JP4880333B2

JP4880333B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP4880333B2
Application number: JP2006070188A
Authority: JP
Inventors: 厚針ヶ谷
Original assignee: Oriental Motor Co Ltd
Current assignee: Oriental Motor Co Ltd
Priority date: 2006-03-15
Filing date: 2006-03-15
Publication date: 2012-02-22
Anticipated expiration: 2026-03-15
Also published as: JP2007252054A

Description

本発明は、独立した複数の相巻線を有するモータの制御装置に関し、特に、該モータに供給する電流のリプルを低減する技術に関するものである。 The present invention relates to a control device for a motor having a plurality of independent phase windings, and more particularly to a technique for reducing ripple of current supplied to the motor.

モータに設けられた複数の相巻線を個別に駆動する駆動回路と、該駆動回路をＰＷＭ制御する制御回路（励磁シーケンス回路)とを備えるモータ制御装置が実用されている（例えば、非特許文献1参照）。 A motor control device including a drive circuit that individually drives a plurality of phase windings provided in a motor and a control circuit (excitation sequence circuit) that performs PWM control of the drive circuit has been put into practical use (for example, non-patent literature) 1).

図１６に、上記のような構成のモータ制御装置の回路図の一例を示す。このモータ制御装置は、バイファイラ方式で巻かれたＡ相巻線１，１’およびＢ相巻線２，２’を備える２相モータを駆動するものであり、上記Ａ相巻線１，１’およびＢ相巻線２，２’をそれぞれユニポーラ駆動するインバータ式駆動回路３および４と、該駆動回路３および４をそれぞれＰＷＭ制御する制御回路５および６とを備えている。 FIG. 16 shows an example of a circuit diagram of the motor control device configured as described above. This motor control device drives a two-phase motor including an A-phase winding 1, 1 ′ and a B-phase winding 2, 2 ′ wound by a bifilar system. And inverter-type drive circuits 3 and 4 for driving the B-phase windings 2 and 2 ', respectively, and control circuits 5 and 6 for PWM-controlling the drive circuits 3 and 4, respectively.

駆動回路３は、Ａ相巻線１，１’をそれぞれ駆動するトランジスタ等からなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、これらのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流（Ａ相巻線１，１’を流れる電流）を検出する抵抗器７とを備えている。また、駆動回路４は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対応するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、上記抵抗器７に対応する抵抗器８とを有する。 The drive circuit 3 includes switching elements Q1 and Q2 composed of transistors or the like that respectively drive the A-phase windings 1 and 1 ′, and currents that flow through these switching elements Q1 and Q2 (currents that flow through the A-phase windings 1 and 1 ′. And a resistor 7 for detecting. The drive circuit 4 includes switching elements Q3 and Q4 corresponding to the switching elements Q1 and Q2 and a resistor 8 corresponding to the resistor 7.

ＰＷＭ制御回路５は、Ａ相電流指令と抵抗器７によって検出されるＡ相巻線１，１’の電流との偏差を増幅して出力するアンプ５１と、該アンプ５１の出力と基準三角波とを比較するコンパレータ５２と、該コンパレータ５２の出力および駆動巻線指示信号（Ａ相巻線１，１’のいずれを駆動するかを指示する信号）に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするための制御信号を形成するアンドゲート５３，５４と、を備えている。ＰＷＭ制御回路６は、上記アンプ５１、コンパレータ５２およびアンドゲート５３，５４にそれぞれ対応するアンプ６１、コンパレータ６２およびアンドゲート６３，６４を有する。 The PWM control circuit 5 amplifies the deviation between the A-phase current command and the current of the A-phase winding 1, 1 ′ detected by the resistor 7, and outputs the amplifier 51 and the reference triangular wave. To turn on and off switching elements Q1 and Q2 based on the comparator 52 and the output of the comparator 52 and a drive winding instruction signal (a signal indicating which of the A-phase windings 1 and 1 'is driven) AND gates 53 and 54 for generating the control signal. The PWM control circuit 6 includes an amplifier 61, a comparator 62, and AND gates 63, 64 corresponding to the amplifier 51, the comparator 52, and the AND gates 53, 54, respectively.

図１７は、上記モータ制御装置の駆動回路３，４に電力を供給する電源ブロックのモデルを示している。このモデルでは、直流電源９の出力電圧Ｖがリード線のインダクタンスＬと抵抗Ｒを介して平滑用コンデンサＣに加えられ、このコンデンサＣの端子電圧Ｖ’が上記駆動回路３，４に印加される。 FIG. 17 shows a model of a power supply block that supplies power to the drive circuits 3 and 4 of the motor control device. In this model, the output voltage V of the DC power source 9 is applied to the smoothing capacitor C through the lead wire inductance L and resistance R, and the terminal voltage V ′ of the capacitor C is applied to the drive circuits 3 and 4. .

モータの負荷が急激に変動した場合には、それに応じた供給電流ｉが必要とされる。上記コンデンサＣがない場合、モータへの供給電流ｉが、常にリード線のインダクタンスＬと抵抗Ｒとを介して流れることになるので、この供給電流ｉの変化に応じた電圧降下が生じることになる。すなわち、上記リード線のインダクタンスＬと抵抗Ｒによって必要とする電流供給が妨げられて、上記駆動回路５，６への印加電圧Ｖ’が降下する。この印加電圧Ｖ’の降下は、モータの特性を悪化させて、トルク不足、高速性の低下などの問題を発生させる要因となる。
これに対して、十分な容量を持ったコンデンサＣを駆動回路５，６のすぐそばに実装すると、供給電流ｉが急激に変動した際の変動分がコンデンサＣから供給されるので、供給電圧Ｖ’の変動を抑制して、モータの特性を安定にすることができる。 When the motor load fluctuates abruptly, a corresponding supply current i is required. In the absence of the capacitor C, the supply current i to the motor always flows through the inductance L and the resistance R of the lead wire, so that a voltage drop corresponding to the change of the supply current i occurs. . That is, the required current supply is hindered by the inductance L and resistance R of the lead wire, and the applied voltage V ′ to the drive circuits 5 and 6 drops. This drop in the applied voltage V ′ deteriorates the characteristics of the motor and causes problems such as insufficient torque and a decrease in high speed.
On the other hand, when a capacitor C having a sufficient capacity is mounted in the immediate vicinity of the drive circuits 5 and 6, since the fluctuation amount when the supply current i fluctuates rapidly is supplied from the capacitor C, the supply voltage V The fluctuation of 'can be suppressed and the motor characteristics can be stabilized.

ここで、図１８（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１をオンさせてＡ相巻線１に電流を流し、その後、該スイッチング素子Ｑ１をオフさせると、同図（ｂ）に示すように、Ａ相巻線１の逆起電力に基づく電流が該Ａ相巻線１に並列接続された還流ダイオードＤを介して還流することになる。なお、他の相巻線１’，２，２’においても、通電をオフした後に、逆起電力に基づく同様の電流が還流する。 Here, as shown in FIG. 18 (a), when the switching element Q1 is turned on to pass a current through the A-phase winding 1, and then the switching element Q1 is turned off, as shown in FIG. 18 (b). The current based on the back electromotive force of the A-phase winding 1 is returned via the free-wheeling diode D connected in parallel to the A-phase winding 1. In the other phase windings 1 ′, 2, 2 ′, the same current based on the counter electromotive force is circulated after the energization is turned off.

