JP2007228693A - Controller of motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、複数の独立した相巻線を有するモータに適用されるモータの制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device applied to a motor having a plurality of independent phase windings.
近年のモータ制御装置は、MOSFETやIGBTなどの高速スイッチング素子を用いて高周波でPWM制御を行う構成を有したものが多い。このようなモータ制御装置では、スイッチング素子のスイッチング時の急激な電圧変化により、モータ巻線の浮遊容量を通して「高周波漏れ電流」が接地線に流れるという現象が発生する。
上記高周波漏れ電流は、電磁波障害の発生源になる。そして、上記高周波漏れ電流に対しては、安全性の観点から、各種安全規格によってその限度値が定められている。
Many motor control devices in recent years have a configuration in which PWM control is performed at a high frequency using high-speed switching elements such as MOSFETs and IGBTs. In such a motor control device, a phenomenon occurs in which “high-frequency leakage current” flows to the ground line through the stray capacitance of the motor winding due to a sudden voltage change at the time of switching of the switching element.
The high-frequency leakage current becomes a source of electromagnetic interference. And the limit value with respect to the said high frequency leakage current is defined by various safety standards from a viewpoint of safety.
図14は、上記浮遊容量を考慮したモータ巻線のモデルを示す等価回路(分布定数回路として表されている)である。この図14に示すように、モータに発生した高周波の電流は、巻線インダクタンスを通らないで、巻線間に介在する巻線間浮遊容量C1および巻線とモータフレーム(ケース)との間に介在するフレーム間浮遊容量C2を介して接地線に流れることになる。したがって、高周波的に考えると、入力端子に容量が集中していると考えても良い。 FIG. 14 is an equivalent circuit (represented as a distributed constant circuit) showing a model of the motor winding in consideration of the stray capacitance. As shown in FIG. 14, the high-frequency current generated in the motor does not pass through the winding inductance, and the inter-winding stray capacitance C1 interposed between the windings and between the winding and the motor frame (case). It flows to the ground line via the inter-frame stray capacitance C2. Therefore, from the viewpoint of high frequency, it may be considered that the capacitance is concentrated on the input terminal.
図15にA相巻線1AおよびB相巻線1Bを備える2相モータの高周波等価回路を示す。高周波の漏れ電流は、同図に示す浮遊容量C3を介して接地線に流れる。この高周波の漏れ電流を抑制するためには、モータフレームの電圧変動を抑える必要がある。
上記モータフレームの電圧変動は、結論として、A相巻線1AおよびB相巻線1Bの各端子の電圧の平均値の変動を抑えることで抑制することができる。そこで、実質的に図16に例示したような構成を有するモータ制御装置が提案されている(例えば、非特許文献1参照)。
FIG. 15 shows a high-frequency equivalent circuit of a two-phase motor provided with an A-phase winding 1A and a B-phase winding 1B. The high-frequency leakage current flows to the ground line via the stray capacitance C3 shown in FIG. In order to suppress this high-frequency leakage current, it is necessary to suppress voltage fluctuations in the motor frame.
As a conclusion, the voltage fluctuation of the motor frame can be suppressed by suppressing the fluctuation of the average value of the voltage at each terminal of the A-phase winding 1A and the B-phase winding 1B. Accordingly, a motor control device having a configuration substantially exemplified in FIG. 16 has been proposed (see, for example, Non-Patent Document 1).
このモータ制御装置は、A相巻線1Aを駆動するインバータ式駆動部3Aと、B相巻線1Bを駆動するインバータ式駆動部3Bと、駆動部3Aのスイッチング素子Q1〜Q4をオンオフ制御するPWM制御部50Aと、駆動部3Bのスイッチング素子Q5〜Q8をオンオフ制御するPWM制御部50Bと、A相巻線1Aの電流を検出する電流検出器7Aと、B相巻線1Bの電流を検出する電流検出器7Bとを備えている。
This motor control device includes an inverter
制御部50Aにおいて、増幅器51は、A相電流指令と電流検出器7Aによって検出されるA相巻線1Aの電流とを比較し、それらの偏差を増幅して出力する。比較器52は、増幅器51の出力と基準三角波とを比較することによって駆動部3Aのスイッチング素子Q1,Q4をオンオフ制御する信号を形成し、また、比較器52の出力に接続されたインバータ53は、駆動部3Aのスイッチング素子Q2,Q3をオンオフ制御する信号を形成する。制御部50Bは、上記要素51〜53に対応する要素51'〜53'を備えている。
In the
ある時点での上記増幅器51の出力および増幅器51'の出力は、例えば、図17(a)における上側のラインおよび下側のラインようにそれぞれ表される。この場合、図16におけるA相巻線1Aの左端の電圧VAおよび右端の電圧VA'は、図17(b)に示す形態でそれぞれ変化し、また、図16におけるB相巻線1Bの左端の電圧VBおよび右端の電圧VB'は、図17(c)に示す形態でそれぞれ変化する。
図17のスイッチングシーケンスによれば、同図(d)に示すように、A相巻線1AおよびB相巻線1Bの各端子電圧の平均値が常に電源電圧Vの半分となる。つまり、上記端子電圧の平均値の変動が抑制される。
The output of the
According to the switching sequence of FIG. 17, the average value of the terminal voltages of the A-phase winding 1A and the B-phase winding 1B is always half of the power supply voltage V as shown in FIG. That is, fluctuations in the average value of the terminal voltage are suppressed.
