JP2007228493A - Semiconductor integrated circuit for communication - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、送信機能を有する通信用半導体集積回路に関し、特に送信用発振器のトランジスタの特性バラツキによるＲＦ送信信号のバラツキを低減するのに有益な技術に関する。 The present invention relates to a communication semiconductor integrated circuit having a transmission function, and more particularly to a technique useful for reducing variation in an RF transmission signal due to variation in transistor characteristics of a transmission oscillator.
携帯電話のような通信端末機器で複数のタイムスロットのそれぞれのタイムスロットを、アイドル状態と、基地局からの受信動作と、前記基地局への送信動作とのいずれかに設定可能であるＴＤＭＡ方式が知られている。尚、ＴＤＭＡは、Time-Division Multiple Accessの略称である。このＴＤＭＡ方式のひとつとして、位相変調のみを使用するＧＳＭ(Global System for Mobile Communication)方式もしくはＧＭＳＫ(Gaussian minimum Shift Keying)方式が知られている。このＧＳＭ方式もしくはＧＭＳＫ方式と比較して、通信データ転送レートを改善する方式も知られている。この改善方式として、位相変調とともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ（Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRS）方式も、最近注目されている。尚、ＧＰＲＳはＧｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅの略称である。 A TDMA system in which each time slot of a plurality of time slots can be set to any of an idle state, a reception operation from a base station, and a transmission operation to the base station in a communication terminal device such as a mobile phone It has been known. TDMA is an abbreviation for Time-Division Multiple Access. As one of the TDMA systems, a GSM (Global System for Mobile Communication) system that uses only phase modulation or a GMSK (Gaussian minimum Shift Keying) system is known. A method for improving the communication data transfer rate as compared with the GSM method or the GMSK method is also known. As an improvement method, an EDGE (Enhanced Data for GSM Evolution) method that uses amplitude modulation as well as phase modulation has recently attracted attention. GPRS is an abbreviation for General Packet Radio Service.
ＥＤＧＥ方式を実現する方法としては、送信すべき送信信号を位相成分と振幅成分とに分離した後、位相制御ループと振幅制御ループでそれぞれフィードバック制御を行い、フィードバック制御の後の位相成分と振幅成分とをアンプで合成するポーラループ方式が知られている。 As a method of realizing the EDGE method, after a transmission signal to be transmitted is separated into a phase component and an amplitude component, feedback control is performed in each of the phase control loop and the amplitude control loop, and the phase component and amplitude component after the feedback control are performed. A polar loop method is known in which an amplifier is combined.
下記特許文献１には、位相制御ループと振幅制御ループとを有し、ＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートする通信用半導体集積回路が記載されている。
また、下記特許文献２には、通信用半導体集積回路に内蔵されたオンチップＰＬＬ回路の送信用電圧制御発振器（以下ＴＸＶＣＯと称す）のＫＶ特性（制御電圧の変化に対する発振周波数の変化のゲイン特性）の温度依存性とＴＸＶＣＯを制御する制御電圧を生成するオンチップＰＬＬ回路の位相比較器の出力のチャージホーンプ回路のチャージホーンプ電流の温度依存性とを逆特性とすることにより、送信波形の変調精度（ＥＶＭ；Error Vector Magnitude）の劣化や送信スペクトラムの劣化を低減することが記載されている。
前記特許文献２で提案されている温度補償により、ＴＸＶＣＯの制御電圧変化に対するＲＦ送信信号の周波数変化の温度変動が抑制される。しかし、この温度補償によって、今まで顕在化していなかったＴＸＶＣＯの交差接続トランジスタのしきい値電圧のバラツキによるＴＸＶＣＯの発振振幅値のバラツキの問題が、今度は大きく現れるようになった。ＴＸＶＣＯにおいては、交差接続トランジスタはＬＣタンク回路の両端の共振周波数電圧を電流に変換する。この電流がＬＣタンク回路に流れることにより、ＬＣタンク回路の共振インピーダンスで電流が電圧に変換される。従って、交差接続トランジスタのＭＯＳトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈのバラツキにより、ＭＯＳトランジスタの電流の値がばらつくので、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキが生じることが本発明者等の検討により、明らかとされた。
The temperature compensation proposed in
すなわち、ＴＸＶＣＯの制御電圧変化に対するＲＦ送信信号の周波数変化の温度補償が行われていなかった時代では、ＴＸＶＣＯの周波数の温度変動が大きかったので、トランジスタのしきい値電圧のバラツキによるＴＸＶＣＯの発振振幅値のバラツキの問題が顕在化していなかったのである。 That is, in the era when the temperature compensation of the frequency change of the RF transmission signal with respect to the control voltage change of the TXVCO was not performed, the temperature fluctuation of the TXVCO frequency was large, so the oscillation amplitude of the TXVCO due to the variation of the threshold voltage of the transistor The problem of variation in value was not apparent.
