JP2007288993A - 高圧電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】高い応答性を有して出力電圧の高速変化が可能であり、大容量の巻き線トランスを必要とすることなく小型な構成で直流高電圧を出力する高圧電源回路を提供する。
【解決手段】スイッチ素子２，３、ダイオード７，８、コイル５から構成された回路部分Ａとコンデンサ６とから構成された直流電圧変換回路１をＮ個備える。各直流電圧変換回路１iは、低圧側正電位部１２iに入力される直流電圧ｅaiを昇圧してなる直流電圧ｅbiを高圧側電位部１０iに発生する。Ｎ個の直流電圧変換回路１は、第ｎ段直流電圧変換回路１_nの基準電位部９_nおよび低圧側正電位部１２_nがそれぞれ第ｎ−１段直流電圧変換回路１_n-1の低圧側正電位部１２_n-1、高圧側正電位部１０_n-1に接続される。第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁と第Ｎ段直流電圧変換回路１_Nの高圧側正電位部１０_Nとの間に第１段直流電圧変換回路１₁に入力される直流電圧ｅa₁昇圧した直流高電圧Ｅ_Nを発生する。
【選択図】図４

Description

本発明は、正極性または負極性の直流高電圧、あるいは、正負両極性の直流高電圧、あるいは、交流高電圧を出力可能な高圧電源回路に関する。

従来、交流高圧電源回路としては、商用交流電源の出力を巻き線トランスにより昇圧するものが広く知られている。さらに、巻き線トランスの一次コイル側に高周波発振回路を設け、この高周波発振回路の出力（正弦波交流出力もしくはパルス状の交流出力）を巻き線トランスで昇圧することにより、高周波の交流高電圧を発生するようにしたものも知られている。例えば、特許文献１には、Ｈブリッジスイッチング回路により構成した高周波発振回路を高圧用巻き線トランスの一次コイル側に設け、その発振回路の出力を巻き線トランスで昇圧することにより高周波パルス状の交流高電圧を発生するようにしたものが開示されている。

また、直流高圧電源回路としては、商用交流電源などの交流出力を巻き線トランスにより昇圧してなる交流高電圧を、整流回路により整流して直流高電圧を生成するものが大容量の直流高圧電源回路として広く知られている。さらに、比較的小容量の直流高圧電源回路としては、高周波パルス状の直流電圧を巻き線トランスで昇圧し、この巻き線トランスの２次コイル側の出力を、例えば特許文献２に見られるような、コッククロフト・ウォルトン回路と呼ばれる倍電圧整流回路により整流・昇圧して、直流高電圧を発生するようにしたものが知られている。なお、特許文献２のものでは、正極性の直流高電圧を発生する正極性直流高圧電源回路と、負極性の直流高電圧を発生する負極性直流高圧電源回路とを組み合わせ、それらの直流高圧電源回路を交互に周期的に動作させることで、正極性の直流高電圧と負極性の直流高電圧とを交互に発生し、その正極性および負極性の直流高電圧を除電装置の放電電極に付与することで、該放電電極に交流高電圧が印加されるようにしている。

補足すると、本明細書では、「交流」は、正弦波交流に限らず、電圧が例えばパルス状、あるいは、三角波状に変化する交流も含まれる。すなわち、「交流」は、その電圧の極性が交互に正、負に変化し、その変化が周期的に行なわれるものを意味する。

上記のような高圧電源回路は、種々様々の用途で使用され、例えば空中コロナ放電を発生させる除電装置の電源回路や、プラズマ発生用の電源回路として使用される。

ところで、前記した従来の交流高圧電源および直流高圧電源は、比較的大容量の巻き線トランスを必要とするため、電源回路の構成の小型化や軽量化が難しいという不都合があった。

また、近年、除電装置の除電性能を高めることなどを目的として、出力電圧を高速でパルス状に変化させ得る直流高圧電源（入力電圧の変化に対する出力電圧の応答性が高い直流高圧電源）の必要性が高まっている。しかるに、前記コッククロフト・ウォルトン回路のような整流回路を備えた直流高圧電源回路では、出力電圧を高速で変化させ得る回路を実現することは困難であった。これは、コッククロフト・ウォルトン回路のような整流回路を備えた直流高圧電源回路では、その入力側と出力側との間の電力伝達が、入力側から出力側への一方向にしか行なうことができないためである。

一方、巻き線トランスを使用することなく、正極性または負極性の直流電圧を、それよりも高圧の直流電圧に変換し得る直流電圧変換回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）として、例えば図１または図３に示す回路も知られている。以下に、図１〜図３を参照して、この直流電圧変換回路を説明する。図１は、正極性の直流電圧を昇圧可能な直流電圧変換回路の要部の回路構成図、図２は図１の直流電圧変換回路に備えたスイッチ素子のオン・オフ動作を示すタイミングチャート、図３は負極性の直流電圧を昇圧可能な直流電圧変換回路の要部の回路構成図である。なお、これらの直流電圧変換回路は公知の回路である。

図１を参照して、この直流電圧変換回路１は、第１のスイッチ素子２および第２のスイッチ素子３を直列に接続してなるスイッチ素子回路４と、コイル５と、コンデンサ６と、第１のダイオード７および第２のダイオード８とを備える。各スイッチ素子２，３は、そのオン・オフを制御信号により制御可能なスイッチ素子である。図示の例では、各スイッチ素子２，３として、ｎチャネルＦＥＴを用い、ＦＥＴ２（第１のスイッチ素子２）のドレン端子とＦＥＴ３（第２のスイッチ素子３）のソース端子とを接続することで、スイッチ素子回路４が構成されている。ただし、スイッチ素子２，３は、そのいずれか一方もしくは両者がｐチャネルＦＥＴにより構成されていてもよい。あるいは、各スイッチ素子２，３はスイッチングトランジスタにより構成されていてもよい。

スイッチ素子２，３のそれぞれには、第１のダイオード７、第２のダイオード８が並列に接続されている。この場合、スイッチ素子回路４のスイッチ素子２側の一端９（ＦＥＴ２のソース端子）を基準電位部９、スイッチ素子回路４のスイッチ素子３側の他端１０（ＦＥＴ３のドレン端子）を正極性の高圧側正電位部１０とし、各ダイオード７，８は、その順方向の向きがいずれも基準電位部９から高圧側正電位部１０に向かう向き（各スイッチ素子２，３の通電方向と逆向き）になるように、それぞれのスイッチ素子２，３に並列接続されている。

より詳しくは、図示の例では、第１のダイオード７は、ｎチャネルＦＥＴ２（第１のスイッチ素子）のソース端子からドレン端子に向かう向きを該ダイオード７の順方向として、該ＦＥＴ２のソース端子、ドレン端子にそれぞれ該ダイオード７のアノード、カソードが接続されている。同様に、第２のダイオード８は、ｎチャネルＦＥＴ３（第２のスイッチ素子３）のソース端子からドレン端子に向かう向きを該ダイオード８の順方向として、該ＦＥＴ３のソース端子、ドレン端子にそれぞれ該ダイオード８のアノード、カソードが接続されている。

コイル５は、その一端１１がスイッチ素子回路４の第１のスイッチ素子２と第２のスイッチ素子３との間の箇所に接続されている。また、コンデンサ６は、基準電位部９と高圧側正電位部１０との間でスイッチ素子回路４と並列に接続されている。

以上のように構成された直流電圧変換回路１では、コイル６の他端１２を基準電位部９に対して正極性の低圧側正電位部１２とし、低圧側正電位部１２に、基準電位部９に対して正極性の直流入力電圧ｅa（＞０）を入力しつつ、第１および第２のスイッチ素子２，３を高速で交互にオン・オフさせる。これにより、高圧側正電位部１０と基準電位部９との間に、直流入力電圧ｅaを昇圧してなる正極性の直流電圧ｅb（基準電位部９に対して高圧側正電位部１０が正極性となる直流電圧）を発生させることができる。

なお、第１および第２のスイッチ素子２，３を交互にオン・オフさせるということは、より詳しくは、図２に示すように、第１のスイッチ素子２がオン（導通状態）となる期間において第２のスイッチ素子３がオフ（遮断状態）となり、且つ、第１のスイッチ素子２がオフとなる期間において第２のスイッチ素子３がオンとなるように、各スイッチ素子２，３のオン・オフを周期的に繰り返すことを意味する。図示例の直流電圧変換回路１では、ＦＥＴ（スイッチ素子）２，３のそれぞれのゲートに図２に示したような波形の矩形波パルスを入力することで、スイッチ素子２，３を交互にオン・オフさせることができる。

補足すると、図２に示した矩形波パルスでは、スイッチ素子２，３の一方のオン期間と他方のオフ期間とが同じになっているが、実際には、両スイッチ素子２，３を共にオフとする所謂デッド期間が設けられ、スイッチ素子２，３が同時にオンになることがないようにされる。ただし、このデッド期間は、スイッチ素子２，３のオン・オフの周期に対して微小な期間であるので、本明細書の説明では、理解の便宜上、該デッド期間は無視する。

ここで、各スイッチ素子２，３のオン・オフの１周期Ｔの期間においてオンとなる期間の割合（１周期Ｔに対する割合）をそのスイッチ素子のオン・オフのデューティ比と呼び、図２に示すように第２のスイッチ素子３のオン・オフのデューティ比をα（０＜α＜１）、第１のスイッチ素子２のオン・オフのデューティ比を１−αとする。このとき、図１の直流電圧変換回路１では、直流入力電圧ｅaと直流電圧ｅbとの関係は、デューティ比αの値に依存し、次式（１）により与えられる。

ｅb＝（１／α）×ｅa ……（１）
従って、高圧側正電位部１０の直流電圧ｅbは、低圧側正電位部１２の直流入力電圧ｅaを（１／α）倍に昇圧したものとなる。そして、第２のスイッチ素子２のデューティ比αを小さくするほど（第１のスイッチ素子３のデューティ比１−αを大きくするほど）、昇圧の度合いが高まることとなる。

補足すると、この直流電圧変換回路１では、低圧側正電位部１２と、高圧側正電位部１０との間で双方向に電力の伝達が可能である。このため、高圧側正電位部１０に、基準電位部９との間で正極性の直流電圧ｅbを印加しつつ、スイッチ素子２，３のオン・オフを交互に行なうことにより、直流電圧ｅbを式（１）の関係に従って降圧してなる正極性の直流電圧ｅaを低圧側正電位部１２に発生させることもできる。換言すれば、直流電圧変換回路１は、双方向型のＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものである。

図１に示した直流電圧変換回路１は、上記のように正極性の直流電圧を昇圧可能なものであるが、同様の回路構成によって、負極性の直流電圧を昇圧するようにすることもできる。その回路の例が、図３に示す直流電圧変換回路２１である。以下にこの直流電圧変換回路２１を説明する。

この直流電圧変換回路２１は、第１のスイッチ素子２２および第２のスイッチ素子２３を直列に接続してなるスイッチ素子回路２４と、コイル２５と、コンデンサ２６と、第１のダイオード２７および第２のダイオード２８とを備えることは、図１の直流電圧変換回路１と同様である。なお、図３の例の直流電圧変換回路２１では、スイッチ素子２２，２３として、ｎチャネルＦＥＴを用い、第１のスイッチ素子２２としてのＦＥＴ２２のソース端子と第２のスイッチ素子２３としてのＦＥＴ２３のドレン端子とを接続することで、スイッチ素子回路２４が構成されている。ただし、スイッチ素子２２，２３は、そのいずれか一方もしくは両者がｐチャネルＦＥＴにより構成されていてもよい。あるいは、各スイッチ素子２，３はスイッチングトランジスタにより構成されていてもよい。

そして、図３の直流電圧変換回路２１では、スイッチ素子回路２４の第１スイッチ素子２２側の一端２９（ＦＥＴ２２のドレン端子）を基準電位部２９、第２のスイッチ素子２３側の他端３０（ＦＥＴ２３のドレン端子）を負極性の高圧側負電位部３０とし、各ダイオード２７，２８は、その順方向の向きがいずれも高圧側負電位部３０から基準電位部２９に向かう向き（各スイッチ素子２２，２３の通電方向と逆向き）になるように、それぞれのスイッチ素子２２，２３に並列接続されている。

より詳しくは、図示の例では、第１のダイオード２７は、ｎチャネルＦＥＴ２２（第１のスイッチ素子２２）のソース端子からドレン端子に向かう向きを該ダイオード２７の順方向として、該ＦＥＴ２２のソース端子、ドレン端子にそれぞれ該ダイオード２７のアノード、カソードが接続されている。また、第２のダイオード２８は、ｎチャネルＦＥＴ２３（第２のスイッチ素子２３）のソース端子からドレン端子に向かう向きを該ダイオード２８の順方向として、該ＦＥＴ２３のソース端子、ドレン端子にそれぞれ該ダイオード２８のアノード、カソードが接続されている。

また、図１のものと同様に、スイッチ素子回路２４の、第１のスイッチ素子２２と第２のスイッチ素子２３との間の箇所には、コイル５２の一端３１が接続され、基準電位部２９と高圧側負電位部３０との間には、スイッチ素子回路２４と並列にコンデンサ２６が介装されている。

以上のように構成された図３の直流電圧変換回路２１では、コイル２５の他端３２を基準電位部２９に対して負極性の低圧側負電位部３２とし、該低圧側負電位部３２に、基準電位部２９に対して負極性の直流入力電圧−ｅa（＜０）を入力しつつ、第１および第２のスイッチ素子２２，２３を高速で交互にオン・オフさせることにより、高圧側負電位部３０と基準電位部２９との間に、直流入力電圧−ｅaを昇圧してなる負極性の直流電圧−ｅb（基準電位部２９に対して高圧側負電位部３０が負極性となる直流電圧）を発生させることができる。

この場合、第２のスイッチ素子２３のオン・オフのデューティ比をα、第１のスイッチ素子２２のオン・オフのディーティ比を１−αとすると、直流電圧変換回路２１における直流入力電圧−ｅaと直流電圧−ｅbとの関係は、次式（２）により与えられる。

−ｅb＝（１／α）×（−ｅa） ……（２）
従って、高圧側負電位部３０の直流電圧−ｅbは、低圧側負電位部３２の直流入力電圧−ｅaを（１／α）倍に昇圧したものとなる。そして、第２のスイッチ素子２２のデューティ比αを小さくするほど（第１のスイッチ素子２３のデューティ比１−αを大きくするほど）、昇圧の度合いが高まることとなる。

なお、この直流電圧変換回路２１においても、低圧側負電位部３２と、高圧側負電位部３０との間で双方向に電力の伝達が可能である。このため、高圧側負電位部３０に、基準電位部２９との間で負極性の直流電圧−ｅbを印加しつつ、スイッチ素子２２，２３のオン・オフを交互に行なうことにより、直流電圧−ｅaを式（２）の関係に従って降圧してなる負極性の直流電圧−ｅｓを低圧側負電位部３２に発生させることもできる。換言すれば、直流電圧変換回路２１も双方向型のＤＣ−ＤＣコンバータとして機能する。

以上説明した図１または図３の直流電圧変換回路１，２１は、巻き線トランスを必要とせずに、正極性または負極性の直流電圧を昇圧できる。また、いずれの直流電圧変換回路１，２１でもその入力側と出力側との間（低圧側正電位部１２と高圧側正電位部１０との間、あるいは、低圧側負電位部３２と高圧側負電位部３０との間）で双方向の電力伝達が可能であることから、入力側の直流電圧の変化に対し出力側の直流電圧が高い応答性（速応性）で変化する。従って、直流電圧変換回路１，２１は、小型で、応答性の高い高圧電源回路を構成する上で適していると考えられる。

しかしながら、直流電圧変換回路１，２１では、高圧側電位部１０，３０の直流電圧が直接的にスイッチ素子回路４，２４に印加されるため、スイッチ素子２，３，２２，２３やダイオード７，８，２７，２８の耐圧の制約を受け、単独の直流電圧変換回路１，２１では、数ｋＶに及ぶような十分に高圧の直流電圧（直流高電圧）を発生することは実質的にはできないものとなっていた。

また、例えば、正極性の直流高電圧を得るために、複数の直流電圧変換回路１を用い、第１番目の直流電圧変換回路１の出力電圧を第２番目の直流電圧変換回路１に入力し、第２番目の直流電圧変換回路１の出力電圧を第３番目の直流電圧変換回路１に入力する、というように、複数の直流電圧変換回路１を単純に直列に接続して、段階的な昇圧を行なうようにしても、後段側の直流電圧変換回路１のスイッチ素子回路４，２４には、高圧の直流電圧が直接的に印加されることとなってしまう。このため、複数の直流電圧変換回路１を単純に直列に接続しただけでは、単独の直流電圧変換回路１を使用する場合と同様に、スイッチ素子２，３やダイオード７，８の耐圧の制約上、十分に高圧の直流電圧（直流高電圧）を発生することは実質的にできない。そして、このことは、前記図３の直流電圧変換回路２１の複数を直列に接続した場合でも同様である。
特開２０００−２７８９６２号公報 特開２０００−５８２９０号公報

本発明は以上説明した背景に鑑みてなされたものであり、高い応答性を有して出力電圧の高速変化が可能であると共に、大容量の巻き線トランスを必要とすることなく小型な構成で正極性または負極性または両極性の直流高電圧を出力することができる高圧電源回路を提供することを目的とする。さらに、その高圧電源回路を利用し、小型な構成で、応答性の高い交流高圧電源回路を提供することを目的とする。