上記構成のモータ制御装置では、スイッチングシーケンス中において、相巻線１，２（相巻線１’，２’）の両端に電圧が印加されるタイミング（電力供給タイミング）が重なり合う状態、および、相巻線１，２（相巻線１’，２’）における逆起電力の還流タイミングが重なり合う状態が発生する。スイッチングシーケンスの詳細については後述する。 In the motor control device having the above-described configuration, in the switching sequence, a state in which the timings (power supply timings) at which voltages are applied to both ends of the phase windings 1 and 2 (phase windings 1 ′ and 2 ′) overlap, A state occurs in which the return timing of the counter electromotive force in the windings 1 and 2 (phase windings 1 ′ and 2 ′) overlaps. Details of the switching sequence will be described later.

図１９に、従来の別構成のモータ制御装置の回路図を示す。このモータ制御装置は、モノファイラ方式で巻かれたＡ相巻線１０およびＢ相巻線１１を備える２相モータを駆動するものであり、上記Ａ相巻線１０およびＢ相巻線１１をそれぞれ駆動するインバータ式駆動回路１２および１３と、該駆動回路１２および１３をそれぞれＰＷＭ制御する制御回路１４および１５とを備えている。
駆動回路１２は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をブリッジ接続した構成を有し、Ａ相巻線１０をバイポーラ駆動する。また、駆動回路１３は、スイッチング素子Ｑ１５〜Ｑ１８をブリッジ接続した構成を有し、Ｂ相巻線１１をバイポーラ駆動する。 FIG. 19 shows a circuit diagram of a conventional motor control device having another configuration. This motor control device drives a two-phase motor comprising an A-phase winding 10 and a B-phase winding 11 wound in a monofilar system. The A-phase winding 10 and the B-phase winding 11 are respectively connected to the motor control device. Inverter type drive circuits 12 and 13 for driving, and control circuits 14 and 15 for PWM controlling the drive circuits 12 and 13 respectively are provided.
Drive circuit 12 has a configuration in which switching elements Q11 to Q14 are bridge-connected, and drives A-phase winding 10 in a bipolar manner. Further, drive circuit 13 has a configuration in which switching elements Q15 to Q18 are bridge-connected, and B-phase winding 11 is bipolar-driven.

ＰＷＭ制御回路１４は、Ａ相電流指令と電流検出器１６によって検出されるＡ相巻線１０の電流との偏差を増幅して出力するアンプ１４１と、該アンプ１４１の出力と第１基準三角波とを比較することによってスイッチング素子Ｑ１１をオンオフ制御する信号を形成するコンパレータ１４２と、該コンパレータ１４２の出力を反転してスイッチング素子Ｑ１２をオンオフ制御する信号を形成するインバータ１４３と、アンプ１４１の出力と上記第１基準三角波とは位相が１８０°ずれた第２基準三角波とを比較することによってスイッチング素子Ｑ１４をオンオフ制御する信号を形成するコンパレータ１４４と、該コンパレータ１４４の出力を反転してスイッチング素子Ｑ１３をオンオフ制御する信号を形成するインバータ１４５とを備えている。
他方のＰＷＭ制御回路１５は、上記アンプ１４１に対応するアンプ１５１と、上記コンパレータ１４２，１４４に対応するコンパレータ１５２，１５４と、上記インバータ１４３，１４５に対応するインバータ１５３，１５５とによってスイッチング素子Ｑ１５〜Ｑ１８をオンオフ制御する信号を形成する。 The PWM control circuit 14 amplifies the deviation between the A-phase current command and the current of the A-phase winding 10 detected by the current detector 16, and outputs the amplifier 141 and the first reference triangular wave. Comparator 142 for forming a signal for controlling on / off of switching element Q11, inverter 143 for forming a signal for controlling on / off of switching element Q12 by inverting the output of comparator 142, the output of amplifier 141 and the above Comparing the first reference triangular wave with a second reference triangular wave whose phase is shifted by 180 ° to form a signal for controlling on / off of the switching element Q14, and inverting the output of the comparator 144 to switch the switching element Q13 An inverter 145 that forms a signal for on / off control. That.
The other PWM control circuit 15 includes switching elements Q15 to Q15 by an amplifier 151 corresponding to the amplifier 141, comparators 152 and 154 corresponding to the comparators 142 and 144, and inverters 153 and 155 corresponding to the inverters 143 and 145. A signal for controlling on / off of Q18 is formed.

図２０（ａ）〜（ｄ）は、このモータ制御装置のＡ相巻線１０を左方から右方に向かって流れる電流の経路を示している。同図（ｂ），（ｄ）に示す電流は、それぞれ逆起電力に基づく還流電流である。
このモータ制御装置においても、スイッチングシーケンス中において、相巻線１０，１１の両端に電圧が印加されるタイミング（電力供給タイミング）が重なり合う状態、および、相巻線１０，１１における逆起電力の還流タイミングが重なり合う状態が発生する。スイッチングシーケンスの詳細については後述する。 FIGS. 20A to 20D show paths of current flowing from the left side to the right side of the A-phase winding 10 of the motor control device. The currents shown in FIGS. 2B and 2D are return currents based on the back electromotive force.
Also in this motor control device, in the switching sequence, the timing at which the voltage is applied to both ends of the phase windings 10 and 11 (power supply timing) overlaps and the back electromotive force in the phase windings 10 and 11 is returned. A state in which timing overlaps occurs. Details of the switching sequence will be described later.

図２１に、さらに別の構成を有した従来のモータ制御装置の回路図を示す。このモータ制御装置は、ＰＷＭ制御回路１８，１９の構成においてのみ図１９のモータ制御装置と相違する。
ＰＷＭ制御回路１８は、Ａ相電流指令と電流検出器１６によって検出されるＡ相巻線１０の電流との偏差を増幅して出力するアンプ１８１と、該アンプ１８１の出力と前記第１基準三角波とを比較するコンパレータ１８２と、アンプ１８１の出力と前記第２基準三角波とを比較するコンパレータ１８３と、コンパレータ１８２の出力を反転するインバータ１８４と、コンパレータ１８３の出力を反転するインバータ１８５と、コンパレータ１８２の出力とインバータ１８５の出力を入力してスイッチング素子Ｑ１１をオンオフ制御する信号を形成するアンドゲート１８６と、該アンドゲート１８６の出力を反転してスイッチング素子Ｑ１２をオンオフ制御する信号を形成するインバータ１８７と、コンパレータ１８３の出力とインバータ１８４の出力を入力してスイッチング素子Ｑ１３をオンオフ制御する信号を形成するアンドゲート１８８と、該アンドゲート１８８の出力を反転してスイッチング素子Ｑ１４をオンオフ制御する信号を形成するインバータ１８９とを備えている。 FIG. 21 shows a circuit diagram of a conventional motor control device having still another configuration. This motor control device differs from the motor control device of FIG. 19 only in the configuration of the PWM control circuits 18 and 19.
The PWM control circuit 18 amplifies the deviation between the A-phase current command and the current in the A-phase winding 10 detected by the current detector 16, and outputs the amplifier 181 and the first reference triangular wave. , A comparator 183 that compares the output of the amplifier 181 and the second reference triangular wave, an inverter 184 that inverts the output of the comparator 182, an inverter 185 that inverts the output of the comparator 183, and a comparator 182 And an output of the inverter 185 to form a signal for controlling on / off of the switching element Q11, and an inverter 187 for inverting the output of the AND gate 186 to form a signal for controlling on / off of the switching element Q12. And the output of the comparator 183 and the inverter 18 And 188 for forming a signal for controlling on / off of the switching element Q13, and an inverter 189 for inverting the output of the AND gate 188 to form a signal for controlling on / off of the switching element Q14. .