一方、ＴＤＭＡ方式のひとつとして位相変調のみを使用するＧＳＭ方式では、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯからのＲＦ発振電圧が入力される送信用ＲＦ電力増幅器は飽和型リミッタアンプとして動作する。尚、送信用ＲＦ電力増幅器は、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯからのＲＦ発振電圧が入力されることによりアンテナより出力されるＲＦ送信出力電力を生成するものである。従って、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキが生じても、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値が送信用ＲＦ電力増幅器の入力ダイナミックレンジを超えていれば、送信用ＲＦ電力増幅器の出力からのＲＦ送信出力電力は飽和している。従って、ＧＳＭ方式では、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキはそれ程問題ではなかった。 On the other hand, in the GSM system that uses only phase modulation as one of the TDMA systems, the RF power amplifier for transmission to which the RF oscillation voltage from the transmission voltage controlled oscillator TXVCO is input operates as a saturation type limiter amplifier. The transmission RF power amplifier generates RF transmission output power output from the antenna when the RF oscillation voltage from the transmission voltage controlled oscillator TXVCO is input. Therefore, even if the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO varies, if the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO exceeds the input dynamic range of the transmission RF power amplifier, the RF transmission output power from the output of the transmission RF power amplifier Is saturated. Therefore, in the GSM system, the variation in the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO is not so much a problem.
しかし、ＴＤＭＡ方式の他のひとつとして位相変調とともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式では、送信用ＲＦ電力増幅器はリニアアンプとして動作する。従って、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキが生じても、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値が送信用ＲＦ電力増幅器の入力ダイナミックレンジ範囲内にしなければならない。その結果、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキは送信用ＲＦ電力増幅器のＲＦ入力電圧バラツキとなり、更には送信用ＲＦ電力増幅器のＲＦ出力電圧バラツキとなる。一方、携帯電話端末装置では、基地局と携帯電話端末装置との間の通信距離に比例して送信用ＲＦ電力増幅器の送信電力の値を制御する自動パワー制御（ＡＰＣ）が行われる。このＡＰＣ制御では、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃによって送信用ＲＦ電力増幅器のパワー増幅トランジスタの動作電圧を制御して、所望のレベルの送信電力に設定する。送信用ＲＦ電力増幅器の送信電力レベルは、パワーカップラーを介して出力電力検出回路により検出される。このパワー検出信号がＲＦ ＩＣのようなＲＦアナログ信号処理ユニットを介してベースバンドＬＳＩ等のベースバンド信号処理ユニットから供給される送信電力レベル指示信号としてのランプ電圧Ｖｒａｍｐと比較される。この比較結果から、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが生成される。ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが送信用ＲＦ電力増幅器のパワー増幅トランジスタの動作電圧を負帰還制御することにより、パワー検出信号がランプ電圧Ｖｒａｍｐと一致するようになり、所望の送信電力レベルへの設定が可能となる。従って、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキは、ＡＰＣ制御により送信用ＲＦ電力増幅器からのＲＦ送信出力電力のバラツキとならないように負帰還制御されている。 However, in the EDGE system that uses amplitude modulation as well as phase modulation as another TDMA system, the RF power amplifier for transmission operates as a linear amplifier. Therefore, even if the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO varies, the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO must be within the input dynamic range range of the RF power amplifier for transmission. As a result, the variation in the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO becomes the RF input voltage variation of the transmission RF power amplifier, and further the RF output voltage variation of the transmission RF power amplifier. On the other hand, in the mobile phone terminal device, automatic power control (APC) is performed in which the value of the transmission power of the RF power amplifier for transmission is controlled in proportion to the communication distance between the base station and the mobile phone terminal device. In this APC control, the operating voltage of the power amplification transistor of the RF power amplifier for