JP2007292660A - Angular velocity sensor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、たとえばカメラの手ぶれ補正等に利用される角速度センサに関するものである。 The present invention relates to an angular velocity sensor used, for example, for camera shake correction.
ディジタルスチルカメラやディジタルビデオカメラにおいては、手ぶれ補正のためにカメラの手ぶれを検出する角速度センサが利用されている。
このような角速度センサは、圧電振動子を駆動するとともに、コリオリ力に起因する圧電振動子の振動によって生じる起電圧を検出して、角速度に応じた電圧信号を出力するものである。
上記圧電振動子の起電圧は差動増幅され、圧電振動子を駆動する駆動信号に同期して同期検波されて直流電圧信号に変換された後、直流増幅される。
In digital still cameras and digital video cameras, angular velocity sensors that detect camera shake are used for camera shake correction.
Such an angular velocity sensor drives a piezoelectric vibrator, detects an electromotive voltage generated by vibration of the piezoelectric vibrator caused by Coriolis force, and outputs a voltage signal corresponding to the angular velocity.
The electromotive voltage of the piezoelectric vibrator is differentially amplified, synchronously detected in synchronization with a drive signal for driving the piezoelectric vibrator, converted into a DC voltage signal, and then DC amplified.
特許文献1には、上記同期検波の後、平滑回路によって直流電圧信号に変換した後に直流増幅する構成が示されている。この平滑回路および直流増幅回路部分の構成を図1に示す。
図1の(A)はその回路図、(B)は(A)の各部の波形図である。
1A is a circuit diagram thereof, and FIG. 1B is a waveform diagram of each part of FIG.
図1においてスイッチS1,S2はサンプリングスイッチ回路であり、差動増幅回路の出力DIFFとその反転出力DIFFBを交互にスイッチングする。抵抗R1とコンデンサC1は平滑回路を構成していて、スイッチS1,S2でサンプリングされた(検波された)電圧信号を平滑化する。オペアンプOP1と抵抗R2,R3は直流増幅回路を構成していて、この直流増幅回路で上記平滑化された電圧を直流増幅する。 In FIG. 1, switches S1 and S2 are sampling switch circuits that alternately switch the output DIFF of the differential amplifier circuit and its inverted output DIFFB. The resistor R1 and the capacitor C1 form a smoothing circuit, and smooth the voltage signal sampled (detected) by the switches S1 and S2. The operational amplifier OP1 and the resistors R2 and R3 constitute a DC amplification circuit, and the DC voltage amplifies the smoothed voltage by the DC amplification circuit.
図1の(B)において「検波信号」は上記平滑回路の入力信号、「フィルタ出力」は上記平滑回路の出力信号である。 In FIG. 1B, “detection signal” is an input signal of the smoothing circuit, and “filter output” is an output signal of the smoothing circuit.
また、特許文献2には、側面に一対の圧電素子を持つ振動体の通過電流の差を検出する差動回路において、振動体の変位速度が0になる時点で差動出力をサンプルホールドして角速度を検出する角速度センサが示されている。
Further, in
また、特許文献3には、循環駆動型振動ジャイロの検出側の信号処理でサンプルホールド回路を用い、1周期内の駆動時の質量速度が極大/極小の点でサンプルホールドし、その出力に含まれるリップルを低域通過フィルタで除去する構成が示されている。
特許文献1のように平滑回路を設けて同期検波した信号を平滑化する場合、一般に振動ジャイロによる角速度センサで検出する角速度の周波数帯は100Hz以下であるため、平滑回路を構成するコンデンサには10000pF以上のチップコンデンサを使用して500Hz程度の遮断周波数に設定することになる。しかし角速度センサを小型化する場合、上記チップコンデンサを配置するスペースはなく、半導体集積回路に内蔵することもできない。
When a smoothing circuit is provided and a signal that is synchronously detected is smoothed as in
特許文献2に示されている角速度センサでは、振動体の変位速度が0となる時点で差動出力をサンプルホールドして角速度を検出するので、最大変位時にサンプリングすることになる。しかし特に音叉型または角柱型の圧電振動子を駆動するとともに、角速度に起因するコリオリ力によって生じる起電圧を検出した場合、最大変位の点でサンプリングすると応答性が悪化し、感度温度特性の変化が大きくなることが明らかとなった。
In the angular velocity sensor disclosed in
さらに、特許文献3に示されている角速度センサでは、1周期内の駆動時の質量速度が極大/極小の点でサンプリングする、すなわち最小変位時と最大変位時にサンプリングすることになるので、特許文献2の場合と同様に応答性が悪く、感度温度特性の変化が大きいという問題があった。また低域通過フィルタを用いるので、特許文献1の場合と同様にチップコンデンサ等の外付け部品およびその実装工程が必要となり、生産性・経済性が高められないという問題があった。
Further, in the angular velocity sensor shown in
そこで、この発明の目的は、大容量のコンデンサを用いることなく小型低コスト化するとともに、応答性および感度温度特性の良好な角速度センサを提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide an angular velocity sensor that is small in size and low in cost without using a large-capacitance capacitor, and has good responsiveness and sensitivity temperature characteristics.