他方のＰＷＭ制御回路１９は、上記アンプ１８１に対応するアンプ１９１と、上記コンパレータ１８２，１８３に対応するコンパレータ１９２，１９３と、上記インバータ１８４，１８５に対応するインバータ１９４，１９５と、上記アンドゲート１８６，１８８に対応するアンドゲート１９６，１９８と、上記インバータ１８７，１８９に対応するインバータ１９７，１９９とによってスイッチング素子Ｑ１５〜Ｑ１８をオンオフ制御する信号を形成する。 The other PWM control circuit 19 includes an amplifier 191 corresponding to the amplifier 181, comparators 192 and 193 corresponding to the comparators 182 and 183, inverters 194 and 195 corresponding to the inverters 184 and 185, and the AND gate 186. , 188 corresponding to the inverters 187 and 189 and inverters 197 and 199 corresponding to the inverters 187 and 189 form a signal for on / off control of the switching elements Q15 to Q18.

図２２（ａ），（ｂ）は、このモータ制御装置のＡ相巻線１０を左方から右方に向かって流れる電流の経路を示している。同図（ｂ）に示す電流は、逆起電力に基づく還流電流である。
このモータ制御装置においても、スイッチングシーケンス中において、相巻線１０，１１の両端に電圧が印加されるタイミング（電力供給タイミング）が重なり合う状態、および、相巻線１０，１１における逆起電力の還流タイミングが重なり合う状態が発生する。スイッチングシーケンスの詳細については後述する。 FIGS. 22A and 22B show paths of current flowing from the left side to the right side of the A-phase winding 10 of the motor control device. The current shown in FIG. 6B is a return current based on the counter electromotive force.
Also in this motor control device, in the switching sequence, the timing at which the voltage is applied to both ends of the phase windings 10 and 11 (power supply timing) overlaps and the back electromotive force in the phase windings 10 and 11 is returned. A state in which timing overlaps occurs. Details of the switching sequence will be described later.

「５相ステッピングモータ駆動システムの高性能化に関する研究」第１７頁、発行日１９９７年９月５日、著者百目鬼英雄、発行者オリエンタルモーター（株）技術研究所"Research on high-performance 5-phase stepping motor drive system", page 17, published September 5, 1997, author Hideo Hyakumoku, publisher Oriental Institute of Technology Research Institute

上記したように、従来の各モータ制御装置では、Ａ相巻線への電圧印加タイミング（電力供給タイミング）と、Ｂ相巻線へのそれとが重なり、Ａ相巻線逆起電力還流タイミング（電力非供給タイミング）と、Ｂ相巻線のそれとが重なることになるので、モータへの供給電流の変動が大きくなる。
そこで、図１７に示す平滑用コンデンサＣに大容量のものを使用して、電源ブロックの出力電流のリプルを低減するようにしているが、この平滑用コンデンサＣはモータ制御装置の回路基板に実装されることから、形状の大きな大容量の平滑用コンデンサＣを使用することは、モータ制御装置の小型化を図る上での阻害要因になる。また、大容量のコンデンサは高価であるので、モータ制御装置のコストを上昇させる要因にもなる。 As described above, in each conventional motor control device, the voltage application timing (power supply timing) to the A-phase winding overlaps that to the B-phase winding, and the A-phase winding counter electromotive force reflux timing (power) (Non-supply timing) and that of the B-phase winding overlap, so that the fluctuation of the supply current to the motor becomes large.
Therefore, the smoothing capacitor C shown in FIG. 17 has a large capacity so as to reduce the ripple of the output current of the power supply block. This smoothing capacitor C is mounted on the circuit board of the motor control device. Therefore, the use of the large-capacity smoothing capacitor C having a large shape is an obstructive factor for downsizing the motor control device. Further, since a large-capacity capacitor is expensive, it becomes a factor that increases the cost of the motor control device.

本発明は、このような状況に鑑み、モータへの供給電流のリプルを低減することができるモータ制御装置を提供することを目的としている。 In view of such a situation, an object of the present invention is to provide a motor control device that can reduce ripple of a supply current to a motor.

本発明は、複数の相巻線が互いに独立して設けられたモータを制御する制御装置であって、前記各相巻線をそれぞれユニポーラ駆動する複数のインバータ式駆動手段と、前記各駆動手段をそれぞれＰＷＭ制御する複数のＰＷＭ制御手段と、を備える。前記各ＰＷＭ制御手段は、対応する前記インバータ式駆動手段に係る前記相巻線に流れる電流の電流指令に対する偏差を検出する手段と、前記偏差と基準三角波との比較に基づいて、対応する前記インバータ式駆動手段に係る前記相巻線の両端に電源電圧を印加する状態と、該相巻線の両端を同電位にしてその相巻線の逆起電力を還流させる状態とをとり得るスイッチングシーケンスが実行されるように前記対応するインバータ式駆動手段のスイッチング素子を制御する制御回路とを備える。前記各ＰＷＭ制御手段において使用される前記基準三角波は、前記相巻線の数をｎとするとき、３６０°／ｎだけ互いにずらされ、これによって、前記各ＰＷＭ制御手段は、前記スイッチングシーケンスの１サイクル中において、前記各相巻線に電圧を印加している状態がある場合に、その状態の直後に前記各相巻線の逆起電力を還流する状態が生じるように、かつ、前記各相巻線に逆起電力を還流している状態がある場合に、その状態の直後に前記各相巻線に電圧を印加する状態が生じるように、互いのスイッチングシーケンスの位相関係を設定する。
前記相巻線の数ｎは、例えば２に設定される。
The present invention provides a control device for the phase windings of multiple controls the motor provided independently of each other, a plurality of inverter type drive means for unipolar drive the phase windings respectively, each driving means And a plurality of PWM control means for performing PWM control of each. Each PWM control means includes a means for detecting a deviation of a current flowing through the phase winding of the corresponding inverter type driving means with respect to a current command, and a corresponding inverter based on a comparison between the deviation and a reference triangular wave. A switching sequence that can take a state in which a power supply voltage is applied to both ends of the phase winding according to the equation driving means and a state in which both ends of the phase winding are set to the same potential and the back electromotive force of the phase winding is circulated. And a control circuit for controlling the switching element of the corresponding inverter type driving means to be executed . The reference triangular wave used in each PWM control means is shifted from each other by 360 ° / n, where n is the number of phase windings, so that each PWM control means is 1 in the switching sequence. during the cycle, if there is a state in which a voltage is applied to the phase winding, the state refluxing the counter electromotive force of the phase winding to arise so immediately after the state and the If there is a state in which the reflux back EMF in each phase winding, a voltage in a state of applied arise so to the phase windings immediately after that state, the phase relationship between each other switching sequences set to.
The number n of the phase windings is set to 2, for example.

