: JP2006124027A
Authority: JP
Inventors: Mikio Miura; 幹夫三浦
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2006-04-27
Filing date: 2006-04-27
Publication date: 2007-11-15
Anticipated expiration: 2026-04-27
Also published as: JP4707066B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To accurately detect a contact abnormality of an electric connection part such as a connector for connecting the body of an electronic device to a load, and reset to a normal state, without being affected by load fluctuation of the electronic device. <P>SOLUTION: A potential of a connection point between reference resistances Rr0 and Rr1 is defined as the first reference input and a potential of a connection point between reference resistances Rr1 and Rr2 is defined as the second reference input, and each potential is compared separately with an output (a potential difference between both ends of a contact resistance RX of a connector) of an operation amplifier 2 by comparators 1, 5. Each output side of the comparators 1, 5 is connected to the noninverting input side of inverters 12, 11 and operated like a bistable multi-vibrator, to thereby allow a detection characteristic to have hysteresis without being affected by the load RL. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、電子装置において、接点やコネクタを介して電気信号の伝送や電力の供給を行う部分（接続部）の接触状態を検出する装置に関し、詳細には、電子装置の稼動中にその負荷変動に影響されずに正確に接触異常状態の検出及び接触異常状態から正常状態への復帰の検出を可能にした接触状態検出装置及びそれを備えた電子装置に関する。 The present invention relates to an apparatus for detecting a contact state of a part (connection part) for transmitting an electric signal or supplying power via a contact or a connector in an electronic apparatus, and more particularly, the load during operation of the electronic apparatus. The present invention relates to a contact state detection device capable of accurately detecting a contact abnormal state and detecting a return from a contact abnormal state to a normal state without being affected by fluctuations, and an electronic device including the contact state detection device.

従来、このような電子装置の接続部の接触状態を検出する装置、或いは接触不良に対する保護装置としては、本体とセンサーとの接続部のコネクタの接触抵抗を検出するため、センサー素子に整流素子を並列接続し、本体から印加する電圧の向きを通常の動作時と逆極性にし、そのときのセンサー側の出力電圧に基づいて、上記コネクタの接触抵抗を検出するもの（特許文献１）、コネクタの嵌合部の両端の電位を検出して比較し、その差が所定値を超えたときに、コネクタを介する給電を停止するようにしたもの（特許文献２）、コネクタを介して電源から電力が供給される電力機器において、予め正常な動作時の消費電流を検出して記憶しておき、動作時の一定時間の消費電流が予め記憶されている消費電流を下回った場合、又は上回った場合に、コネクタの接触不良と判断するもの（特許文献３）、接続異常による発熱を検出して電源供給を停止したり警報動作を実行したりするもの（特許文献４）などがある。 Conventionally, as a device for detecting the contact state of the connection part of such an electronic device or a protection device against contact failure, a rectifying element is provided in the sensor element in order to detect the contact resistance of the connector of the connection part between the main body and the sensor. Connected in parallel, the direction of the voltage applied from the main body is opposite to that during normal operation, and the contact resistance of the connector is detected based on the output voltage on the sensor side (Patent Document 1). When the potentials at both ends of the fitting portion are detected and compared, and the difference exceeds a predetermined value, power feeding through the connector is stopped (Patent Document 2), and power is supplied from the power source through the connector. In the power equipment to be supplied, the current consumption during normal operation is detected and stored in advance, and if the current consumption for a certain time during operation falls below or exceeds the pre-stored current consumption. Case, what determines the connector contact failure (Patent Document 3), by detecting the heat generated by the connection abnormality that or execute or alarm operation stops power supply (Patent Document 4), and the like.

しかしながら、特許文献１に記載のものでは、通常の動作時と異なる極性の電圧を印加する手順の実行が必用であるため、装置の稼動状態を維持できない。また、特許文献２に記載のものでは、コネクタの嵌合部両端の電位差は接触抵抗だけでなく、通電電流にも依存するので、所定の値というのは想定できる範囲で最適な値とするしかなく、厳密な設定が困難である。さらに、特許文献３に記載のものでは、正常時の動作電流は、負荷の状態によって様々な値をとるものであって、一定の値になることは稀である。また、ある程度の期間を平均した動作電流値から判断する場合は、タイムラグが生じて迅速な対応ができない。さらに厳密な設定は困難である。そして、特許文献４に記載のものでは、発熱は接触抵抗と電流のみならず放熱条件等その他の物理的要因に左右されるので、厳密な設定が困難である。さらに、電流の値が常に細かく変動するような用途では、接触抵抗による電位差が接触不良判定の閾値付近で変動する場合があるが、このような場合に対しては、上記各特許文献に記載のものでは考慮されていない。 However, in the device described in Patent Document 1, it is necessary to execute a procedure for applying a voltage having a polarity different from that during normal operation, and thus the operating state of the apparatus cannot be maintained. Moreover, in the thing of patent document 2, since the electric potential difference of the fitting part both ends of a connector is dependent not only on contact resistance but on an energization current, a predetermined value can only be an optimal value within the range which can be assumed. There is no exact setting. Furthermore, in the thing of patent document 3, the operating current at the time of normal takes various values according to the state of load, and it is rare that it becomes a constant value. Moreover, when judging from the operating current value averaged over a certain period, a time lag occurs and a quick response cannot be made. More precise setting is difficult. And in the thing of patent document 4, since heat_generation | fever is influenced not only by contact resistance and an electric current but other physical factors, such as heat dissipation conditions, exact setting is difficult. Furthermore, in applications where the current value always fluctuates finely, the potential difference due to contact resistance may fluctuate near the threshold value for determining contact failure. The thing is not considered.

特開２０００−２１４２０８号公報JP 2000-214208 A 特開２００２−１３４９６４号公報JP 2002-134964 A 特開２００４−１０３２２７号公報JP 2004-103227 A 特開平７−６７２４５号公報JP 7-67245 A

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、電子装置の本体と負荷ユニットとを接続するコネクタ又は接点などの電気的接続部の接触不良或いは接触異常を、その電子装置の稼動中の負荷変動に影響されずに正確に検出でき、かつ接触不良或いは接触異常を検出している状態から正常に接触している状態への復帰を上記負荷変動に影響されずに正確に検出できるようにすることである。 The present invention has been made in view of such problems, the purpose of which is to detect contact failure or contact abnormality of an electrical connection portion such as a connector or a contact for connecting the main body of the electronic device and the load unit, It can be detected accurately without being affected by the load fluctuation during operation of the electronic device, and the return from the state where the contact failure or the contact abnormality is detected to the normal contact state is not affected by the load fluctuation. It is to be able to detect accurately.