本発明の高圧電源回路としては、正極性の直流高電圧を発生する正極性高圧電源回路と、負極性の直流高電圧を発生する負極性高圧電源回路と、両極性の直流高電圧を発生する両極性高圧電源回路と、交流高電圧を発生する交流高圧電源回路とがある。これらの高圧電源回路を概略的に説明すると、正極性高圧電源回路は、前記図１に示したような構成の直流電圧変換回路、もしくはこれと類似の直流電圧変換回路を基本の要素回路とし、その要素回路の複数を本発明に特徴的な形態で接続して構成される。また、本発明の負極性高圧電源回路は、前記図３に示したような構成の直流電圧変換回路、もしくはこれと類似の直流電圧変換回路を基本の要素回路とし、その要素回路の複数を本発明に特徴的な形態で接続して構成される。そして、本発明の両極性高圧電源回路と、交流高圧電源回路とは、本発明の正極性高圧電源回路と、負極性高圧電源回路とを要素回路として構成される。

以下に本発明の高圧電源回路を説明する。なお、本発明の説明では、本発明の理解の便宜上、前記図１および図３と、後述する図４、図８、図９、図１０、図１１、図１３、図１４とに示した符号を括弧付きの参照符号で付する。ただし、その場合、本発明の高圧電源回路に備える個々の直流電圧変換回路を区別する必要がある場合には、図１または図３に示した符号に加えて、各直流電圧変換回路の番数ｉに対応する添え字「i」（ｉ：整数）を付する。なお、当該参照符号は、本発明を限定する趣旨のものではないことはもちろんである。

本発明の正極性高圧電源回路の第１の態様は、前記の目的を達成するために（図１および図４を参照）、オン・オフをそれぞれ制御可能な第１のスイッチ素子（２）および第２のスイッチ素子（３）を直列に接続してなるスイッチ素子回路（４）と、該スイッチ素子回路（４）の両端のうちの一端を基準電位部（９）、他端を基準電位部に対して正の電位となる高圧側正電位部（１０）とし、該基準電位部（９）から高圧側正電位部（１０）に向かう向きが順方向になるように前記第１のスイッチ素子（２）および第２のスイッチ素子（３）にそれぞれ並列に接続された第１のダイオード（７）および第２のダイオード（８）と、前記基準電位部（９）および高圧側正電位部（１０）の間に前記スイッチ素子回路（４）と並列に接続されたコンデンサ（６）と、前記スイッチ素子回路（４）の第１のスイッチ素子（２）と第２のスイッチ素子（３）との間の箇所に一端（１１）が接続されたコイル（５）とを備え、該コイル（５）の他端を低圧側正電位部（１２）として、該低圧側正電位部（１２）と前記基準電位部（９）との間に正極性の直流入力電圧（ｅa）を印加しつつ、前記第１のスイッチ素子（２）および第２のスイッチ素子（３）を交互にオン・オフさせることにより、前記高圧側正電位部（１０）と基準電位部（９）との間に前記直流入力電圧（ｅa）を昇圧してなる直流電圧（ｅb）を発生する昇圧動作が行なわれる直流電圧変換回路（１）をＮ個（Ｎ：２以上の整数）備える。

そして、第１の態様の正極性高圧電源回路は、前記Ｎ個の直流電圧変換回路のうちの１つを第１段直流電圧変換回路、他のそれぞれの直流電圧変換回路を第ｎ段直流電圧変換回路（ｎ：２からＮまでの整数）としたとき、前記Ｎ個の直流電圧変換回路は、第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の基準電位部（９_n）が第ｎ−１段直流電圧変換回路（１_n-1）の低圧側正電位部（１２_n-1）と同電位になり、且つ、該第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の低圧側正電位部（１２_n）が第ｎ−１段直流電圧変換回路（１_n-1）の高圧側正電位部（１０_n-1）と同電位になるように接続され、前記第１段直流電圧変換回路（１₁）の低圧側正電位部（１２₁）と基準電位部（９₁）との間に直流入力電圧（ｅa₁）を印加しつつ、前記Ｎ個の直流電圧変換回路のそれぞれの前記昇圧動作を行なわせることにより、第Ｎ段直流電圧変換回路（１_N）の高圧側正電位部（１０_N）と第１段直流電圧変換回路の基準電位部（９₁）との間に、前記第１段直流電圧変換回路（１₁）に対する前記直流入力電圧（ｅa1）を前記Ｎ個の直流電圧変換回路により昇圧してなる正極性の直流高電圧が発生するようにしたことを特徴とする。

かかる本発明の正極性高圧電源回路によれば、前記Ｎ個の直流電圧変換回路は、第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の基準電位部（９_n）が第ｎ−１段直流電圧変換回路（１_n-1）の低圧側正電位部（１２_n-1）と同電位になり、且つ、該第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の低圧側正電位部（１２_n）が第ｎ−１段直流電圧変換回路（１_n-1）の高圧側正電位部（１０_n-1）と同電位になるように接続されている。このため、前記第１段直流電圧変換回路（１₁）の低圧側正電位部（１２₁）と基準電位部（９₁）との間に前記直流入力電圧（ｅa1）を印加しつつ、前記Ｎ個の直流電圧変換回路のそれぞれの昇圧動作を行なわせる（第１のスイッチ素子（２）および第２のスイッチ素子（３）を交互にオン・オフさせる）ことにより、各直流電圧変換回路（１）における昇圧動作によって、第１段直流電圧変換回路（１₁）の基準電位部（９₁）に対する第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の低圧側正電位部（１２_n）の電位と、該基準電位部（９₁）に対する第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の高圧側正電位部（１０_n）の電位とは、それぞれｎの値が大きくなるにつれて段階的に正側に高くなる。

一方、同時に、第１段直流電圧変換回路（１₁）の基準電位部（９₁）に対する第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の基準電位部（９_n）の電位（＝第ｎ−１段直流電圧変換回路（１_n-1）の低圧側正電位部（１２_n-1）の電位）も、ｎの値が大きくなるにつれて正側に高くなる。このため、個々の第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）においては、その低圧側正電位部（１２_n）と基準電位部（９_n）との間に印加される直流電圧は、第１段直流電圧変換回路（１₁）の基準電位部（９₁）に対する、第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の低圧側正電位部（１２_n）の電位と基準電位部（９_n）の電位との差分の電圧で済む。同様に、第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の高圧側正電位部（１０_n）と基準電位部（９_n）との間に発生する直流電圧は、第１段直流電圧変換回路（１₁）の基準電位部（９₁）に対する、第ｎ段直流電圧変換回路（１_n）の高圧側正電位部（１０_n）の電位と基準電位部（９_n）の電位との差分の電圧となる。

この結果、各直流電圧変換回路（１）のスイッチ素子回路（４）の各スイッチ素子（２，３）やダイオード（７，８）にかかる電圧を低めに抑制することができる。つまり、各スイッチ素子（２，３）やダイオード（７，８）の耐圧の制限内で、各直流電圧変換回路（１）における昇圧動作を支障なく行なうことができる。従って、前記第１段直流電圧変換回路（１₁）の低圧側正電位部（１２₁）と基準電位部（９₁）との間に前記直流入力電圧（ｅa）を印加しつつ、前記Ｎ個の直流電圧変換回路のそれぞれの昇圧動作を行なわせることにより、最終的に、第Ｎ段直流電圧変換回路（１_N）の高圧側正電位部（１０_N）と第１段直流電圧変換回路の基準電位部（９₁）との間に、正極性の直流高電圧を発生させることができる。

この場合、かかる本発明の正極性高圧電源回路を構成する各直流電圧変換回路は、前記したように、巻き線トランスを必要としない小型な構成で、また、高い応答性を有するので、該正極性高圧電源回路も大容量の巻き線トランスを必要としない小型な構成とすることができると共に、高い応答性を確保することができる。

よって、本発明の正極性高圧電源回路によれば、高い応答性を有して出力電圧の高速変化が可能であると共に、大容量の巻き線トランスを必要とすることなく小型な構成で正極性の直流高電圧を出力することができる。

また、本発明の正極性高圧電源回路の第２の態様は、前記の目的を達成するために（図９を参照）、オン・オフをそれぞれ制御可能な複数のスイッチ素子（２，３）を直列に接続することによりそれぞれ構成された第１のスイッチ素子群（４０２）および第２のスイッチ素子群（４０３）と、該第１のスイッチ素子群（４０２）および第２のスイッチ素子群（４０３）を直列に接続してなるスイッチ素子回路（４０４）の両端のうちの一端を基準電位部（９）、他端を基準電位部に対して正の電位となる高圧側正電位部（１０）とし、該基準電位部（９）から高圧側正電位部（１０）に向かう向きが順方向になるように前記スイッチ素子回路（４０４）の各スイッチ素子（２，３）にそれぞれ並列に接続された複数のダイオード（７，８）と、前記スイッチ素子回路（４０４）の各スイッチ素子（２，３）にそれぞれ並列に接続された複数の抵抗（４０５，４０６）と、前記基準電位部（９）および高圧側正電位部（１０）の間に前記スイッチ素子回路（４０４）と並列に接続されたコンデンサ（６）と、前記スイッチ素子回路（４０４）の第１のスイッチ素子群（４０２）および第２のスイッチ素子群（４０３）の間の箇所に一端（１１）が接続されたコイル（５）とを備え、該コイル（５）の他端を低圧側正電位部（１２）として、該低圧側正電位部（１２）と前記基準電位部（９）との間に正極性の直流入力電圧（ｅa）を印加しつつ、前記第１のスイッチ素子群（４０２）および第２のスイッチ素子群（４０３）を交互にオン・オフさせることにより、前記高圧側正電位部（１０）と基準電位部（９）との間に前記直流入力電圧（ｅa）を昇圧してなる正極性の直流電圧（ｅb）を発生する昇圧動作が行なわれる直流電圧変換回路（４０１）をＮ個（Ｎ：２以上の整数）備える。

そして、第２の態様の正極性高圧電源回路は、前記Ｎ個の直流電圧変換回路（４０１）を、前記第１の態様の正極性高圧電源回路と同じ形態で接続し、前記第１段直流電圧変換回路（４０１₁）の低圧側正電位部（１２₁）と基準電位部（９₁）との間に直流入力電圧（ｅa₁）を印加しつつ、前記Ｎ個の直流電圧変換回路のそれぞれの前記昇圧動作を行なわせることにより、第Ｎ段直流電圧変換回路（４０１_N）の高圧側正電位部（１０_N）と第１段直流電圧変換回路（４０１₁）の基準電位部（９₁）との間に、前記第１段直流電圧変換回路（４０１₁）に対する前記直流入力電圧（ｅa₁）を前記Ｎ個の直流電圧変換回路により昇圧してなる正極性の直流高電圧が発生するようにしたことを特徴とする。

なお、この第２の態様の正極性高圧電源回路では、第１のスイッチ素子群をオンまたはオフさせるということは、第１のスイッチ素子群を構成する全てのスイッチ素子を同時に（実質的に同時に）オンまたはオフさせることを意味する。第２のスイッチ素子群のオン・オフについても同様である。

かかる第２の態様の正極性高圧電源回路によれば、前記第１の態様の正極性高圧電源回路と同様の動作によって、高い応答性を有して出力電圧の高速変化が可能であると共に、大容量の巻き線トランスを必要とすることなく小型な構成で正極性の直流高電圧を出力することができる。

加えて、第２の態様の正極性高圧電源回路では、第１のスイッチ素子群または第２のスイッチ素子群がオフとなっている状態で、該スイッチ素子群に作用する電圧が、該スイッチ素子群の各スイッチ素子に並列に接続された前記抵抗によって分圧される。このため、各スイッチ素子およびダイオードに作用する電圧をより低減できる。その結果、各スイッチ素子およびダイオードに作用する電圧がそれらの耐圧を超えないようにしつつ、各直流電圧変換回路から出力させる直流電圧をより高めることができる。ひいては、所要の直流高電圧を得るために必要な直流電圧変換回路の個数を削減でき、あるいは、より高い直流高電圧を発生させることができる。

また、本発明の負極性高圧電源回路の第１の態様は、前記の目的を達成するために（図３および図８を参照）、オン・オフをそれぞれ制御可能な第１のスイッチ素子（２２）および第２のスイッチ素子（２３）を直列に接続してなるスイッチ素子回路（２４）と、該スイッチ素子回路（２４）の両端のうちの一端を基準電位部（２９）、他端を基準電位部に対して負の電位となる高圧側負電位部（３０）とし、該高圧側負電位部（３０）から基準電位部（２９）に向かう向きが順方向になるように前記第１のスイッチ素子（２２）および第２のスイッチ素子（２３）にそれぞれ並列に接続された第１のダイオード（２７）および第２のダイオード（２８）と、前記基準電位部（２９）および高圧側負電位部（３０）の間に前記スイッチ素子回路（２４）と並列に接続されたコンデンサ（２６）と、前記スイッチ素子回路（２４）の第１のスイッチ素子（２２）と第２のスイッチ素子（２３）との間の箇所に一端（３１）が接続されたコイル（２５）とを備え、該コイル（２５）の他端を低圧側負電位部（３２）として、該低圧側負電位部（３２）と前記基準電位部（２９）との間に負極性の直流入力電圧（−ｅa）を印加しつつ、前記第１のスイッチ素子（２２）および第２のスイッチ素子（２３）を交互にオン・オフさせることにより、前記高圧側負電位部（３０）と基準電位部（２９）との間に前記直流入力電圧を昇圧してなる負極性の直流電圧（−ｅb）が発生する直流電圧変換回路（２１）をＭ個（Ｍ：２以上の整数）備える。

そして、本発明の負極性高圧電源回路は、前記Ｍ個の直流電圧変換回路のうちの任意の１つを第１段直流電圧変換回路、他のそれぞれの直流電圧変換回路を第ｍ段直流電圧変換回路（ｍ：２からＭまでの整数）としたとき、前記Ｍ個の直流電圧変換回路は、第ｍ段直流電圧変換回路（２１_m）の基準電位部（２９_m）が第ｍ−１段直流電圧変換回路（２１_m-1）の低圧側負電位部（３２_m-1）と同電位になり、且つ、該第ｍ段直流電圧変換回路（２１_m）の低圧側負電位部（３２_m）が第ｍ−１段直流電圧変換回路（２１_m-1）の高圧側負電位部（３０_m-1）と同電位になるように接続され、前記第１段直流電圧変換回路（２１₁）の低圧側負電位部（３２₁）と基準電位部（２９₁）との間に直流入力電圧（−ｅa1）を印加しつつ、前記Ｍ個の直流電圧変換回路のそれぞれの前記昇圧動作を行なわせることにより、第Ｍ段直流電圧変換回路（２１_M）の高圧側負電位部（３０_M）と第１段直流電圧変換回路（２１₁）の基準電位部（２９₁）との間に、前記第１段直流電圧変換回路（２１₁）に対する前記直流入力電圧（−ｅa1）を前記Ｍ個の直流電圧変換回路により昇圧してなる負極性の直流高電圧が発生するようにしたことを特徴とする。

かかる本発明の負極性高圧電源回路によれば、前記Ｍ個の直流電圧変換回路は、第ｍ段直流電圧変換回路（２１_m）の基準電位部（２９_m）が第ｍ−１段直流電圧変換回路（２１_m-1）の低圧側負電位部（３２_m-1）と同電位になり、且つ、該第ｍ段直流電圧変換回路（２１_m）の低圧側負電位部（３２_m）が第ｍ−１段直流電圧変換回路（２１_m-1）の高圧側負電位部（３０_m-1）と同電位になるように接続されている。

このため、前記第１段直流電圧変換回路（２１₁）の低圧側正電位部（３２₁）と基準電位部（２９₁）との間に前記直流入力電圧（−ｅa）を印加しつつ、前記Ｍ個の直流電圧変換回路のそれぞれの第１のスイッチ素子（２２）および第２のスイッチ素子（２３）を交互にオン・オフさせたときの、各直流電圧変換回路（２１）における昇圧動作時に、前記した本発明の正極性高圧電源回路と同様の理由によって、各直流電圧変換回路（２１）のスイッチ素子回路（２４）の各スイッチ素子（２２，２３）やダイオード（２７，２８）にかかる電圧を低めに抑制することができる。つまり、各スイッチ素子（２２，２３）やダイオード（２７，２８）の耐圧の制限内で、各直流電圧変換回路（２１）における昇圧動作を支障なく行なうことができる。従って、前記第１段直流電圧変換回路（２１₁）の低圧側負電位部（３２₁）と基準電位部（２９₁）との間に前記直流入力電圧（−ｅa）を印加しつつ、前記Ｎ個の直流電圧変換回路のそれぞれの昇圧動作を行なわせる（第１のスイッチ素子（２２）および第２のスイッチ素子（２３）を交互にオン・オフさせる）ことにより、最終的に、第Ｎ段直流電圧変換回路（２１_N）の高圧側負電位部（３０_N）と第１段直流電圧変換回路の基準電位部（２９₁）との間に、負極性の直流高電圧を発生させることができる。