また、本発明は、複数の相巻線が互いに独立して設けられたモータを制御する制御装置であって、前記各相巻線をそれぞれバイポーラ駆動する複数のインバータ式駆動手段と、前記各駆動手段をそれぞれＰＷＭ制御する複数のＰＷＭ制御手段と、を備える。前記各ＰＷＭ制御手段は、対応する前記インバータ式駆動手段に係る前記相巻線に流れる電流の電流指令に対する偏差を検出する手段と、前記偏差と基準三角波との比較に基づいて、対応する前記駆動手段に係る前記相巻線の両端に電源電圧を印加する状態と、該相巻線の両端を同電位にしてその相巻線の逆起電力を還流させる状態とをとり得るスイッチングシーケンスが実行されるように前記対応するインバータ式駆動手段のスイッチング素子を制御する制御回路とを備える。前記各ＰＷＭ制御手段において使用される前記基準三角波は、前記相巻線の数をｎとするとき、１８０°／ｎだけ互いにずらされ、これによって、前記各ＰＷＭ制御手段は、前記スイッチングシーケンスの１サイクル中において、前記各相巻線に電圧を印加している状態がある場合に、その状態の直後に前記各相巻線の逆起電力を還流する状態が生じるように、かつ、前記各相巻線に逆起電力を還流している状態がある場合に、その状態の直後に前記各相巻線に電圧を印加する状態が生じるように、互いのスイッチングシーケンスの位相関係を設定する、ことを特徴とするモータ制御装置。Further, the present invention is a control device for controlling a motor in which a plurality of phase windings are provided independently of each other, and a plurality of inverter type driving means for bipolarly driving each of the phase windings; A plurality of PWM control means for PWM controlling the means. Each PWM control means detects the deviation of the current flowing in the phase winding of the corresponding inverter type driving means with respect to a current command, and based on the comparison between the deviation and a reference triangular wave, the corresponding driving A switching sequence is executed in which a power supply voltage is applied to both ends of the phase winding according to the means, and a state in which both ends of the phase winding are set to the same potential and the back electromotive force of the phase winding is returned. And a control circuit for controlling the switching element of the corresponding inverter type driving means. The reference triangular waves used in the PWM control means are shifted from each other by 180 ° / n, where n is the number of the phase windings. In a cycle, when there is a state in which a voltage is applied to each phase winding, a state occurs in which a back electromotive force of each phase winding is circulated immediately after that state, and each phase When there is a state where the counter electromotive force is returned to the winding, the phase relationship of the mutual switching sequence is set so that a state in which a voltage is applied to each phase winding immediately after that state occurs. A motor control device.
前記相巻線の数ｎは、例えば２に設定される。The number n of the phase windings is set to 2, for example.

本発明によれば、モータへの供給電流のリプルを低減することができる。したがって、制御回路に実装される平滑用コンデンサとして形状の小さな低容量のものを使用して、コストの低減と小型化を図ることが可能になる。 According to the present invention, it is possible to reduce the ripple of the supply current to the motor. Therefore, it is possible to reduce the cost and reduce the size by using a low-capacity capacitor having a small shape as a smoothing capacitor mounted on the control circuit.

図１は、２相モータに適用した本発明に係るモータ制御装置の第１の実施形態を示す回路図である。この図１においては、図１６に示す要素と同一の要素に共通する参照符号もしくは参照番号を付してある。
この第１の実施形態に係るモータ制御装置は、図１６に示した駆動回路３，４と、同図に示したＰＷＭ制御回路５，６に対応するＰＷＭ制御回路５０，６０とを備えている。以下においては、図１６に示すモータ制御装置と共通する部分についての説明を省略する。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a motor control device according to the present invention applied to a two-phase motor. In FIG. 1, reference numerals or reference numerals common to the same elements as those shown in FIG. 16 are given.
The motor control apparatus according to the first embodiment includes drive circuits 3 and 4 shown in FIG. 16 and PWM control circuits 50 and 60 corresponding to the PWM control circuits 5 and 6 shown in FIG. . In the following, description of parts common to the motor control device shown in FIG. 16 is omitted.

図１６に示すモータ制御装置は、Ａ相側のＰＷＭ制御回路５におけるコンパレータ５２と、Ｂ相側のＰＷＭ制御回路６におけるコンパレータ６２に共通の基準三角波を入力するように構成されている。これに対して、本実施形態に係るモータ制御装置では、Ａ相側のコンパレータ５２に第１基準三角波を入力し、Ｂ相側のコンパレータ６２に上記第１基準三角波１とは位相が１８０°ずれた第２基準三角波を入力している。 The motor control device shown in FIG. 16 is configured to input a common reference triangular wave to the comparator 52 in the A-phase side PWM control circuit 5 and the comparator 62 in the B-phase side PWM control circuit 6. In contrast, in the motor control device according to the present embodiment, the first reference triangular wave is input to the A-phase side comparator 52, and the phase of the B-phase side comparator 62 is shifted by 180 ° from the first reference triangular wave 1. The second reference triangular wave is input.

次に、本実施形態に係るモータ制御装置の動作について述べる。
図２、図４、図６および図８は、それぞれ本実施形態のモータ制御装置のスイッチングシーケンスを例示したチャートである。また、図３、図５、図７および図９は、図１６に示すモータ制御装置の対応するスイッチングシーケンスをそれぞれ示すチャートである。
図２〜図９において、最上段は、基準三角波と各相アンプ５１，６１の出力との相対関係を示している。さらに、Ｖ_AはＡ相巻線１の端子電圧、Ｖ_BはＢ相巻線２の端子電圧、ｉ_AはＡ相巻線１を流れる電流、ｉ_BはＢ相巻線２を流れる電流、ｉはモータへの供給電流をそれぞれ示している。 Next, the operation of the motor control device according to this embodiment will be described.
2, FIG. 4, FIG. 6 and FIG. 8 are charts illustrating the switching sequences of the motor control device of this embodiment, respectively. 3, FIG. 5, FIG. 7 and FIG. 9 are charts showing the corresponding switching sequences of the motor control device shown in FIG.
2 to 9, the top row shows the relative relationship between the reference triangular wave and the outputs of the phase amplifiers 51 and 61. Further, V _A is a terminal voltage of the A-phase winding 1, V _B is a terminal voltage of the B-phase winding 2, i _A is a current flowing through the A-phase winding 1, i _B is a current flowing through the B-phase winding 2, i represents the current supplied to the motor.