図18の(a)および(b)は、それぞれA相巻線1Aを左から右方向に電流が流れている状態を示している。同図(a)では、スイッチング素子Q1,Q4を介して電流が流れ、また、同図(b)では、スイッチング素子Q2,Q3に並列接続された各還流ダイオードを介して電流(還流電流)が流れている。図19に、上記各電流の波形を示す。この図19に示すT1,T2は、それぞれ図18(a),(b)におけるA相巻線1Aの通電周期である。 FIGS. 18A and 18B show a state in which current flows through the A-phase winding 1A from the left to the right, respectively. In FIG. 6A, current flows through the switching elements Q1 and Q4, and in FIG. 5B, current (return current) flows through the free-wheeling diodes connected in parallel to the switching elements Q2 and Q3. Flowing. FIG. 19 shows the waveforms of the respective currents. T1 and T2 shown in FIG. 19 are energization cycles of the A-phase winding 1A in FIGS. 18 (a) and 18 (b), respectively.
ところで、上記スイッチングシーケンスによれば、A相巻線1AおよびB相巻線1Bの各端子電圧の平均値は抑制されるものの、図17(b),(c)に示すように、両巻線1Aおよび1Bに常に電源電圧Vが印加されることになる。このため、巻線1A,1Bに対する印加電圧の極性が変化する度に、該巻線1A,1Bを流れる電流がdi/dt=V/L(Lは巻線1A,1Bのインダクタンス)で表される変化率で大きく変動することになる(図19参照)。このように、巻線電流が大きく変動すると、巻線1A,1Bの抵抗による銅損ならびに鉄板で発生する鉄損が大きくなる。
By the way, according to the above switching sequence, although the average value of each terminal voltage of the A-phase winding 1A and the B-phase winding 1B is suppressed, as shown in FIGS. The power supply voltage V is always applied to 1A and 1B. For this reason, whenever the polarity of the voltage applied to the
上記巻線電流の変動を抑制するために、スイッチングシーケンス中に巻線1A(巻線1B)の両端を同電位に接続して、巻線電流を環流させるというモードを設けることが考えられる。
図20は、巻線電流を環流させるというモードを実現するように構成した2相モータ用制御装置を示している。この図20において、制御部500Aは、比較器54およびインバータ55を付加した点で図12に示す制御部50Aと相違し、同様に、制御部500Bは、比較器54'およびインバータ55'を付加した点で同図に示す制御部50Bと相違する。
In order to suppress the fluctuation of the winding current, it is conceivable to provide a mode in which both ends of the winding 1A (winding 1B) are connected to the same potential and the winding current is circulated during the switching sequence.
FIG. 20 shows a control device for a two-phase motor configured to realize a mode of circulating the winding current. In FIG. 20, the
制御部500Aにおける一方の比較器52は、増幅器51の出力と第1基準三角波とを比較することによってスイッチング素子Q1をオンオフ制御する信号を形成し、また、この比較器52の出力に接続されたインバータ53は、スイッチング素子Q2をオンオフ制御する信号を形成する。
制御部500Aにおける他方の比較器54は、前記増幅器51の出力と上記第1基準三角波とは180°位相のずれた第2基準三角波とを比較することによってスイッチング素子Q4をオンオフ制御する信号を形成し、また、この比較器54の出力に接続されたインバータ55は、スイッチング素子Q3をオンオフ制御する信号を形成する。
一方、制御部500Bにおける比較器52',54'およびインバータ53',55'は、制御部500Aにおける比較器52,54およびインバータ53に準じた動作を実行して、スイッチング素子Q5〜Q8をオンオフ制御する信号を形成する。
One
The
On the other hand, comparators 52 'and 54' and inverters 53 'and 55' in
上記第1、第2基準三角波に対する増幅器51の出力および増幅器51'の出力は、ある時点において、図21(a)における上方のラインおよび下方のラインようにそれぞれ表される。この場合、図20におけるA相巻線1Aの左端の電圧VAおよび右端の電圧VA'は、図21(b)に示す形態でそれぞれ変化し、また、図20におけるB相巻線1Bの左端の電圧VBおよび右端の電圧VB'は、図11(c)に示す形態でそれぞれ変化する。
図21に示すスイッチングシーケンスによれば、A相巻線1AおよびB相巻線1Bの各端子電圧の平均値が同図(d)に示す形態で変動する。つまり、0〜V(Vは電源電圧)の範囲において、スイッチング状態が変化するごとにV/4のステップで変動することになる。
The output of the
According to the switching sequence shown in FIG. 21, the average values of the terminal voltages of the A-phase winding 1A and the B-phase winding 1B vary in the form shown in FIG. In other words, in the range of 0 to V (V is the power supply voltage), it changes in steps of V / 4 every time the switching state changes.