transmission is controlled by the APC control voltage Vapc to set the transmission power at a desired level. The transmission power level of the transmission RF power amplifier is detected by the output power detection circuit via the power coupler. This power detection signal is compared with a ramp voltage Vramp as a transmission power level instruction signal supplied from a baseband signal processing unit such as a baseband LSI via an RF analog signal processing unit such as an RF IC. From this comparison result, an APC control voltage Vapc is generated. The APC control voltage Vapc performs negative feedback control on the operating voltage of the power amplification transistor of the transmission RF power amplifier, so that the power detection signal matches the ramp voltage Vramp, and can be set to a desired transmission power level. Become. Therefore, the variation in the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO is controlled by negative feedback so as not to vary in the RF transmission output power from the transmission RF power amplifier by the APC control.
しかし、負帰還制御のためのＡＰＣ制御により、例えば送信用ＲＦ電力増幅器のパワー増幅トランジスタの動作電圧としてのバイアス電圧が変化する。例えば、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値が小さくなると、ＡＰＣ制御によりパワー増幅トランジスタのバイアス電圧が高くされ、送信用ＲＦ電力増幅器の増幅利得が高くなり、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキが補償される。しかし、この時には、バイアス電圧の増加によりパワー増幅トランジスタに流れる直流動作電流も増加するので、送信用ＲＦ電力増幅器の消費電力も増加する。 However, the APC control for the negative feedback control changes the bias voltage as the operating voltage of the power amplification transistor of the transmission RF power amplifier, for example. For example, when the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO is decreased, the bias voltage of the power amplification transistor is increased by APC control, the amplification gain of the RF power amplifier for transmission is increased, and variations in the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO are compensated. However, at this time, since the DC operating current flowing through the power amplification transistor also increases due to the increase of the bias voltage, the power consumption of the RF power amplifier for transmission also increases.
従って、以上のような背景によって、ＥＤＧＥ方式等の位相変調とともに振幅変調を使用する通信方式でのＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキの問題が顕在化した。また、ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキの補償は、消費電力の増加を起こすＡＰＣ制御以外の方法を採用しなければならないと言う問題も本発明者らによる検討により明らかとされた。 Therefore, due to the above background, the problem of variation in the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO in the communication method using amplitude modulation as well as phase modulation such as the EDGE method has become apparent. Further, the inventors have also clarified a problem that a method other than the APC control that causes an increase in power consumption must be adopted to compensate for the variation in the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO.
尚、ＴＸＶＣＯの発振用ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈの増大によるＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値の低下は、下記のように理解される。 The decrease in the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO due to the increase in the threshold voltage Vth of the oscillation transistor of the TXVCO is understood as follows.
すなわち、良く知られているように飽和領域で動作するＭＯＳトランジスタのドレイン電流ＩＤＳは、チャンネル・コンダクタンスをβ、ゲート・ソース間電圧をＶＧＳ、しきい値電圧をＶｔｈとすると次式で与えられる。 That is, well-known drain current of the MOS transistor operating in the saturation region as I DS is the channel conductance beta, the gate-source voltage V GS, if the threshold voltage is Vth given by: It is done.