図２、図３は、Ａ相およびＢ相のＰＷＭオンデューティが共に５０％の場合のスイッチングシーケンスを示している。従来装置の場合には、制御回路５，６に共通の基準三角波を入力しているので、図３に示すように、電流ｉ_A，ｉ_Bの流れるタイミングが同時となり、この結果、供給電流ｉが０から上記電流ｉ_A，ｉ_Bの２倍の大きさまで大きく変動する。つまり、供給電流ｉのリプルが極めて大きくなる。
これに対して、制御回路５０および６０に互いに位相が１８０°ずれた第１基準三角波および第２基準三角波をそれぞれ入力する本実施形態の装置では、図２に示すように、電流ｉ_A，ｉ_Bの流れるタイミングがずれるので、供給電流ｉが一定になる。つまり、供給電流ｉにリプルが存在しないことになる。 2 and 3 show a switching sequence in the case where both the PWM ON duty of the A phase and the B phase is 50%. In the case of the conventional apparatus, since a common reference triangular wave is input to the control circuits 5 and 6, the currents i _A and i _B flow at the same time as shown in FIG. Greatly varies from 0 to twice the currents i _A and i _B. That is, the ripple of the supply current i becomes extremely large.
In contrast, in the apparatus of this embodiment to respectively input a first reference triangular wave and the second reference triangular wave shifted in phase by 180 ° from one another to the control circuit 50 and 60, as shown in FIG. 2, the current i _A, i _Since the timing at which _B flows is shifted, the supply current i is constant. That is, there is no ripple in the supply current i.

図４、図５は、Ａ相およびＢ相のＰＷＭオンデューティがそれぞれ７５％および０％の場合のスイッチングシーケンスを示している。これらの図の比較から明らかなように、この場合、供給電流ｉに関しては本実施形態の装置と従来装置に相違はない。すなわち、Ｂ相への供給電流がオフしているため、両装置における供給電流ｉに違いは発生しない。すなわち、Ａ相、Ｂ相の内のどちらか一方の相に係るスイッチング素子しかスイッチングしていない場合には、両装置における供給電流ｉは相違しないことになる。 4 and 5 show switching sequences when the PWM on-duty of the A phase and the B phase is 75% and 0%, respectively. As is clear from comparison of these figures, in this case, there is no difference between the device of this embodiment and the conventional device with respect to the supply current i. That is, since the supply current to the B phase is off, there is no difference in the supply current i in both devices. That is, when only the switching element related to one of the A phase and the B phase is switched, the supply current i in both devices is not different.

図６、図７は、Ａ相およびＢ相のＰＷＭオンデューティがそれぞれ６２．５％および２５％の場合のスイッチングシーケンスを示している。従来装置の場合には、図７に示すように、電流ｉ_A，ｉ_Bが同時に流れる状態が生じるので、供給電流ｉのピーク値が上記電流ｉ_A，ｉ_Bを和した大きさになる。
これに対して、本実施形態の装置では、図６に示すように、電流ｉ_A，ｉ_Bの流れるタイミングがずれるので、供給電流ｉのピーク値が抑制され、かつ該供給電流ｉのオフ期間が短縮される。これは、供給電流ｉのリプルが低減されることを意味している。 6 and 7 show switching sequences when the PWM ON duty of the A phase and the B phase is 62.5% and 25%, respectively. In the case of the conventional apparatus, as shown in FIG. 7, a state occurs in which the currents i _A and i _B simultaneously flow, so that the peak value of the supply current i becomes the sum of the currents i _A and i _B.
On the other hand, in the apparatus according to the present embodiment, as shown in FIG. 6, the current i _A and i _B flows at different timings, so that the peak value of the supply current i is suppressed and the supply current i is off. Is shortened. This means that the ripple of the supply current i is reduced.

図８、図９は、Ａ相およびＢ相のＰＷＭオンデューティがそれぞれ７５％および６２．５％の場合のスイッチングシーケンスを示している。この場合、各図の比較から明らかなように、本実施形態の装置と従来装置のいずれにおいても電流ｉ_A，ｉ_Bが同時に流れる状態を生じ、かつ、供給電流のピークが電流ｉ_A，ｉ_Bの和になる。しかし、本実施形態の装置では、従来装置よりも供給電流の最小値と最大値の差が小さくなるので、結果的に、供給電流ｉのリプルが低減されることになる。 8 and 9 show switching sequences when the PWM ON duty of the A phase and the B phase is 75% and 62.5%, respectively. In this case, as is apparent from the comparison of the drawings, the currents i _A and i _B flow at the same time in both the apparatus of this embodiment and the conventional apparatus, and the peak of the supply current is the current i _A and i. It becomes the sum of _B. However, in the apparatus of the present embodiment, the difference between the minimum value and the maximum value of the supply current is smaller than in the conventional apparatus, and as a result, the ripple of the supply current i is reduced.

以上に説明したように、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、Ａ相巻線１，１'の電流制御に使用する第１基準三角波と、Ｂ相巻線２，２'の電流制御に使用する第２基準三角波の位相が１８０°ずらされているので、供給電流ｉのリプルが低減される。したがって、モータ制御回路に組み込まれる電源ブロックの平滑コンデンに小型、低容量のものを使用して、該モータ制御回路の小型化および低コスト化を図ることが可能になる。 As described above, according to the motor control device of the present embodiment, the first reference triangular wave used for the current control of the A-phase windings 1 and 1 ′ and the current control of the B-phase windings 2 and 2 ′. Since the phase of the second reference triangular wave used in the above is shifted by 180 °, the ripple of the supply current i is reduced. Therefore, it is possible to reduce the size and cost of the motor control circuit by using a small and low-capacity smoothing capacitor for the power supply block incorporated in the motor control circuit.

本実施形態に係るモータ制御装置は、２相モータに適用されているが、独立した相巻線を有する３相以上のモータにも適用できるように構成することも可能である。すなわち、図示を省略するが、例えばモータが３相構造のものである場合には、Ａ相、Ｂ相およびＣ相に対応して設けられるＰＷＭ制御回路に以下のような位相関係をもつ基準三角波をそれぞれ入力すれば良い。
すなわち、Ｂ相のＰＷＭ制御回路には、Ａ相のＰＷＭ制御回路に入力される第１基準三角波に対して位相が１２０°ずれた第２基準三角波を入力し、また、Ｃ相のＰＷＭ制御回路には、この第２基準三角波に対して位相がさらに１２０°ずれた第３基準三角波（第１基準三角波に対して位相が２４０°ずれている）を入力する。 Although the motor control device according to the present embodiment is applied to a two-phase motor, it can also be configured to be applicable to a motor having three or more phases having independent phase windings. That is, although not shown, for example, when the motor has a three-phase structure, a reference triangular wave having the following phase relationship in the PWM control circuit provided corresponding to the A phase, the B phase, and the C phase Can be entered respectively.
That is, the B-phase PWM control circuit receives the second reference triangular wave whose phase is shifted by 120 ° with respect to the first reference triangular wave input to the A-phase PWM control circuit, and the C-phase PWM control circuit. Is inputted with a third reference triangular wave whose phase is further shifted by 120 ° with respect to the second reference triangular wave (the phase is shifted by 240 ° with respect to the first reference triangular wave).