請求項１の発明は、電子装置の本体と負荷ユニットとを接続する接続部の接触状態を検出する装置であって、前記本体から前記電気的接続部を通って前記負荷ユニットへ流れる電流の通路に設けられた基準抵抗の電気的接続部側の端以外の２点の位置の電位を第１、第２基準電位として検出する基準電位検出手段と、前記電気的接続部の両端の電位差を検出する被測定電圧検出手段と、前記第１基準電位と前記被測定電圧検出手段の出力とに基づいて前記電気的接続部の接触異常を検出する接触異常検出手段と、前記第２基準電位と前記被測定電圧検出手段の出力とに基づいて前記電気的接続部の接触異常から正常状態への復帰を検出する正常復帰検出手段とを備えたことを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１記載の接触状態検出装置において、前記接触異常検出手段及び正常復帰検出手段は、互いの出力によって、相手の動作を抑制する作用を有する帰還回路を備えたことを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項２記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路はオープン・ドレイン出力のインバータを有することを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項２記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路はオープン・コレクタ出力のインバータを有することを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項３又は４記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路は、前記接触異常検出手段及び正常復帰検出手段の入力側を前記インバータのハイレベル出力から絶縁するためのダイオードを有することを特徴とする。
請求項６の発明は、請求項２記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路はバイポーラ・トランジスタを有することを特徴とする。
請求項７の発明は、請求項２記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路は電界効果トランジスタを有することを特徴とする。
請求項８の発明は、請求項２記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路はアナログ・スイッチを有することを特徴とする。
請求項９の発明は、請求項２記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路はバス・ドライバを有することを特徴とする。
請求項１０の発明は、請求項２記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路はフォト・カプラを有することを特徴とする。
請求項１１の発明は、請求項２記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路はフォト・MOSリレーを有することを特徴とする。
請求項１２の発明は、請求項２記載の接触状態検出装置において、前記帰還回路はフォト・トライアックを有することを特徴とする。
請求項１３の発明は、請求項１乃至１２の何れかに記載の接触状態検出装置を具備した電子装置。 The invention according to claim 1 is a device for detecting a contact state of a connection portion connecting the main body of the electronic device and the load unit, and a path of a current flowing from the main body through the electrical connection portion to the load unit. The reference potential detecting means for detecting the potential at two positions other than the end of the reference resistor provided on the side of the electrical connection portion as first and second reference potentials, and detecting the potential difference between both ends of the electrical connection portion Measuring voltage detecting means, contact abnormality detecting means for detecting a contact abnormality of the electrical connection based on the first reference potential and the output of the measured voltage detecting means, the second reference potential and the second reference potential And a normal return detecting means for detecting a return from a contact abnormality of the electrical connection portion to a normal state based on an output of the measured voltage detecting means.
According to a second aspect of the present invention, in the contact state detecting device according to the first aspect, the contact abnormality detecting means and the normal return detecting means comprise a feedback circuit having an action of suppressing the operation of the other party by mutual output. It is characterized by.
According to a third aspect of the present invention, in the contact state detecting device according to the second aspect, the feedback circuit includes an inverter having an open drain output.
According to a fourth aspect of the present invention, in the contact state detecting device according to the second aspect, the feedback circuit includes an inverter having an open collector output.
According to a fifth aspect of the present invention, in the contact state detection device according to the third or fourth aspect, the feedback circuit is configured to insulate the input side of the contact abnormality detection means and the normal return detection means from the high level output of the inverter. It has a diode.
According to a sixth aspect of the present invention, in the contact state detecting device according to the second aspect, the feedback circuit includes a bipolar transistor.
According to a seventh aspect of the present invention, in the contact state detecting device according to the second aspect, the feedback circuit includes a field effect transistor.
According to an eighth aspect of the present invention, in the contact state detecting device according to the second aspect, the feedback circuit includes an analog switch.
According to a ninth aspect of the present invention, in the contact state detecting device according to the second aspect, the feedback circuit includes a bus driver.
According to a tenth aspect of the present invention, in the contact state detecting device according to the second aspect, the feedback circuit includes a photocoupler.
According to an eleventh aspect of the present invention, in the contact state detecting device according to the second aspect, the feedback circuit includes a photo-MOS relay.
According to a twelfth aspect of the present invention, in the contact state detection device according to the second aspect, the feedback circuit includes a photo triac.
A thirteenth aspect of the present invention is an electronic device comprising the contact state detecting device according to any one of the first to twelfth aspects.

本発明によれば、電子装置の本体と負荷ユニットとを接続するコネクタ又は接点などの電気的接続部の接触不良或いは接触異常を、その電子装置の稼動中の負荷変動に影響されずに正確に検出でき、かつ接触不良或いは接触異常を検出している状態から正常に接触している状態への復帰を上記負荷変動に影響されずに正確に検出できる。 According to the present invention, a contact failure or contact abnormality of an electrical connection portion such as a connector or a contact connecting the main body of an electronic device and a load unit can be accurately detected without being affected by load fluctuations during operation of the electronic device. It is possible to detect and return accurately from a state in which contact failure or contact abnormality is detected to a state in which contact is normal, without being affected by the load fluctuation.

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
まず、図１０に基づいて、本実施形態の接触状態検出装置を備えた電子装置の基本構成を説明する。この電子装置は、本体100と、コネクタにより本体100に接続される負荷ユニット200とからなる。本体100には電源回路（図示せず）が設けられており、電源Vcc(+24V)がコネクタの１番ピンC1から負荷ユニット200に供給され、負荷電流の流路は図示しないGND線で正極側と同様にコネクタに接続されている。電源Vccとコネクタの１番ピンC1との間には基準抵抗Rrが接続されており、基準抵抗Rrの電源側が本体100内の検知回路101の第１端子T1(+)に接続され、基準抵抗Rrのコネクタ側（以下、Ａ点）が第２端子T2(-)に入力される。つまり、抵抗Rrの両端の電位差が、基準入力として第１端子T1及び第２端子T2から検知回路101に入力される。また、Ａ点は検知回路100の第３端子T3(+)にも接続され、コネクタの負荷ユニット200側（以下、Ｂ点）はコネクタの２番ピンC2を介して、検知回路101の第４端子T4(-)に接続される。つまり、コネクタの両端の電位差（＝Ａ点とＢ点との電位差）が、被測定入力として検知回路101に入力される。第４端子T4とGNDとの間には抵抗R21が接続されている。ここで、基準抵抗Rr、抵抗R21の抵抗値はそれぞれ１Ω、100kΩである。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, based on FIG. 10, a basic configuration of an electronic device including the contact state detection device of the present embodiment will be described. This electronic device includes a main body 100 and a load unit 200 connected to the main body 100 by a connector. The main body 100 is provided with a power supply circuit (not shown). The power supply Vcc (+ 24V) is supplied from the first pin C1 of the connector to the load unit 200, and the load current flow path is positively connected to a GND wire (not shown). Like the side, it is connected to the connector. A reference resistor Rr is connected between the power supply Vcc and the first pin C1 of the connector. The power supply side of the reference resistor Rr is connected to the first terminal T1 (+) of the detection circuit 101 in the main body 100, and the reference resistor The connector side of Rr (hereinafter referred to as point A) is input to the second terminal T2 (-). That is, the potential difference between both ends of the resistor Rr is input to the detection circuit 101 from the first terminal T1 and the second terminal T2 as a reference input. The point A is also connected to the third terminal T3 (+) of the detection circuit 100, and the load unit 200 side of the connector (hereinafter referred to as B) is connected to the fourth terminal of the detection circuit 101 via the second pin C2 of the connector. Connected to terminal T4 (-). That is, the potential difference between both ends of the connector (= potential difference between point A and point B) is input to the detection circuit 101 as an input to be measured. A resistor R21 is connected between the fourth terminal T4 and GND. Here, the resistance values of the reference resistor Rr and the resistor R21 are 1Ω and 100 kΩ, respectively.