図22の(a)〜(d)は、それぞれA相巻線1Aを左から右方向に電流が流れている状態を示している。同図(a)では、スイッチング素子Q1,Q4を介して電流が流れ、また同図(b)では、スイッチング素子Q2に並列接続された還流ダイオードおよびスイッチング素子Q4を介して電流が流れている。さらに、同図(c)では、スイッチング素子Q1,Q4を介して上記電流が流れ、また同図(d)では、スイッチング素子Q1と、スイッチング素子Q3に並列接続された還流ダイオードとを介して上記電流が流れている。図23に上記各電流の波形を示す。この図23に示すT1〜T4は、それぞれ図22(a)〜(d)における通電周期である。 FIGS. 22A to 22D show states in which current flows from the left to the right in the A-phase winding 1A. In FIG. 6A, current flows through the switching elements Q1 and Q4, and in FIG. 5B, current flows through the freewheeling diode connected in parallel to the switching element Q2 and the switching element Q4. Furthermore, in the same figure (c), the said electric current flows through switching element Q1, Q4, and in the same figure (d), the said electric current flows through switching element Q1 and the free-wheeling diode connected in parallel with switching element Q3. Current is flowing. FIG. 23 shows the waveforms of the respective currents. T1 to T4 shown in FIG. 23 are energization periods in FIGS. 22 (a) to 22 (d), respectively.
図22(a),(c)の状態では、A相巻線1Aに電源電圧Vが印加されるので、このA相巻線1Aを流れる電流がdi/dt=V/Lで表される変化率で変化する。一方、図22(b)、(d)の状態では、A相巻線1Aの両端が同電位となるので、この巻線1Aの電流が該巻線1Aの抵抗や還流ダイオードの内部抵抗により緩やかに減少することになる。
22 (a) and 22 (c), since the power supply voltage V is applied to the A-phase winding 1A, the current flowing through the
図24は、電流を0に制御しているとき(同図(a)参照)のスイッチングシーケンスを示す。このスイッチングシーケンスにおいては、同図(b)および(c)から明らかなように、A相巻線1AおよびB相巻線1Bの両端が電源のプラス側に接続される状態とGND側に接続される状態がデューティ50%で繰り返される。
この状態では、A相巻線1AおよびB相巻線1Bの印加電圧が0であるので、これらの巻線1A,1Bに電流は流れない。しかし、この状態においては、図24(d)に示すように、A相巻線1AおよびB相巻線1Bの各端子電圧の平均値の変動の大きさが電源電圧Vとなり、このため、モータフレームの電圧変動は最大となる。
FIG. 24 shows a switching sequence when the current is controlled to 0 (see FIG. 24A). In this switching sequence, as is apparent from FIGS. 2B and 2C, both ends of the A-phase winding 1A and the B-phase winding 1B are connected to the positive side of the power source and to the GND side. This state is repeated with a duty of 50%.
In this state, since the applied voltage of the A-phase winding 1A and the B-phase winding 1B is 0, no current flows through these
このように、図20に示すモータ制御装置によれば、モータに流れる電流の変動(リプル)は低減されるものの、A相巻線1AおよびB相巻線1Bの各端子電圧の平均値の変動が大きくなるので、モータフレーム電圧の変化が大きくなって、換言すれば、高周波の漏れ電流が大きくなって、電磁波障害が発生するおそれがある。 As described above, according to the motor control device shown in FIG. 20, the fluctuation (ripple) of the current flowing through the motor is reduced, but the fluctuation of the average value of each terminal voltage of the A-phase winding 1A and the B-phase winding 1B. Therefore, the change in the motor frame voltage increases, in other words, the high-frequency leakage current increases, which may cause electromagnetic interference.
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータに流れる電流のリプルを低減しながら、高周波漏れ電流を効果的に抑制することができるモータ制御装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a motor control device that can effectively suppress high-frequency leakage current while reducing ripple of current flowing in the motor. There is to do.