ＩＤＳ＝（β／２）・（ＶＧＳ−Ｖｔｈ）２ …（１式）
ＭＯＳトランジスタによるゲート・ソース間電圧ＶＧＳ・ドレイン電流ＩＤＳの変換のゲインであるコンダクタンスｇｍは、（１式）をゲート・ソース間電圧ＶＧＳによって微分することによって、次式のように求められる。
I DS = (β / 2) · (V GS −Vth) 2 (1 formula)
The conductance gm, which is the gain of conversion between the gate-source voltage V GS and the drain current I DS by the MOS transistor, is obtained as follows by differentiating (Equation 1) with the gate-source voltage V GS . .
ｇｍ＝∂ＩＤＳ／∂ＶＧＳ＝β・（ＶＧＳ−Ｖｔｈ） …（２式）
従って、（２式）より明らかなようにＭＯＳトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈが大きくなると、ＭＯＳトランジスタによるゲート・ソース間電圧・ドレイン電流の変換ゲインであるコンダクタンスｇｍが小さくなる。その結果、交差接続トランジスタのＭＯＳトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈが大きくなると、ＬＣタンク回路に供給されるＭＯＳトランジスタのドレイン電流が小さくなり、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値も小さくなる。
gm = ∂I DS / ∂V GS = β · (V GS −Vth) (Expression 2)
Therefore, as apparent from (Expression 2), when the threshold voltage Vth of the MOS transistor increases, the conductance gm, which is the conversion gain of the gate-source voltage / drain current by the MOS transistor, decreases. As a result, when the threshold voltage Vth of the MOS transistor of the cross-connected transistor increases, the drain current of the MOS transistor supplied to the LC tank circuit decreases, and the oscillation voltage amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO also decreases.
従って、本発明は、上記のような本発明者らによる背景技術に関する検討結果を基にしてなされたものである。従って、本発明の目的とするところは、通信用半導体集積回路において、発振用電界効果トランジスタのしきい値電圧のバラツキによる送信用電圧制御発振器の発振振幅値のバラツキを補償することにある。また、本発明のその他の目的は、位相変調とともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式等の通信方式でのＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキの補償を、低消費電力で実現することにある。 Therefore, the present invention has been made on the basis of the results of the above-described background art studies by the present inventors. Accordingly, an object of the present invention is to compensate for variations in the oscillation amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator due to variations in the threshold voltage of the oscillation field effect transistor in the communication semiconductor integrated circuit. Another object of the present invention is to realize compensation for variation in the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO in a communication method such as an EDGE method that uses amplitude modulation as well as phase modulation with low power consumption.
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴とは、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。 The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。 The outline of a typical invention among the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
すなわち、本発明のひとつの形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）は、送信ベースバンド信号が供給されることにより送信変調信号を形成する送信変調回路（ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｑ、３０２４）と、前記送信変調回路（ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｑ、３０２４）により形成された前記送信変調信号の位相に基づいて送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）の入力に供給されるＲＦ送信信号の位相を制御する位相変調ループ制御回路（ＰＭ＿ＬＰ：３０２５）とを含む（図２参照）。前記位相変調ループ制御回路（ＰＭ＿ＬＰ：３０２５）は、前記送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）の前記入力に供給される前記ＲＦ送信信号を出力に生成する送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）と、前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）の前記出力と前記送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）の前記入力との間に接続された可変利得増幅器（ＢＦ）と、しきい値電圧発生回路（Ｖｔｈ＿Ｇｅｎ）とを含む。前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）は、発振用トランジスタ（１＿１：１＿２）としての電界効果トランジスタ（ＱＮ１、ＱＮ２：ＱＰ１、ＱＰ２）を含む。前記しきい値電圧発生回路（Ｖｔｈ＿Ｇｅｎ）は、前記発振用トランジスタ（１＿１：１＿２）としての前記電界効果トランジスタ（ＱＮ１、ＱＮ２：ＱＰ１、ＱＰ２）のしきい値電圧と略等しいしきい値電圧を有する他の電界効果トランジスタ（Ｑｎ１７、Ｑｐ１７）を含む。