(1)この発明の角速度センサは、圧電振動子と、該圧電振動子を当該圧電振動子を含む発振回路で駆動するとともにコリオリ力に起因する前記圧電振動子の振動によって生じる起電圧信号を検出する回路とを備えて、印加される角速度に応じた電圧信号である角速度検出信号を出力する角速度センサにおいて、
前記発振回路の発振周期に同期し、且つ前記コリオリ力の変化に応じて振幅が変化する前記起電圧信号の節と腹以外のタイミングでタイミング信号を発生するタイミング信号発生回路と、前記起電圧信号を、前記タイミング信号でサンプルホールドするサンプルホールド回路と、前記サンプルホールド回路でホールドされた電圧信号を直流増幅する直流増幅回路と、を備えたことを特徴としている。
(1) An angular velocity sensor according to the present invention detects an electromotive voltage signal generated by vibration of the piezoelectric vibrator caused by Coriolis force while driving the piezoelectric vibrator by an oscillation circuit including the piezoelectric vibrator. An angular velocity sensor that outputs an angular velocity detection signal that is a voltage signal corresponding to the applied angular velocity,
A timing signal generation circuit that generates a timing signal at a timing other than a node and an antinode of the electromotive voltage signal that is synchronized with an oscillation cycle of the oscillation circuit and that changes in amplitude according to a change in the Coriolis force; and And a sample hold circuit for sample-holding with the timing signal, and a DC amplifier circuit for DC-amplifying the voltage signal held by the sample-hold circuit.
(2)前記起電圧信号は差動増幅回路で増幅するようにし、前記サンプルホールド回路は、差動増幅回路の出力信号をスイッチングするスイッチ回路と、そのスイッチ回路の遮断時に入力電圧をホールドするホールドコンデンサとで構成し、前記直流増幅回路は、ホールドコンデンサの電圧を直流増幅する、入力電流1pA〜数pAの(入力インピーダンス1MΩ以上のC−MOS構成あるいはFET入力の)直流増幅回路とする。 (2) The electromotive voltage signal is amplified by a differential amplifier circuit, and the sample and hold circuit has a switch circuit that switches an output signal of the differential amplifier circuit, and a hold that holds an input voltage when the switch circuit is cut off. The DC amplifying circuit is a DC amplifying circuit (C-MOS configuration with an input impedance of 1 MΩ or more or FET input) having an input current of 1 pA to several pA, which amplifies the voltage of the hold capacitor.
(3)前記圧電振動子は、駆動による脚部の左右開閉方向の基本振動が、検出すべき角速度に起因するコリオリ力によって前記基本振動の方向に対して直交する方向で互いに逆方向への前記脚部の振動に変換されるように、電極が形成され且つ分極された音叉型の圧電振動子とする。 (3) In the piezoelectric vibrator, the fundamental vibration in the left-right opening / closing direction of the leg portion by driving is opposite to each other in a direction orthogonal to the direction of the fundamental vibration by a Coriolis force caused by an angular velocity to be detected. A tuning-fork type piezoelectric vibrator having electrodes formed and polarized so as to be converted into vibrations of the legs is used.
(1)圧電振動子を駆動するとともにコリオリ力によって生じる起電圧を発振回路の発振周期に同期して、且つ角速度の変化に応じて振幅が変化する起電圧信号の節と腹以外のタイミングでサンプルホールドすることにより、応答性と感度温度特性に優れた角速度センサが得られる。 (1) Driving the piezoelectric vibrator and synchronizing the electromotive voltage generated by the Coriolis force with the oscillation period of the oscillation circuit and sampling and holding at timings other than the nodes and antinodes of the electromotive voltage signal whose amplitude changes according to the change in angular velocity By doing so, an angular velocity sensor excellent in responsiveness and sensitivity temperature characteristics can be obtained.