以上の構成を有する電子装置において、基準抵抗Ｒrの抵抗値は既知であるので、その両端の電位差と、Ａ点とＢ点との電位差とを比較すれば、コネクタの通電電流にかかわらず、１番ピンC1の接触抵抗の変化を把握できる。検知回路101は、基準入力電圧に対する被測定入力電圧の割合が設定された条件になると、制御回路（図示せず）へ供給する検知出力が反転する。 In the electronic device having the above configuration, since the resistance value of the reference resistor Rr is known, comparing the potential difference between both ends with the potential difference between the points A and B, 1 The change in contact resistance of pin C1 can be grasped. In the detection circuit 101, when the ratio of the measured input voltage to the reference input voltage is set, the detection output supplied to the control circuit (not shown) is inverted.

図１１は図１０の検知回路101の具体的構成例である。この検知回路101は、オペアンプ102と、オペアンプ２と、コンパレータ３とを備えている。オペアンプ102の反転入力側は抵抗R1を介して第1端子T1に接続され、オペアンプ102の非反転入力側は直接第２端子T2に接続されている。オペアンプ102の出力側と反転入力側との間には帰還抵抗R2が接続されている。また、オペアンプ２の反転入力側は抵抗R3を介して第３端子T3に接続され、オペアンプ２の非反転入力側は直接第４端子T4に接続されている。オペアンプ２の出力側と反転入力側との間には帰還抵抗R4が接続されている。さらに、オペアンプ102の出力側はコンパレータ３の反転入力側に接続され、オペアンプ２の出力側はコンパレータ３の非反転入力側に接続されている。そして、コンパレータ３の出力側は4.7kΩの抵抗を介して+3.3Vの電源に接続されると共に第５の端子T5(+)に接続されている。第５端子T5と、GNDに接続された第６端子T6(-)とが検知出力端子である。抵抗RXはコネクタの接触抵抗であり、抵抗RLは負荷ユニット200の負荷抵抗である。オペアンプ102、オペアンプ２、及びコンパレータ３は、電源Vcにより動作する。 FIG. 11 shows a specific configuration example of the detection circuit 101 of FIG. The detection circuit 101 includes an operational amplifier 102, an operational amplifier 2, and a comparator 3. The inverting input side of the operational amplifier 102 is connected to the first terminal T1 via the resistor R1, and the non-inverting input side of the operational amplifier 102 is directly connected to the second terminal T2. A feedback resistor R2 is connected between the output side and the inverting input side of the operational amplifier 102. The inverting input side of the operational amplifier 2 is connected to the third terminal T3 via the resistor R3, and the non-inverting input side of the operational amplifier 2 is directly connected to the fourth terminal T4. A feedback resistor R4 is connected between the output side and the inverting input side of the operational amplifier 2. Further, the output side of the operational amplifier 102 is connected to the inverting input side of the comparator 3, and the output side of the operational amplifier 2 is connected to the non-inverting input side of the comparator 3. The output side of the comparator 3 is connected to a + 3.3V power source through a 4.7 kΩ resistor and to the fifth terminal T5 (+). The fifth terminal T5 and the sixth terminal T6 (−) connected to the GND are detection output terminals. The resistor RX is the contact resistance of the connector, and the resistor RL is the load resistance of the load unit 200. The operational amplifier 102, the operational amplifier 2, and the comparator 3 operate with the power supply Vc.

以上の構成を有する検知回路101において、オペアンプ102は、基準抵抗Rrの電圧降下をＡ点を基準にして出力する。オペアンプ２は、１番ピンC1の両側の電圧をＢ点を基準にして出力する。ここで、抵抗R1の抵抗値と抵抗R2の抵抗値とが等しく、かつ抵抗R4の抵抗値が抵抗R3の抵抗値の10倍であるとき、Ａ点の電位をVA、Ｂ点の電位をVB、オペアンプ102の出力電圧をVOUT1、オペアンプ２の出力電圧をVOUT2とすると、下記の式〔１〕、〔２〕が成り立つ。
VOUT1＝VA−(24−VA)＝２VA−24・・・式〔１〕
VOUT2＝VB−10(VA−VB)＝11VB−10VA・・・式〔２〕 In the detection circuit 101 having the above configuration, the operational amplifier 102 outputs the voltage drop of the reference resistor Rr with reference to the point A. The operational amplifier 2 outputs the voltage on both sides of the first pin C1 with reference to the point B. Here, when the resistance value of the resistor R1 is equal to the resistance value of the resistor R2, and the resistance value of the resistor R4 is 10 times the resistance value of the resistor R3, the potential at the point A is VA, and the potential at the point B is VB. When the output voltage of the operational amplifier 102 is VOUT1 and the output voltage of the operational amplifier 2 is VOUT2, the following equations [1] and [2] are established.
VOUT1 = VA− (24−VA) = 2VA−24 Equation [1]
VOUT2 = VB-10 (VA-VB) = 11VB-10VA Equation [2]

１番ピンC1の接触抵抗は通常、数十mΩであるので、仮に50mΩとして計算すると、負荷電流１Ａのとき、VAは23V、VBは22.95Vなので、この値を上記式〔１〕及び式〔２〕に代入すると、VOUT1が22.0V、VOUT2が22.45Vとなる。つまりVOUT1＜VOUT2となるため、コンパレータ３の出力はオープン状態となり、4.7kΩの抵抗を介して+3.3Vにプルアップされた状態となる。 Since the contact resistance of pin 1 C1 is usually several tens of mΩ, if calculated as 50 mΩ, VA is 23V and VB is 22.95V when the load current is 1A. 2], VOUT1 becomes 22.0V and VOUT2 becomes 22.45V. That is, since VOUT1 <VOUT2, the output of the comparator 3 is in an open state, and is pulled up to +3.3 V through a 4.7 kΩ resistor.

他方、接触抵抗RXが増加して、オペアンプ２の出力が低下すると、コンパレータ3の出力が反転する（即ちVOUT1≧VOUT2となる）とき、次式〔３〕が成り立つ。
２VA−24＝11VB−10VA・・・式〔３〕 On the other hand, when the contact resistance RX increases and the output of the operational amplifier 2 decreases, the following expression [3] is established when the output of the comparator 3 is inverted (that is, VOUT1 ≧ VOUT2).
2VA-24 = 11VB-10VA Formula [3]

負荷電流をＩ、接触抵抗の値をRXとすると、
VA＝24−Ｉ・１・・・式〔４〕
VA−VB＝Ｉ・ＲX・・・式[５]
となる。式〔４〕における“Ｉ・１”は、基準抵抗Ｒrの抵抗値１Ωによる電圧降下を表す。 If the load current is I and the contact resistance value is RX,
VA = 24−I · 1 formula [4]
VA−VB = I · RX Formula [5]
It becomes. “I · 1” in the equation [4] represents a voltage drop due to the resistance value 1Ω of the reference resistor Rr.

上式〔３〕〜〔５〕より、RX＝（１/11）Ωが求められる。つまり、接触抵抗RXが、約90mΩ以上に増加したとき、コンパレータ３の出力が反転する。コンパレータ３は反転によりロウ（Low）レベルを出力する。 From the above equations [3] to [5], RX = (1/11) Ω is obtained. That is, when the contact resistance RX increases to about 90 mΩ or more, the output of the comparator 3 is inverted. The comparator 3 outputs a low level by inversion.