前記電界効果トランジスタ（ＱＮ１、ＱＮ２：ＱＰ１、ＱＰ２）の前記しきい値電圧の偏差による前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）の発振電圧振幅値の偏差が前記可変利得増幅器（ＢＦ）の可変増幅利得により前記送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）の前記入力で補償されるように、前記可変利得増幅器（ＢＦ）の前記可変増幅利得が前記しきい値電圧発生回路（Ｖｔｈ＿Ｇｅｎ）からの出力に応答して設定される（図１参照）。 That is, a communication semiconductor integrated circuit (RF_IC) according to one embodiment of the present invention includes a transmission modulation circuit (TX_MIX_I, TX_MIX_Q, 3024) that forms a transmission modulation signal when a transmission baseband signal is supplied, and the transmission modulation. A phase modulation loop control circuit (PM_LP) that controls the phase of the RF transmission signal supplied to the input of the transmission RF power amplifier (RF_PA) based on the phase of the transmission modulation signal formed by the circuit (TX_MIX_I, TX_MIX_Q, 3024) : 3025) (see FIG. 2). The phase modulation loop control circuit (PM_LP: 3025) includes a transmission voltage controlled oscillator (TXVCO) that generates the RF transmission signal supplied to the input of the transmission RF power amplifier (RF_PA) as an output, and the transmission A variable gain amplifier (BF) connected between the output of the trusted voltage controlled oscillator (TXVCO) and the input of the transmitting RF power amplifier (RF_PA); and a threshold voltage generation circuit (Vth_Gen) . The transmission voltage controlled oscillator (TXVCO) includes field effect transistors (QN1, QN2: QP1, QP2) as oscillation transistors (1_1: 1_2). The threshold voltage generation circuit (Vth_Gen) has a threshold voltage substantially equal to the threshold voltage of the field effect transistors (QN1, QN2: QP1, QP2) as the oscillation transistors (1_1: 1_2). Other field effect transistors (Qn17, Qp17) are included. The deviation of the oscillation voltage amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator (TXVCO) due to the deviation of the threshold voltage of the field effect transistors (QN1, QN2: QP1, QP2) is the variable amplification gain of the variable gain amplifier (BF). So that the variable amplification gain of the variable gain amplifier (BF) is responsive to the output from the threshold voltage generation circuit (Vth_Gen) so that it is compensated by the input of the RF power amplifier (RF_PA) for transmission. It is set (see FIG. 1).
本発明の前記ひとつの形態による手段によれば、通信用半導体集積回路において、発振用電界効果トランジスタのしきい値電圧のバラツキによる送信用電圧制御発振器の発振振幅値のバラツキを補償することができる。また、位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式等の通信方式でのＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値のバラツキによる送信用ＲＦ電力増幅器からのＲＦ送信出力電力の補償は送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）の入力で行われるので、この補償を低消費電力で実現することができる。 According to the means of the one aspect of the present invention, in the communication semiconductor integrated circuit, it is possible to compensate for variations in the oscillation amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator due to variations in the threshold voltage of the oscillation field effect transistor. . Also, compensation of RF transmission output power from the RF power amplifier for transmission due to variations in the oscillation voltage amplitude value of the TXVCO in a communication system such as EDGE system that uses amplitude modulation for both phase modulation is performed by the RF power amplifier for transmission (RF_PA). Since this is performed at the input, this compensation can be realized with low power consumption.