(2)前記起電圧信号を差動増幅回路で差動増幅し、その出力信号を前記タイミングでスイッチングするとともにホールドコンデンサにホールドしてそのホールドコンデンサの電圧を入力電流が1pA〜数pAの高入力インピーダンスの直流増幅回路で増幅することによって、従来の積分回路やローパスフィルタを用いることなく、小容量のホールドコンデンサの電圧を直接増幅して角速度センサの出力電圧信号として出力することができる。 (2) The electromotive voltage signal is differentially amplified by a differential amplifier circuit, the output signal is switched at the timing and held in a hold capacitor, and the voltage of the hold capacitor is set to a high input with an input current of 1 pA to several pA. By amplifying with a DC amplifier circuit of impedance, the voltage of a small-capacitance hold capacitor can be directly amplified and output as an output voltage signal of the angular velocity sensor without using a conventional integrating circuit or low-pass filter.
(3)前記圧電振動子が音叉型の圧電振動子であれば、最大変位の点でサンプリングすることによって大きく悪化しようとする応答性および感度温度特性が良好に保てる。 (3) If the piezoelectric vibrator is a tuning fork type piezoelectric vibrator, the responsiveness and sensitivity temperature characteristics that are greatly deteriorated by sampling at the point of maximum displacement can be kept good.
この発明の実施形態に係る角速度センサについて各図を参照して説明する。
図2は角速度センサ21の構成を示すブロック図である。図2において、振動子1には左電極1Lと右電極1Rと共通電極1Cとを設けていて、左電極1Lと右電極1Rには抵抗を介して電圧+Vを与える。左電極1L,右電極1Rからそれぞれコリオリ力を含むL信号とR信号とを取り出し、加算回路2と差動増幅回路3とに与える。加算回路2はL信号とR信号とを加算してL+R信号を出力する。このように、加算回路2でL信号とR信号とを加算することにより、コリオリ力を相殺して安定な帰還信号を得る。
An angular velocity sensor according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the
上述の帰還信号を振幅制御回路4に与えることにより振幅一定の駆動電圧となり、この駆動電圧を移相回路5を介して振動子1の共通電極1Cに与える。移相回路5は加算回路2の出力の位相を調整するものであり、振動子1が所望周波数で安定に発振するように、共通電極1Cに与える駆動電圧の位相を調整する。これらの振動子1、加算回路2、振幅制御回路4、および移相回路5は発振回路を構成している。また、加算回路2と振幅制御回路4と移相回路5とで振動子1を駆動する駆動回路を構成している。
By supplying the feedback signal to the
加算回路2の出力信号は、検波タイミング生成回路6に与え、検波タイミング生成回路6は矩形波状の検波タイミング信号をサンプルホールド同期検波回路7に与える。
The output signal of the
サンプルホールド同期検波回路7は、差動増幅回路3から出力される信号を検波タイミング生成回路6から出力されるタイミングでサンプリングすることによって同期検波を行う。このサンプルホールド同期検波回路7の出力電圧は、圧電振動子1に加わる角速度にほぼ比例した直流電圧である。直流増幅回路8は、これを直流増幅して角速度検出信号Voとして出力する。また基準電圧発生回路9はこの角速度センサ21内部および外部へ基準電圧Vrefを出力する。
The sample hold
上記検波タイミング生成回路6としては幾つかの形式をとることができる。その一つは、コンデンサと抵抗を用いたCR移相回路で入力信号の位相をシフトさせるとともに、コンパレータによる波形整形回路によって矩形波信号を出力する回路で構成する。また、正弦波である入力信号と所定しきい値とをコンパレータで比較することによって波形整形を行い、上記コンパレータのしきい値を変化させることによって位相をシフトさせる。
The detection
なお、図2に示した例では加算回路2の出力を基に検波タイミングのタイミング信号を生成するようにしたが、移相回路5の出力である駆動電圧を基にしてタイミング信号を生成するようにしてもよい。
In the example shown in FIG. 2, the timing signal of the detection timing is generated based on the output of the
図3は図2に示したサンプルホールド同期検波回路7の構成およびその波形を示す図である。
スイッチ回路Sは図2に示した検波タイミング生成回路6から出力されるタイミング信号によってオン/オフされる。ホールドコンデンサCは100pF程度の小容量のコンデンサであり、このホールドコンデンサCとスイッチ回路Sとによってサンプルホールド回路を構成している。
FIG. 3 is a diagram showing the configuration and waveform of the sample-and-hold
The switch circuit S is turned on / off by a timing signal output from the detection
また、オペアンプOP2と抵抗R12,R13とで直流増幅回路を構成している。この直流増幅回路はオペアンプOP2の出力端子と反転入力端子(−)との間に抵抗R12を接続し、反転入力端子(−)と接地(基準電圧)との間に抵抗R13を接続した非反転型帰還回路である。 The operational amplifier OP2 and the resistors R12 and R13 constitute a DC amplifier circuit. In this DC amplifier circuit, a resistor R12 is connected between the output terminal of the operational amplifier OP2 and the inverting input terminal (−), and a resistor R13 is connected between the inverting input terminal (−) and the ground (reference voltage). Type feedback circuit.