また、例えばモータが４相構造のものである場合には、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相およびＤ相に対応して設けられるＰＷＭ制御回路に以下のような位相関係をもつ基準三角波をそれぞれ入力すれば良い。
すなわち、Ｂ相のＰＷＭ制御回路には、Ａ相のＰＷＭ制御回路に入力される第１基準三角波に対して位相が９０°ずれた第２基準三角波を入力し、Ｃ相のＰＷＭ制御回路には、この第２基準三角波に対して位相がさらに９０°ずれた第３基準三角波（第１基準三角波に対して位相が１８０°ずれている）を入力する。さらに、Ｄ相のＰＷＭ制御回路には、上記第３基準三角波に対して位相がさらに９０°ずれた第４基準三角波（第１基準三角波に対して位相が２７０°ずれている）を入力する。
なお、説明を省略するが、５相以上の多相モータに適用する制御装置も上記に準じて構成することができる。 For example, if the motor has a four-phase structure, a reference triangular wave having the following phase relationship is input to the PWM control circuit provided corresponding to the A phase, B phase, C phase, and D phase, respectively. Just do it.
That is, the B-phase PWM control circuit receives the second reference triangular wave whose phase is shifted by 90 ° with respect to the first reference triangular wave input to the A-phase PWM control circuit, and the C-phase PWM control circuit receives the second reference triangular wave. Then, the third reference triangular wave whose phase is further shifted by 90 ° with respect to the second reference triangular wave (the phase is shifted by 180 ° with respect to the first reference triangular wave) is input. Further, the fourth reference triangular wave whose phase is further shifted by 90 ° with respect to the third reference triangular wave (the phase is shifted by 270 ° with respect to the first reference triangular wave) is input to the D-phase PWM control circuit.
In addition, although description is abbreviate | omitted, the control apparatus applied to a multiphase motor more than 5 phases can also be comprised according to the above.

以上のことをまとめると、モータの相数がｎである場合には、各相のＰＷＭ制御手段において使用される前記基準三角波の位相を３６０°／ｎだけ互いにずらせば良いことになる。 In summary, when the number of phases of the motor is n, the phases of the reference triangular wave used in the PWM control means for each phase may be shifted from each other by 360 ° / n.

図１０は、２相モータに適用した本発明に係るモータ制御装置の第２の実施形態を示す回路図である。
この図１０においては、図１９に示す要素と同一の要素に共通する参照符号もしくは参照番号を付してある。
この第２の実施形態に係るモータ制御装置は、図１９に示した駆動回路１２，１３と、同図に示したＰＷＭ制御回路１４，１５に対応するＰＷＭ制御回路１４０，１５０と備えている。以下においては、図１９に示すモータ制御装置と共通する部分についての説明を省略する。 FIG. 10 is a circuit diagram showing a second embodiment of the motor control device according to the present invention applied to a two-phase motor.
10, reference numerals or reference numerals common to the same elements as those shown in FIG. 19 are given.
The motor control apparatus according to the second embodiment includes drive circuits 12 and 13 shown in FIG. 19 and PWM control circuits 140 and 150 corresponding to the PWM control circuits 14 and 15 shown in FIG. In the following, description of parts common to the motor control device shown in FIG. 19 is omitted.

図１９に示すモータ制御装置は、Ａ相側のＰＷＭ制御回路１４におけるコンパレータ１４２と、Ｂ相側のＰＷＭ制御回路１５におけるコンパレータ１５２にそれぞれ第１基準三角波を入力し、かつ、Ａ相側のＰＷＭ制御回路１４におけるコンパレータ１４４と、Ｂ相側のＰＷＭ制御回路１５におけるコンパレータ１５４にそれぞれ第２基準三角波を入力するように構成されている。
これに対して、本実施形態に係るモータ制御装置では、Ａ相側のコンパレータ１４２および１４４にそれぞれ第１基準三角波および第２基準三角波を入力し、Ｂ相側のコンパレータ１５２および１５４にそれぞれ第３基準三角波および第４基準三角波を入力している。 The motor control device shown in FIG. 19 inputs a first reference triangular wave to the comparator 142 in the PWM control circuit 14 on the A phase side and the comparator 152 in the PWM control circuit 15 on the B phase side, and the PWM on the A phase side. The second reference triangular wave is input to the comparator 144 in the control circuit 14 and the comparator 154 in the PWM control circuit 15 on the B-phase side.
In contrast, in the motor control device according to the present embodiment, the first reference triangular wave and the second reference triangular wave are input to the A-phase side comparators 142 and 144, respectively, and the B-phase side comparators 152 and 154 are respectively connected to the third reference triangular wave. A reference triangular wave and a fourth reference triangular wave are input.

第１基準三角波と第２基準三角波１は、互いに位相が１８０°ずれ、また、第３基準三角波および第４基準三角波１は、それぞれ第１基準三角波および第２基準三角波に対して位相が９０°ずれている。
図１１は、Ａ相アンプ１４１およびＢ相アンプ１５１の出力が図示のような大きさを有する場合の本実施形態に係るモータ制御装置のスイッチングシーケンスを示し、また図１２は、図１９に示すモータ制御装置の対応するスイッチングシーケンスを示している。この場合、各図の比較から明らかなように、本実施形態の装置と従来装置のいずれにおいても電流ｉ_A，ｉ_Bが同時に流れる状態を生じる。しかし、本実施形態の装置では、従来装置よりも供給電流の最小値と最大値の差が小さくなるので、結果的に、供給電流ｉのリプルが低減されることになる。 The first reference triangular wave and the second reference triangular wave 1 are 180 ° out of phase with each other, and the third reference triangular wave and the fourth reference triangular wave 1 are 90 ° out of phase with respect to the first reference triangular wave and the second reference triangular wave, respectively. It's off.
FIG. 11 shows a switching sequence of the motor control device according to the present embodiment when the outputs of the A-phase amplifier 141 and the B-phase amplifier 151 have the magnitudes shown in the figure, and FIG. 12 shows the motor shown in FIG. The corresponding switching sequence of the control device is shown. In this case, as is apparent from the comparison of the drawings, the currents i _A and i _B flow simultaneously in both the apparatus of the present embodiment and the conventional apparatus. However, in the apparatus of the present embodiment, the difference between the minimum value and the maximum value of the supply current is smaller than in the conventional apparatus, and as a result, the ripple of the supply current i is reduced.