上記目的を達成するため、本発明は、複数の独立した相巻線を有するモータに適用され、前記複数の相巻線を一方の組の相巻線と他方の組の相巻線に分けて制御するモータの制御装置であって、前記各相巻線をそれぞれ駆動する複数のインバータ式駆動手段と、前記各インバータ式駆動手段をそれぞれPWM制御する複数のPWM制御手段と、を備え、前記各PWM制御手段は、対応する前記インバータ式駆動手段が、該駆動手段に係る前記相巻線の両端に電源の電圧を印加する状態、該相巻線の両端を前記電源の正側に接続させる状態、および、該巻線の両端を前記電源の負側に接続させる状態をとりうるスイッチングシーケンスを実行するように構成され、さらに、前記一方の組の相巻線に係る前記駆動手段に対応したPWM制御手段と、前記他方の組の相巻線に係る前記駆動手段に対応したPWM制御手段は、前記一方の組に含まれる少なくとも1つの相巻線の両端が前記電源の正側に接続されている時に、前記他方の組に含まれる全ての相巻線の少なくとも一端を前記電源の負側に接続させ、前記一方の組に含まれる少なくとも1つの相巻線の両端が前記電源の負側に接続されている時に、前記他方の組に含まれる全ての相巻線の少なくとも一端を前記電源の正側に接続させるように、互いのスイッチングシーケンスの位相関係を設定した構成を有する。 To achieve the above object, the present invention is applied to a motor having a plurality of independent phase windings, and the plurality of phase windings are divided into one set of phase windings and the other set of phase windings. A control device for a motor to be controlled, comprising: a plurality of inverter type driving means for driving each of the phase windings; and a plurality of PWM control means for PWM controlling each of the inverter type driving means. The PWM control means is a state in which the corresponding inverter type driving means applies the voltage of the power source to both ends of the phase winding related to the driving means, and a state in which both ends of the phase winding are connected to the positive side of the power source. And a switching sequence that can take a state in which both ends of the winding are connected to the negative side of the power source, and further, PWM corresponding to the driving means related to the one set of phase windings Control means and The PWM control means corresponding to the drive means related to the other set of phase windings is configured such that when both ends of at least one phase winding included in the one set are connected to the positive side of the power supply, At least one end of all phase windings included in the other set is connected to the negative side of the power source, and both ends of at least one phase winding included in the one set are connected to the negative side of the power source. In some cases, the phase relationship of the mutual switching sequence is set so that at least one end of all the phase windings included in the other set is connected to the positive side of the power source.
前記各インバータ式駆動手段は、対応する相巻線の一端と前記電源の正極間および負極間にそれぞれ介在させた第1および第2のスイッチング素子と、前記相巻線の他端と前記電源の正極間および負極間にそれぞれ介在させた第3および第4のスイッチング素子とを備えることができる。 Each inverter type driving means includes first and second switching elements interposed between one end of the corresponding phase winding and the positive and negative electrodes of the power source, the other end of the phase winding and the power source. Third and fourth switching elements interposed between the positive electrodes and the negative electrodes can be provided.
前記各PWM制御手段のうち、前記一方の組の相巻線を駆動するインバータ式駆動手段に対応したPWM制御手段は、前記電流指令に対する前記相巻線の電流値の偏差と第1基準三角波との比較に基づいて前記第1および第2のスイッチング素子を制御し、前記相巻線の電流値の偏差と前記第1基準三角波とは位相が180°ずれた第2基準三角波との比較に基づいて前記第3および第4のスイッチング素子を制御するように構成され、前記各PWM制御手段のうち、前記他方の組の相巻線を駆動するインバータ式駆動手段に対応したPWM制御手段は、前記電流指令に対する前記相巻線の電流値の偏差と前記第2基準三角波との比較に基づいて前記第1および第2のスイッチング素子を制御し、前記相巻線の電流値の偏差と前記第1基準三角波との比較に基づいて前記第3および第4のスイッチング素子スイチング素子を制御するように構成される。
本発明は、前記相巻線を2つもしくは3以上備えたモータに適用することができる。
Among the PWM control means, the PWM control means corresponding to the inverter-type drive means for driving the one set of phase windings includes a deviation of the current value of the phase winding with respect to the current command and a first reference triangular wave. The first and second switching elements are controlled on the basis of the comparison, and the deviation of the current value of the phase winding and the first reference triangular wave are based on the comparison with the second reference triangular wave whose phase is shifted by 180 °. PWM control means corresponding to the inverter type driving means for driving the other set of phase windings among the PWM control means is configured to control the third and fourth switching elements. The first and second switching elements are controlled based on a comparison between the current value deviation of the phase winding with respect to the current command and the second reference triangular wave, and the deviation of the current value of the phase winding and the first Standard three Configured to control the third and fourth switching elements switching devices based on the comparison of the waves.
