JP2007281943A

JP2007281943A - 送信機の保護装置

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Publication number: JP2007281943A
Application number: JP2006106451A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Nishimori; 博行西森; Kazuaki Wakai; 一顕若井
Original assignee: Nippon Hoso Kyokai NHK; Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2006-04-07
Filing date: 2006-04-07
Publication date: 2007-10-25

Abstract

【課題】ＡＭにおける高域変調周波数域による送信機の保護装置の頻繁な保護動作を解消し、保護装置の保護動作の信頼性を高める。
【解決手段】送信機の保護装置１０５は、送信機の出力から検知した被変調波の側帯波を抑圧するフィルタ部３０１と、フィルタ部３０１の出力からＶＳＷＲを演算し、演算したＶＳＷＲが予め定めた値を越えた場合に送信機を制御するための制御信号を送信機に出力する制御信号生成部３０２と、を備える。フィルタ部３０１は、送信機の出力から検出した被変調波が入力されるフィルタを備え、該フィルタの出力と該フィルタの入力を加算した信号を出力する。前記フィルタの代わりに遅延回路を用いてもよい。
【選択図】図３

Description

本発明は、中波、短波などの送信機の出力のＶＳＷＲを監視し、送信機の保護を実現する保護装置に関する。

送信機の保護装置であるサージプロテクタ（ＳＰ）は、送信機の出力系のＶＳＷＲ（Voltage Standing-Wave Ratio、電圧定在波比）を監視し、規定を越えた値を検出した場合、送信機の出力を制御することで送信機を保護する装置である。

従来の送信機の保護装置（ＳＰ）として例えば特許文献１に記載されたものがある。特許文献１には、空中線インピーダンスの変化を基に空中線の異常を検出する検出手段で空中線の異常が検出された時に瞬停制御を行って送信機を保護するとともに、この瞬停制御の回数の計数結果が予め設定された所定値となった時に送信機の停止制御を行う中波放送装置の保護回路において、空中線の接地位置近傍に設けられたスパークギャップにおける放電光が検知された時に瞬停制御の回数の計数結果をリセットすることによって、雷を検知するための設定を行うことなく、雷が連続的に発生しても放送を継続する技術が記載されている。

特開平９−１６２７５９号公報

通常、送信機とアンテナの整合は搬送波周波数で行っている。しかし、アンテナの特性が悪い場合などは、搬送波周波数から数ｋＨｚ離れたポイントでも、大きくインピーダンスがずれてしまうことがある。すなわち、搬送波周波数のみでアンテナに給電する場合は安定して電波を送出できるが、側帯波が形成されると、その側波ポイントでの整合が外れてしまうため側帯波による反射波（側帯波でのＶＳＷＲ劣化）を生じてしまう結果となる。従来の送信機の保護装置においては、その周波数成分にかかわらず、保護装置によって反射波を検知し保護を行っている。このため、従来の保護装置では、アンテナ特性（帯域内特性の位相、振幅伝送特性）の悪いアンテナへ送信機の出力を給電する場合に、振幅変調波（ＡＭ）の変調周波数が高い場合に保護装置による保護動作が頻繁に発生する。アンテナからの反射波は送信機の増幅デバイスへのストレスの印加となることが考えられるが、反射波が高域変調成分によるもので、それが送信機に障害を与えない範囲であれば保護装置の保護動作が働かないようにできる。

本発明の目的は、ＡＭにおける高域変調周波数域による送信機の保護装置の頻繁な保護動作を解消し、保護装置の保護動作の信頼性を高めることである。

本明細書において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

（１）搬送波と側帯波を有する被変調波を出力する送信機の出力のＶＳＷＲを監視し、監視しているＶＳＷＲが予め定めた値を越えた場合に、送信機を制御するための制御信号を出力する送信機の保護装置において、前記送信機の出力から検知した被変調波の側帯波を抑圧するフィルタ部と、前記フィルタ部の出力からＶＳＷＲを演算し、演算したＶＳＷＲが予め定めた値を越えた場合に送信機を制御するための制御信号を送信機に出力する制御信号生成部と、を備えることを特徴とする。