逆に接触抵抗RXが減少し、検知出力がロウ（Low）からオープン状態に復帰する場合について説明する。図１１に示す検知回路では、理論的には90mΩが検知レベルになるが、実際の応用では、検知レベルと検知状態からの復帰レベルとの間にある程度の幅（コンパレータ３にヒステリシス）を持たせないと、検知／非検知を繰り返してしまうことがあるので、図１２に示す回路構成とする。 Conversely, the case where the contact resistance RX decreases and the detection output returns from low to open will be described. In theory, the detection circuit shown in FIG. 11 has a detection level of 90 mΩ. However, in actual application, a certain amount of width (hysteresis in the comparator 3) is provided between the detection level and the return level from the detection state. Otherwise, detection / non-detection may be repeated, and the circuit configuration shown in FIG. 12 is adopted.

この検知回路では、図１１に示す検知回路のコンパレータ３と、オペアンプ102及びオペアンプ２との間にコンパレータ１が接続されている。即ち、コンパレータ１の反転入力側にオペアンプ102の出力側が接続され、コンパレータ１の非反転入力側に抵抗R5を介してオペアンプ２の出力側が接続され、コンパレータ１の出力側にコンパレータ３の非反転入力側が接続されている。コンパレータ１の出力側と入力側との間には抵抗R6からなる正帰還回路が設けられている。また、コンパレータ１の出力側は抵抗R7を介して電源Vccに接続されている。さらに、コンパレータ３の反転入力側は、電源Vccの電位を抵抗R11及びR12で分圧した電位が入力されるように、抵抗R11とR12との接続点に接続されている。 In this detection circuit, the comparator 1 is connected between the comparator 3 of the detection circuit shown in FIG. 11 and the operational amplifier 102 and the operational amplifier 2. That is, the output side of the operational amplifier 102 is connected to the inverting input side of the comparator 1, the output side of the operational amplifier 2 is connected to the non-inverting input side of the comparator 1 via the resistor R5, and the non-inverting input of the comparator 3 is connected to the output side of the comparator 1. The side is connected. A positive feedback circuit including a resistor R6 is provided between the output side and the input side of the comparator 1. The output side of the comparator 1 is connected to the power source Vcc via the resistor R7. Further, the inverting input side of the comparator 3 is connected to a connection point between the resistors R11 and R12 so that a potential obtained by dividing the potential of the power source Vcc by the resistors R11 and R12 is input.

図１２に示す検知回路の検知レベルを計算する。この回路において次式〔６〕、〔７〕が成り立つ。なお、以下の説明において、各抵抗の抵抗値は具体的数値を明記した場合を除き、各抵抗の符号自身が抵抗値を表すものとする（例えば抵抗R1の抵抗値はR1）。
VOUT1=VA−(Vcc−VA)R2/R1＝VA(１＋R2/R1)−Vcc・R2/R1・・・式〔６〕
VOUT2＝VB−(VA−VB)R4/R3＝VB(１＋R4/R3)−VA・R4/R3・・・式〔７〕
また、VA、VBは次式で表される。
VA＝Vcc・(RX＋RL)/(Rr＋RX＋RL)・・・式〔８〕
VB＝Vcc・RL/(Rr＋RX＋RL)・・・式〔９〕 The detection level of the detection circuit shown in FIG. 12 is calculated. In this circuit, the following equations [6] and [7] hold. In the following description, the resistance value of each resistor is assumed to represent the resistance value (for example, the resistance value of the resistor R1 is R1) unless a specific numerical value is specified.
VOUT1 = VA− (Vcc−VA) R2 / R1 = VA (1 + R2 / R1) −Vcc · R2 / R1 (6)
VOUT2 = VB-(VA-VB) R4 / R3 = VB (1 + R4 / R3)-VA · R4 / R3 (7)
VA and VB are expressed by the following equations.
VA = Vcc · (RX + RL) / (Rr + RX + RL) ... Formula [8]
VB = Vcc · RL / (Rr + RX + RL) · · · Equation [9]

接触抵抗RXが増加していないとき、コンパレータ１の出力はまだオープン状態なので、コンパレータ１の非反転入力VNINV、反転入力VINVはそれぞれ次式で表される。
VINV＝VOUT1＝VA(１＋R2/R1)−Vcc・R2/R1・・・式〔10〕
VNINV＝(Vcc−VOUT2)・R5/(R5＋R6＋R7)＋VOUT2＝Vcc・R5/(R5＋R6＋R7)＋VOUT2［１−{R5/(R5＋R6＋R7) }］・・・式〔11〕 When the contact resistance RX has not increased, the output of the comparator 1 is still open, so the non-inverting input VNINV and the inverting input VINV of the comparator 1 are expressed by the following equations, respectively.
VINV = VOUT1 = VA (1 + R2 / R1) −Vcc ・ R2 / R1 ・・・ [10]
VNINV = (Vcc−VOUT2) ・ R5 / (R5 + R6 + R7) + VOUT2 = Vcc ・ R5 / (R5 + R6 + R7) + VOUT2 [1- {R5 / (R5 + R6 + R7)}] ・・・ Formula [11]

接触抵抗ＲXが増加して、オペアンプ２の出力が低下し、コンパレータ1の出力が反転する（即ちVINVV≧VNINVとなる）とき次式〔12〕が成り立つ。
VINV＝VNINV・・・式〔12〕
この式〔12〕に上記の式〔10〕及び〔11〕を代入することで次式〔13〕が得られる。
VA(１＋R2/R1)−Vcc・R2/R1＝Vcc・R5/(R5＋R6＋R7)＋VOUT2［１−{ R5/(R5＋R6＋R7) }］・・・式〔13〕 When the contact resistance RX increases, the output of the operational amplifier 2 decreases, and the output of the comparator 1 is inverted (that is, VINVV ≧ VNINV), the following equation [12] holds.
VINV = VNINV ・・・ Formula [12]
By substituting the above equations [10] and [11] into this equation [12], the following equation [13] is obtained.
VA (1 + R2 / R1) −Vcc ・ R2 / R1 = Vcc ・ R5 / (R5 + R6 + R7) + VOUT2 [1- {R5 / (R5 + R6 + R7)}] ・・・ Formula [13]

この式〔13〕に式〔６〕〜〔９〕を代入して整理すると、
RX＝{R5(Rr＋RL)/(R5＋R6＋R7)−RL・R2/R1}/［１＋R2/R1＋R4/R3−{ R5/(R5＋R6＋R7) ］・・・式〔14〕
となり、RXの値がRLの影響を受けてしまうことが分かる。従って、RLが変化するとRXの検出レベルが変わってしまう。これは例えば、RLがサーミスタのように、その抵抗値が数百Ω〜数百kΩの間で変化する場合に、コネクタの接続異常検出時の動作閾値（検知レベル）がRLによって変化してしまうので、実用的でない。 Substituting the equations [6] to [9] into this equation [13],
RX = {R5 (Rr + RL) / (R5 + R6 + R7) −RL ・ R2 / R1} / [1 + R2 / R1 + R4 / R3− {R5 / (R5 + R6 + R7)] ・・・ Formula [14]
It turns out that the value of RX is affected by RL. Therefore, when RL changes, the detection level of RX changes. This is because, for example, when the resistance value of RL varies between several hundred Ω to several hundred kΩ, such as a thermistor, the operation threshold (detection level) at the time of detecting a connection abnormality of the connector changes depending on RL. So it's not practical.