The present invention can be applied to a motor having two or three or more phase windings.
本発明によれば、モータに流れる電流のリプルが低減される。しかも、コモンモード電圧の変動が低減されるので、コモンモードコイル等の部品を使用することなく、モータのフレーム電圧の変動に起因した高周波漏れ電流を大幅に抑制することができる。したがって、EMI(電磁波障害)を抑制もしくは防止したモータの制御が可能になる。 According to the present invention, ripple of current flowing in the motor is reduced. In addition, since fluctuations in the common mode voltage are reduced, high-frequency leakage current caused by fluctuations in the frame voltage of the motor can be greatly suppressed without using components such as common mode coils. Therefore, it is possible to control the motor that suppresses or prevents EMI (electromagnetic interference).
図1は、2相モータ(例えば、2相ステッピングモータ)に適用した本発明に係るモータ制御装置の実施形態を示す回路図である。この図1においては、図20に示す要素と同一もしくは共通する要素に同一の参照番号を付してある。
本実施形態に係るモータ制御装置は、図20に示す制御装置と同様に、駆動部3A,3Bおよび電流検出器7A,7Bを備えている。制御部5Aは、図20に示す制御部500Aと同一の構成の構成を有する。これに対して、制御部5Bは、比較器52',54'に入力させる基準三角波の種別において図20に示した制御部500Bと相違している。
すなわち、図20に示した制御部500Bは、比較器52'に第1基準三角波を入力し、比較器54'に該第1基準三角波とは位相が180°ずれた第2基準三角波をそれぞれ入力するように構成されている。これに対して、制御部5Bは、比較器52'に第2基準三角波を入力し、比較器54'に第1基準三角波を入力するように構成されている。
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a motor control device according to the present invention applied to a two-phase motor (for example, a two-phase stepping motor). In FIG. 1, the same or common elements as those shown in FIG. 20 are denoted by the same reference numerals.
The motor control device according to the present embodiment includes
That is, the
次に、上記の構成を有する本実施形態に係るモータ制御装置の作用を説明する。
ある時点での上記増幅器51および51'の出力は、例えば、図2(a)における上側のラインおよび下側のラインようにそれぞれ表される。この場合、図1におけるA相巻線1Aの左端の電圧VAおよび右端の電圧VA'は、図2(b)に示す形態(図21(b)に示す形態と同様)でそれぞれ変化する。一方、図1におけるB相巻線1Bの左端の電圧VBおよび右端の電圧VB'は、図2(c)に示す形態(図21(c)に示す電圧VBおよびVB'の移送を180°ずらした形態)で変化する。
Next, the operation of the motor control device according to the present embodiment having the above configuration will be described.
The outputs of the
この図2のスイッチングシーケンスの場合、個別の相巻線1A,1Bの電流経路および電流波形は、図21のスイッチングシーケンスの場合のそれ(図22、図23参照)と変わらないものの、相巻線1A,1Bの各端子電圧の平均値の変動が図2(d)に示すように大幅に抑制されることになる。
すなわち、図21のスイッチングシーケンスでは、相巻線1A,1Bの各端子電圧の平均値が0〜Vの範囲で変動(図21(d)参照)するのに対して、図2のスイッチングシーケンスでは、同図(d)に示すように、上記平均値がV/4〜3V/4の範囲で変動することになる。つまり、図21のスイッチングシーケンスの場合に比して、上記平均値の変動幅が半分に抑制されることになる。
In the switching sequence shown in FIG. 2, the current paths and current waveforms of the
That is, in the switching sequence of FIG. 21, the average value of the terminal voltages of the
また、図2のスイッチングシーケンスでは、上記平均値の変動幅がV/2からはずれる時間が短くなるので、ほとんどの時間において上記平均値がV/2に安定することになる。すなわち、例えば、モータを低速回転もしくは停止させた時においては、各相巻線1A,1Bに電圧を印加する時間が短くても該巻線1A,1Bに電流を流し得るので、瞬間的には該相巻線1A,2の各端子電圧の平均値がV/4や3V/4に変動することになるものの、ほとんどの時間において上記平均値がV/2に安定する。
Further, in the switching sequence of FIG. 2, the time during which the fluctuation range of the average value deviates from V / 2 is shortened, so that the average value is stabilized at V / 2 over most of the time. That is, for example, when the motor is rotated at a low speed or stopped, a current can be passed through the
図3は、同図(a)に示すように、電流を0に制御しているとき(増幅器51,51'の出力が0のとき)のスイッチングシーケンスを示す。このスイッチングシーケンスにおいては、同図(b),(c)から明らかなように、A相巻線1AおよびB相巻線1Bの各両端が電源のプラス側に接続される状態とGND側に接続される状態とがデューティ50%の比率で繰り返される。したがって、各相巻線1A,1Bには電流が流れない。
この結果、このスイッチングシーケンスでは、同図(d)に示すように、各相巻線1A,1Bの各端子電圧の平均値が一定(V/2)になって変動しない。
FIG. 3 shows a switching sequence when the current is controlled to 0 (when the outputs of the
As a result, in this switching sequence, the average value of the terminal voltages of the
上記実施形態によれば、モータに流れる電流のリプルを低減することができ、しかも、コモンモードコイル等の部品を追加することなく、モータのフレーム電圧の変動を抑制することができる。したがって、銅損ならびに鉄板をできる限り抑制しながら、高周波漏れ電流を大幅に削減して、EMI(電磁波障害)を抑制することができる。 According to the above-described embodiment, ripple of current flowing through the motor can be reduced, and fluctuations in the frame voltage of the motor can be suppressed without adding components such as a common mode coil. Therefore, high frequency leakage current can be greatly reduced and EMI (electromagnetic wave interference) can be suppressed while suppressing copper loss and iron plate as much as possible.