ここでオペアンプOP2のオープンループ利得をA、オペアンプOP2自体の入力インピーダンスをZi、帰還抵抗R12の抵抗値をZf、入力側の抵抗R13のインピーダンスをZ1とすると、その入力インピーダンスZifは、
Zif=AZi/(1+Zf/Z1)
で表される。このオペアンプOP2はC−MOS構成の回路であるので、オペアンプ自体の入力インピーダンスZiは大きな値である。またAも大きな値であるので、この非反転増幅回路の入力インピーダンスZifは極めて大きな値になる。
Here, when the open loop gain of the operational amplifier OP2 is A, the input impedance of the operational amplifier OP2 itself is Zi, the resistance value of the feedback resistor R12 is Zf, and the impedance of the input side resistor R13 is Z1, the input impedance Zif is
Zif = AZi / (1 + Zf / Z1)
It is represented by Since the operational amplifier OP2 is a C-MOS circuit, the input impedance Zi of the operational amplifier itself is a large value. Since A is also a large value, the input impedance Zif of this non-inverting amplifier circuit is a very large value.
したがってホールドコンデンサCの容量が100pFで、その充電電圧が直流増幅回路の入力ダイナミックレンジ内である時、非反転増幅回路への入力電流は1pA〜数pA程度と極めて低く抑えられる。したがってホールドコンデンサCのキャパシタンスが100pF程度と小さくても、且つ圧電振動子を含む発振回路の発振周波数が30kHzと比較的低周波であっても、そのサンプリング周期でのホールドコンデンサCの充電電圧の低下は低く抑えられる。 Accordingly, when the capacitance of the hold capacitor C is 100 pF and the charging voltage is within the input dynamic range of the DC amplifier circuit, the input current to the non-inverting amplifier circuit can be suppressed to an extremely low value of about 1 pA to several pA. Therefore, even if the capacitance of the hold capacitor C is as small as about 100 pF and the oscillation frequency of the oscillation circuit including the piezoelectric vibrator is relatively low, 30 kHz, the charging voltage of the hold capacitor C is decreased in the sampling period. Is kept low.
サンプルホールド同期検波回路7の入力信号DIFFを、検波タイミング生成回路6からのタイミング信号でサンプルホールドすることによって、オペアンプOP2の出力信号である検波出力信号は、図3の(B)に示すようにリップルの少ない殆ど直流と見なせる電圧信号として出力できる。
By sampling and holding the input signal DIFF of the sample-hold
差動増幅回路3の出力信号DIFFはコリオリ力の大きさによって、その振幅が変化する正弦波形である。検波する目的はこの信号DIFFの振幅を検出することである。しかし、図3から明らかなように、サンプルホールド同期検波回路7に入力される差動増幅回路3からの出力信号DIFFのサンプリングタイミングによって検波出力の直流電圧は変化する。そのため、信号DIFFのサンプリングタイミング(位相角)を一定にする必要がある。次に、そのサンプリングタイミングの定め方について説明する。
The output signal DIFF of the
図4は角速度に起因するコリオリ力によって生じる起電圧と発振波形の位相関係を示す図である。図4において、波形Aは発振波形であり、加算回路2から検波タイミング生成回路6へ与えられる信号(コリオリ力による影響を受けないL+R信号)の波形である。また、グレーで着色した部分は10秒間にわたって計測した、差動増幅回路3の出力信号(この信号はコリオリ力を検出する信号であるので以下「検出波形」という。)の変動幅を示している。Saは時計回り(+300deg/s)の一定角速度を与えたときの波形、Sbは反時計回り(−300deg/s)の一定角速度を与えたときの波形、Scは静止時の波形である。
FIG. 4 is a diagram showing the phase relationship between the electromotive voltage generated by the Coriolis force due to the angular velocity and the oscillation waveform. In FIG. 4, a waveform A is an oscillation waveform and is a waveform of a signal (L + R signal that is not affected by Coriolis force) given from the
このようにコリオリ力の変化に応じて検出信号の振幅が変化する際、検出信号には節Pnと腹Psが生じる。この節および腹は、前記発振回路の発振ループの位相と圧電振動子の離調周波数(検出信号の周波数と発振回路の発振周波数との差)によって決まる。 Thus, when the amplitude of the detection signal changes in accordance with the change in the Coriolis force, nodes Pn and antinodes Ps are generated in the detection signal. This node and antinode are determined by the phase of the oscillation loop of the oscillation circuit and the detuning frequency of the piezoelectric vibrator (the difference between the frequency of the detection signal and the oscillation frequency of the oscillation circuit).