（２）前記（１）の送信機の保護装置において、前記フィルタ部は、送信機の出力から検出した被変調波が入力されるフィルタを備え、該フィルタの出力と該フィルタの入力を加算した信号を出力することを特徴とする。

（３）前記（１）の送信機の保護装置において、前記フィルタ部は、送信機の出力から検出した被変調波が入力される遅延回路を備え、該遅延回路の出力と該遅延回路の入力を加算した信号を出力することを特徴とする。

本発明により、ＡＭにおける高域変調周波数域による送信機の保護装置の頻繁な保護動作を解消し、保護装置の保護動作の信頼性を高めることができる。

以下、本発明の実施形態を図を用いて詳細に説明する。
図１に本発明の実施形態の保護装置（ＳＰ）の設置構成を示す。１０１は搬送波と側帯波を有する被変調波を出力する送信機（放送機）であり、１０２は空中線であり、１０３は整合回路であり、１０４は基部カーボンギャップ（ＣＧ）である。１０５は本発明の実施形態の保護装置（ＳＰ）であり、１０６は監視信号の検知部である。

図１に示すように、保護装置１０５には、送信機１０１の出力に設けられた検知部１０６からの検知信号（監視信号）が入力される。保護装置１０５は、空中線１０２の障害や整合回路１０３の不良をＶＳＷＲの劣化として検知し、保護動作するシステムを構築している。また、空中線１０２への落雷時にも送信機１０１を保護する役割を持っている。空中線１０２に落雷が発生すると、ＣＧ１０４が放電し、雷サージをアースに逃がす。しかしＣＧ１０４が一度放電開始すると空気はイオン化されるため、落雷が去っても送信機１０１の自己エネルギーによって放電が持続する（続流）。保護装置１０５は、ＣＧ１０４の放電をＶＳＷＲの異常として検知し、送信機１０１の出力を瞬時遮断することでＣＧ１０４の続流を切り、送信機１０１を再起動して放送を継続するものである。

図２に検知部１０６の実施例を示す。２０１は送信機１０１から整合回路１０３へ向かう出力本線であり、送信機１０１から搬送波と側帯波を有する被変調波が出力本線２０１に出力される。２０２、２０３は出力本線２０１とアース間に設けられた直列接続されたコンデンサである。コンデンサ２０２と２０３の接続点から取り出した電圧Ｅ_ｖが電圧要素の検知信号として保護装置１０５に入力される。２０４は出力本線２０１と電磁的に結合したインダクタンスであり出力本線２０１を流れる電流により起電力が誘導される。２０５はインダクタンス２０４と並列接続された抵抗である。インダクタンス２０４と抵抗２０５の接続点から取り出した電圧Ｅ_ｉが電流要素の検知信号として保護装置１０５に入力される。このように、保護装置１０５には、出力本線２０１上の被変調波から検知された電圧の情報であるＥ_ｖ（電圧要素の検知信号）とＥ_ｉ（電流要素の検知信号）が入力される。このＥ_ｖとＥ_ｉによりＶＳＷＲが算出できる（後述）。

アンテナ特性の帯域が狭いと被変調波の上側帯波、下側帯波でのＶＳＷＲ劣化が大きくなるため、従来の保護装置では、変調周波数によって保護装置が頻繁に動作することがある。側帯波のエネルギ−は全被変調波エネルギ−の３分の１であり、保護装置を頻繁に動作させる周波数成分は高域に集中しているからその数分の１である。従って、高域の変調周波数による保護装置の動作を抑制するために、狭帯域で出力のＶＳＷＲを検出できれば、変調周波数による影響を受けない。本実施形態の保護装置１０５は、検知部１０６からの検知信号を狭帯域とするものであり、これにより、頻繁な保護装置の動作を抑制し、保護装置の動作の信頼性を高めることができる。すなわち、本実施形態の保護装置１０５は、監視要素（電圧要素、電流要素）を狭帯域に抽出するフィルタ部（ろ波回路）と、規定のＶＳＷＲを検出した場合に送信機を制御する制御信号生成部と、を備え、監視要素（電圧、電流）成分から基本波成分に近い成分を抽出して制御信号生成部に入力するものである。