本発明は、2相モータだけでなく、3個以上の独立した相巻線を持つ多相(3相、4相、5相、6相等)のモータにも有効に適用することができる。図4および図9に、3相モータに適用する場合および4相モータに適用する場合の本発明に係るモータ制御装置の実施形態をそれぞれ示す。
図4に示すモータ制御装置は、図1の制御装置に、スイッチング素子Q9〜Q12からなる駆動部3Cと、C相巻線1Cの電流を検出する電流検出器7Cと、駆動部3CをPWM制御する制御部5Cとを付加した構成を有する。制御部5Cは、図1の制御部5Aに対応する構成を有し、電流検出器7Cの出力と第1、第2基準三角波とに基づいてスイッチング素子Q9〜Q12に対するオンオフ制御信号を形成する。
The present invention can be effectively applied not only to a two-phase motor but also to a multi-phase (three-phase, four-phase, five-phase, six-phase, etc.) motor having three or more independent phase windings. 4 and 9 show embodiments of the motor control device according to the present invention when applied to a three-phase motor and when applied to a four-phase motor, respectively.
The motor control device shown in FIG. 4 is similar to the control device shown in FIG. And a
上記第1、第2基準三角波に対するA相増幅器51、B相増幅器51'およびC相増幅器51の各出力が、例えば、図5(a)における上、中、下のラインで示す値をそれぞれ有する場合、A相巻線1Aの左端の電圧VAおよび右端の電圧VA'は同図(b)に示す形態で、B相巻線1Bの左端の電圧VBおよび右端の電圧VB'は同図(c)に示す形態で、C相巻線1Cの左端の電圧VCおよび右端の電圧VC'は同図(c)に示す形態でそれぞれ変化する。この結果、A相巻線1A、B相巻線1BおよびC相巻線1Cの各端子電圧の平均値は、同図(e)に示す形態で変動、つまり、2V/6(V/3)〜4V/6(2V/3)の範囲で変動することになる。
The outputs of the
図6は、電流を0に制御しているときのスイッチングシーケンスを示す。このスイッチングシーケンスにおいては、各相巻線1A,1Bおよび1Cに電流が流れず、また、各相巻線1A,1Bおよび1Cの各端子電圧の平均値が2V/6(V/3)〜4V/6(2V/3)の範囲で変化することになる。
FIG. 6 shows a switching sequence when the current is controlled to zero. In this switching sequence, no current flows through the
図7および図8は、上記3相モータを図20の制御装置の構成に準じた3相モータ制御装置で制御した場合における図5および図6に対応するスイッチングシーケンスをそれぞれ示している。図5(e)と図7(e)との対比ならびに図6(e)と図8(e)との対比から明らかなように、図4に示す本発明の制御装置によれば、各相巻線の端子電圧の平均値の変動が抑制され、また、上記平均値の変動幅がV/2からはずれる時間が短くなる。 FIGS. 7 and 8 respectively show switching sequences corresponding to FIGS. 5 and 6 when the three-phase motor is controlled by a three-phase motor control device according to the configuration of the control device of FIG. As is clear from the comparison between FIG. 5 (e) and FIG. 7 (e) and the comparison between FIG. 6 (e) and FIG. 8 (e), according to the control device of the present invention shown in FIG. The fluctuation of the average value of the terminal voltage of the winding is suppressed, and the time during which the fluctuation range of the average value deviates from V / 2 is shortened.