この場合、かかる本発明の負極性高圧電源回路を構成する各直流電圧変換回路は、前記したように、巻き線トランスを必要としない小型な構成で、また、高い応答性を有するので、該負極性高圧電源回路も巻き線トランスを必要としない小型な構成とすることができると共に、高い応答性を確保することができる。

よって、本発明の負極性高圧電源回路によれば、高い応答性を有して出力電圧の高速変化が可能であると共に、巻き線トランスを必要とすることなく小型な構成で負極性の直流高電圧を出力することができる。

また、本発明の負極性高圧電源回路の第２の態様は、前記の目的を達成するために（図１０を参照）、オン・オフをそれぞれ制御可能な複数のスイッチ素子（２２，２３）を直列に接続することによりそれぞれ構成された第１のスイッチ素子群（４２２）および第２のスイッチ素子群（４２３）と、該第１のスイッチ素子群（４２２）および第２のスイッチ素子群（４２３）を直列に接続してなるスイッチ素子回路（４２４）の両端のうちの一端を基準電位部（２９）、他端を基準電位部に対して負の電位となる高圧側負電位部（３０）とし、該高圧側負電位部（３０）から基準電位部（２９）に向かう向きが順方向になるように前記スイッチ素子回路（４２４）の各スイッチ素子（２２，２３）それぞれ並列に接続された複数のダイオード（２７，２８）と、前記スイッチ素子回路（４２４）の各スイッチ素子（２２，２３）にそれぞれ並列に接続された複数の抵抗（４２５，４２６）と、前記基準電位部（２９）および高圧側負電位部（３０）の間に前記スイッチ素子回路（４２４）と並列に接続されたコンデンサ（２６）と、前記スイッチ素子回路（４２４）の第１のスイッチ素子群（４２２）と第２のスイッチ素子群（４２３）との間の箇所に一端（３１）が接続されたコイル（２５）とを備え、該コイル（２５）の他端を低圧側負電位部（３２）として、該低圧側負電位部（３２）と前記基準電位部（２９）との間に負極性の直流入力電圧（−ｅa）を印加しつつ、前記第１のスイッチ素子群（４２２）および第２のスイッチ素子群（４２３）を交互にオン・オフさせることにより、前記高圧側負電位部（３０）と基準電位部（２９）との間に前記直流入力電圧（−ｅa）を昇圧してなる負極性の直流電圧を発生する昇圧動作が行なわれる直流電圧変換回路（４２１）をＭ個（Ｍ：２以上の整数）備える。

そして、第２の態様の負極性高圧電源回路は、前記Ｍ個の直流電圧変換回路（４２１）を、前記第１の態様の負極性高圧電源回路と同じ形態で接続し、前記第１段直流電圧変換回路（４２１₁）の低圧側負電位部（３２₁）と基準電位部（２９₁）との間に直流入力電圧（−ｅa₁）を印加しつつ、前記Ｍ個の直流電圧変換回路のそれぞれの昇圧動作を行なわせることにより、第Ｍ段直流電圧変換回路（４２１_M）の高圧側負電位部（３０_M）と第１段直流電圧変換回路（４２１₁）の基準電位部（２９₁）との間に、前記第１段直流電圧変換回路（４２１₁）に対する直流入力電圧（−ｅa₁）を前記Ｍ個の直流電圧変換回路により昇圧してなる負極性の直流高電圧が発生するようにしたことを特徴とする。

なお、この第２の態様の負極性高圧電源回路では、第１のスイッチ素子群をオンまたはオフさせるということは、第１のスイッチ素子群を構成する全てのスイッチ素子を同時に（実質的に同時に）オンまたはオフさせることを意味する。第２のスイッチ素子群のオン・オフについても同様である。

かかる第２の態様の負極性高圧電源回路によれば、前記第１の態様の負極性高圧電源回路と同様の動作によって、高い応答性を有して出力電圧の高速変化が可能であると共に、大容量の巻き線トランスを必要とすることなく小型な構成で負極性の直流高電圧を出力することができる。加えて、前記第２の態様の正極性高圧電源回路と同様に、各スイッチ素子およびダイオードに作用する電圧をより低減できので、各スイッチ素子およびダイオードに作用する電圧がそれらの耐圧を超えないようにしつつ、各直流電圧変換回路から出力させる直流電圧をより高めることができる。ひいては、所要の直流高電圧を得るために必要な直流電圧変換回路の個数を削減でき、あるいは、より高い直流高電圧を発生させることができる。

本発明の正極性高圧電源回路の第１の態様および第２の態様、あるいは、負極性高圧電源回路の第１の態様および第２の態様は、上記のように高い応答性を有することから、前記低圧側正電位部または低圧側負電位部に前記基準電位部との間で印加する前記直流入力電圧の電圧値が周期的に変化する波形の直流電圧である場合でも、その波形と同様の波形の直流高電圧を、前記高圧側正電位部または高圧側負電位部から出力することができる。従って、電圧値が高速で変化するような直流高電圧を出力することができる。

補足すると、上述した本発明の正極性高圧電源回路および負極性高圧電源回路は、いずれの態様であっても、その要素回路である前記直流電圧変換回路が、直流電圧の入力側と出力側との間で双方向の電力伝達が可能であることをから、正極性高圧電源回路および負極性高圧電源回路も、直流電圧の入力側と出力側との間で双方向の電力伝達が可能である。従って、高圧側正電位部または高圧側負電位部から、低圧側正電位部または低圧側負電位部への直流電圧の降圧動作も可能である。

また、本発明の正極性高圧電源回路および負極性高圧電源回路は、いずれの態様であっても、低圧側正電位部または低圧側負電位部に印加する直流入力電圧が一定であっても、第１の態様における１つ若しくは複数の直流電圧変換回路のそれぞれの第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子、あるいは、第２の態様における第１のスイッチ素子群および第２のスイッチ素子群のオン・オフのデューティ比を変化させることで、出力する直流高電圧を変化させることも可能である。

次に、本発明の両極性高圧電源回路は（図１１を参照）、充放電可能な蓄電器（５０１）と、該蓄電器の負極または正極を基準電位極（５１０）として該負極および正極間の直流電圧（Ｅb）が入力され、その入力された直流電圧を前記基準電位極（５１０）に対して正極性の昇圧用直流電圧（ｅps）に変換する正極側双方向型直流電圧変換回路（５０２）と、前記蓄電器（５０１）の負極および正極間の直流電圧（Ｅb）が入力され、その入力された直流電圧を前記基準電位極（５１０）に対して負極性の昇圧用直流電圧（ｅns）に変換する負極側双方向型直流電圧変換回路（５０３）と、前記第１の態様または第２の態様の正極性高圧電源回路（１００）と、前記第１の態様または第２の態様の負極性高圧電源回路（２００）とを備えると共に、前記正極性高圧電源回路（１００）および負極性高圧電源回路（２００）のそれぞれの前記第１段直流電圧変換回路の基準電位部（９₁，２９₁）を前記基準電位極（５１０）に同電位に接続したものである。そして、本発明の両極性高圧電源回路は、前記正極側双方向型直流電圧変換回路（５０２）から出力される正極性の昇圧用直流電圧（ｅps）を、前記正極性高圧電源回路（１００）の第１段直流電圧変換回路の低圧側正電位部（１２₁）と基準電位部（９₁）との間に印加しつつ、該正極性高圧電源回路（１００）の各直流電圧変換回路の昇圧動作を行なわせると共に、前記負極側双方向型直流電圧変換回路（５０３）から出力される負極性の昇圧用直流電圧（ｅns）を、前記負極性高圧電源回路（２００）の第１段直流電圧変換回路の低圧側負電位部（３２₁）と基準電位部（２９₁）との間に印加しつつ、該負極性高圧電源回路（２００）の各直流電圧変換回路の昇圧動作を行なわせるようにしたことを特徴とするものである。

なお、正極側双方向型直流電圧変換回路および負極側双方向型直流電圧変換回路における「双方向型」は、直流電圧変換回路の入力側と出力側との間で双方向に電力の伝達が可能であることを意味する。

かかる本発明の両極性高圧電源回路によれば、前記蓄電器（５０１）と本発明の正極性高圧電源回路（１００）との間に前記正極側双方向型直流電圧変換回路（５０２）を介在させると共に、蓄電器（５０１）と本発明の負極性高圧電源回路（２００）との間に前記負極側双方向型直流電圧変換回路（５０３）を介在させることによって、単一の（正極側と負極側とで共通の）蓄電器（５０１）を電力源としつつ、正負両極性の直流高電圧を同時に生成することができる。また、大容量の巻き線トランスを必要としないので、両極性高圧電源回路を小型に構成できる。

なお、正極側双方向型直流電圧変換回路、負極側双方向型直流電圧変換回路としては、例えば公知の双方向型ＤＣ−ＤＣコンバータを使用すればよい。

かかる本発明の両極性高圧電源回路は、特に、前記正極側双方向型直流電圧変換回路および負極側双方向型直流電圧変換回路はそれぞれ、その入力電圧の大きさに対する出力電圧の大きさの比率を可変的に制御可能な回路であることが好適である。

これによれば、正極性および負極性の各極性の直流高電圧を適宜、変化させることができる。例えば、各極性の直流高電圧を周期的に変化するような波形にすることができる。この場合、正極性高圧電源回路および負極性高圧電源回路だけでなく、正極側双方向型直流電圧変換回路および負極側双方向型直流電圧変換回路も、双方向の電力伝達が可能であるので、高い応答性を有する。このため、正極性および負極性のいずれにおいても、直流高電圧を所要の波形で高速に変化させることができる。

次に、本発明の交流高圧電源回路の第１の態様は（図１４を参照）、上記した本発明の両極性高圧電源回路（５００）を使用して構成される。すなわち、第１の態様の交流高圧電源回路は、前記両極性高圧電源回路（５００）と、前記基準電位極（５１０）を接地電位部として、該接地電位部に対して電位が正および負の電位に交互に変化する交流高電圧を発生する交流高電圧出力部（６０２）と、前記正極性高圧電源回路（１００）から出力される前記正極性の直流高電圧（Ｅp）と前記負極性高圧電源回路（２００）から出力される前記負極性の直流高電圧（Ｅn）とを周期的に交互に切換えて前記交流高電圧出力部（６０２）に出力させる出力切換回路（６０１）とを備え、前記正極側双方向型直流電圧変換回路（５０２）および負極側双方向型直流電圧変換回路（５０３）は、前記正極性高圧電源回路（１００）および負極性高圧電源回路（２００）からそれぞれ出力される正極性の直流高電圧（Ｅp）および負極性の直流高電圧（Ｅn）の波形が互いに同期して周期的に０になる波形となるように制御され、前記出力切換回路（６０１）は、前記交流高電圧出力部（６０２）に出力させる前記正極性の直流高電圧（Ｅp）と負極性の直流高電圧（Ｅn）との切換えが、該正極性の直流高電圧（Ｅp）および負極性の直流高電圧（Ｅn）の値が実質的に０となっているタイミングで行なわれるように制御されることを特徴とするものである。

この第１の態様の交流高圧電源回路によれば、前記出力切換回路（６０１）には、前記正極性高圧電源回路（１００）および負極性高圧電源回路（２００）から、それぞれ正極性、負極性の直流高電圧（Ｅp，Ｅn）が入力される。この場合、それらの直流高電圧（Ｅp，Ｅn）は、互いに同期して周期的に０になる波形の直流電圧である。そして、これらの直流高電圧（Ｅp，Ｅn）が出力切換回路（６０１）から交流高電圧出力部（６０２）に周期的に交互に出力されるので、該交流高電圧出力部（６０２）から、接地電位部である前記基準電位極（５１０）との間で交流高電圧が出力されることとなる。この場合、出力切換回路（６０１）の出力の切換えは、正極性の直流高電圧（Ｅp）および負極性の直流高電圧（Ｅn）の値が実質的に０となっているタイミングで行なわれるので、その切換えを円滑に行なうことができる。

また、前記両極性高圧電源回路は、前記したように正極性および負極性のいずれにおいても、高い応答性を有するので、所望の波形の高周波の交流高電圧を生成することができる。さらに、大容量の巻き線トランスを必要としないので、交流高圧電源回路を小型に構成できる。

なお、出力切換回路（６０１）は、例えば、複数のスイッチ素子を使用して構成すればよい。

次に、本発明の交流高圧電源回路の第２の態様は（図１３を参照）、接地電位部（３０２）に対する電位が正および負の電位に交互に変化する交流電圧が該接地電位部（３０２）との間で印加される交流電圧入力部（３０３）と、請求項１記載の正極性高圧電源回路（１００）と、請求項２記載の負極性高圧電源回路（２００）と、前記交流電圧入力部（３０３）に印加される交流電圧を前記正極性高圧電源回路（１００）および負極性高圧電源回路（２００）を用いて昇圧してなる交流高電圧を前記接地電位部（３０２）との間で発生する交流高電圧出力部（３０４）とを備える。

そして、本発明の交流高圧電源回路は、前記正極性高圧電源回路（１００）の第１段直流電圧変換回路（１₁）の基準電位部（９₁）と前記負極性高圧電源回路（２００）の第１段直流電圧変換回路（２１₁）の基準電位部（２９₁）とを接地電位部（３０２）に接続して接地し、前記正極性高圧電源回路（１００）の第１段直流電圧変換回路（１₁）の低圧側正電位部（１２₁）を、オン・オフ制御可能な第１の交流スイッチ（３０５）を介して前記交流電圧入力部（３０３）に接続すると共に該正極性高圧電源回路（１００）の第Ｎ段直流電圧変換回路（１_N）の高圧側正電位部（１０_N）を、オン・オフ制御可能な第２の交流スイッチ（３０６）を介して前記交流高電圧出力部（３０４）に接続し、前記負極性高圧電源回路（２００）の第１段直流電圧変換回路（２１₁）の低圧側負電位部（３２₁）を、オン・オフ制御可能な第３の交流スイッチ（３０７）を介して前記交流電圧入力部（３０３）に接続すると共に該負極性高圧電源回路（２００）の第Ｍ段直流電圧変換回路（２１_M）の高圧側負電位部（３０_M）を、オン・オフ制御可能な第４の交流スイッチ（３０８）を介して前記交流高電圧出力部（３０４）に接続し、前記交流電圧入力部（３０３）に印加される交流電圧が前記接地電位部（３０２）に対して正極性の電圧となる期間で前記第１の交流スイッチ（３０５）および第２の交流スイッチ（３０６）がオンになり、且つ、前記第３の交流スイッチ（３０７）および第４の交流スイッチ（３０８）がオフになり、前記交流電圧入力部（３０３）に印加される交流電圧が前記接地電位部（３０２）に対して負極性の電圧となる期間で前記第１の交流スイッチ（３０５）および第２の交流スイッチ（３０６）がオフになり、且つ、前記第３の交流スイッチ（３０７）および第４の交流スイッチ（３０８）がオンになるように各交流スイッチのオン・オフを制御しつつ、前記正極性高圧電源回路の各直流電圧変換回路の昇圧動作と、前記負極性高圧電源回路の各直流電圧変換回路の昇圧動作とを行なわせることにより、前記交流電圧入力部（３０３）に印加される交流電圧を昇圧してなる交流高電圧を前記交流高電圧出力部（３０４）に発生させるようにしたことを特徴とする。

かかる本発明の交流高電圧電源回路によれば、前記交流電圧入力部（３０３）に交流電圧を印加したとき、該交流電圧入力部（３０３）の電位が接地電位部（３０２）に対して正極性となる期間では、該交流電圧の正極性部分の電圧が第１の交流スイッチ（３０５）を介して正極性高圧電源回路（１００）の第１段直流電圧変換回路（１₁）の低圧側正電位部（１２₁）に入力される。このため、正極性高圧電源回路（１００）の前記した昇圧動作によって、該正極性高圧電源回路（１００）の第Ｎ段直流電圧変換回路（１_N）の高圧側正電位部（１０_N）に接地電位部（３０２）との間で、交流電圧の正極性部分を昇圧してなる正極性の高電圧が発生し、その正極性の高電圧が前記第２の交流スイッチ（３０６）を介して前記交流高電圧出力部（３０４）に付与される。

また、前記交流電圧入力部（３０３）の電位が接地電位部（３０２）に対して負極性となる期間では、前記交流電圧の負極性部分の電圧が第３の交流スイッチ（３０７）を介して負極性高圧電源回路（２００）の第１段直流電圧変換回路（２１₁）の低圧側負電位部（３２₁）に入力される。このため、負極性高圧電源回路（２００）の前記した昇圧動作によって、該負極性高圧電源回路（２００）の第Ｍ段直流電圧変換回路（２１_M）の高圧側負電位部（３０_M）に接地電位部（３０２）との間で、交流電圧の負極性部分を昇圧してなる負極性の高電圧が発生し、その負極性の高電圧が前記第４の交流スイッチ（３０８）を介して前記交流高電圧出力部（３０４）に付与される。

これにより、前記交流電圧の正極性部分と負極性部分とをそれぞれ正極性高圧電源回路（１００）、負極性高圧電源回路（２００）で昇圧してなる交流高電圧を、交流高電圧出力部（３０４）に、接地電位部（３０２）との間で発生させることができる。