この発振周期の中で検出信号をどの位相角でサンプリングするかによって角速度センサの特性(SN比、応答性、感度温度特性の変化量と傾斜)が変わる。たとえば、同じ離調周波数の圧電振動子に対して、コリオリの腹でサンプリングを行うと、角速度センサの感度は高くなるが応答性は悪化する。反対に、コリオリの節でサンプリングすると感度は低くなる。したがって発振周期一周期中のコリオリの腹と節を除くタイミングでサンプリングすると、上記角速度センサの特性を全て満足することができる。 Depending on the phase angle at which the detection signal is sampled during this oscillation period, the characteristics of the angular velocity sensor (the SN ratio, the responsiveness, the sensitivity temperature characteristic change amount and the inclination) vary. For example, if sampling is performed with Coriolis antinodes on piezoelectric vibrators having the same detuning frequency, the sensitivity of the angular velocity sensor increases, but the responsiveness deteriorates. On the other hand, if you sample at the Coriolis section, the sensitivity decreases. Therefore, if the sampling is performed at the timing excluding the Coriolis antinodes and nodes in one oscillation period, all the characteristics of the angular velocity sensor can be satisfied.
図5,図6は上記サンプリングタイミングを変えた場合の感度温度特性と応答性を示すものである。ここで、サンプリングタイミングはL+R信号の立ち上がりのゼロクロス時点からの位相角である。同じ離調周波数の圧電振動子であっても、サンプリングタイミングによって種々の特性が得られる。図5に示すように、サンプリングタイミングが45°である時、−10°〜+75°の範囲で感度変化率は+5〜−17%変動するが、サンプリングタイミングを60°とすると、上記温度範囲で感度変化率は+2〜−15%に収まり、さらにサンプリングタイミングを94°にすれば、上記温度範囲で感度変化率は+1〜−5%の範囲に収まる。この例では、位相角94°のタイミングでサンプリングすることによって、感度温度特性の変化量と傾斜は最も良好となる。 5 and 6 show sensitivity temperature characteristics and responsiveness when the sampling timing is changed. Here, the sampling timing is a phase angle from the time of zero crossing of the rise of the L + R signal. Even with a piezoelectric vibrator having the same detuning frequency, various characteristics can be obtained depending on the sampling timing. As shown in FIG. 5, when the sampling timing is 45 °, the rate of change in sensitivity varies by +5 to −17% in the range of −10 ° to + 75 °. The sensitivity change rate falls within +2 to -15%, and if the sampling timing is set to 94 °, the sensitivity change rate falls within the range from +1 to -5% within the above temperature range. In this example, by sampling at the timing of the phase angle of 94 °, the change amount and the inclination of the sensitivity temperature characteristic become the best.