図9に示す4相モータ用の制御装置は、図4の制御装置に、スイッチング素子Q13〜Q16からなる駆動部4Dと、D相巻線1Dの電流を検出する電流検出器7Dと、駆動部4DをPWM制御する制御部5Dとを付加した構成を有する。制御部5Dは、図4の制御部5Bに対応する構成を有し、電流検出器7Dの出力と第1、第2基準三角波とに基づいてスイッチング素子Q13〜Q16に対するオンオフ制御信号を形成する。
The control device for a four-phase motor shown in FIG. 9 is different from the control device shown in FIG. 4 in a drive unit 4D including switching elements Q13 to Q16, a
上記第1、第2基準三角波に対するA相増幅器51、B相増幅器51'、C相増幅器51およびD相増幅器51'の各出力が、例えば、図10(a)の上方から下方に向って順次配列するラインで表される場合、A相巻線1Aの左端の電圧VAおよび右端の電圧VA'は同図(b)に示す形態で、B相巻線1Bの左端の電圧VBおよび右端の電圧VB'は同図(c)に示す形態で、C相巻線1Cの左端の電圧VCおよび右端の電圧VC'は同図(d)に示す形態で、更に、D相巻線1Dの左端の電圧VDおよび右端の電圧VD'は同図(e)に示す形態でそれぞれ変化する。この結果、巻線1A、巻線1B、巻線1Cおよび巻線1Dの各端子電圧の平均値は、同図(f)に示す形態で変動すること、つまり、3V/8〜5V/8の範囲で変動することになる。
The outputs of the
図11は、電流を0に制御しているときのスイッチングシーケンスを示す。このスイッチングシーケンスにおいては、各相巻線1A,1B,1Cおよび1Dに電流が流れず、また、各相巻線1A,1B,1Cおよび1Dの各端子電圧の平均値がV/2に固定されることになる。 FIG. 11 shows a switching sequence when the current is controlled to zero. In this switching sequence, no current flows through each phase winding 1A, 1B, 1C and 1D, and the average value of the terminal voltages of each phase winding 1A, 1B, 1C and 1D is fixed at V / 2. Will be.
図12および図13は、上記4相モータを図20の制御装置の構成に準じた構成の4相モータ制御装置で制御した場合における図10および図11に対応するスイッチングシーケンスをそれぞれ示している。図10(f)と図12(f)との対比ならびに図11(f)と図13(f)との対比から明らかなように、図9に示す本発明の制御装置によれば、各相巻線の端子電圧の平均値の変動が抑制され、また、上記平均値の変動幅がV/2からはずれる時間が短くなる。 FIGS. 12 and 13 respectively show switching sequences corresponding to FIGS. 10 and 11 when the four-phase motor is controlled by a four-phase motor control device having a configuration similar to that of the control device of FIG. As is clear from the comparison between FIG. 10 (f) and FIG. 12 (f) and the comparison between FIG. 11 (f) and FIG. 13 (f), according to the control device of the present invention shown in FIG. The fluctuation of the average value of the terminal voltage of the winding is suppressed, and the time during which the fluctuation range of the average value deviates from V / 2 is shortened.
以上の説明から明らかなように、上記各実施形態に係るモータ制御装置は、複数の独立した相巻線を有するモータに適用され、この複数の相巻線を一方の組の相巻線と他方の組の相巻線に分けて制御するものである。
すなわち、一方の組の相巻線に係る駆動部に対応したPWM制御部および他方の組の相巻線に係る駆動部に対応したPWM制御部が、一方の組に含まれる少なくとも1つの相巻線の両端が電源の正側に接続されている時に、他方の組に含まれる全ての相巻線の少なくとも一端を前電源の負側に接続させ、一方の組に含まれる少なくとも1つの相巻線の両端が電源の負側に接続されている時に、他方の組に含まれる全ての相巻線の少なくとも一端を電源の正側に接続させるようなスイッチングシーケンスを実行してモータを制御する。
As is clear from the above description, the motor control device according to each of the above embodiments is applied to a motor having a plurality of independent phase windings, and the plurality of phase windings are combined with one set of phase windings and the other. The control is divided into two sets of phase windings.
That is, at least one phase winding included in one set includes a PWM control unit corresponding to a drive unit related to one set of phase windings and a PWM control unit corresponding to a drive unit related to the other set of phase windings. When both ends of the wire are connected to the positive side of the power source, at least one end of all the phase windings included in the other set is connected to the negative side of the previous power source, and at least one phase winding included in the one set is connected. When both ends of the wire are connected to the negative side of the power source, the motor is controlled by executing a switching sequence that connects at least one end of all the phase windings included in the other set to the positive side of the power source.