本実施形態に係るモータ制御装置は、２相モータに適用されているが、独立した相巻線を有する３相以上のモータにも適用できるように構成することも可能である。すなわち、図示を省略するが、例えばモータが３相構造のものである場合には、Ａ相、Ｂ相およびＣ相に対応して設けられるＰＷＭ制御回路に以下のような位相関係をもつ基準三角波をそれぞれ入力すれば良い。
すなわち、Ｂ相のＰＷＭ制御回路には、Ａ相のＰＷＭ制御回路に入力される第１基準三角波および第２基準三角波（互いに位相が１８０°ずれている）に対してそれぞれ位相が６０°ずれた第３基準三角波および第４基準三角波を入力し、また、Ｃ相のＰＷＭ制御回路には、この第３基準三角波および第４基準三角波に対して位相がさらに６０°ずれた第５基準三角波および第６基準三角波（第１基準三角波および第２基準三角波に対してそれぞれ位相が１２０°ずれている）を入力する。 Although the motor control device according to the present embodiment is applied to a two-phase motor, it can also be configured to be applicable to a motor having three or more phases having independent phase windings. That is, although not shown, for example, when the motor has a three-phase structure, a reference triangular wave having the following phase relationship in the PWM control circuit provided corresponding to the A phase, the B phase, and the C phase Can be entered respectively.
That is, the B-phase PWM control circuit has a phase shift of 60 ° with respect to the first reference triangular wave and the second reference triangular wave (180 ° out of phase with each other) input to the A-phase PWM control circuit. The third reference triangular wave and the fourth reference triangular wave are input, and the fifth reference triangular wave and the fourth reference triangular wave whose phase is further shifted by 60 ° with respect to the third reference triangular wave and the fourth reference triangular wave are input to the C-phase PWM control circuit. 6 reference triangular waves (the phase is shifted by 120 ° with respect to the first reference triangular wave and the second reference triangular wave) are input.

また、例えばモータが４相構造のものである場合には、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相およびＤ相に対応して設けられるＰＷＭ制御回路に以下のような位相関係をもつ基準三角波をそれぞれ入力すれば良い。
すなわち、Ｂ相のＰＷＭ制御回路には、Ａ相のＰＷＭ制御回路に入力される第１基準三角波および第２基準三角波（互いに位相が１８０°ずれている）に対してそれぞれ位相が４５°ずれた第３基準三角波および第４基準三角波を入力し、また、Ｃ相のＰＷＭ制御回路には、この第３基準三角波および第４基準三角波に対して位相がさらに４５°ずれた第５基準三角波および第６基準三角波（第１基準三角波および第２基準三角波に対してそれぞれ位相が９００°ずれている）を入力する。
なお、説明を省略するが、５相以上の多相モータに適用する制御装置も上記に準じて構成することができる。 For example, if the motor has a four-phase structure, a reference triangular wave having the following phase relationship is input to the PWM control circuit provided corresponding to the A phase, B phase, C phase, and D phase, respectively. Just do it.
That is, the B-phase PWM control circuit has a phase shift of 45 ° with respect to the first reference triangular wave and the second reference triangular wave (180 ° out of phase with each other) input to the A-phase PWM control circuit. The third reference triangular wave and the fourth reference triangular wave are input, and the fifth reference triangular wave and the fourth reference triangular wave whose phase is further shifted by 45 ° with respect to the third reference triangular wave and the fourth reference triangular wave are input to the C-phase PWM control circuit. 6 reference triangular waves (the phase is shifted by 900 ° with respect to the first reference triangular wave and the second reference triangular wave) are input.
In addition, although description is abbreviate | omitted, the control apparatus applied to a multiphase motor more than 5 phases can also be comprised according to the above.

以上のことをまとめると、モータの相数がｎである場合には、各相のＰＷＭ制御手段において使用される前記基準三角波の位相を１８０°／ｎだけ互いにずらせば良いことになる。 In summary, when the number of phases of the motor is n, the phases of the reference triangular waves used in the PWM control means for each phase may be shifted from each other by 180 ° / n.

図１３は、２相モータに適用した本発明に係るモータ制御装置の第３の実施形態を示す回路図である。この図１３においては、図２１に示す要素と同一の要素に共通する参照符号もしくは参照番号を付してある。
この第３の実施形態に係るモータ制御装置は、図２１に示した駆動回路１２，１３と、同図に示したＰＷＭ制御回路１８，１９に対応するＰＷＭ制御回路１８０，１９０と備えている。以下においては、図２１に示すモータ制御装置と共通する部分についての説明を省略する。 FIG. 13 is a circuit diagram showing a third embodiment of the motor control device according to the present invention applied to a two-phase motor. In FIG. 13, reference numerals or reference numerals common to the same elements as those shown in FIG. 21 are given.
The motor control apparatus according to the third embodiment includes drive circuits 12 and 13 shown in FIG. 21 and PWM control circuits 180 and 190 corresponding to the PWM control circuits 18 and 19 shown in FIG. In the following, description of parts common to the motor control device shown in FIG. 21 is omitted.

図２１に示すモータ制御装置は、Ａ相側のＰＷＭ制御回路１８におけるコンパレータ１８２と、Ｂ相側のＰＷＭ制御回路１９におけるコンパレータ１９２にそれぞれ第１基準三角波を入力し、Ａ相側のＰＷＭ制御回路１９におけるコンパレータ１８３と、Ｂ相側のＰＷＭ制御回路１９におけるコンパレータ１９３にそれぞれ第２基準三角波を入力するように構成されている。
これに対して、図１３に示す本実施形態に係るモータ制御装置では、Ａ相側のコンパレータ１８２および１８３にそれぞれ第１基準三角波および第２基準三角波を入力し、Ｂ相側のコンパレータ１９２および１９３にそれぞれ第３基準三角波および第４基準三角波を入力している。 The motor control device shown in FIG. 21 inputs the first reference triangular wave to the comparator 182 in the PWM control circuit 18 on the A phase side and the comparator 192 in the PWM control circuit 19 on the B phase side, respectively, and the PWM control circuit on the A phase side The second reference triangular wave is input to the comparator 183 at 19 and the comparator 193 at the PWM control circuit 19 on the B-phase side.
In contrast, in the motor control device according to the present embodiment shown in FIG. 13, the first reference triangular wave and the second reference triangular wave are input to the A-phase side comparators 182 and 183, respectively, and the B-phase side comparators 192 and 193 are input. The third reference triangular wave and the fourth reference triangular wave are respectively input to.

第１基準三角波と第２基準三角波は、互いに位相が１８０°ずれ、また、第３基準三角波および第４基準三角波は、それぞれ第１基準三角波および第２基準三角波に対して位相が９０°ずれている。
図１４は、Ａ相アンプ１８１およびＢ相アンプ１９１の出力が図示のような大きさを有する場合の本実施形態に係るモータ制御装置のスイッチングシーケンスを示し、また図１５は、図２１に示すモータ制御装置の対応するスイッチングシーケンスを示している。 The first reference triangular wave and the second reference triangular wave are 180 ° out of phase with each other, and the third reference triangular wave and the fourth reference triangular wave are 90 ° out of phase with respect to the first reference triangular wave and the second reference triangular wave, respectively. Yes.
FIG. 14 shows a switching sequence of the motor control device according to the present embodiment when the outputs of the A-phase amplifier 181 and the B-phase amplifier 191 have the magnitudes shown in the figure, and FIG. 15 shows the motor shown in FIG. The corresponding switching sequence of the control device is shown.

従来装置に係る図１５のスイッチングシーケンスでは、電流ｉ_A，ｉ_Bが同時に流れる状態が生じるので、供給電流ｉのピーク値が上記電流ｉ_A，ｉ_Bを和した大きさになる。
これに対して、本実施形態の装置に係る図１４のスイッチングシーケンスでは、電流ｉ_A，ｉ_Bの流れるタイミングがずれるので、供給電流ｉのピーク値が抑制され、かつ該供給電流ｉのオフ期間が短縮される。これは、供給電流ｉのリプルが低減されることを意味している。 In the switching sequence of FIG. 15 according to the conventional apparatus, a state occurs in which the currents i _A and i _B simultaneously flow, so that the peak value of the supply current i becomes the sum of the currents i _A and i _B.
On the other hand, in the switching sequence of FIG. 14 according to the apparatus of this embodiment, the current i _A and i _B flows at different timings, so that the peak value of the supply current i is suppressed and the supply current i is off. Is shortened. This means that the ripple of the supply current i is reduced.