図３に保護装置１０５のブロック図を示す。３０１は送信機１０１の出力から検知した被変調波の側帯波を抑圧するフィルタ部であり、３０２は送信機１０１の出力を制御するための制御信号を送信機に出力する制御信号生成部である。フィルタ部３０１には検知部１０６から入力電圧［Ａ］であるＥ_ｖと入力電圧［Ｂ］であるＥ_ｉが入力され、これらの側帯波を抑制し出力する。制御信号生成部３０２では、フィルタ部３０１の２つの出力からＶＳＷＲを演算し、演算したＶＳＷＲが予め定めた値を越えた場合に、送信機１０１の出力を制御する制御信号を生成し、送信機１０１に出力する。送信機１０１では、制御信号を受けると、出力を瞬時に遮断する。

図４に、保護装置１０５のフィルタ部３０１の実施例を示す。フィルタ部３０１には、搬送波周波数（キャリア周波数）５９４ｋＨｚの入力電圧［Ａ］４５１と入力電圧［Ｂ］４５２が入力される。４０１、４０２はダブルバランスドミキサである。４０３はローカルオシレータであり、１０４９ｋＨｚの局発信号を出力する。４０４、４０５は中心周波数４５５Ｈｚの狭帯域フィルタである。４０６、４０７は加算器である。なお、ダブルバランスドミキサ４０１、４０２は乗算器でもよく、また、狭帯域フィルタ４０４、４０５は遅延回路でもよい。

本実施例のフィルタ部３０１は、狭帯域フィルタ４０４、４０５の遅延時間を有効に活用したノッチフィルタを構成する回路である。フィルタ部３０１は、ダブルバランスドミキサ４０１、４０２と入力周波数に対して４５５ｋＨｚの中間周波数を生成するためのローカルオシレータ４０３を持っている。また、ダブルバランスドミキサ４０１、４０２の出力４５３、４５４から４５５ｋＨｚ成分だけを狭帯域で抽出することの出来るフィルタ４０４、４０５を設けている。これにより、入力電圧４５１、４５２が振幅変調波（ＡＭ波）であっても、狭帯域フィルタ出力４５５、４５６は、搬送波成分のみに近い一定搬送波（ＣＷ）が得られる。この出力信号４５５、４５６と、狭帯域フィルタの入力信号４５３、４５４とをそれぞれ加算器４０６、加算器４０７で合成することで、出力信号として４５７、４５８を得る。遅延を受けない入力部の信号４５３と狭帯域フィルタ４０４の遅延時間τを経た信号４５５との合成信号４５７は、１／τ［Ｈｚ］の周期で側帯波にノッチを周期的に生成する。同様に遅延を受けない入力部の信号４５４と狭帯域フィルタ４０５の遅延時間τを経た信号４５６との合成信号４５８は、１／τ［Ｈｚ］の周期で側帯波にノッチを周期的に生成する。遅延時間を適当に選ぶことで減衰させたい側帯波スペクトラムを抑圧することが可能である。狭帯域フィルタを所要の遅延回路に置き換えても減衰させたい側帯波成分を任意に選ぶことが可能である。

なお、本実施例においては、入力信号を中間周波数に変換した後、狭帯域フィルタ４０４、４０５に入力しているが、入力信号を中間周波数に変換することなく、そのまま狭帯域フィルタ４０４、４０５に入力するようにしてもよい。

図５に、保護装置１０５の制御信号生成部３０２の実施例を示す。図５において点線で囲まれた部分が制御信号生成部３０２の実施例である。この図では、フィルタ部３０１はフィルタ５０１、５０２と簡略して示しているが、実際は図４のとおりである。