なお、上記各実施形態に係るモータ制御装置は、複数の独立した相巻線を有する種々のモータ、例えば、ステッピングモータ、ブラシレスモータ、インダクションモータ等の制御にも適用することができる。
また、上記実施形態では、アナログ回路を用いてモータの電流制御を実行しているが、CPU等のマイクロプロセッサを用いたデジタル回路による電流制御を実行する構成も採用可能である。
The motor control device according to each of the above embodiments can be applied to control of various motors having a plurality of independent phase windings, for example, stepping motors, brushless motors, induction motors, and the like.
In the above embodiment, the current control of the motor is executed using an analog circuit. However, a configuration in which the current control is executed by a digital circuit using a microprocessor such as a CPU can also be adopted.
1A A相巻線
1B B相巻線
1C C相巻線
1D D相巻線
3A〜3D 駆動部
5A〜5D 制御部
7A〜7D 電流検出器
51,51' 増幅器
52,54,52',54' 比較器
53,55,53',55' インバータ
1A A-phase winding 1B B-phase winding 1C C-phase winding 1D D-phase winding 3A to
Claims (4)
前記各相巻線をそれぞれ駆動する複数のインバータ式駆動手段と、
前記各インバータ式駆動手段をそれぞれPWM制御する複数のPWM制御手段と、を備え、
前記各PWM制御手段は、
対応する前記インバータ式駆動手段が、該駆動手段に係る前記相巻線の両端に電源の電圧を印加する状態、該相巻線の両端を前記電源の正側に接続させる状態、および、該巻線の両端を前記電源の負側に接続させる状態をとりうるスイッチングシーケンスを実行するように構成され、
さらに、前記一方の組の相巻線に係る前記駆動手段に対応したPWM制御手段と、前記他方の組の相巻線に係る前記駆動手段に対応したPWM制御手段は、
前記一方の組に含まれる少なくとも1つの相巻線の両端が前記電源の正側に接続されている時に、前記他方の組に含まれる全ての相巻線の少なくとも一端を前記電源の負側に接続させ、前記一方の組に含まれる少なくとも1つの相巻線の両端が前記電源の負側に接続されている時に、前記他方の組に含まれる全ての相巻線の少なくとも一端を前記電源の正側に接続させるように、互いのスイッチングシーケンスの位相関係を設定した構成を有することを特徴とするモータ制御装置。 A motor control device that is applied to a motor having a plurality of independent phase windings and controls the plurality of phase windings by dividing them into one set of phase windings and the other set of phase windings,
A plurality of inverter type driving means for driving each phase winding;
A plurality of PWM control means for PWM-controlling each inverter type drive means,
Each PWM control means includes:
The corresponding inverter type driving means applies a power supply voltage to both ends of the phase winding of the driving means, connects both ends of the phase winding to the positive side of the power supply, and Configured to execute a switching sequence that can be in a state of connecting both ends of the line to the negative side of the power source;
Further, PWM control means corresponding to the driving means related to the one set of phase windings, and PWM control means corresponding to the driving means related to the other set of phase windings,
When both ends of at least one phase winding included in the one set are connected to the positive side of the power source, at least one end of all the phase windings included in the other set is set to the negative side of the power source. When both ends of at least one phase winding included in the one set are connected to the negative side of the power supply, at least one end of all the phase windings included in the other set is connected to the power supply. A motor control device having a configuration in which the phase relationship of each switching sequence is set so as to be connected to the positive side.
前記各PWM制御手段のうち、前記他方の組の相巻線を駆動するインバータ式駆動手段に対応したPWM制御手段は、前記電流指令に対する前記相巻線の電流値の偏差と前記第2基準三角波との比較に基づいて前記第1および第2のスイッチング素子を制御し、前記相巻線の電流値の偏差と前記第1基準三角波との比較に基づいて前記第3および第4のスイッチング素子スイチング素子を制御するように構成されていることを特徴とする請求項2に記載のモータの制御装置。 Among the PWM control means, the PWM control means corresponding to the inverter-type drive means for driving the one set of phase windings includes a deviation of the current value of the phase winding with respect to the current command and a first reference triangular wave. The first and second switching elements are controlled on the basis of the comparison, and the deviation of the current value of the phase winding and the first reference triangular wave are based on the comparison with the second reference triangular wave whose phase is shifted by 180 °. Configured to control the third and fourth switching elements,
Among the PWM control means, the PWM control means corresponding to the inverter-type drive means for driving the other set of phase windings includes a deviation of the current value of the phase winding with respect to the current command and the second reference triangular wave. The first and second switching elements are controlled based on the comparison with the third switching element, and the third and fourth switching element switching are performed based on the comparison between the deviation of the current value of the phase winding and the first reference triangular wave. The motor control device according to claim 2, wherein the motor control device is configured to control an element.
4. The motor control device according to claim 1, wherein the motor includes two or three or more phase windings.
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