上述したコネクタの接続異常検出時の動作閾値がRLによって変化してしまうという問題は図１３に示す回路構成とすることで解決できる。この検知回路は、コンパレータ１と、オペアンプ２と、コンパレータ３とを備えている。コンパレータ１の非反転入力側は抵抗R5を介して第1端子T1に接続され、コンパレータ１の反転入力側はオペアンプ２の出力側に接続されている。コンパレータ１の出力側と非反転入力側との間には正帰還抵抗R6が接続されている。また、オペアンプ２の非反転入力側は直接第３端子T3に接続され、オペアンプ２の反転入力側は抵抗R3を介して第４端子T4に接続されている。オペアンプ２の出力側と反転入力側との間には帰還抵抗R4が接続されている。さらに、オペアンプ２の出力側はコンパレータ１の反転入力側に接続されている。また、コンパレータ１の出力側は抵抗R7を介して電源Vccに接続されている。さらに、コンパレータ３の反転入力側は、電源Vccの電位を抵抗R11及びR12で分圧した電位が入力されるように、抵抗R11とR12との接続点に接続されている。そして、コンパレータ３の出力側は5.1kΩ抵抗を介して+3.3Vの電源に接続されると共に第５の端子T5(+)に接続されている。第５端子T5と、GNDに接続された第６端子T6とが検知出力端子である。コンパレータ１、オペアンプ２、及びコンパレータ３は、電源Vcにより動作する。第２端子T2はどこにも接続されていない。 The above-described problem that the operation threshold at the time of detecting a connection abnormality of the connector changes depending on RL can be solved by using the circuit configuration shown in FIG. This detection circuit includes a comparator 1, an operational amplifier 2, and a comparator 3. The non-inverting input side of the comparator 1 is connected to the first terminal T1 via the resistor R5, and the inverting input side of the comparator 1 is connected to the output side of the operational amplifier 2. A positive feedback resistor R6 is connected between the output side of the comparator 1 and the non-inverting input side. The non-inverting input side of the operational amplifier 2 is directly connected to the third terminal T3, and the inverting input side of the operational amplifier 2 is connected to the fourth terminal T4 via the resistor R3. A feedback resistor R4 is connected between the output side and the inverting input side of the operational amplifier 2. Further, the output side of the operational amplifier 2 is connected to the inverting input side of the comparator 1. The output side of the comparator 1 is connected to the power source Vcc via the resistor R7. Further, the inverting input side of the comparator 3 is connected to a connection point between the resistors R11 and R12 so that a potential obtained by dividing the potential of the power source Vcc by the resistors R11 and R12 is input. The output side of the comparator 3 is connected to a power supply of +3.3 V through a 5.1 kΩ resistor and is connected to the fifth terminal T5 (+). The fifth terminal T5 and the sixth terminal T6 connected to GND are detection output terminals. The comparator 1, the operational amplifier 2 and the comparator 3 are operated by the power source Vc. The second terminal T2 is not connected anywhere.

以上の構成を有する検知回路において、オペアンプ２の出力VOUT2は次式〔15〕で表される。
VOUT2＝VA＋(VA−VB)R4/R3＝VA(１＋R4/R3)−VB・R4/R3・・・式〔15〕 In the detection circuit having the above configuration, the output VOUT2 of the operational amplifier 2 is expressed by the following equation [15].
VOUT2 = VA + (VA−VB) R4 / R3 = VA (1 + R4 / R3) −VB ・ R4 / R3 ・・・ [15]

コンパレータ１の出力はまだオープン状態なので、コンパレータ１の非反転入力VNINV、反転入力VINVはそれぞれ次式で表される。
VINV＝VOUT2＝VA(１＋R4/R3)−VB・R4/R3・・・式〔16〕
VNINV＝Vcc・・・式〔17〕 Since the output of the comparator 1 is still open, the non-inverting input VNINV and the inverting input VINV of the comparator 1 are expressed by the following equations, respectively.
VINV = VOUT2 = VA (1 + R4 / R3) −VB ・ R4 / R3 (16)
VNINV = Vcc ... Formula [17]

接触抵抗RXが増加して、オペアンプ２の出力が上昇しコンパレータ２の出力が反転する（即ちVINV≧VNINVとなる）とき、式〔12〕（VINV＝VNINV）が成り立つから、この式〔12〕に上記の式〔16〕及び〔17〕を代入することにより、次式〔18〕が得られる。
VA(１＋R4/R3)−VB・R4/R3＝Vcc・・・式〔18〕 When the contact resistance RX increases and the output of the operational amplifier 2 rises and the output of the comparator 2 is inverted (ie, VINV ≧ VNINV), the equation [12] (VINV = VNINV) is established. Substituting the above equations [16] and [17] into the following equation [18] is obtained.
VA (1 + R4 / R3) −VB ・ R4 / R3 ＝ Vcc ・・・ Formula [18]

この式〔18〕に、式〔８〕及び〔９〕を代入して整理すると、
RX＝Rｒ・R4/R3・・・式〔19〕
が得られる。この式より、検出レベルは負荷抵抗RLの影響を受けないことが分かる。 Substituting equations [8] and [9] into equation [18],
RX = Rr ・ R4 / R3 ・・・ Formula [19]
Is obtained. From this equation, it can be seen that the detection level is not affected by the load resistance RL.

このように図１３に示す検知回路によれば、図１２に示す回路のようにコンパレータ１に基準抵抗Rrの両端の電位差に対応する電圧を入力するのではなく、基準抵抗Rrの電源Vcc側の電位、つまり電源Vccの電位を入力することにより、検知レベルが負荷抵抗RLの値に影響されないようにすることができる。 As described above, according to the detection circuit shown in FIG. 13, the voltage corresponding to the potential difference between both ends of the reference resistor Rr is not input to the comparator 1 as in the circuit shown in FIG. By inputting the potential, that is, the potential of the power supply Vcc, the detection level can be prevented from being affected by the value of the load resistance RL.

次に、接続異常検出状態から逆に接触抵抗RXが減少して、検知出力が非検出状態に復帰する場合の閾値を考える。
コンパレータ１の出力は接続異常検出状態なので、ロウ(Low)レベルとなる。従って、コンパレータ１の非反転入力VNINVは、次式で表される。
VNINV＝Vcc・R6/(R5＋R6)・・・式〔20〕 Next, consider the threshold when the contact resistance RX is decreased from the connection abnormality detection state and the detection output returns to the non-detection state.
Since the output of the comparator 1 is in a connection abnormality detection state, it becomes a low level. Therefore, the non-inverting input VNINV of the comparator 1 is expressed by the following equation.
VNINV ＝ Vcc ・ R6 / (R5 ＋ R6) ・・・ Formula [20]

接触抵抗RXが減少して、オペアンプ２の出力が下降しコンパレータ１の出力が反転する（即ちVINV≦VNINVとなる）とき、式〔12〕（VINV＝VNINV）が成り立つから、この式〔12〕に式〔16〕及び〔20〕を代入することにより、次式〔21〕が得られる。
VA(１＋R4/R3)−VB・R4/R3＝Vcc・R6/(R5＋R6)・・・式〔21〕 When the contact resistance RX decreases, the output of the operational amplifier 2 falls and the output of the comparator 1 is inverted (ie, VINV ≦ VNINV), the equation [12] (VINV = VNINV) is established. Substituting the equations [16] and [20] into the following equation [21] is obtained.
VA (1 + R4 / R3) −VB ・ R4 / R3 = Vcc ・ R6 / (R5 + R6) ・・・ Formula [21]

この式〔21〕に、式〔８〕及び〔９〕を代入して整理すると、
RX＝[ {Rｒ・R6/(R5＋R6) }＋RL{R6/(R5＋R6)−１}]/{１−R6/(R5＋R6) }・・・式〔22〕
となり、検知出力が非検出状態に復帰する場合の閾値がRLによって変動してしまうことが分かる。 Substituting the equations [8] and [9] into this equation [21],
RX = [{Rr.R6 / (R5 + R6)} + RL {R6 / (R5 + R6) -1}] / {1-R6 / (R5 + R6)} Expression [22]
Thus, it can be seen that the threshold when the detection output returns to the non-detection state varies depending on RL.