図4において検出信号の腹Psの位相角は45°付近であり、節Pnの位相角はそこから90°離れた135°付近に存在する。腹Pn点からの位相のずれをθで表すと、角速度検出のSN比は、腹Psでサンプリングしたときの感度にcosθを乗じた割合で低下する。したがって、サンプリングタイミングが検出信号の節Pnとなるタイミングに近いほどSN比は低下するが、検出信号の節Pnとなるタイミングでサンプリングを行わない限り実用上問題のないSN比を確保できる。 In FIG. 4, the phase angle of the antinode Ps of the detection signal is around 45 °, and the phase angle of the node Pn is around 135 ° which is 90 ° away from the phase angle. When the phase shift from the antinode Pn is represented by θ, the SN ratio of the angular velocity detection decreases at a rate obtained by multiplying the sensitivity when sampling is performed by the antinode Ps by cos θ. Therefore, the S / N ratio decreases as the sampling timing approaches the node Pn of the detection signal, but a practically satisfactory SN ratio can be ensured unless sampling is performed at the timing of the node Pn of the detection signal.
図6に示すように、上記検出信号の腹Ps点の位相角である45°のタイミングでサンプリングすると、変位周波数が10〜50Hzの範囲で位相角は−3〜−32°変化する。このサンプリングタイミングを60°までずらすと、上記変位周波数の範囲で位相遅れは−1〜−20°にまで小さくなる。したがってその分、応答性が高まる。このようにサンプリングタイミングが検出信号の腹Ps点の位相角45°からずれるほど改善されることが分かる。 As shown in FIG. 6, when sampling is performed at a timing of 45 ° which is the phase angle of the antinode Ps point of the detection signal, the phase angle changes by −3 to −32 ° in the range of the displacement frequency of 10 to 50 Hz. When the sampling timing is shifted to 60 °, the phase delay is reduced to −1 to −20 ° within the range of the displacement frequency. Accordingly, the responsiveness increases accordingly. Thus, it can be seen that the sampling timing is improved as the phase angle of the antinode Ps point of the detection signal deviates from 45 °.
なお、上記実施形態においては音叉型圧電振動を用いた例を示したが、圧電振動子は音叉型に限られるものではなく、角柱状の音片型圧電振動子や、いわゆるユニモルフ型の圧電振動子であってもよい。 In the above embodiment, the tuning fork type piezoelectric vibration is used. However, the piezoelectric vibrator is not limited to the tuning fork type, and a prismatic sound piece type piezoelectric vibrator or a so-called unimorph type piezoelectric vibration is used. It may be a child.
1−圧電振動子
21−角速度センサ
1-piezoelectric vibrator 21-angular velocity sensor
Claims (3)
前記発振回路の発振周期に同期し、且つ前記コリオリ力の変化に応じて振幅が変化する前記起電圧信号の節と腹以外のタイミングでタイミング信号を発生するタイミング信号発生回路と、
前記起電圧信号を、前記タイミング信号でサンプルホールドするサンプルホールド回路と、
前記サンプルホールド回路でホールドされた電圧信号を直流増幅する直流増幅回路と、
を備えた角速度センサ。 Applied with a piezoelectric vibrator and a circuit for driving the piezoelectric vibrator with an oscillation circuit including the piezoelectric vibrator and detecting an electromotive voltage signal generated by vibration of the piezoelectric vibrator caused by Coriolis force In an angular velocity sensor that outputs an angular velocity detection signal that is a voltage signal corresponding to the angular velocity,
A timing signal generation circuit that generates a timing signal at a timing other than a node and an antinode of the electromotive voltage signal that is synchronized with an oscillation period of the oscillation circuit and that changes in amplitude according to a change in the Coriolis force;
A sample hold circuit that samples and holds the electromotive voltage signal with the timing signal;
A direct current amplifier circuit for direct current amplification of the voltage signal held by the sample and hold circuit;
Angular velocity sensor with
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009122637A1 (en) * | 2008-04-04 | 2009-10-08 | パナソニック株式会社 | Physical quantity detection circuit, physical quantity sensor, method for detecting physical quantity |
US8342026B2 (en) | 2008-06-23 | 2013-01-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Vibrating gyroscope |
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009122637A1 (en) * | 2008-04-04 | 2009-10-08 | パナソニック株式会社 | Physical quantity detection circuit, physical quantity sensor, method for detecting physical quantity |
JP2009250774A (en) * | 2008-04-04 | 2009-10-29 | Panasonic Corp | Physical quantity detection circuit, physical quantity sensor device equipped therewith, method for detecting physical quantity |
US8069009B2 (en) | 2008-04-04 | 2011-11-29 | Panasonic Corporation | Physical quantity detection circuit and physical quantity sensor device |
US8342026B2 (en) | 2008-06-23 | 2013-01-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Vibrating gyroscope |
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