この場合、かかる本発明の交流高圧電源回路を構成する正極性高圧電源回路と負極性高圧電源回路は、前記したように大容量の巻き線トランスを必要としない小型な構成で、また、高い応答性を有するので、交流高圧電源回路も、大容量の巻き線トランスを必要としない小型な構成とすることができると共に、高い応答性を確保することができる。特に、高い応答性を有することから、所望の波形の高周波の交流高電圧を生成することができる。

なお、本発明の交流高圧電源回路では、第１および第２のいずれの態様においても、正極性高圧電源回路の直流電圧変換回路の個数Ｎと、負極性高圧電源回路の直流電圧変換回路の個数Ｍとは同じ個数でよいが、異なる個数としてもよい。

また、本発明の交流高圧電源回路は、その要素回路である正極性高圧電源回路および負極性高圧電源回路が前述したように入力側と出力側との間での双方向の電力伝達が可能であることから、交流高圧電源回路の出力側から入力側への交流電圧の降圧動作も可能である。

次に、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。まず、本発明の第１の実施形態を前記図１と、図４および図５とを参照して説明する。本実施形態は、本発明の正極性高圧電源回路の一実施形態である。図４は本実施形態の正極性高圧電源回路の回路構成図、図５は図４の正極正高圧電源回路のスイッチ素子の制御回路を示す図である。

図４を参照して、本実施形態の正極性高圧電源回路１００は、前記図１に示した直流電圧変換回路１をＮ個（複数個）備えている。図示の例ではＮ＝６である。ここで、図４中のＡi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）は、図１の破線枠Ａで囲まれた部分、すなわち、第１および第２のスイッチ素子２，３と第１および第２のダイオード７，８とコイル５とから構成される部分を示し、その部分Ａiは、モジュール化されている。なお、本実施形態の説明では、各直流電圧変換回路１およびその構成要素、あるいは各直流電圧変換回路１に係わる電圧値などの変数名を区別するために、図１に示した参照符号に添え字ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を付する。そして、添え字ｉを付する直流電圧変換回路１iを第ｉ段直流電圧変換回路１iという。

補足すると、図４中の括弧書きの参照符号４０１i（ｉ＝１，２，……）は、後述する第４実施形態に関するものであり、本実施形態の説明では使用しない。

Ｎ個の直流電圧変換回路１i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）は、次のように多段に接続されている。

すなわち、ｎを２〜Ｎまでの各整数を表す変数としたとき、第ｎ段直流電圧変換回路１_nは、図示の如く、その基準電位部９_nが、第ｎ−１段直流電圧変換回路１_n-1の低圧側正電位部１２_n-1にこれと同電位に接続されている。さらに、第ｎ段直流電圧変換回路１_nの低圧側正電位部１２_nは、第ｎ−１段直流電圧変換回路１_n-1の高圧側正電位部１０_n-1にこれと同電位に接続されている。例えば、第３段直流電圧変換回路１₃は、図示の如く、その基準電位部９₃が、第２段直流電圧変換回路１₂の低圧側正電位部１２₂にこれと同電位に接続され、低圧側正電位部１２₃が、第２段直流電圧変換回路１₂の高圧側正電位部１０₂にこれと同電位に接続されている。

以上のように、本実施形態の正極性高圧電源回路１００は、Ｎ個（６個）の直流電圧変換回路１i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）が順次、段階的に接続されている。

また、図４では図示を省略しているが、本実施形態では、正極正高圧電源回路１００の各直流電圧変換回路１のスイッチ素子７，８のオン・オフを制御するために、各直流電圧変換回路１i毎に、例えば図５に示す制御回路５０i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）が備えられている。この制御回路５０iは、矩形波パルス信号を発振して出力する発振回路５１iと、この発振回路５１iの出力を受けて、スイッチ素子７i，８iをそれぞれオン・オフ駆動する２つの駆動信号を出力する駆動信号出力回路５２iと、これらの発振回路５１iおよび駆動信号出力回路５２iに電源電圧を供給する電源回路５３iとから構成される。

この制御回路５０ｉの電源回路５３iは、本実施形態では、例えば、ほぼ一定の電圧を発生する定電圧電源５４iに接続された抵抗５５iおよびツェナーダイオード５６iの第１の直列回路と、該第１の直列回路と並列に、定電圧電源５４iに接続された、抵抗５７iおよびツェナーダイオード５８iの第２の直列回路とを備え、これらの直列回路により、それぞれ、発振回路５１の電源電圧Ｖ51（例えば５Ｖ）と駆動信号出力回路５２の電源電圧Ｖ52（例えば１５Ｖ）を生成する。この場合、各制御回路５０iの定電圧電源５４iは、例えば第ｉ段直流電圧変換回路１iの基準電位部９iと低圧側正電位部１２iとの間に印加される直流電圧ｅai（第ｉ段直流電圧変換回路１iの入力電圧）からほぼ一定の定電圧を生成する。なお、直流電圧ｅaiがほぼ一定値である場合には、該直流電圧ｅaiそのものを定電圧電源５４iの出力電圧として使用してもよい。また、電源回路５３iの電源は、別の電源装置から供給するようにしてもよい。

補足すると、駆動信号出力回路５２iから出力される２つの駆動信号は、基本的には前記図２に示したような波形の信号で、第ｉ段直流電圧変換回路１iのスイッチ素子７i，８iを交互にオン・オフさせる周期信号である。この場合、スイッチ素子７i，８iのそれぞれのオン・オフのデューティ比１−αi，αiは、各直流電圧変換回路１i毎にあらかじめ設定され、その設定されたデューティ比１−αi，αiに対応する駆動信号が、駆動信号出力回路５２iから出力される。なお、発振回路５１i、駆動信号出力回路５２iは、公知のものを使用すればよい。

次に、本実施形態の正極性高圧電源回路１００の昇圧動作を説明する。

例えば、定電圧の正極性直流高電圧を発生させる場合には、図４に示すように、第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁と低圧側正電位部１２₁との間に、低圧側正電位部１２₁が正極性となるように定電圧電源６０（例えば２次電池）を接続し、低圧側正電位部１２₁に基準電位部９₁に対して正極性の直流電圧ｅa₁（＞０）を入力する。そして、このとき第１段直流電圧変換回路１₁に対応する制御回路５０₁の駆動信号出力回路５２₁から出力される駆動信号によって、第１段直流電圧変換回路１₁のスイッチ素子（ＦＥＴ）７₁，８₁が交互にオン・オフする。これにより、第１段直流電圧変換回路１₁における昇圧動作が行なわれ、直流電圧ｅa₁を昇圧してなる正極性の直流電圧ｅb₁が第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁と高圧側正電位部１０₁との間に発生する。

そして、これにより、第２段直流電圧変換回路１₂の基準電位部９₂と低圧側正電位部１２₂との間に直流電圧ｅa₂が印加される。この場合、ｅa₂＝ｅb₁−ｅa₁である。

このように、第２段直流電圧変換回路１₂の基準電位部９₂と低圧側正電位部１２₂の間に直流電圧ｅa₂を印加しつつ、第２段直流電圧変換回路１₂に対応する制御回路５０₂の駆動信号出力回路５２₂から出力される駆動信号によって、第２段直流電圧変換回路１₂のスイッチ素子（ＦＥＴ）７₂，８₂が交互にオン・オフする。これにより、第２段直流電圧変換回路１₂における昇圧動作が行なわれ、直流電圧ｅa₂を昇圧してなる正極性の直流電圧ｅb₂が第２段直流電圧変換回路１₂の基準電位部９₂と高圧側正電位部１０₂との間に発生する。

以降同様にして、第３段から第Ｎ段（第６段）までの直流電圧変換回路１₃〜１_Nの昇圧動作が順次行なわれる。

このとき、第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁に対する第ｉ段直流電圧変換回路１iの高圧側正電位部１０iの電圧Ｅiは、番数ｉの値が大きくなるにつれて、大きくなる。そして、本実施形態では、最終的に第Ｎ段（図では第６段）直流電圧変換回路１_Nの高圧側正電位部１０_Nと第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁との間に発生する直流電圧Ｅ_N（基準電位部９₁に対して正極性の電圧）が、直流高電圧として出力される。この場合、図４の例では、Ｎ＝６であるので、Ｅ_N＝Ｅ₆＝ｅa₁＋ｅb₂＋ｅb₄＋ｅb₆となる。

補足すると、第ｉ段直流電圧変換回路１i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）の基準電位部９iと低圧側正電位部１２iとの間に入力される直流電圧ｅaiと、基準電位部９iと高圧側正電位部１０iとの間に発生する直流電圧ｅbiとの間の関係は、前記式（１）に従って、次式（３）により表される。

ｅbi＝（１／αi）×ｅai ……（３）
また、ｅa_n（ｎ＝２，３，…，Ｎ）は、図４から明らかなように、次式（４）により表される。

ｅa_n＝ｅb_n-1−ｅa_n-1 ……（４）
従って、１／αi≡ｇiとおくと、ｅbiは次式（５−１）〜（５−Ｎ）により与えられる。

ｅb₁＝ｇ₁×ｅa₁ ……（５−１）
ｅb₂＝ｇ₂×（ｇ₁−１）×ｅa₁ ……（５−２）
ｅb₃＝ｇ₃×（ｇ₂−１）×（ｇ₁−１）×ｅa₁ ……（５−３）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
ｅb_N＝ｇ_N×（ｇ_N-1−１）×……×（ｇ₁−１）×ｅa₁ ……（５−Ｎ）
式（５−Ｎ）は、式（５−２），（５−３）を一般化して表現した式である。

また、Ｅ_nとｅai，ｅbiとの関係は、一般的には、次式（６）または（７）により表される。

Ｅ_n＝ｅb_n＋ｅb_n-2＋……＋ｅb₁ （ｎ：奇数） ……（６）
Ｅ_n＝ｅb_n＋ｅb_n-2＋……＋ｅb₂＋ｅa₁ （ｎ：偶数） ……（７）
以上説明した本実施形態の正極性高圧電源回路１００は、Ｎ個の直流電圧変換回路１i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を前記したように接続して構成されているので、大容量の巻き線トランスを必要とせずに、直流電圧ｅa₁を段階的に直流高電圧Ｅ_Nに昇圧でき、小型に構成できる。

そして、このとき、第ｎ段直流電圧変換回路１_n（ｎ＝２，３，…，Ｎ）には、前記式（４）から明らかなように、第ｎ−１段直流電圧変換回路１_n-1の高圧側正電位部１０_n-1と低圧側正電位部１２_n-1との電位差分の電圧ｅa_nが入力され、その電圧ｅa_nを（１／α_n）倍に昇圧してなる電圧ｅb_n（＜Ｅ_n）を出力することとなる。このため、各直流電圧変換回路１のスイッチ素子回路４に作用する電圧を比較的低めの電圧にすることができ、スイッチ素子２，３あるいはダイオード７，８の耐圧がさほど高くなくても、高い直流高電圧Ｅ_Nを生成することができる。

なお、正極性高圧電源回路１００の直流電圧変換回路１の個数Ｎや、デューティ比αi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）の値は、生成しようとする直流高電圧Ｅ_Nの値や、スイッチ素子２，３およびダイオード７，８の耐圧を考慮して設定すればよい。一例として、ｅa₁＝５０Ｖ、Ｅ_N≒４ｋＶとする。また、例えば第１段直流電圧変換回路１₁のスイッチ素子（ｎチャネルＦＥＴ）２，３の耐圧を２５０Ｖ、第２〜第Ｎ段直流電圧変換回路１₂〜１_Nのそれぞれのスイッチ素子（ｎチャネルＦＥＴ）２，３の耐圧を１０００Ｖとする。なお、ここでの例では、各ダイオード７，８の耐圧は、それを並列に接続したスイッチ素子２または３の耐圧と同程度か、もしくは、それよりも高いものとする。このとき、例えばα₁＝α₂＝０．２５、α₃＝α₄＝……＝α_N＝０．５とすれば、ｅb₁＝２００Ｖ、ｅb₂＝６００Ｖ、ｅb₃＝ｅb₄＝……＝ｅb_N＝９００Ｖとなり、各直流電圧変換回路スイッチ素子２，３の耐圧条件を満足できる。この場合、Ｎ＝１０とすれば、Ｅ₁₀＝４２５０Ｖとなり、５０Ｖの直流電圧を約４ｋＶの直流高電圧に昇圧することができることとなる。

次に、本発明の第２実施形態を図６および図７を参照して説明する。本実施形態は、前記第１実施形態と、正性極性高圧電源回路に入力する直流電圧の形態だけが相違し、正極性高圧電源回路の構成は、第１実施形態と同じである。従って、本実施形態の説明では、正極性高圧電源回路については第１実施形態と同じ参照符号および図面を使用し、説明を省略する。

前記第１実施形態では、正極性高圧電源回路１００に入力する直流電圧ｅa₁（＞０）を定電圧とした。これに対して、本実施形態では、電力の放出・吸収が可能な電源から、周期的に変化するような波形の直流電圧ｅa₁を正極性高圧電源回路１００に入力する。

本実施形態における上記電源（以下、可変出力電源という）の例を図６および図７に示す。図６は可変出力電源の回路構成図、図７は該可変出力電源に備えた双方向型昇降圧チョッパ回路を示している。

図６に示すように、この可変出力電源７０は、一対の入力端子７１，７２に印加される直流電圧（ほぼ一定の直流電圧）Ｅ_Bから、双方向型昇降圧チョッパ回路７３により高周波波形の直流電圧Ｅs（パルス波形や三角波形など、電圧値が周期的に変化する波形の直流電圧）を生成するものであり、入力端子７１，７２には、バッテリ７４（二次電池）、あるいは、商用交流電源などの交流電圧を直流に整流する整流回路７５から、直流電圧Ｅ_Bが入力されるようになっている。

双方向型昇降圧チョッパ回路７３は、その動作をマイクロコンピュータなどにより構成された制御回路７６により制御可能なもので、図７に示すように、４個のスイッチ素子（ＦＥＴ）７７₁〜７７₄、コイル７８などから構成されたＨブリッジ回路７９と、このＨブリッジ回路７９のスイッチ素子７７₁，７７₂を交互にオン・オフさせる駆動回路８０と、スイッチ素子７７₃，７７₄を交互にオン・オフさせる駆動回路８１とを備える。この双方向型昇降圧チョッパ回路７３の構成および動作は、公知のものであるので、本明細書での詳細な説明は省略するが、入力端子７１，７２の間に直流電圧Ｅ_Bを印加した状態で、駆動回路８０によりスイッチ素子７７₁，７７₂を交互にオン・オフさせると共に、駆動回路８１によりスイッチ素子７７₃，７７₄を交互にオン・オフさせることにより一対の出力端子８２，８３間に高周波波形の直流電圧Ｅsを発生する。このとき、スイッチ素子７７₁，７７₂のそれぞれオン・オフのデューティ比γ,１−γと、スイッチ素子７７₃，７７₄のそれぞれのオン・オフのデューティ比β，１−βとを、制御回路７６により駆動回路８０，８１を介して制御することにより、所望の波形の直流電圧Ｅsが出力端子８２，８３間に出力されるようになっている。

また、図６に示すように、前記制御回路７６には、双方向型昇降圧チョッパ回路７３の出力電流Ｉsの検出値と出力電圧Ｅsの検出値（これらの検出値は、図示しない適宜のセンサから得られる）とが入力されると共に、波形選択・設定部８４であらかじめ選択・設定された波形の指令データが入力されるようになっている。そして、該制御回路７６は、それらの入力を基に、双方向型昇降圧チョッパ回路７３のスイッチ素子７７₁〜７７₄のデューティ比を決定し、そのデューティ比を駆動回路８０，８１に指示することにより、波形選択・設定部８４で選択・設定された波形の直流電圧Ｅsを双方向型昇降圧チョッパ回路７３の出力端子８２，８３間に出力させる。

上記のような可変出力電源７０から出力される高周波の直流電圧Ｅsを前記正極性高圧電源回路１００の入力電圧ｅa₁として該正極性高圧電源回路１００の第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁と低圧側正電位部１２₁との間に印加することで、高周波の直流電圧Ｅsを昇圧してなる高周波の直流高電圧Ｅ_Nを該正極性高圧電源回路１００の第Ｎ段直流電圧変換回路１_Nの高圧側正電位部１０_Nと第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁との間に発生させることができる。この場合、正極性高圧電源回路１００は、高い応答性を有するので、前記波形選択・設定部８４で選択・設定された波形と同様の波形の直流高電圧Ｅ_Nを発生することができる。

補足すると、前記第１実施形態または第２実施形態で前記正極性高圧電源回路１００を構成する各直流電圧変換回路１_i（ｉ＝１，２，……）は、前記図１に示したように、各スイッチ素子２，３として、ｎチャネルＦＥＴを使用したものであるが、ｎチャネルＦＥＴの代わりにｐチャネルＦＥＴを使用してもよく、あるいは、スイッチ素子２，３のうちの一方にｎチャネルＦＥＴを使用し、他方にｐチャネルＦＥＴを使用してもよい。いずれの場合でも、ダイオード７，８の順方向の向きは、図１に示した例と同じ（基準電位部９から高圧側正電位部１０に向かう向き）でよい。ただし、スイッチ素子２，３の応答性や耐圧性をできるだけ高める上では、ｐチャネルＦＥＴよりもｎチャネルＦＥＴを使用することが有利である。