なお、上記各実施形態に係るモータ制御装置は、複数の独立した相巻線を有する種々のモータ（例えば、ステッピングモータ、ブラシレスモータ、インダクションモータ等）の制御に適用することができる。
また、上記実施形態では、アナログ回路を用いてモータの電流制御を実行しているが、ＣＰＵ等のマイクロプロセッサを用いたデジタル回路による電流制御を実行する構成も採用可能である。 Note that the motor control device according to each of the above embodiments can be applied to control of various motors having a plurality of independent phase windings (for example, a stepping motor, a brushless motor, an induction motor, etc.).
In the above embodiment, the current control of the motor is executed using an analog circuit. However, a configuration in which the current control is executed by a digital circuit using a microprocessor such as a CPU can also be adopted.

２相モータに適用した本発明に係るモータ制御装置の第１の実施形態を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a motor control device according to the present invention applied to a two-phase motor. FIG. 図１のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの第１例を示すチャートである。It is a chart which shows the 1st example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. 図１６のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの第１例を示すチャートである。It is a chart which shows the 1st example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. 図１のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの第２例を示すチャートである。It is a chart which shows the 2nd example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. 図１６のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの第２例を示すチャートである。It is a chart which shows the 2nd example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. 図１のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの第３例を示すチャートである。6 is a chart showing a third example of a switching sequence of the motor control device of FIG. 1. 図１６のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの第３例を示すチャートである。It is a chart which shows the 3rd example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. 図１のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの第４例を示すチャートである。6 is a chart showing a fourth example of a switching sequence of the motor control device of FIG. 1. 図１６のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの第４例を示すチャートである。It is a chart which shows the 4th example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. ２相モータに適用した本発明に係るモータ制御装置の第２の実施形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows 2nd Embodiment of the motor control apparatus based on this invention applied to the two-phase motor. 図１０のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの一例を示すチャートである。It is a chart which shows an example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. 図１９のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの一例を示すチャートである。It is a chart which shows an example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. ２相モータに適用した本発明に係るモータ制御装置の第３の実施形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows 3rd Embodiment of the motor control apparatus based on this invention applied to the two-phase motor. 図１３のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの一例を示すチャートである。It is a chart which shows an example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. 図２１のモータ制御装置のスイッチングシーケンスの一例を示すチャートである。It is a chart which shows an example of the switching sequence of the motor control apparatus of FIG. 従来のモータ制御装置の第１例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 1st example of the conventional motor control apparatus. 駆動回路に電力を供給する電源ブロックのモデルを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the model of the power supply block which supplies electric power to a drive circuit. 図１６のＡ相巻線に流れる駆動電流および還流電流を示す説明図である。FIG. 17 is an explanatory diagram showing a drive current and a return current flowing in the A-phase winding of FIG. 従来のモータ制御装置の第２例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 2nd example of the conventional motor control apparatus. 図１９のＡ相巻線に流れる駆動電流および還流電流を示す説明図である。FIG. 20 is an explanatory diagram showing a drive current and a return current flowing in the A-phase winding of FIG. 19. 従来のモータ制御装置の第３例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 3rd example of the conventional motor control apparatus. 図２１のＡ相巻線に流れる駆動電流および還流電流を示す説明図である。FIG. 22 is an explanatory diagram showing a drive current and a return current flowing in the A-phase winding of FIG. 21.

Explanation of symbols

１，１' Ａ相巻線
２，２' Ｂ相巻線
３，４駆動回路
５０，６０ＰＷＭ制御回路
７，８抵抗器電流検出器
１０Ａ相巻線
１１Ｂ相巻線
１２，１３駆動回路
１４０，１５０ＰＷＭ制御回路
１６，１７電流検出器
１８０，１９０ＰＷＭ制御回路
Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子
Ｑ１１〜Ｑ１４スイッチング素子
Ｑ１５〜Ｑ１８スイッチング素子

1, 1 'A phase winding 2, 2' B phase winding 3, 4 Drive circuit 50, 60 PWM control circuit 7, 8 Resistor current detector 10 A phase winding 11 B phase winding 12, 13 Drive circuit 140, 150 PWM control circuit 16, 17 Current detector 180, 190 PWM control circuit Q1-Q4 switching element Q11-Q14 switching element Q15-Q18 switching element

Claims

A control device for controlling a motor in which a plurality of phase windings are provided independently of each other,
A plurality of inverter type driving means for unipolar driving each of the phase windings;
A plurality of PWM control means for PWM controlling each of the drive means,
Each PWM control means includes:
Means for detecting a deviation from a current command of a current flowing through the phase winding according to the corresponding inverter type driving means;
Based on the comparison between the deviation and the reference triangular wave, a state in which the power supply voltage is applied to both ends of the phase winding according to the corresponding inverter type driving means, and both ends of the phase winding are set to the same potential. A control circuit for controlling the switching element of the corresponding inverter-type drive means so that a switching sequence that can take a state of returning the back electromotive force of the line is executed ,
The reference triangular wave used in each PWM control means is shifted from each other by 360 ° / n, where n is the number of phase windings, so that each PWM control means is 1 in the switching sequence. during the cycle, if there is a state in which a voltage is applied to the phase winding, the state refluxing the counter electromotive force of the phase winding to arise so immediately after the state and the If there is a state in which the reflux back EMF in each phase winding, a voltage in a state of applied arise so to the phase windings immediately after that state, the phase relationship between each other switching sequences A motor control device characterized by setting.

The motor control device according to claim 1, wherein the number n of the phase windings is two.

A control device for controlling a motor in which a plurality of phase windings are provided independently of each other,
A plurality of inverter type driving means for bipolar driving each phase winding; and a plurality of PWM control means for PWM controlling each driving means,
Each PWM control means includes:
Means for detecting a deviation from a current command of a current flowing through the phase winding according to the corresponding inverter type driving means;
Based on a comparison between the deviation and a reference triangular wave, a state in which a power supply voltage is applied to both ends of the phase winding of the corresponding driving unit, and both ends of the phase winding are set to the same potential, A control circuit for controlling the switching element of the corresponding inverter type driving means so that a switching sequence capable of taking a state of returning the counter electromotive force is executed,
The reference triangular waves used in the PWM control means are shifted from each other by 180 ° / n, where n is the number of the phase windings. In a cycle, when there is a state in which a voltage is applied to each phase winding, a state occurs in which a back electromotive force of each phase winding is circulated immediately after that state, and each phase When there is a state where the counter electromotive force is returned to the winding, the phase relationship of the mutual switching sequence is set so that a state in which a voltage is applied to each phase winding immediately after that state occurs. A motor control device.

The motor control device according to claim 3, wherein the number n of the phase windings is two.