そこで、本発明の実施形態では、ヒステリシスを持たせるための帰還回路（抵抗R6）の影響を受けないように、コネクタの接続異常検出時と復帰時とを別々のコンパレータで検出し、かつヒステリシスを持たせるように、双安定マルチバイブレータのような動作を行う検知回路を構成した。 Therefore, in the embodiment of the present invention, the detection of the connector connection abnormality and the return time are detected by separate comparators so as not to be affected by the feedback circuit (resistor R6) for providing hysteresis, and the hysteresis is detected. A detection circuit that operates like a bistable multivibrator was configured to have the same.

本実施形態の検知回路を図１に示す。この図において、図１３と同一又は対応する構成要素には図１３と同じ符号を付した。本実施形態の検知回路は図１３の検知回路と下記（１）〜（５）の点で相違する。 The detection circuit of this embodiment is shown in FIG. In this figure, the same or corresponding components as those in FIG. The detection circuit of this embodiment is different from the detection circuit of FIG. 13 in the following points (1) to (5).

（１）基準抵抗がRr0、Rr1、Rr2の直列回路で構成されており、Rr0とRr1との接続点の電位が第７端子T7(+)から第１基準入力としてオペアンプ４の非反転入力側に供給され、オペアンプ４の出力VOUT１が抵抗R5を介してコンパレータ１の非反転入力側に供給される。オペアンプ４は、その出力側が反転入力側に直結されたボルテージフォロワであり、非反転入力側の電位と出力側の電位とが等しくなる。
（２）基準抵抗Rr1とRr2との接続点の電位が第８端子T8(+)から第２基準入力としてコンパレータ５の反転入力側に供給される。
（３）オペアンプ２の出力側が抵抗R8を介してコンパレータ５の非反転入力側に接続されている。
（４）コンパレータ５の出力側がインバータ11と抵抗R6との直列回路によりコンパレータ１の非反転入力側に接続され、コンパレータ１の出力側がインバータ12と抵抗R9との直列回路によりコンパレータ５の非反転入力側に接続されている。ここで、インバータ11、12はオープン・ドレイン出力である。
（５）コンパレータ５の出力側が抵抗R10を介して電源Vccに接続されている。 (1) The reference resistance is composed of a series circuit of Rr0, Rr1, and Rr2, and the potential at the connection point between Rr0 and Rr1 is the non-inverting input side of the operational amplifier 4 as the first reference input from the seventh terminal T7 (+) The output VOUT1 of the operational amplifier 4 is supplied to the non-inverting input side of the comparator 1 through the resistor R5. The operational amplifier 4 is a voltage follower whose output side is directly connected to the inverting input side, and the potential on the non-inverting input side is equal to the potential on the output side.
(2) The potential at the connection point between the reference resistors Rr1 and Rr2 is supplied from the eighth terminal T8 (+) to the inverting input side of the comparator 5 as the second reference input.
(3) The output side of the operational amplifier 2 is connected to the non-inverting input side of the comparator 5 through the resistor R8.
(4) The output side of the comparator 5 is connected to the non-inverting input side of the comparator 1 by a series circuit of the inverter 11 and the resistor R6. The output side of the comparator 1 is connected to the non-inverting input of the comparator 5 by the series circuit of the inverter 12 and the resistor R9. Connected to the side. Here, the inverters 11 and 12 are open drain outputs.
(5) The output side of the comparator 5 is connected to the power source Vcc via the resistor R10.

以上の構成を有する本実施形態の検知回路において、オペアンプ２の出力VOUT2は図１３の検知回路と同じ式〔15〕で表される。
コンパレータ１の出力はまだオープン状態なので、抵抗R9がインバータ12のロウ(Low)出力でドライブされ、コンパレータ５の出力はロウ(Low)となる。従って、インバータ11の出力はオープン状態になるので、コンパレータ１の非反転入力VNINV1、反転入力VINV1は、それぞれ次式〔23〕、〔24〕で表される。
VNINV1＝Vcc・（Rr1＋Rr2＋RX＋RL）/(Rr0＋Rr1＋Rr2＋RX＋RL)・・・式〔23〕
VINV1=VOUT2=VA(１＋R4/R3)−VB・R4/R3・・・式〔24〕 In the detection circuit of the present embodiment having the above configuration, the output VOUT2 of the operational amplifier 2 is expressed by the same equation [15] as that of the detection circuit of FIG.
Since the output of the comparator 1 is still open, the resistor R9 is driven by the low output of the inverter 12, and the output of the comparator 5 becomes low. Therefore, since the output of the inverter 11 is in an open state, the non-inverting input VNINV1 and the inverting input VINV1 of the comparator 1 are expressed by the following equations [23] and [24], respectively.
VNINV1 = Vcc · (Rr1 + Rr2 + RX + RL) / (Rr0 + Rr1 + Rr2 + RX + RL) ... Formula [23]
VINV1 = VOUT2 = VA (1 + R4 / R3) −VB ・ R4 / R3 ・・・ Formula [24]

接触抵抗RXが増加して、オペアンプ２の出力が上昇しコンパレータ１の出力が反転する（即ちVINV1≧VNINV1となる）とき、
VINV1＝VNINV1・・・式〔25〕
が成り立つ。この式〔25〕に、式〔23〕及び〔24〕を代入することで、次式〔26〕が得られる。
VA(１＋R4/R3)−VB・R4/R3＝Vcc・（Rr1＋Rr2＋RX＋RL)/(Rr0＋Rr1＋Rr2＋RX＋RL）・・・式〔26〕 When the contact resistance RX increases, the output of the operational amplifier 2 rises and the output of the comparator 1 is inverted (ie, VINV1 ≧ VNINV1),
VINV1 ＝ VNINV1 ・・・ Formula [25]
Holds. By substituting the equations [23] and [24] into the equation [25], the following equation [26] is obtained.
VA (1 + R4 / R3) −VB ・ R4 / R3 = Vcc ・ (Rr1 + Rr2 + RX + RL) / (Rr0 + Rr1 + Rr2 + RX + RL) ・・・ Formula [26]

また、VA、VBは次式〔27〕、〔28〕で表される。
VA＝Vcc・(RX＋RL)/(Rr0＋Rr1＋Rr2＋RX＋RL）・・・式〔27〕
VＢ＝Vcc・RL/Rr0＋Rr1＋Rr2＋RX＋RL）・・・式〔28〕 VA and VB are expressed by the following equations [27] and [28].
VA = Vcc · (RX + RL) / (Rr0 + Rr1 + Rr2 + RX + RL) ··· Equation [27]
VB = Vcc · RL / Rr0 + Rr1 + Rr2 + RX + RL) ... Formula [28]

式〔26〕に、式〔27〕及び〔28〕を代入して整理すると、
RX＝(Rr1＋Rr2)・R4/R3・・・式〔29〕
が求められる。従って、検知レベルは負荷抵抗RLの影響を受けないことが分かる。 Substituting equations [27] and [28] into equation [26],
RX = (Rr1 + Rr2) · R4 / R3 (29)
Is required. Therefore, it can be seen that the detection level is not affected by the load resistance RL.