次に、本発明の第３実施形態を前記図３と図８とを参照して説明する。本実施形態は、本発明の負極性高圧電源回路の一実施形態であり、図８は本実施形態の負極性高圧電源回路の回路構成図である。

図８を参照して、本実施形態の負極性高圧電源回路２００は、前記図３に示した直流電圧変換回路２１をＭ個（複数個）備えている。図示の例ではＭ＝６である。ここで、図８中のＢi（ｉ＝１，２，…，Ｍ）は、図３の破線枠Ｂで囲まれた部分、すなわち、第１および第２のスイッチ素子２２，２３と第１および第２のダイオード２７，２８とコイル２５とから構成される部分を示し、その部分Ｂiは、モジュール化されている。なお、本実施形態の説明では、前記正極性高圧電源回路１００に関する実施形態と同様に、各直流電圧変換回路２１およびその構成要素、あるいは各直流電圧変換回路２１に係わる電圧値などの変数名を区別するために、図３に示した参照符号に添え字j（ｊ＝１，２，…，Ｍ）を付し、直流電圧変換回路２１jを第ｊ段直流電圧変換回路２１jという。

補足すると、図８中の括弧書きの参照符号４２１j（ｊ＝１，２，……）は、後述する第５実施形態に関するものであり、本実施形態の説明では使用しない。

Ｍ個の直流電圧変換回路２１j（ｊ＝１，２，…，Ｍ）の接続形態は、前記正極性高圧電源回路１００における接続構成と同様である。

すなわち、ｍを２〜Ｍまでの各整数を表す変数としたとき、第ｍ段直流電圧変換回路２１_mは、図示の如く、その基準電位部２９_mが、第ｍ−１段直流電圧変換回路２１_m-1の低圧側負電位部３２_m-1にこれと同電位に接続されている。さらに、第ｍ段直流電圧変換回路２１_mの低圧側負電位部３２_mは、第ｍ−１段直流電圧変換回路２１_m-1の高圧側負電位部３０_m-1にこれと同電位に接続されている。例えば、第３段直流電圧変換回路２１₃は、図示の如く、その基準電位部２９₃が、第２段直流電圧変換回路２１₂の低圧側負電位部３２₂にこれと同電位に接続され、低圧側負電位部３２₃が、第２段直流電圧変換回路２１₂の高圧側負電位部３０₂にこれと同電位に接続されている。

以上のように、本実施形態の負極性高圧電源回路２００は、Ｍ個（６個）の直流電圧変換回路２１j（ｊ＝１，２，…，Ｍ）が順次、段階的に接続されている。

なお、図示は省略するが、各直流電圧変換回路２１jのスイッチ素子（ｐチャネルＦＥＴ）２２，２３には、それを交互にオン・オフさせる駆動信号が、例えば前記図５に示した制御回路５０iと同様の構成の制御回路によって、各直流電圧変換回路２１j毎に入力さされるようになっている。

次に、本実施形態の負極性高圧電源回路２００の昇圧動作を説明する。

例えば、定電圧の直流高電圧を発生させる場合には、図８に示すように、第１段直流電圧変換回路２１₁の基準電位部２９₁と低圧側負電位部３２₁との間に、低圧側負電位部３２₁が負極性となるように定電圧電源６０（例えば２次電池）を接続し、低圧側負電位部３２₁に基準電位部２９₁に対して負極性の直流電圧−ｅa₁（＜０）を入力する。

このとき、前記正極性高圧電源回路１００の昇圧動作の場合と同様に、第ｊ段直流電圧変換回路２１j（ｊ＝１，２，…，Ｍ）のスイッチ素子２２，２３の交互のオン・オフと、これによる該第ｊ段直流電圧変換回路２１jの昇圧動作とが、第１段から第Ｍ段まで順次行なわれる。

そして、最終的に第Ｍ段（図では第６段）直流電圧変換回路２１_Mの高圧側負電位部３０_Mと第１段直流電圧変換回路２１₁の基準電位部２９₁との間に発生する直流電圧−Ｅ_M（基準電位部２９₁に対して負極性の電圧）が、直流高電圧として出力される。

補足すると、本実施形態の負極性高圧電源回路２００における各直流電圧変換回路２１jの入出力電圧ｅaj、ｅbjとスイッチ素子２２j，２３jのそれぞれのデューティ比１−αj，αjとの関係は、（１／αj）≡ｇjとおくと、前記式（３）、（４）、（５−１）〜（５−Ｎ）で、ｅai、ｅbi、Ｎをそれぞれ−ｅaj、−ｅbj、Ｍに置き換えた式で表される。

以上説明した本実施形態の負極性高圧電源回路２００は、Ｍ個の直流電圧変換回路２１j（ｊ＝１，２，…，Ｍ）を前記したように接続して構成されているので、大容量の巻き線トランスを必要とせずに、負極性の直流電圧−ｅa₁を段階的に直流高電圧−Ｅ_Mに昇圧でき、小型に構成できる。

そして、このとき、第ｍ段直流電圧変換回路２１_m（ｍ＝２，３，…，Ｍ）には、第ｍ−１段直流電圧変換回路２１_m-1の高圧側負電位部３０_m-1と低圧側負電位部３２_m-1との電位差分の電圧−ｅa_mが入力され、その電圧−ｅa_mを（１／α_m）倍に昇圧してなる電圧−ｅb_m（＞−Ｅ_m）を出力することとなる。このため、各直流電圧変換回路２１のスイッチ素子回路２４に作用する電圧を比較的低めの電圧にすることができ、スイッチ素子２２，２３およびダイオード２７，２８の耐圧がさほど高くなくても、高い直流高電圧−Ｅ_Mを生成することができる。

なお、負極性高圧電源回路２００の直流電圧変換回路２１の個数Ｍや、デューティ比αj（ｊ＝１，２，…，Ｍ）の値は、生成しようとする直流高電圧−Ｅ_Mの値や、スイッチ素子２２，２３およびダイオード２７，２８の耐圧を考慮して設定すればよい。

また、前記負極性高圧電源回路２００の動作説明では、該負極性高圧電源回路２００に一定の直流電圧ｅa₁を入力する場合を例に採って説明したが、前記図６に示した可変出力電源７０と同様の構成の可変出力電源から、高周波の負極性直流電圧（電圧値が周期的に変化する負極性の直流電圧）を負極性高圧電源回路２００に入力するようにしてもよい。それにより、負極性高圧電源回路２００の基準電位部２９₁と高圧側負電位部３０_Mとの間に高周波の負極性直流高電圧を所望の波形（パルス波形や三角波形など）で発生させることができる。

補足すると、前記負極性高圧電源回路２００を構成する各直流電圧変換回路２１j（j＝１，２，……）は、前記図３に示したように、スイッチ素子２２，２３として、ｎチャネルＦＥＴを使用したものであるが、ｎチャネルＦＥＴの代わりにｐチャネルＦＥＴを使用してもよく、あるいは、スイッチ素子２２，２３のうちの一方にｎチャネルＦＥＴを使用し、他方にｐチャネルＦＥＴを使用してもよい。いずれの場合でも、ダイオード２７，２８の順方向の向きは、図３に示した例と同じ（高圧側負電位部３０から基準電位部２９に向かう向き）でよい。ただし、スイッチ素子２２，２３の応答性や耐圧性をできるだけ高める上では、ｐチャネルＦＥＴよりもｎチャネルＦＥＴを使用することが有利である。

次に、本発明の第４実施形態を前記図４および図９を参照して説明する。本実施形態は、本発明の正極性高圧電源回路の他の実施形態である。図９は、本実施形態における正極性高圧電源回路を構成する直流電圧変換回路の回路構成を示す図である。なお、本実施形態は、前記第１実施形態（もしくは第２実施形態）と正極性高圧電源回路を構成する直流電圧変換回路の一部の構成のみが相違するものである。従って、第１実施形態と同一構成部分もしくは同一機能部分については、第１実施形態と同一の参照符号を使用し、詳細な説明を省略する。

本実施形態の正極性高圧電源回路は、図１に示した直流電圧変換回路１の代わりに、図９に示す直流電圧変換回路４０１を使用して構成される。

この直流電圧変換回路４０１は、図１の直流電圧変換回路１のスイッチ素子２，３の代わりに、それぞれスイッチ素子群４０２，４０３を備えている。スイッチ素子群４０２，４０３は、それぞれ、本発明における第１のスイッチ素子群、第２のスイッチ素子群に相当するものである。スイッチ素子群４０２は、複数のスイッチ素子２を直列に接続して構成されている。同様に、スイッチ素子群４０３は、複数のスイッチ素子３を直列に接続して構成されている。そして、直流電圧変換回路４０１は、これらのスイッチ素子群４０２，４０３を直列に接続してなるスイッチ素子回路４０４を有する。スイッチ素子群４０２のスイッチ素子２の個数とスイッチ素子群４０３のスイッチ素子３の個数とは同一であり、図示例では３個である。また、各スイッチ素子２，３は、本実施形態では、前記第１実施形態と同様に、ｎチャネルＦＥＴにより構成されている。なお、スイッチ素子２，３のいずれか一方、または両者をｐチャネルＦＥＴで構成したり、あるいは、スイッチ素子２，３をスイッチングトランジスタで構成してもよい。

さらに、スイッチ素子群４０２の各スイッチ素子２に、ダイオード７と抵抗４０５とが並列に接続されている。同様に、スイッチ素子群４０３の各スイッチ素子３に、ダイオード８と抵抗４０６とが並列に接続されている。この場合、スイッチ素子回路４０４のスイッチ素群４０２側の一端を基準電位部９、スイッチ素子群４０３側の他端を正極性の高圧側正電位部１０とし、各ダイオード７，８は、その順方向の向きがいずれも基準電位部９から高圧側正電位部１０に向かう向き（スイッチ素子２，３を流れる電流の向きと逆向き）になるように、それぞれに対応するスイッチ素子２または３に並列接続されている。なお、各抵抗４０５，４０６は、いずれも同一の抵抗値を有し、その抵抗値は、比較的大きな抵抗値（各抵抗４０５，４０６を流れる電流が十分に微小となるような抵抗値）である。

そして、基準電位部９と高圧側正電位部１０との間で、スイッチ素子回路４０４と並列にコンデンサ６が接続されている。また、スイッチ素子回路４０４におけるスイッチ素子群４０２とスイッチ素子群４０３の間の箇所にコイル５の一端１１が接続されている。

また、図９中の４０７，４０８はそれぞれスイッチ素子群４０２の各スイッチ素子２、スイッチ素子群４０３の各スイッチ素子３のオン・オフ動作を行なわせる駆動回路を示している。この駆動回路４０７，４０８は、いずれも同一構成であり、以下に、駆動回路４０７を代表的に説明する。

この駆動回路４０７は、スイッチ素子群４０２のスイッチ素子２の個数と同数（図示例では３個）の巻き線トランス４０９を備えている。それぞれの巻き線トランス４０９は、その２次巻き線が該巻き線トランス４０９に対応するスイッチ素子２（ｎチャネルＦＥＴ）のゲートとソースとの間に介装されている。そして、それらの巻き線トランス４０９の１次巻き線は、一対の制御信号入力部４１０ａ，４１０ｂの間で互いに並列に接続されている。従って、該制御信号入力部４１０ａ，４１０ｂに矩形波状の駆動信号を入力することにより、各巻き線トランス４０９の２次巻き線に同時に矩形波状の駆動信号が誘起され、その駆動信号が、スイッチ素子群４０２の各スイッチ素子２のゲートに同時に入力されるようになっている。これにより、スイッチ素子群４０２の各スイッチ素子２のオン・オフが同時に行なわれるようになっている。スイッチ素子群４０３に対応する駆動回路４０８も同様である。なお、駆動回路４０７，４０８のそれぞれの制御信号入力部４１０ａ，４１０ｂに入力する駆動信号は、例えば前記図５に示したような制御回路５０ｉで生成される。

補足すると、各巻き線トランス４０９は、各スイッチ素子２，３の駆動信号（ゲート信号）を出力するものであるので、微小な電流を流せるものでよい。このため、各巻き線トランス４０９は、小容量のものでよい。

以上説明した直流電圧変換回路４０１では、コイル５の他端である低圧側正電位部１２と基準電位部９との間に正極性の直流電圧ｅa（定電圧または周期的に変化する直流電圧）を印加しつつ、スイッチ素子群４０２，４０３を前記駆動回路４０７，４０８を介して交互にオン・オフさせることにより、該直流電圧変換回路４０１の昇圧動作が行なわれ、高圧側正電位部１０と基準電位部９との間に、直流電圧ｅaを昇圧してなる正極性の直流電圧ｅb（基準電位部９に対して高圧側正電位部１０が正極性となる直流電圧）が発生することとなる。ここで、スイッチ素子群４０２をオンにするということは、該スイッチ素子群４０２に含まれる全てのスイッチ素子２を同時にオンにすることを意味し、スイッチ素子群４０２をオフにするということは、該スイッチ素子群４０２に含まれる全てのスイッチ素子２を同時にオンにすることを意味する。スイッチ素子群４０３のオン・オフについても同様である。

この場合、スイッチ素子群４０２がオフで、且つスイッチ素子群４０３がオンになっている状態では、スイッチ素子群４０２の両端間に、直流電圧ｅbとほぼ同等の電圧が作用するが、その電圧は、スイッチ素子群４０２側の抵抗４０５によりスイッチ素子２の個数分に分圧される。そして、その分圧された電圧が、各スイッチ素子２およびダイオード７の並列回路に作用することとなる。同様に、スイッチ素子群４０２がオンで、且つスイッチ素子群４０３がオフになっている状態では、スイッチ素子群４０３の両端間に作用する電圧（≒ｅb）は、スイッチ素子群４０３側の抵抗４０５によりスイッチ素子３の個数分に分圧され、その分圧された電圧が、各スイッチ素子３およびダイオード８の並列回路に作用することとなる。

従って、基準電位部９と高圧側正電位部１０との間の直流電圧ｅb（直流電圧変換回路４０１の出力電圧）を前記図１のものと同一とした場合、各スイッチ素子２，３、並びに各ダイオード７，８に作用する最大の電圧は、図１のものよりも小さな電圧で済む。

本実施形態における正極性高圧電源回路は、上記した直流電圧変換回路４０１を前記図１の直流電圧変換回路１の代わりに使用して、複数の直流電圧変換回路４０１i（ｉ＝１，２，……）を、図４の括弧書きの参照符号４０１i（ｉ＝１，２，……）で示される如く、第１実施形態のものと同じ形態で接続することにより構成される。この場合、本実施形態では図４のＡi（ｉ＝１，２，…）は、図９の破線枠Ａで囲まれた部分の回路である。

以上が、本実施形態の正極性高圧電源回路の構成である。この正極性高圧電源回路では、前記第１実施形態（または第２実施形態）のものと同様に、第１段直流電圧変換回路４０１₁の基準電位部９₁と低圧側正電位部１２₁との間に正極性の直流電圧ｅa₁を入力しつつ、各直流電圧変換回路４０１i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）（図４の例ではＮ＝６）の昇圧動作を行なわせることにより、第１段直流電圧変換回路４０１₁の基準電位部９₁と、第Ｎ段直流電圧変換回路４０１_Nの高圧側正電位部１０_Nとの間に直流高電圧Ｅ_Nを発生させることができる。

この場合、本実施形態では、前記したように、各直流電圧変換回路４０１の基準電位部９と高圧側正電位部１０との間の直流電圧ｅbを図１のものと同一とした場合、各スイッチ素子２，３、並びにダイオード７，８に作用する最大の電圧は、図１のものよりも小さな電圧で済む。このため、各スイッチ素子２，３および各ダイオード７，８の耐圧を、前記第１実施形態のものと同一にした場合、スイッチ素子群４０３の各スイッチ素子３のデューティ比を直流電圧変換回路１のスイッチ素子３のデューティ比αよりも小さくして、各直流電圧変換回路４０１から出力させる直流電圧ｅbを、図１の直流電圧変換回路１よりも大きくすることができる。このため、本実施形態の正極性高圧電源回路の最終的な出力電圧（直流高電圧）を第１実施形態のものと同程度とした場合には、直流電圧変換回路４０１の必要個数（段数）を削減できる。また、逆に、直流電圧変換回路４０１の個数を前記第１実施形態と同じにした場合には、より高圧の直流高電圧を発生させることができる。

次に、本発明の第５実施形態を図１０を参照して説明する。本実施形態は、本発明の負極性高圧電源回路の他の実施形態であり、図１０は、本実施形態における負極性高圧電源回路を構成する直流電圧変換回路の回路構成を示す図である。なお、本実施形態は、前記第３実施形態と負極性高圧電源回路を構成する直流電圧変換回路の一部の構成のみが相違するものである。従って、第３実施形態と同一構成部分もしくは同一機能部分については、第３実施形態と同一の参照符号を使用し、詳細な説明を省略する。