保護装置１０５では、入力電圧［Ａ］であるＥ_ｖをフィルタ部３０１のフィルタ５０１を経て搬送波ＣＷ出力５５１として、Ａ／Ｄコンバータ５０３に入力される。同様に入力電圧［Ｂ］であるＥ_ｉをフィルタ部３０１のフィルタ５０２を経て搬送波ＣＷ出力５５２として、Ａ／Ｄコンバータ５０４に入力される。それぞれのＡ／Ｄコンバータ出力側では出力信号５５３と５５４の間の位相差を計算して、Δφ表示５０５で位相差を表示して、無調整時のＥ_ｖとＥ_ｉ入力位相差を知ることができる。これは、装置のイニシャルセットアップの有効性を判断する指標となる。信号５５３は、１８０度可変位相器５０６を経て出力５５５を出す。また、信号５５４は、０−３６０度可変位相器５０７を経て、出力５５６を出す。出力５５５と出力５５６との位相差がゼロとなるように位相制御回路５０８が最短の時間で、１８０度可変位相器５０６と０−３６０度可変位相器５０７を制御する。各信号の位相制御を行い、位相調整が終わると位相制御回路５０８、１８０度可変位相器５０６、０−３６０度可変位相器５０７は、固定値にセットアップされる。信号５５５および５５６は、それぞれゲイン制御部５０９およびゲイン制御部５１０を通過して５５７および５５８を出力する。信号５５７および５５８は、同一レベルとなるようにゲイン制御部５０９と、ゲイン制御部５１０をＧ調整５１１によって制御する。５５７および５５８の信号レベルが同一となるように制御されるが、後段の演算部の検出感度を上げるために基準となる値に揃えられる。レベル調整を終えた、Ｇ調整５１１、ゲイン制御部５０９およびゲイン制御部５１０は、先の可変位相器と同様に制御後の値を固定値にセットアップする。

レベルの揃えられた信号５５７および５５８は、それぞれ加算器５１２と、減算器５１３に入力される。信号間の位相差がゼロで、レベルが同一であれば、加算器５１２の出力５５９は２倍、減算器５１３の出力５６０はゼロとなる。加算器５１２の出力はこの値を正規化して演算するため１と読みかえる。信号５５９と５６０は、検波回路５１４と５１５で高周波から直流信号に変換されると共に、次段の移動平均５１６と、移動平均５１７で信号は平均化される。移動平均５１６の出力５６１はＥ_ｆとして、移動平均５１７の出力５６２はＥ_ｒとしてＶＳＷＲ演算５１８に入力される。ＶＳＷＲ演算５１８では、ＶＳＷＲ＝（｜Ｅ_ｆ｜＋｜Ｅ_ｒ｜）／（｜Ｅ_ｆ｜−｜Ｅ_ｒ｜）の演算を行う。

移動平均５１７の出力５６２は、ΔＧ微調整５１９と、Δφ微調整５２０に入力される。ΔＧ微調整５１９の出力５６３によりゲイン制御部５１０を微調整して出力５６２がゼロに近づくように制御する。また、Δφ微調整５２０の出力５６４により、０−３６０度可変位相器５０７を微調整して出力５６２がゼロに近づくように制御する。それぞれの微調整は必要による回数を繰り返すが、調整後のゲイン制御部５１０および０−３６０度可変位相器５０７の値は、再度固定値にセットアップされる。

ＶＳＷＲ演算５１８からの出力は、判定回路５２１により所定の値にセットされたＶＳＷＲ値を越えた場合に、制御パルス生成５２２で任意の長さのパルスを生成し出力する。

ＳＷ５２３が押されることで、ＥＥＰ−ＲＯＭ５２４、ＣＰＵ５２５によって先の位相調整制御と振幅調整制御およびＶＳＷＲ演算をシーケンシャルに実行する。ＣＰＵ／ＩＦ５２６は、位相制御、振幅制御およびＶＳＷＲ演算行うためのインターフェース回路である。ＣＰＵ５２５の出力は、表示制御回路５２７を経て、ＶＳＷＲ表示５２８を動作させる。また、ＣＰＵ５２５の出力は、ＵＳＢコントロール５２９を経てＵＳＢ５３０に接続され、ＵＳＢに接続されたＰＣ等にデータを出力することができる。

以上のようにして、セットアップ時にＳＷ５２３が押されることにより（ＰＣ等からの指示でもよい）、制御信号生成部３０２の位相制御と振幅制御の初期設定と調整が自動的に行われる。その後、制御信号生成部３０２は、常時、フィルタ部３０１の出力信号からＶＳＷＲを演算し、演算したＶＳＷＲが予め定めた値を越えた場合に送信機の出力を制御するための制御ＰＵＬＳ５２２を送信機１０１に出力し、送信機１０１を瞬間的にカットオフして負荷の変動に対する保護を可能としている。