コンパレータ１の出力がオープン状態から反転してロウ(Low)になると、インバータ12の出力はオープン状態となり、コンパレータ５の出力もオープン状態となる。よって、インバータ11の出力はロウ(Low)となり、コンパレータ１はヒステリシスが掛かった状態になるため、RXが僅かに減少してもコンパレータ１の出力は変化しない。 When the output of the comparator 1 is inverted from the open state and becomes low, the output of the inverter 12 is in the open state, and the output of the comparator 5 is also in the open state. Therefore, the output of the inverter 11 becomes low and the comparator 1 is in a state where hysteresis is applied. Therefore, even if RX slightly decreases, the output of the comparator 1 does not change.

次に、検出状態から逆に接触抵抗RXが減少して、検知出力が非検出状態に復帰する場合の閾値について説明する
コンパレータ１の出力は接続異常検出状態なので、ロウ(Low)である。インバータ12の出力はオープン状態なので、コンパレータ５の非反転入力VNINV2は、次式〔30〕で表される。
VINV2＝VOUT2＝VA(１＋R4/R3)−VB・R4/R3・・・式〔30〕
また、コンパレータ２の反転入力VINV2は次式〔31〕で表される。
VINV2＝Vcc・(Rr2＋RX＋RL)/(Rr0＋Rr1＋Rr2＋RX＋RL）・・・式〔31〕 Next, the threshold when the contact resistance RX is decreased from the detection state and the detection output returns to the non-detection state will be described. Since the output of the comparator 1 is in the connection abnormality detection state, it is low. Since the output of the inverter 12 is in an open state, the non-inverting input VNINV2 of the comparator 5 is expressed by the following equation [30].
VINV2 ＝ VOUT2 ＝ VA (1 + R4 / R3) −VB ・ R4 / R3 ・・・ Formula [30]
Further, the inverting input VINV2 of the comparator 2 is expressed by the following equation [31].
VINV2 = Vcc · (Rr2 + RX + RL) / (Rr0 + Rr1 + Rr2 + RX + RL) ... Formula [31]

接触抵抗RXが減少して、オペアンプ２の出力が下降しコンパレータ５の出力が反転する（即ちVINV2≧VNINV2となる）とき次式〔32〕が成り立つ。
VINV2＝VNINV2・・・式〔32〕
この式〔32〕に、式〔30〕、〔31〕を代入することで、次式〔33〕が得られる。
VA(１＋R4/R3)−VＢ・R4/R3＝Vcc・(Rr2＋RX＋RL)/(Rr0＋Rr1＋Rr2＋RX＋RL）・・・式〔33〕 When the contact resistance RX decreases, the output of the operational amplifier 2 decreases and the output of the comparator 5 is inverted (ie, VINV2 ≧ VNINV2), the following equation [32] is established.
VINV2 ＝ VNINV2 ・・・ Formula [32]
By substituting the equations [30] and [31] into the equation [32], the following equation [33] is obtained.
VA (1 + R4 / R3) −VB ・ R4 / R3 = Vcc ・ (Rr2 + RX + RL) / (Rr0 + Rr1 + Rr2 + RX + RL) ・・・ Formula [33]

この式〔33〕に、式〔27〕及び〔28〕を代入して整理すると、
Rx＝Rr2・R4／R3・・・式〔34〕
が求められる。つまり、非検出状態に復帰する場合の閾値は負荷抵抗RLの影響を受けないことが分かる。 Substituting the equations [27] and [28] into this equation [33],
Rx = Rr2 / R4 / R3 (34)
Is required. That is, it can be seen that the threshold value for returning to the non-detection state is not affected by the load resistance RL.

コンパレータ２の出力がロウ(Low)になると、インバータ11の出力はオープン状態となり、コンパレータ１の出力はオープン状態となる。よって、インバータ12の出力はロウ(Low)となり、コンパレータ５はヒステリシスが掛かった状態になるため、RXが僅かに増加してもコンパレータ5の出力は変化しない。 When the output of the comparator 2 becomes low, the output of the inverter 11 is in an open state, and the output of the comparator 1 is in an open state. Therefore, the output of the inverter 12 becomes low, and the comparator 5 is in a state of hysteresis. Therefore, even if RX slightly increases, the output of the comparator 5 does not change.

このように、RXの値が、(Rr1＋Rr2）・R4/R3以上で検知出力がオンとなり、Rr2・R4/R3以下で検知出力オフとなるようなヒステリシスを持った双安定の動作となる。 In this way, when the RX value is (Rr1 + Rr2) · R4 / R3 or higher, the detection output is turned on, and when Rr2 · R4 / R3 or lower, the detection output is turned off, and the operation is bistable with hysteresis.

最終段のコンパレータ３の出力はオープン状態のとき＋3.3Vでプルアップされているので、ＴＴＬレベル等のロジック回路にインタフェースでき、制御回路に接続される。制御回路は警告表示や電源供給停止などの制御を行う。なお、インバータ1２としてオープン・コレクタ出力を用いることもできる。 Since the output of the comparator 3 at the final stage is pulled up at +3.3 V in the open state, it can interface with a logic circuit such as a TTL level and is connected to a control circuit. The control circuit performs control such as warning display and power supply stop. An open collector output can also be used as the inverter 12.

このように本実施形態によれば、基準抵抗Rr0とRr1との接続点の電位を第１基準入力とし、基準抵抗Rr1とRr2との接続点の電位を第２基準入力とし、それらをコンパレータ１，５により別々にオペアンプ２の出力と比較すると共に、コンパレータ１，５のそれぞれの出力側をインバータ12，11の非反転入力側（第１，第２基準入力に接続される側）に接続し、双安定マルチバイブレータのように動作させることにより、負荷RLに影響されず、かつ検出特性にヒステリシスを持たせることができる。 As described above, according to this embodiment, the potential at the connection point between the reference resistors Rr0 and Rr1 is used as the first reference input, the potential at the connection point between the reference resistors Rr1 and Rr2 is used as the second reference input, and these are used as the comparator 1. , 5 are separately compared with the output of the operational amplifier 2, and the output sides of the comparators 1, 5 are connected to the non-inverting input sides (sides connected to the first and second reference inputs) of the inverters 12, 11. By operating like a bistable multivibrator, it is possible to give hysteresis to the detection characteristics without being affected by the load RL.