本実施形態の負極性高圧電源回路は、図３に示した直流電圧変換回路２１の代わりに、図１０に示す直流電圧変換回路４２１を使用して構成される。

この直流電圧変換回路４２１は、図１０に示す如く、図３の直流電圧変換回路２１のスイッチ素子２２，２３の代わりに、それぞれスイッチ素子群４２２，４２３を備えている。スイッチ素子群４２２，４２３は、それぞれ、本発明における第１のスイッチ素子群、第２のスイッチ素子群に相当するものである。スイッチ素子群４２２は、複数のスイッチ素子２２を直列に接続して構成されている。同様に、スイッチ素子群４２３は、複数のスイッチ素子２３を直列に接続して構成されている。そして、直流電圧変換回路４２１は、これらのスイッチ素子群４２２，４２３を直列に接続してなるスイッチ素子回路４２４を有する。スイッチ素子群４２２のスイッチ素子２２の個数とスイッチ素子群４２３のスイッチ素子２３の個数とは同一であり、図示例では３個である。また、各スイッチ素子２２，２３は、本実施形態では、前記第３実施形態と同様に、ｎチャネルＦＥＴにより構成されている。なお、スイッチ素子２２，２３のいずれか一方、または両者をｐチャネルＦＥＴで構成したり、あるいは、スイッチ素子２２，２３をスイッチングトランジスタで構成してもよい。

さらに、スイッチ素子群４２２の各スイッチ素子２２に、ダイオード２７と抵抗４２５とが並列に接続されている。同様に、スイッチ素子群４２３の各スイッチ素子２３に、ダイオード２８と抵抗４２６とが並列に接続されている。この場合、スイッチ素子回路４２４のスイッチ素群４２２側の一端を基準電位部２９、スイッチ素子群４２３側の他端を負極性の高圧側負電位部３０とし、各ダイオード２７，２８は、その順方向の向きがいずれも高圧側負電位部３０から基準電位部２９に向かう向き（スイッチ素子２２，２３を流れる電流の向きと逆向き）になるように、それぞれに対応するスイッチ素子２２または２３に並列接続されている。なお、各抵抗４２５，４２６は、いずれも同一の抵抗値を有し、その抵抗値は、比較的大きな抵抗値（各抵抗４２５，４２６を流れる電流が十分に微小となるような抵抗値）である。

そして、基準電位部２９と高圧側負電位部３０との間で、スイッチ素子回路４２４と並列にコンデンサ２６が接続されている。また、スイッチ素子回路４２４におけるスイッチ素子群４２２とスイッチ素子群４２３の間の箇所にコイル２５の一端３１が接続されている。

さらに、直流電圧変換回路４２１は、スイッチ素子群４２２の各スイッチ素子２２、並びに、スイッチ素子群４２３の各スイッチ素子２３のそれぞれのオン・オフ動作を行なわせる駆動回路４２７，４２８を備えている。この駆動回路４２７，４２８は、いずれも同一構成であり、以下に、駆動回路４２７を代表的に説明する。

この駆動回路４２７は、スイッチ素子群４２２のスイッチ素子２２の個数と同数（図示例では３個）の巻き線トランス４２９を備えている。それぞれの巻き線トランス４２９は、その２次巻き線が該巻き線トランス４２９に対応するスイッチ素子２２（ｎチャネルＦＥＴ）のゲートとソースとの間に介装されている。そして、それらの巻き線トランス４２９の１次巻き線は、一対の制御信号入力部４３０ａ，４３０ｂの間で互いに並列に接続されている。従って、該制御信号入力部４３０ａ，４３０ｂに矩形波状の駆動信号を入力することにより、各巻き線トランス４２９の２次巻き線に同時に矩形波状の駆動信号が誘起され、その駆動信号が、スイッチ素子群４２２の各スイッチ素子２２のゲートに同時に入力されるようになっている。これにより、スイッチ素子群４２２の各スイッチ素子２２のオン・オフが同時に行なわれるようになっている。スイッチ素子群４２３に対応する駆動回路４２８も同様である。

補足すると、各巻き線トランス４２９は、各スイッチ素子２２，２３の駆動信号（ゲート信号）を出力するものであるので、微小な電流を流せるものでよい。このため、各巻き線トランス４２９は、小容量のものでよい。

以上説明した直流電圧変換回路４２１では、コイル２５の他端である低圧側負電位部３２と基準電位部２９との間に負極性の直流電圧−ｅa（定電圧または周期的に変化する直流電圧）を印加しつつ、スイッチ素子群４２２，４２３を前記駆動回路４２７，４２８を介して交互にオン・オフさせることにより、該直流電圧変換回路４２１の昇圧動作が行なわれ、高圧側負電位部３０と基準電位部２９との間に、直流電圧−ｅaを昇圧してなる負極性の直流電圧−ｅbが発生することとなる。なお、スイッチ素子群４２２をオンにするということは、該スイッチ素子群４２２に含まれる全てのスイッチ素子２２を同時にオンにすることを意味し、スイッチ素子群４２２をオフにするということは、該スイッチ素子群４２２に含まれる全てのスイッチ素子２２を同時にオンにすることを意味する。スイッチ素子群４２３のオン・オフについても同様である。

この場合、前記第４実施形態の直流電圧変換回路４０１と同様に、各スイッチ素子群４２２，４２３の両端間に作用する電圧が分圧されるので、基準電位部２９と高圧側負電位部３０との間の直流電圧−ｅb（直流電圧変換回路４２１の出力電圧）を図３のものと同一とした場合、各スイッチ素子２２，２３、並びにダイオード２７，２８に作用する最大の電圧は、図３のものよりも小さな電圧で済む。

本実施形態における負極性高圧電源回路は、上記した直流電圧変換回路４２１を前記図３の直流電圧変換回路２１の代わりに使用して、複数の直流電圧変換回路４２１j（ｊ＝１，２，……）を、図８の括弧書きの参照符号４２１j（ｊ＝１，２，……）で示される如く、第３実施形態のものと同じ形態で接続することにより構成される。この場合、本実施形態では図８のＢj（ｊ＝１，２，…）は、図１０の破線枠Ｂで囲まれた部分の回路を意味している。

以上が、本実施形態の負極性高圧電源回路の構成である。そして、この負極性高圧電源回路では、前記第３実施形態のものと同様に、第１段直流電圧変換回路４２１₁の基準電位部２９₁と低圧側負電位部３２₁との間に負極性の直流電圧−ｅa₁を入力しつつ、各直流電圧変換回路４２１j（ｊ＝１，２，…，Ｍ）（図８の例ではＭ＝６）の昇圧動作を行なわせることにより、第１段直流電圧変換回路４２１₁の基準電位部２９₁と、第Ｎ段直流電圧変換回路４２１_Mの高圧側負電位部３０_Mとの間に直流高電圧−Ｅ_Mを発生させることができる。

この場合、各スイッチ素子２２，２３およびダイオード２７，２８の耐圧を、前記第３実施形態のものと同一にした場合、各直流電圧変換回路４２１から出力させる直流電圧−ｅbを、図３の直流電圧変換回路２１よりも大きくすることができる。このため、本実施形態の負極性高圧電源回路の最終的な出力電圧（直流高電圧）を第３実施形態のものと同程度とした場合には、直流電圧変換回路４２１の必要個数を削減できる。また、逆に、直流電圧変換回路４２１の個数を前記第３実施形態と同じにした場合には、より高圧の直流高電圧を発生させることができる。

次に、本発明の第６実施形態を図１１並びに図１２（ａ），（ｂ）を参照して説明する。本実施形態は、本発明の両極性高圧電源回路の一実施形態である。図１１は、本実施形態の両極性高圧電源回路の全体構成を示す図、図１２（ａ），（ｂ）はそれぞれ図１１の両極性高圧電源回路に備えた正極側双方向型直流電圧変換回路および負極側双方向型直流電圧変換回路の例を示す図である。

図１１を参照して、本実施形態の両極性高圧電源回路５００は、単一の蓄電器５０１の電圧から、正極性および負極性の直流高電圧を生成するものでる。

この両極性高圧電源回路５００は、蓄電器５０１と、正極側双方向型直流電圧変換回路５０２と、負極側双方向型直流電圧変換回路５０３と、前記第１実施形態の正極性高圧電源回路１００と、前記第３実施形態の負極性高圧電源回路２００とを備える。

蓄電器５０１は、バッテリなどの２次電池、あるいは、電気二重層コンデンサなどの大容量コンデンサ、あるいは、これらの組み合わせにより構成されたものであり、その負極が基準電位極５１０として接地されている。なお、蓄電器５０１は、商用電源などの交流電源から、整流回路５０８およびスイッチ５０９を介して適宜、充電可能とされている。

正極側双方向型直流電圧変換回路５０２は、蓄電器５０１の正極および負極間の電圧Ｅbが入力され、その入力された電圧Ｅbをこれと同極性の直流電圧ｅps（基準電位部５１０に対して正極性の電圧）に変換して出力するものである。

この正極側双方向型直流電圧変換回路５０２は、例えば図１２（ａ）に示すような回路構成のものであり、入力側と出力側との間で双方向に電力の伝達が可能である。

該直流電圧変換回路５０２は、より具体的には、蓄電器５０１の正極に接続された入力端子５１１と、蓄電器５０１の負極（基準電位極５１０）に接続された基準電位端子５１２と、これらの入力端子５１１と基準電位端子５１２との間で直列に接続された２つのスイッチ素子５１３，５１４と、各スイッチ素子５１３，５１４にそれぞれ並列に接続されたダイオード５１５，５１６と、スイッチ素子５１３，５１４の間の箇所に一端を接続したコイル５１７と、このコイル５１７の他端と基準電位端子５１２との間に接続されたコンデンサ５１８と、出力端子５１９とを備え、コンデンサ５１８のコイル５１７側の一端が出力端子５１９に接続されている。なお、ダイオード５１５，５１６の順方向は、それぞれスイッチ素子５１３，５１４の通電方向と逆向きである。本実施形態では、スイッチ素子５１３，５１４は、ｎチャネルＦＥＴにより構成されている。ただし、スイッチ素子５１３，５１４は、ｐチャネルＦＥＴで構成してもよく、あるいは、スイッチングトランジスタで構成してもよい。

このように構成された正極側双方向型直流電圧変換回路５０２では、蓄電器５０１の電圧Ｅbが基準電位端子５１２と入力端子５１１との間に入力され、この状態でスイッチ素子５１３，５１４を交互にオン・オフさせることにより、蓄電器５０１の電圧Ｅb（＞０）を降圧してなる直流電圧ｅps（基準電位極５１０に対して正極性の電圧）が出力端子５１９から出力される。この場合、スイッチ素子５１３のオン・オフのデューティ比をｄ1（０＜ｄ1＜１）、スイッチ素子５１４のオン・オフのデューティ比を１−ｄ1とおくと、

ｅps＝ｄ1・Ｅb ……（８）

となる。従って、スイッチ素子５１３，５１４のオン・オフのデューティ比を適宜変化させことにより、正極側双方向型直流電圧変換回路５０２の入力電圧Ｅbの大きさに対する出力電圧ｅpsの大きさの比率を変化させることができる。

前記負極側双方向型直流電圧変換回路５０３は、蓄電器５０１の正極および負極間の電圧Ｅbが入力され、その入力された電圧Ｅbをこれと逆極性の直流電圧（基準電位極５１０に対して負極性の電圧）に変換して出力するものである。

この負極側双方向型直流電圧変換回路５０３は、例えば図１２（ｂ）に示すような回路構成のものであり、入力側と出力側との間で双方向に電力の伝達が可能である。

該直流電圧変換回路５０３は、より具体的には、蓄電器５０１の正極に接続された入力端子５２０と、蓄電器５０１の負極（基準電位極５１０）に接続された基準電位端子５２１と、出力端子５２２と、入力端子５２０と出力端子５２２との間で直列に接続された２つのスイッチ素子５２３，５２４と、各スイッチ素子５２３，５２４にそれぞれ並列に接続されたダイオード５２５，５２６と、スイッチ素子５２３，５２４の間の箇所に一端を接続したコイル５２７と、コイル５２７の他端と出力端子５２２との間に接続されたコンデンサ５２８とを備え、コンデンサ５２８のコイル５２７側の一端が基準電位端子５２１に接続されている。なお、ダイオード５２５，５２６の順方向は、それぞれスイッチ素子５２３，５２４の通電方向と逆向きである。本実施形態では、スイッチ素子５２３，５２４は、ｎチャネルＦＥＴにより構成されている。ただし、スイッチ素子５２３，５２４は、ｐチャネルＦＥＴで構成してもよく、あるいは、スイッチングトランジスタで構成してもよい。

このように構成された負極側双方向型直流電圧変換回路５０３では、蓄電器５０１の電圧Ｅbが基準電位端子５１０と入力端子５２０との間に入力され、この状態でスイッチ素子５２３，５２４を交互にオン・オフさせることにより、蓄電器５０１の電圧Ｅb（＞０）と逆極性の直流電圧ｅns（基準電位部５１０に対して負極性の電圧）が出力端子５２２から出力される。この場合、スイッチ素子５２３のオン・オフのデューティ比をｄ2（０＜ｄ2＜１）、スイッチ素子５２４のオン・オフのデューティ比を１−ｄ2とおくと、

ｅns＝−（ｄ2／（１−ｄ2））・Ｅb ……（９）

となる。従って、スイッチ素子５２３，５２４のオン・オフのデューティ比を適宜変化させることにより、負極側双方向型直流電圧変換回路５０３の入力電圧Ｅbの大きさに対する出力電圧ｅnsの大きさの比率を変化させることができる。なお、式（９）から明らかなように、負極側双方向型直流電圧変換回路５０３は、その出力電圧ｅnsの大きさを、入力電圧Ｅbよりも大きくする（昇圧する）ことと、小さくする（降圧する）こととのいずれでも可能である。

本実施形態では、図１１に示す如く、前記正極側双方向型直流電圧変換回路５０２の出力端子５１９が前記第１実施形態で説明した正極性高圧電源回路１００の第１段直流電圧変換回路１₁の低圧側正電位部１２₁に接続されている。また、正極性高圧電源回路１００の第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁は、蓄電器５０１の負極（基準電位極５１０）に同電位に接続されている。これにより、正極側双方向型直流電圧変換回路５０２の出力電圧ｅps（＞０）が、正極性高圧電源回路１００に昇圧用直流電圧として入力されるようになっている。

また、前記負極側双方型直流電圧変換回路５０３の出力端子５２２が前記第３実施形態で説明した負極性高圧電源回路２００の第１段直流電圧変換回路２１₁の低圧側負電位部３２₁に接続されている。また、負極性高圧電源回路２００の第１段直流電圧変換回路２１₁の基準電位部２９₁は、蓄電器５０１の負極（基準電位極５１０）に同電位に接続されている。これにより、負極側双方向型直流電圧変換回路５０３の出力電圧ｅns（＜０）が、負極性高圧電源回路２００に昇圧用直流電圧として入力されるようになっている。

そして、正極性高圧電源回路１００の出力側には、該正極性高圧電源回路１００の第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁と第Ｎ段直流電圧変換回路１_Nの高圧側正電位部１０_Nとの間で、正極性の直流高電圧の供給対象である適当な負荷５２９ｐが接続されている。同様に、負極性高圧電源回路２００の出力側には、該負極性高圧電源回路２００の第１段直流電圧変換回路２１₁の基準電位部２９₁と第Ｎ段直流電圧変換回路２１_Nの高圧側負電位部３０_Nとの間で、負極性の直流高電圧の供給対象である適当な負荷５２９ｎが接続されている。

例えば、本実施形態の両極性高圧電源回路５００をコロナモータの電源として使用する場合には、負荷５２９ｐ，５２９ｎは、それぞれそのコロナモータの正極放電部、負極放電部である。

本実施形態の両極性高圧電源回路５００は、さらに、正極性双方向型直流電圧変換回路５０２の動作制御（前記スイッチ素子５１３，５１４のオン・オフ制御）を行なう制御回路５０４と、負極性双方向型直流電圧変換回路５０３の動作制御（前記スイッチ素子５２３，５２４のオン・オフ制御）を行なう制御回路５０６とをさらに備えている。制御回路５０４，５０６はマイクロコンピュータ等により構成されたものである。

制御回路５０４には、正極性直流高圧電源回路１００の出力電流の検出値Ｉpと出力電圧の検出値Ｅpと（これらの検出値は、図示しない適宜のセンサから得られる）が入力されると共に、波形選択・設定部５０５であらかじめ選択・設定された波形（正極性高圧電源回路１００の出力波形）の指令データが入力されるようになっている。そして、制御回路５０４は、それらの入力を基に、正極性直流高圧電源回路１００の出力電圧の波形が、波形選択・設定部５０５で選択・設定された波形と同じになるように、正極側双方向型直流電圧変換回路５０２のスイッチ素子５１３，５１４のデューティ比を決定し、その決定したデューティ比の駆動信号でスイッチ素子５１３，５１４のオン・オフを逐次制御するようにしている。

同様に、制御回路５０６には、負極性直流高圧電源回路２００の出力電流の検出値Ｉnと出力電圧の検出値Ｅnと（これらの検出値は、図示しない適宜のセンサから得られる）が入力されると共に、波形選択・設定部５０７であらかじめ選択・設定された波形（負極性高圧電源回路２００の出力波形）の指令データが入力されるようになっている。そして、制御回路５０６は、それらの入力を基に、負極性直流高圧電源回路２００の出力電圧の波形が、波形選択・設定部５０７で選択・設定された波形と同じになるように、負極側双方向型直流電圧変換回路５０３のスイッチ素子５２３，５２４のデューティ比を決定し、その決定したデューティ比の駆動信号でスイッチ素子５２３，５２４のオン・オフを逐次制御するようにしている。