本実施例の制御信号生成部３０２において、Ａ／Ｄコンバータ５０３、５０４以降のデジタル処理は、デジタル回路を用いて行ってもよいし、コンピュータとプログラムを用いて行ってもよい。なお、本実施例の制御信号生成部３０２はデジタル処理を行っているが、制御信号生成部はアナログ回路により制御信号を生成するものであってもよい。

次に、数値シミュレーションを示す。なお、数値シミュレーションに先立って、前記したように線路から電圧要素の電圧（Ｅ_ｖ）、電流要素の電圧（Ｅ_ｉ）を取得することによって、ＶＳＷＲが算出できることを証明しておく。この線路上のＥｖ、Ｅｉは一般的に次式により表すことができる。
Ｅ_ｖ＝Ｅ_ｖ０（１＋Γ）
Ｅ_ｉ＝Ｅ_ｉ０（１−Γ）
ここで、Γは反射係数であり、Γ＝｜Γ｜ｅ^ｊ０である。上式において、｜Ｅ_ｖ０｜＝｜Ｅ_ｉ０｜と調整して加算・減算を行うと
Ｅ_ｖ＋Ｅ_ｉ＝２｜Ｅ_ｖ０｜
Ｅ_ｖ−Ｅ_ｉ＝２｜Ｅ_ｖ０｜Γ
上式により、Γは以下のように、表すことができる。
Γ＝（Ｅ_ｖ−Ｅ_ｉ）／（Ｅ_ｖ＋Ｅ_ｉ）
従って、｜Γ｜は
｜Γ｜＝｜Ｅ_ｖ−Ｅ_ｉ｜／｜Ｅ_ｖ＋Ｅ_ｉ｜
である。よって次式により、線路から得られた情報ＥｖとＥｉを用いてＶＳＷＲを求められる。
ＶＳＷＲ＝（１＋｜Γ｜）／（１−｜Γ｜）＝（１＋（｜Ｅ_ｖ−Ｅ_ｉ｜／｜Ｅ_ｖ＋Ｅ_ｉ｜））／（１−（｜Ｅ_ｖ−Ｅ_ｉ｜／｜Ｅ_ｖ＋Ｅ_ｉ｜））＝（｜Ｅ_ｖ＋Ｅ_ｉ｜＋｜Ｅ_ｖ−Ｅ_ｉ｜）／（｜Ｅ_ｖ＋Ｅ_ｉ｜−｜Ｅ_ｖ−Ｅ_ｉ｜）＝（｜Ｅ_ｆ｜＋｜Ｅ_ｒ｜）／（｜Ｅ_ｆ｜−｜Ｅ_ｒ｜）

図６に数値シミュレーションで用いる搬送波と側波の関係を示す。横軸が周波数であり、縦軸が電圧である。アンテナは搬送波周波数（ｆ０＝５９４ｋＨｚ）で整合が取れているものとし、このポイントでのＶＳＷＲは１．０とする。また、中心周波数から５ｋＨｚ離れたポイントでのＶＳＷＲを８．０とし、５ｋＨｚの音声周波数で１００％変調したときを考える。また、保護装置はＶＳＷＲが２．０となったときに作動するように設定されているものとする。１００％変調の場合、図６に示すように搬送波と片側の側波の電圧比は２：１となる。よって電力比は４：１であり、両側波をあわせると２：１となる。搬送波の電力を１（正規化）とすると、送信電力とＶＳＷＲと反射電力の関係は表１のようになる。

ＶＳＷＲは、ＶＳＷＲ＝（１＋√（Ｐ_ｒ／Ｐ_ｆ））／（１−√（Ｐ_ｒ／Ｐ_ｆ））であるので、ＶＳＷＲ＝（１＋√（０．３０２５／１．５））／（１−√（０．３０２５／１．５））＝２．６３となる。この場合、ＶＳＷＲが２．０を上回る数値であるので保護装置が誤動作する。なお、Ｐ_ｆは、進行波の電力であり、搬送波（ｆ０）の送信電力１．０と両側波の送信電力０．５を加算した１．５である。Ｐ_ｒは、反射波の電力であり、搬送波（ｆ０）の反射電力０と両側波の反射電力０．３０２５を加算した０．３０２５である。