本発明の実施形態の変形例を図２〜９に示す。
図２は、図１におけるインバータ11と抵抗R6との間、及びインバータ12と抵抗R9との間に、それぞれ抵抗R6、 R9をインバータ11、12のハイ(High)レベル出力から絶縁するためのダイオード13、14を接続したものである。図３は、図１のインバータ11と抵抗R6との間、及びインバータ12と抵抗R9との間に、それぞれバス・ドライバ15，16を接続したものであり、それらがオンになることで、帰還抵抗R6，R9がロウ(Low)レベルでドライブされる。 Modifications of the embodiment of the present invention are shown in FIGS.
FIG. 2 shows a diode for isolating the resistors R6 and R9 from the high level output of the inverters 11 and 12 between the inverter 11 and the resistor R6 in FIG. 1 and between the inverter 12 and the resistor R9, respectively. 13 and 14 are connected. FIG. 3 is a diagram in which bus drivers 15 and 16 are connected between the inverter 11 and the resistor R6 and between the inverter 12 and the resistor R9 in FIG. 1, respectively. Resistors R6 and R9 are driven at a low level.

図４〜図９では、図１のインバータ11，12に代えて、それぞれバイポーラ・トランジスタ17，18、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）19，20、アナログ・スイッチ21，22、フォト・カプラ23，24、フォト・リレー25，26、フォト・トライアック27，28を用いたものである。これらの変形例の場合、各能動素子がオンになると、帰還抵抗R6， R9がGNDに接続（接地）され、それらの出力がGNDレベルとなる。 4 to 9, instead of the inverters 11 and 12 of FIG. 1, bipolar transistors 17 and 18, FETs (field effect transistors) 19 and 20, analog switches 21 and 22, photocouplers 23 and 24, respectively. Photo relays 25 and 26 and photo triacs 27 and 28 are used. In these modified examples, when each active element is turned on, the feedback resistors R6 and R9 are connected (grounded) to GND, and their outputs are at the GND level.

本発明の実施形態の検知回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the detection circuit of embodiment of this invention. 本発明の実施形態の検知回路において、インバータと抵抗との間にダイオードを接続した変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification which connected the diode between the inverter and resistance in the detection circuit of embodiment of this invention. 本発明の実施形態の検知回路において、バス・ドライバを接続した変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification which connected the bus driver in the detection circuit of embodiment of this invention. 本発明の実施形態の検知回路において、インバータに代えてバイポーラ・トランジスタを用いた変形例を示す図である。In the detection circuit of an embodiment of the present invention, it is a figure showing a modification using a bipolar transistor instead of an inverter. 本発明の実施形態の検知回路において、インバータに代えて電界効果トランジスタを用いた変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification which replaced with the inverter and used the field effect transistor in the detection circuit of embodiment of this invention. 本発明の実施形態の検知回路において、インバータに代えてアナログ・スイッチを用いた変形例を示す図である。In the detection circuit of an embodiment of the present invention, it is a figure showing a modification using an analog switch instead of an inverter. 本発明の実施形態の検知回路において、インバータに代えてフォト・カプラを用いた変形例を示す図である。In the detection circuit of an embodiment of the present invention, it is a figure showing a modification using a photo coupler instead of an inverter. 本発明の実施形態の検知回路において、インバータに代えてフォト・リレーを用いた変形例を示す図である。In the detection circuit of embodiment of this invention, it is a figure which shows the modification which replaced with the inverter and used the photo relay. 本発明の実施形態の検知回路において、インバータに代えてフォト・トライアック用いた変形例を示す図である。In the detection circuit of an embodiment of the present invention, it is a figure showing a modification using a photo triac instead of an inverter. 本発明の実施形態の検知回路を備える電子装置の基本構成を示す図である。It is a figure which shows the basic composition of an electronic apparatus provided with the detection circuit of embodiment of this invention. 図１０における検知回路の具体的構成例を示す図である。It is a figure which shows the specific structural example of the detection circuit in FIG. 図１１の検知回路にヒステリシス特性を付加した検知回路を示す図である。It is a figure which shows the detection circuit which added the hysteresis characteristic to the detection circuit of FIG. 図１０において電子装置の稼動中の負荷変動に影響されずに正確に接触異常を検出できるようにした検知回路の具体的構成例を示す図であるFIG. 11 is a diagram illustrating a specific configuration example of a detection circuit that can accurately detect a contact abnormality without being affected by a load variation during operation of the electronic device in FIG. 10.

Explanation of symbols

１，３，５・・・コンパレータ、２，４・・・オペアンプ、Rr0，Rr1，Rr2・・・基準抵抗、11，12・・・インバータ、13，14・・・ダイオード、15，16・・・バス・ドライバ、17，18・・・バイポーラ・トランジスタ、19，20・・・電界効果トランジスタ、21，22・・・アナログ・スイッチ、23，24・・・フォト・カプラ、25，26・・・フォト・リレー、27，28・・・フォト・トライアック。 1, 3, 5... Comparator, 2, 4... Operational amplifier, Rr0, Rr1, Rr2... Reference resistance, 11, 12... Inverter, 13, 14. Bus driver, 17, 18 ... Bipolar transistor, 19,20 ... Field effect transistor, 21,22 ... Analog switch, 23,24 ... Photo coupler, 25,26 ...・ Photo relay, 27, 28 ... Photo triac.

Claims

A device for detecting a contact state of a connecting portion that connects a main body of an electronic device and a load unit,
The first and second reference potentials are potentials at two points other than the end on the electrical connection portion side of the reference resistor provided in the path of the current flowing from the main body through the electrical connection portion to the load unit. Based on the reference potential detecting means for detecting, the measured voltage detecting means for detecting a potential difference between both ends of the electrical connecting portion, and the output of the first reference potential and the measured voltage detecting means, the electrical connecting portion Normal contact detection means for detecting a contact abnormality of the electrical connection portion, and normal return detection for detecting a return from the contact abnormality of the electrical connection portion to a normal state based on the second reference potential and the output of the measured voltage detection means And a contact state detecting device.

The contact state detection apparatus according to claim 1,
The contact abnormality detecting means and the normal return detecting means comprise a feedback circuit having an action of suppressing the operation of the other party by mutual output.

In the contact state detection apparatus according to claim 2,
The contact state detecting device, wherein the feedback circuit includes an inverter having an open drain output.

In the contact state detection apparatus according to claim 2,
The contact state detection device, wherein the feedback circuit has an inverter with an open collector output.

In the contact state detection device according to claim 3 or 4,
The contact state detecting device according to claim 1, wherein the feedback circuit includes a diode for insulating the input side of the contact abnormality detecting means and the normal return detecting means from the high level output of the inverter.

In the contact state detection apparatus according to claim 2,
The contact state detecting device, wherein the feedback circuit includes a bipolar transistor.

In the contact state detection apparatus according to claim 2,
The contact state detection device, wherein the feedback circuit includes a field effect transistor.

In the contact state detection apparatus according to claim 2,
The contact state detecting device, wherein the feedback circuit includes an analog switch.

In the contact state detection apparatus according to claim 2,
The contact state detecting device, wherein the feedback circuit includes a bus driver.

In the contact state detection apparatus according to claim 2,
The contact state detecting device, wherein the feedback circuit includes a photocoupler.

In the contact state detection apparatus according to claim 2,
The contact state detecting device, wherein the feedback circuit includes a photo-MOS relay.

In the contact state detection apparatus according to claim 2,
The contact state detecting device, wherein the feedback circuit includes a photo triac.

An electronic device comprising the contact state detection device according to claim 1.