なお、正極性直流高圧電源回路１００の各直流電圧変換回路１のスイッチ素子２，３は、例えば、正極性直流高圧電源回路１００の昇圧率（入力電圧に対する出力電圧の比率）があらかじめ定められた所定値になるように設定されたデューティ比で、図示を省略する駆動回路により制御される。負極性直流高圧電源回路２００の各直流電圧変換回路２１のスイッチ素子２２，２３についても同様である。

以上にように構成された両極性高圧電源回路５００では、蓄電器５０１から正極側双方向型直流電圧変換回路５０２に入力される電圧Ｅbは、該回路５０２でＥbと同極性の直流電圧ｅpsに変換され、この直流電圧ｅpsが正極性高圧電源回路１００に入力される。そして、この直流電圧ｅpsが、正極性高圧電源回路１００の前記した昇圧動作によって、て昇圧され、これにより、該正極性高圧電源回路１００から正極性の直流高電圧が出力される。この場合、制御回路５０４による正極側双方向型直流電圧変換回路５０２の制御によって、正極側双方向型直流電圧変換回路５０２の出力電圧ｅpsが変化し、正極性高圧電源回路１００から所要の波形（例えば正弦波状、三角波状など、周期的に変化するような波形）の直流高電圧を出力させることができる。また、この場合、正極側双方向型直流電圧変換回路５０２および正極性高圧電源回路１００は、いずれも、その入力側と出力側との間で双方向に電力を伝達できるので、所要の波形（波形選択・設定部５０５で設定される波形）が高速で変化するような波形であっても、正極性高圧電源回路１００の出力電圧の波形を高い応答性で、所要の波形に追従させることができる。

負極側双方向型直流電圧変換回路５０３および負極性直流高圧電源回路２００側の動作も同様である。

このように、本実施形態の両極性高圧電源回路５００では、正極側と負極側とで各別の蓄電器を使用することなく、単一の蓄電器５０１から、正極性および負極性の直流高電圧を生成することができる。

なお、本実施形態では、蓄電器５０１の負極を基準電位極５１０としたが、蓄電器５０１の正極を基準電位極としてもよい。この場合には、正極側双方向型直流電圧変換回路としては、例えば、図１２（ｂ）に示した構成の回路における蓄電器５０１とコンデンサ５２８を入れ替えた回路を使用すればよい。また、負極側双方向型直流電圧変換回路としては、例えば、前記図３と同じ構成の回路、あるいは、図３のコンデンサ２６の代わりに蓄電器５０１を使用すると共に低圧側正電位部３２と基準電位部２９との間にコンデンサを介装した回路を使用すればよい。

また、本実施形態では、正極側双方向型直流電圧変換回路５０２は、図１２（ａ）の回路を使用したが、前記図１の回路を使用してもよい。

また、本実施形態では、前記第１実施形態の正極性高圧電源回路１００と、前記第３実施形態の負極性高圧電源回路２００とを使用したが、それぞれの代わりに、前記第４実施形態の正極性高圧電源回路、前記第５実施形態の負極性高圧電源回路を使用してもよい。

次に本発明の第７実施形態を図１３を参照して説明する。本実施形態は、本発明の交流高圧電源回路の一実施形態である。図１３は本実施形態の交流高圧電源回路の回路構成図である。

図１３を参照して、本実施形態の交流高圧電源回路３００は、前記第１実施形態で説明した図４の正極性高圧電源回路１００と、前記第３実施形態で説明した図８の負極性高圧電源回路２００とを回路要素として備えると共に、交流電源３０１から接地電位部３０２に対して交流電圧ｅs（電圧値が正負に交互に変化する周期的な電圧）が入力される交流電圧入力部３０３と、接地電位部３０２との間に上記交流電圧を昇圧してなる交流高電圧ｅoutを発生して出力する交流高電圧出力部３０４とを備える。交流電源３０１は、例えば、バッテリなどの蓄電器の電圧（直流電圧）からインバータ回路を介して交流電圧を出力するものである。従って、双方向の電力伝達が可能である。

なお、以下の説明では、交流電源３０１から交流電圧入力部３０３に入力される交流電圧ｅsを交流低電圧ｅsという。その交流低電圧ｅsは、正弦波でもよいが、矩形波状や、三角波状であってもよい。

正極性高圧電源回路１００の全体の基準電位部としての第１段直流電圧変換回路１₁の基準電位部９₁と、負極性高圧電源回路２００の全体の基準電位部としての第１段直流電圧変換回路２１₁の基準電位部２９₁とは、いずれも、接地電位部３０２にこれと同電位に接続されている。

また、正極性高圧電源回路１００の入力部としての第１段直流電圧変換回路１₁の低圧側正電位部１２₁は、第１の交流スイッチ３０５を介して交流電圧入力部３０３に接続され、正極性高圧電源回路１００の出力部としての第Ｎ段直流電圧変換回路１_Nの高圧側正電位部１０_Nは第２の交流スイッチ３０６を介して交流高電圧出力部３０４に接続されている。上記交流スイッチ３０５，３０６としては、本実施形態では、双方向型交流スイッチであるトライアックが使用されている。

同様に、負極性高圧電源回路２００の入力部としての第１段直流電圧変換回路２１₁の低圧側負電位部３２₁は、第３の交流スイッチ３０７を介して交流電圧入力部３０３に接続され、負極性高圧電源回路２００の出力部としての第Ｍ段直流電圧変換回路２１_Mの高圧側正電位部３０_Mは第４の交流スイッチ３０８を介して交流高電圧出力部３０４に接続されている。これらの交流スイッチ３０７，３０８も、実施形態ではトライアックである。

なお、交流スイッチ３０５〜３０８は、図示を省略する制御回路によって、それぞれのオン・オフが後述するように制御される。

また、交流高電圧出力部３０４と接地電位部３０２との間には、交流高電圧ｅoutと供給すべき適宜の負荷３０９（例えば除電装置の放電電極）が接続されている。

次に、このように構成された交流高圧電源回路３００の昇圧動作を説明する。

交流スイッチ３０５〜３０８は、交流電源３０１から交流電圧入力部３０３に入力される交流低電圧ｅsに同期して制御される。具体的には、交流低電圧ｅsの電圧値の極性が接地電位部３０２に対して正極性となる期間では、第１および第２の交流スイッチ３０５，３０６がいずれもオンに制御されると共に、第３および第４の交流スイッチ３０７，３０８がいずれもオフに制御される。また、交流低電圧ｅsの電圧値の極性が接地電位部３０２に対して負極性となる期間では、第１および第２の交流スイッチ３０５，３０６がいずれもオフに制御されると共に、第３および第４の交流スイッチ３０７，３０８がいずれもオンに制御される。

このため、交流低電圧ｅsの正極性部分が交流スイッチ３０５を介して正極性高圧電源回路１００の第１段直流電圧変換回路１₁の低圧側正電位部１２₁に入力され、その正極性部分を正極性高圧電源回路１００で前記したように昇圧してなる直流高電圧Ｅ_N（＞０）が正極性高圧電源回路１００の第Ｎ段直流電圧変換回路１_Nの高圧側正電位部１０_Nから交流スイッチ３０６を介して交流高電圧出力部３０４に出力される。なお、このとき、交流低電圧ｅsの正極性部分は、負極性高圧電源回路２００には入力されず、また、負極性高圧電源回路２００の出力電圧は交流高電圧出力部３０４には出力されない。

また、交流低電圧ｅsの負極性部分が交流スイッチ３０７を介して負極性高圧電源回路２００の第１段直流電圧変換回路２１₁の低圧側負電位部３２₁に入力され、その負極性部分を負極性高圧電源回路２００で前記したように昇圧してなる直流高電圧Ｅ_M（＜０）が負極性高圧電源回路２００の第Ｍ段直流電圧変換回路２１_Mの高圧側負電位部３０_Mから交流スイッチ３０８を介して交流高電圧出力部３０４に出力される。なお、このとき、交流低電圧ｅsの負極性部分は、正極性高圧電源回路１００には入力されず、また、正極性高圧電源回路１００の出力電圧は交流高電圧出力部３０４には出力されない。

以上の動作によって、交流高電圧出力部３０４には、交流低電圧ｅsの電圧値が正極性となる期間では、その正極性部分を正極性高圧電源回路１００で昇圧してなる電圧Ｅ_Nが接地電位部３０２との間で発生し、交流低電圧ｅsの電圧値が負極性となる期間では、その負極性部分を負極性高圧電源回路２００で昇圧してなる電圧Ｅ_Mが接地電位部３０２との間で発生する。これにより、交流高電圧出力部３０４から交流低電圧ｅsを昇圧してなる交流高電圧ｅoutが出力され、それが、負荷３０９に供給されることとなる。

この場合、正極性高圧電源回路１００および負極性高圧電源回路２００は、高い応答性を有するので、交流低電圧ｅsが比較的高周波のものであっても、該交流低電圧ｅsと同様の波形の交流高電圧ｅoutを発生させることができる。

補足すると、正極性高圧電源回路１００の直流電圧変換回路１の個数Ｎと、負極性高圧電源回路２００の直流電圧変換回路２１の個数Ｍとは、各高圧電源回路１００，２００の出力電圧のピーク値の絶対値がほぼ同程度となるように設定しておけばよい。

なお、本実施形態では、第１実施形態の正極性高圧電源回路１００と、第３実施形態の負極性高圧電源回路２００を使用したが、それぞれの代わりに、前記第４実施形態の正極性高圧電源回路、前記第５実施形態の負極性高圧電源回路を使用してもよい。

次に、本発明の第８実施形態を図１４〜図１６を参照して説明する。本実施形態は本発明の交流高圧電源回路の他の実施形態である。図１４は本実施形態の交流高圧電源回路の回路構成図、図１５はこの交流高圧電源回路に備えた出力切換回路の構成を示す図、図１６は本実施形態の交流高圧電源の作動を説明するためのグラフである。

図１４を参照して、本実施形態の交流高圧電源回路６００は、前記第６実施形態の両極性高圧電源回路５００と、出力切換回路６０１とを備える。両極性高圧電源回路５００の正極性高圧電源回路１００から出力される直流高電圧Ｅpと、負極性高圧電源回路２００から出力される直流高電圧Ｅnとが出力切換回路６０１に入力されるようになっている。また、両極性高圧電源回路５００の基準電位極５１０は、接地電位部として接地されている。

出力切換回路６０１は、交流高電圧出力部６０２を備え、両極性高圧電源回路５００から入力される直流高電圧Ｅp，Ｅnを周期的に交互に交流高電圧出力部６０２から出力するものである。そして、この交流高電圧出力部６０２と両極性高圧電源回路５００の基準電位極５１０（接地電位部）との間で負荷６０３が接続されている。負荷６０３としては、例えば除電装置の放電電極などが挙げられる。

出力切換回路６０１は、本実施形態では、図１５に示すように構成されている。図１５に示す如く、出力切換回路６０１は、２つのスイッチ素子群６０４，６０５を備える。各スイッチ素子群６０４，６０５は、複数のスイッチ素子６０６を直列に接続して構成されている。そして、これらのスイッチ素子群６０４，６０５が、直列に接続され、その直列回路におけるスイッチ素子群６０４，６０５の間の箇所が、前記交流高電圧出力部６０２とされて、前記負荷６０３に接続されている。また、スイッチ素子群６０４，６０５の直列回路の、スイッチ素子群６０４側の一端に、前記正極性高圧電源回路１００から正極性の直流高電圧Ｅpが入力され、スイッチ素子群６０５側の他端に、前記負極性高圧電源回路２００から負極性の直流高電圧Ｅnが入力されるようになっている。従って、スイッチ素子群６０４は、正極性の直流高電圧Ｅpの入力部と交流高電圧出力部６０２との間で介装され、スイッチ素子群６０５は、負極性の直流高電圧Ｅnの入力部と交流高電圧出力部６０２との間に介装されている。

また、各スイッチ素子群６０４，６０５の各スイッチ素子６０６には、ダイオード６０７が並列に接続されている。この場合、本実施形態では、各スイッチ素子６０６は、ｎチャネルＦＥＴにより構成され、各ダイオード６０７の順方向の向きは、スイッチ素子群６０４，６０５の直列回路のスイッチ素子群６０５側の他端から、スイッチ素子群６０４側の他端に向かう向き（該ダイオード６０７に対応するスイッチ素子６０６の通電方向と逆向き）とされている。なお、本実施形態では、スイッチ素子６０６をｎチャネルＦＥＴで構成したが、ｐチャネルＦＥＴで構成してもよく、あるいは、スイッチングトランジスタで構成してもよい。

以上のように構成された出力切換回路６０１では、スイッチ素子群６０４，６０５を周期的に交互にオン・オフさせることにより、交流高電圧出力部６０２に正極性の直流高電圧Ｅpと、負極性の直流高電圧Ｅnとが交互に印加されることとなる。この場合、スイッチ素子群６０４をオンあるいはオフさせるということは、該スイッチ素子群６０４に含まれる全てのスイッチ素子６０６を同時にオンあるいはオフさせることを意味する。スイッチ素子群６０５のオン・オフについても同様である。このような各スイッチ素子群６０４，６０５のオン・オフは、例えば、前記図９に示した駆動回路４０７，４０８と同様の構成の駆動回路（図示省略）を介して行なうことができる。

なお、本実施形態では、出力切換回路６０１の各スイッチ素子群６０４，６０５のオン・オフは、前記両極性高圧電源回路５００の制御回路５０４または５０６により上記駆動回路を介して制御されるようになっている。

補足すると、各スイッチ素子群６０４，６０５のスイッチ素子６０６の個数は、それぞれのスイッチ素子群６０４，６０５の両端間に作用し得る最大電圧を当該個数で分割してなる電圧が、各スイッチ素子６０６およびダイオード６０７の耐圧を超えないように設定される。また、各スイッチ素子群６０４，６０５に作用し得る最大電圧が、各スイッチ素子６０６に均等に分圧されるように、各スイッチ素子６０６と並列に抵抗を接続するようにしてもよい。

次に本実施形態の交流高圧電源回路６００の作動を説明する。なお、ここでは、三角波状の交流高電圧を生成する場合を例に採って説明する。

本実施形態では、交流高圧電源回路６００の両極性高圧電源回路５００の制御回路５０４は、正極性高圧電源回路１００から例えば図１６の上段のグラフで示すような波形の直流高電圧Ｅpを出力させるように、正極側双方向型直流電圧変換回路５０２を制御する。また、両極性高圧高圧電源回路５００の制御回路５０６は、負極性高圧電源回路２００から例えば図１６の中段のグラフで示すような波形の直流高電圧Ｅnを出力せるように、負極側双方向型直流電圧変換回路５０３を制御する。この場合、直流高電圧Ｅp（＞０）の波形および直流高電圧Ｅn（＜０）の波形は、例えば、出力切換回路６０１から出力しようとする交流高電圧（図１６の下段を参照）の１周期Ｔの期間内で、三角波状に電圧値が変化する期間と、電圧値が０に保たれる期間とが半周期づつ、交互に現れるような波形である。そして、この場合、制御回路５０４，５０６の協調動作によって、それらの波形の同期がとられると共に、直流高電圧Ｅpが三角波状に増減する期間と、直流高電圧Ｅpが三角波状に増減する期間とが半周期分、ずらされている。従って、直流高電圧Ｅp，Ｅnの波形は、互いに同期しつつ、周期的に電圧値が０となる波形である。なお、それぞれの波形の半周期の期間で必ずしも電圧値を０に保持する必要はなく、その期間においても、電圧値を三角波状に変化させてもよい。

そして、前記出力切換回路６０１は、前記制御回路５０４または５０６により、上記波形に同期して制御される。より具体的には、正極性高圧電源回路１００から出力される直流高電圧Ｅpが三角波状に変化する期間（負極性高圧電源回路２００から出力される直流電圧Ｅnが０に保持される期間）では、出力切換回路６０１のスイッチ素子群６０４がオンに制御されると共に、スイッチ素子群６０５がオフに制御される。また、負極性高圧電源回路２００から出力される直流高電圧Ｅnが三角波状に変換する期間（正極性高圧電源回路１００から出力される直流電圧Ｅpが０に保持される期間）では、出力切換回路６０１のスイッチ素子群６０５がオンに制御されると共に、スイッチ素子群６０４がオフに制御される。

これにより、図１６の下段のグラフで示すように、出力切換回路６０１の交流高電圧出力部６０２から、三角波状の交流高電圧が出力されることとなる。そして、その交流高電圧が負荷６０３に供給される。

この場合、各スイッチ素子群６０４，６０５のオン・オフは、出力切換回路６０１に入力される直流高電圧Ｅp，Ｅnの値が実質的に０となるタイミングで行なわれこととなるので、各スイッチ素子群６０４，６０５で瞬時的な放電アークなどを生じることなく、円滑に、オン・オフの切換を行なうことができる。