図７に、くし形フィルタの周波数特性を示す。この特性は図４に示すような直接信号と遅延信号を合成することにより得られ、直接信号が入力されているため、ＳＰ動作上の遅延時間も問題とならない。曲線がくし形フィルタの周波数特性であり、直線は図６に示す搬送波と側波である。このくし形フィルタを用いた場合の送信電力とＶＳＷＲと反射電力の関係は表２のようになる。

ＶＳＷＲは、ＶＳＷＲ＝（１＋√（０／１））／（１−√（０／１））＝１．０となる。これは、２．０を上回らないから保護装置は制御信号を出力せず、保護装置の誤動作を防ぐことができる。この例では、減衰特性でノッチが入る５ｋＨｚで計算したので、ＳＰにおけるＶＳＷＲが１．０となったが、変調周波数を４ｋＨｚ（減衰が搬送周波数より−１０ｄＢ）とし、アンテナＶＳＷＲが８．０とすると、ｆ０±４ｋＨｚにおいてアンテナからの反射電力は０．３０２５でＳＰにおける反射電力は０．０３０２５となってトータルのＶＳＷＲは（１＋√（０．０３０２５／１．０３０２５））／（１−√（０．０３０２５／１．０３０２５））で１．４１となる。この場合においてもＳＰの保護動作は発生しない。なお、このシミュレーションは搬送波周波数５９４ｋＨｚにおいて側波を抑圧する計算例であるが、図４に示すように、中間周波数に変換した後、側帯波を抑圧する場合にも、同様に、保護装置の誤動作を防ぐことができる。

以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。

本発明の実施形態の保護装置の設置構成を示す図である。検知部の実施例を示す図である。本発明の実施形態の保護装置のブロック図である。本発明の実施例の保護装置のフィルタ部を示す図である。本発明の実施例の保護装置の制御信号生成部を示す図である。数値シミュレーションで用いる搬送波と側波の関係を示す図である。くし形フィルタの周波数特性を示す図である。

符号の説明

１０１…送信機（放送機）、１０２…空中線、１０３…整合回路、１０４…基部カーボンギャップ（ＣＧ）、１０５…保護装置（ＳＰ）、１０６…検知部、２０１…出力本線、２０２、２０３…コンデンサ、２０４…インダクタンス、２０５…抵抗、３０１…フィルタ部、３０２…制御信号生成部、４０１、４０２…ダブルバランスドミキサ、４０４、４０５…狭帯域フィルタまたは遅延回路、４０６、４０７…加算器、５０３…Ａ／Ｄコンバータ、５０５…Δφ表示、５０６…１８０度位相器、５０７…０−３６０度可変位相器、５０９、５１０…ゲイン制御部、５１１…Ｇ制御、５１２…加算器、５１３…減算器、５１４、５１５…検波回路、５１６、５１７…移動平均、５１８…ＶＳＷＲ演算、５１９…ΔＧ微調整、５２０…Δφ微調整、５２１…判定回路

Claims

搬送波と側帯波を有する被変調波を出力する送信機の出力のＶＳＷＲを監視し、監視しているＶＳＷＲが予め定めた値を越えた場合に、送信機を制御するための制御信号を出力する送信機の保護装置において、
前記送信機の出力から検知した被変調波の側帯波を抑圧するフィルタ部と、
前記フィルタ部の出力からＶＳＷＲを演算し、演算したＶＳＷＲが予め定めた値を越えた場合に送信機を制御するための制御信号を送信機に出力する制御信号生成部と、
を備えることを特徴とする送信機の保護装置。
前記フィルタ部は、送信機の出力から検出した被変調波が入力されるフィルタを備え、該フィルタの出力と該フィルタの入力を加算した信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の送信機の保護装置。
前記フィルタ部は、送信機の出力から検出した被変調波が入力される遅延回路を備え、該遅延回路の出力と該遅延回路の入力を加算した信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の送信機の保護装置。