また、目標とする交流高電圧の周波数が比較的高周波のものであっても、前記第７実施形態と同様に、所要の波形の交流高電圧を発生することができる。

なお、本実施形態では、交流高電圧の波形を三角波状のものとした場合と例に採って説明したが、その波形は、正弦波状など、他の形状のものであってもよい。

本発明の第１実施形態における正極性高圧電源回路の要素回路である直流電圧変換回路の回路構成図。 図１の直流電圧変換回路のスイッチ素子の動作を示すタイミングチャート。 本発明の第３実施形態における負極性高圧電源回路の要素回路である直流電圧変換回路の回路構成図。 本発明の第１実施形態における正極性高圧電源回路の回路構成図。 図４の正極性高圧電源回路に備えた各直流電圧変換回路のスイッチ素子の動作を制御する制御回路の回路構成図。 本発明の第２実施形態における正極性高圧電源回路に入力する直流電圧を生成する可変出力電源の例を示す回路構成図。 図６の可変出力電源に備えた双方型昇降圧チョッパ回路の回路構成図。 本発明の第３実施形態における負極性高圧電源回路の回路構成図。 本発明の第４実施形態における正極性高圧電源回路の要素回路である直流電圧変換回路の回路構成図。 本発明の第５実施形態における負極性高圧電源回路の要素回路である直流電圧変換回路の回路構成図。 本発明の第６実施形態における両極性高圧電源回路の回路構成図。 図１２（ａ），（ｂ）はそれぞれ図１１の両極性高圧電源回路に備えた正極側双方向型直流電圧変換回路、負極側双方向型直流電圧変換回路の回路構成図。 本発明の第７実施形態における交流高圧電源回路の回路構成図。 本発明の第８実施形態における交流高圧電源回路の回路構成図。 図１４の交流高圧電源回路に備えた出力切換回路の回路構成図。 図１４の交流高圧電源回路の作動を説明するためのグラフ。

符号の説明

１，２１，４０１，４２１…直流電圧変換回路、２，３，２２，２３…スイッチ素子、４，２４，４０４，４２４…スイッチ素子回路、５，２５…コイル、６，２６…コンデンサ、７，８，２７，２８…ダイオード、９，２９…基準電位部、１０…高圧側正電位部、１２…低圧側正電位部、３０…高圧側負電位部、３２…低圧側負電位部、１００…正極性高圧電源回路、２００…負極性高圧電源回路、３００，６００…交流高圧電源回路、３０２…接地電位部、３０３…交流電圧入力部、３０４，６０２…交流高電圧出力部、３０５，３０６，３０７，３０８…交流スイッチ、４０２，４０３，４２２，４２３…スイッチ素子群、５００…両極性高圧電源回路、５０１…蓄電器、５０２…正極側双方向型直流電圧変換回路、５０３…負極側双方向型直流電圧変換回路、５１０…基準電位極（接地電位部）。

Claims (10)

1. オン・オフをそれぞれ制御可能な第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を直列に接続してなるスイッチ素子回路と、該スイッチ素子回路の両端のうちの一端を基準電位部、他端を基準電位部に対して正の電位となる高圧側正電位部とし、該基準電位部から高圧側正電位部に向かう向きが順方向になるように前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子にそれぞれ並列に接続された第１のダイオードおよび第２のダイオードと、前記基準電位部および高圧側正電位部の間に前記スイッチ素子回路と並列に接続されたコンデンサと、前記スイッチ素子回路の第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との間の箇所に一端が接続されたコイルとを備え、該コイルの他端を低圧側正電位部として、該低圧側正電位部と前記基準電位部との間に正極性の直流入力電圧を印加しつつ、前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせることにより、前記高圧側正電位部と基準電位部との間に前記直流入力電圧を昇圧してなる正極性の直流電圧を発生する昇圧動作が行なわれる直流電圧変換回路をＮ個（Ｎ：２以上の整数）備え、
   前記Ｎ個の直流電圧変換回路のうちの１つを第１段直流電圧変換回路、他のそれぞれの直流電圧変換回路を第ｎ段直流電圧変換回路（ｎ：２からＮまでの整数）としたとき、前記Ｎ個の直流電圧変換回路は、第ｎ段直流電圧変換回路の基準電位部が第ｎ−１段直流電圧変換回路の低圧側正電位部と同電位になり、且つ、該第ｎ段直流電圧変換回路の低圧側正電位部が第ｎ−１段直流電圧変換回路の高圧側正電位部と同電位になるように接続され、
   前記第１段直流電圧変換回路の低圧側正電位部と基準電位部との間に直流入力電圧を印加しつつ、前記Ｎ個の直流電圧変換回路のそれぞれの前記昇圧動作を行なわせることにより、第Ｎ段直流電圧変換回路の高圧側正電位部と第１段直流電圧変換回路の基準電位部との間に、前記第１段直流電圧変換回路に対する前記直流入力電圧を前記Ｎ個の直流電圧変換回路により昇圧してなる正極性の直流高電圧が発生するようにしたことを特徴とする正極性高圧電源回路。
2. オン・オフをそれぞれ制御可能な複数のスイッチ素子を直列に接続することによりそれぞれ構成された第１のスイッチ素子群および第２のスイッチ素子群と、該第１のスイッチ素子群および第２のスイッチ素子群を直列に接続してなるスイッチ素子回路の両端のうちの一端を基準電位部、他端を基準電位部に対して正の電位となる高圧側正電位部とし、該基準電位部から高圧側正電位部に向かう向きが順方向になるように前記スイッチ素子回路の各スイッチ素子にそれぞれ並列に接続された複数のダイオードと、前記スイッチ素子回路の各スイッチ素子にそれぞれ並列に接続された複数の抵抗と、前記基準電位部および高圧側正電位部の間に前記スイッチ素子回路と並列に接続されたコンデンサと、前記スイッチ素子回路の第１のスイッチ素子群および第２のスイッチ素子群の間の箇所に一端が接続されたコイルとを備え、該コイルの他端を低圧側正電位部として、該低圧側正電位部と前記基準電位部との間に正極性の直流入力電圧を印加しつつ、前記第１のスイッチ素子群および第２のスイッチ素子群を交互にオン・オフさせることにより、前記高圧側正電位部と基準電位部との間に前記直流入力電圧を昇圧してなる正極性の直流電圧を発生する昇圧動作が行なわれる直流電圧変換回路をＮ個（Ｎ：２以上の整数）備え、
   前記Ｎ個の直流電圧変換回路のうちの１つを第１段直流電圧変換回路、他のそれぞれの直流電圧変換回路を第ｎ段直流電圧変換回路（ｎ：２からＮまでの整数）としたとき、前記Ｎ個の直流電圧変換回路は、第ｎ段直流電圧変換回路の基準電位部が第ｎ−１段直流電圧変換回路の低圧側正電位部と同電位になり、且つ、該第ｎ段直流電圧変換回路の低圧側正電位部が第ｎ−１段直流電圧変換回路の高圧側正電位部と同電位になるように接続され、
   前記第１段直流電圧変換回路の低圧側正電位部と基準電位部との間に直流入力電圧を印加しつつ、前記Ｎ個の直流電圧変換回路のそれぞれの前記昇圧動作を行なわせることにより、第Ｎ段直流電圧変換回路の高圧側正電位部と第１段直流電圧変換回路の基準電位部との間に、前記第１段直流電圧変換回路に対する前記直流入力電圧を前記Ｎ個の直流電圧変換回路により昇圧してなる正極性の直流高電圧が発生するようにしたことを特徴とする正極性高圧電源回路。
3. オン・オフをそれぞれ制御可能な第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を直列に接続してなるスイッチ素子回路と、該スイッチ素子回路の両端のうちの一端を基準電位部、他端を基準電位部に対して負の電位となる高圧側負電位部とし、該高圧側負電位部から基準電位部に向かう向きが順方向になるように前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子にそれぞれ並列に接続された第１のダイオードおよび第２のダイオードと、前記基準電位部および高圧側負電位部の間に前記スイッチ素子回路と並列に接続されたコンデンサと、前記スイッチ素子回路の第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との間の箇所に一端が接続されたコイルとを備え、該コイルの他端を低圧側負電位部として、該低圧側負電位部と前記基準電位部との間に負極性の直流入力電圧を印加しつつ、前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせることにより、前記高圧側負電位部と基準電位部との間に前記直流入力電圧を昇圧してなる負極性の直流電圧を発生する昇圧動作が行なわれる直流電圧変換回路をＭ個（Ｍ：２以上の整数）備え、
   前記Ｍ個の直流電圧変換回路のうちの任意の１つを第１段直流電圧変換回路、他のそれぞれの直流電圧変換回路を第ｍ段直流電圧変換回路（ｍ：２からＭまでの整数）としたとき、前記Ｍ個の直流電圧変換回路は、第ｍ段直流電圧変換回路の基準電位部が第ｍ−１段直流電圧変換回路の低圧側負電位部と同電位になり、且つ、該第ｍ段直流電圧変換回路の低圧側負電位部が第ｍ−１段直流電圧変換回路の高圧側負電位部と同電位になるように接続され、
   前記第１段直流電圧変換回路の低圧側負電位部と基準電位部との間に直流入力電圧を印加しつつ、前記Ｍ個の直流電圧変換回路のそれぞれの前記昇圧動作を行なわせることにより、第Ｍ段直流電圧変換回路の高圧側負電位部と第１段直流電圧変換回路の基準電位部との間に、前記第１段直流電圧変換回路に対する直流入力電圧を前記Ｍ個の直流電圧変換回路により昇圧してなる負極性の直流高電圧が発生するようにしたことを特徴とする負極性高圧電源回路。
4. オン・オフをそれぞれ制御可能な複数のスイッチ素子を直列に接続することによりそれぞれ構成された第１のスイッチ素子群および第２のスイッチ素子群と、該第１のスイッチ素子群および第２のスイッチ素子群を直列に接続してなるスイッチ素子回路の両端のうちの一端を基準電位部、他端を基準電位部に対して負の電位となる高圧側負電位部とし、該高圧側負電位部から基準電位部に向かう向きが順方向になるように前記スイッチ素子回路の各スイッチ素子にそれぞれ並列に接続された複数のダイオードと、前記スイッチ素子回路の各スイッチ素子にそれぞれ並列に接続された複数の抵抗と、前記基準電位部および高圧側負電位部の間に前記スイッチ素子回路と並列に接続されたコンデンサと、前記スイッチ素子回路の第１のスイッチ素子群と第２のスイッチ素子群との間の箇所に一端が接続されたコイルとを備え、該コイルの他端を低圧側負電位部として、該低圧側負電位部と前記基準電位部との間に負極性の直流入力電圧を印加しつつ、前記第１のスイッチ素子群および第２のスイッチ素子群を交互にオン・オフさせることにより、前記高圧側負電位部と基準電位部との間に前記直流入力電圧を昇圧してなる負極性の直流電圧を発生する昇圧動作が行なわれる直流電圧変換回路をＭ個（Ｍ：２以上の整数）備え、
   前記Ｍ個の直流電圧変換回路のうちの任意の１つを第１段直流電圧変換回路、他のそれぞれの直流電圧変換回路を第ｍ段直流電圧変換回路（ｍ：２からＭまでの整数）としたとき、前記Ｍ個の直流電圧変換回路は、第ｍ段直流電圧変換回路の基準電位部が第ｍ−１段直流電圧変換回路の低圧側負電位部と同電位になり、且つ、該第ｍ段直流電圧変換回路の低圧側負電位部が第ｍ−１段直流電圧変換回路の高圧側負電位部と同電位になるように接続され、
   前記第１段直流電圧変換回路の低圧側負電位部と基準電位部との間に直流入力電圧を印加しつつ、前記Ｍ個の直流電圧変換回路のそれぞれの昇圧動作を行なわせることにより、第Ｍ段直流電圧変換回路の高圧側負電位部と第１段直流電圧変換回路の基準電位部との間に、前記第１段直流電圧変換回路に対する直流入力電圧を前記Ｍ個の直流電圧変換回路により昇圧してなる負極性の直流高電圧が発生するようにしたことを特徴とする負極性高圧電源回路。
5. 前記第１段直流電圧変換回路に対する直流入力電圧は、その電圧値が周期的に変化する波形の直流電圧であることを特徴とする請求項１または２記載の正極性高圧電源回路。
6. 前記第１段直流電圧変換回路に対する直流入力電圧は、その電圧値が周期的に変化する波形の直流電圧であることを特徴とする請求項３または４記載の負極性高圧電源回路。
7. 充放電可能な蓄電器と、該蓄電器の負極または正極を基準電位極として該負極および正極間の直流電圧が入力され、その入力された直流電圧を前記基準電位極に対して正極性の昇圧用直流電圧に変換する正極側双方向型直流電圧変換回路と、前記蓄電器の負極および正極間の直流電圧が入力され、その入力された直流電圧を前記基準電位極に対して負極性の昇圧用直流電圧に変換する負極側双方向型直流電圧変換回路と、請求項１または請求項２記載の正極性高圧電源回路と、請求項３または請求項４記載の負極性高圧電源回路とを備えると共に、前記正極性高圧電源回路および負極性高圧電源回路のそれぞれの前記第１段直流電圧変換回路の基準電位部を前記基準電位極に同電位に接続し、
   前記正極側双方向型直流電圧変換回路から出力される正極性の昇圧用直流電圧を、前記正極性高圧電源回路の第１段直流電圧変換回路の低圧側正電位部と基準電位部との間に印加しつつ、該正極性高圧電源回路の各直流電圧変換回路の昇圧動作を行なわせると共に、前記負極側双方向型直流電圧変換回路から出力される負極性の昇圧用直流電圧を、前記負極性高圧電源回路の第１段直流電圧変換回路の低圧側負電位部と基準電位部との間に印加しつつ、該負極性高圧電源回路の各直流電圧変換回路の昇圧動作を行なわせるようにしたことを特徴とする両極性高圧電源回路。
8. 前記正極側双方向型直流電圧変換回路および負極側双方向型直流電圧変換回路はそれぞれ、その入力電圧の大きさに対する出力電圧の大きさの比率を可変的に制御可能な回路であることを特徴とする請求項７記載の両極性高圧電源回路。
9. 請求項８記載の両極性高圧電源回路と、前記基準電位極を接地電位部として、該接地電位部に対して電位が正および負の電位に交互に変化する交流高電圧を発生する交流高電圧出力部と、前記正極性高圧電源回路から出力される前記正極性の直流高電圧と前記負極性高圧電源回路から出力される前記負極性の直流高電圧とを周期的に交互に切換えて前記交流高電圧出力部に出力させる出力切換回路とを備え、
   前記正極側双方向型直流電圧変換回路および負極側双方向型直流電圧変換回路は、前記正極性高圧電源回路および負極性高圧電源回路からそれぞれ出力される正極性の直流高電圧および負極性の直流高電圧の波形が互いに同期して周期的に０になる波形となるように制御され、
   前記出力切換回路は、前記交流高電圧出力部に出力させる前記正極性の直流高電圧と負極性の直流高電圧との切換えが、該正極性の直流高電圧および負極性の直流高電圧の値が実質的に０となっているタイミングで行なわれるように制御されることを特徴とする交流高圧電源回路。
10. 接地電位部に対する電位が正および負の電位に交互に変化する交流電圧が該接地電位部との間で印加される交流電圧入力部と、請求項１または請求項２記載の正極性高圧電源回路と、請求項３または請求項４記載の負極性高圧電源回路と、前記交流電圧入力部に印加される交流電圧を前記正極性高圧電源回路および負極性高圧電源回路を用いて昇圧してなる交流高電圧を前記接地電位部との間で発生する交流高電圧出力部とを備え、
    前記正極性高圧電源回路の第１段直流電圧変換回路の基準電位部と前記負極性高圧電源回路の第１段直流電圧変換回路の基準電位部とを接地電位部に接続して接地し、
    前記正極性高圧電源回路の第１段直流電圧変換回路の低圧側正電位部を、オン・オフ制御可能な第１の交流スイッチを介して前記交流電圧入力部に接続すると共に該正極性高圧電源回路の第Ｎ段直流電圧変換回路の高圧側正電位部を、オン・オフ制御可能な第２の交流スイッチを介して前記交流高電圧出力部に接続し、
    前記負極性高圧電源回路の第１段直流電圧変換回路の低圧側負電位部を、オン・オフ制御可能な第３の交流スイッチを介して前記交流電圧入力部に接続すると共に該負極性高圧電源回路の第Ｍ段直流電圧変換回路の高圧側負電位部を、オン・オフ制御可能な第４の交流スイッチを介して前記交流高電圧出力部に接続し、
    前記交流電圧入力部に印加される交流電圧が前記接地電位部に対して正極性の電圧となる期間で前記第１の交流スイッチおよび第２の交流スイッチがオンになり、且つ、前記第３の交流スイッチおよび第４の交流スイッチがオフになり、前記交流電圧入力部に印加される交流電圧が前記接地電位部に対して負極性の電圧となる期間で前記第１の交流スイッチおよび第２の交流スイッチがオフになり、且つ、前記第３の交流スイッチおよび第４の交流スイッチがオンになるように各交流スイッチのオン・オフを制御しつつ、前記正極性高圧電源回路の各直流電圧変換回路の昇圧動作と、前記負極性高圧電源回路の各直流電圧変換回路の昇圧動作とを行なわせることにより、前記交流電圧入力部に印加される交流電圧を昇圧してなる交流高電圧を前記交流高電圧出力部に発生させるようにしたことを特徴とする交流高圧電源回路。

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