本発明の具体的なひとつの形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）は、前記送信変調回路（ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｑ、３０２４）により形成された前記送信変調信号の振幅に基づいて送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）の入力に供給される前記ＲＦ送信信号の振幅を制御する振幅変調ループ制御回路（ＡＭ＿ＬＰ：３０２６）を更に含む（図２参照）。 A communication semiconductor integrated circuit (RF_IC) according to a specific embodiment of the present invention includes an RF power amplifier for transmission (RF) based on the amplitude of the transmission modulation signal formed by the transmission modulation circuit (TX_MIX_I, TX_MIX_Q, 3024). And an amplitude modulation loop control circuit (AM_LP: 3026) for controlling the amplitude of the RF transmission signal supplied to the input of the RF_PA) (see FIG. 2).
本発明の具体的なひとつの形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）では、前記位相変調ループ制御回路（ＰＭ＿ＬＰ：３０２５）の前記可変利得増幅器（ＢＦ）の前記可変増幅利得は前記可変利得増幅器（ＢＦ）に供給される動作パラメータ信号（Ｖｓｕｐ）の値により設定され、前記位相変調ループ制御回路（ＰＭ＿ＬＰ：３０２５）は、前記動作パラメータ信号（Ｖｓｕｐ）を前記可変利得増幅器（ＢＦ）に供給する動作パラメータ信号供給回路（Ｓｒｅｇ）を更に含む。前記動作パラメータ信号供給回路（Ｓｒｅｇ）が前記しきい値電圧発生回路（Ｖｔｈ＿Ｇｅｎ）からの前記出力（Ｖ１）に応答して前記動作パラメータ信号（Ｖｓｕｐ）を前記可変利得増幅器（ＢＦ）に供給することにより、前記可変利得増幅器（ＢＦ）の前記可変増幅利得が設定され、前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）の前記発振電圧振幅値の偏差が前記送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）の前記入力で補償される（図２参照）。 In a communication semiconductor integrated circuit (RF_IC) according to a specific embodiment of the present invention, the variable amplification gain of the variable gain amplifier (BF) of the phase modulation loop control circuit (PM_LP: 3025) is the variable gain amplifier ( The phase modulation loop control circuit (PM_LP: 3025) is set by the value of the operation parameter signal (Vsup) supplied to BF), and the operation of supplying the operation parameter signal (Vsup) to the variable gain amplifier (BF). A parameter signal supply circuit (Sreg) is further included. The operation parameter signal supply circuit (Sreg) supplies the operation parameter signal (Vsup) to the variable gain amplifier (BF) in response to the output (V1) from the threshold voltage generation circuit (Vth_Gen). Thus, the variable amplification gain of the variable gain amplifier (BF) is set, and the deviation of the oscillation voltage amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator (TXVCO) is compensated by the input of the transmission RF power amplifier (RF_PA). (See FIG. 2).
本発明の具体的なひとつの形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）では、前記送信変調回路（ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｑ、３０２４）では前記送信ベースバンド信号（ＴｘＡＢＩ、ＴｘＡＢＱ）と送信用中間周波数搬送波信号（ΦＩＦ）とが供給されることにより送信用中間周波数信号が形成され、前記位相変調ループ制御回路（ＰＭ＿ＬＰ：３０２５）は、前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）のＲＦ出力周波数と周波数変換用ＲＦ信号（ΦＲＦ）とが供給されることによって第１中間周波送信帰還信号を生成する第１周波数ダウンミキサー（ＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭ）と、前記送信変調回路（ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｑ、３０２４）により形成された前記送信用中間周波数信号と前記第１周波数ダウンミキサー（ＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭ）により形成された前記第１中間周波送信帰還信号とが一方の入力端子と他方の入力端子とにそれぞれ供給される位相比較器（ＰＣ）と、前記位相比較器（ＰＣ）の出力に応答して前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）の前記ＲＦ出力周波数を制御する制御電圧を生成する第１ローパスフィルター（ＬＦ１）とを更に含む。前記振幅変調ループ制御回路（ＡＭ＿ＬＰ：３０２６）は、前記送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）からの前記ＲＦ送信出力信号に関係するＲＦ送信電力レベル信号（ＲＦＰＬＶ）と前記周波数変換用ＲＦ信号（ΦＲＦ）とが供給されることによって第２中間周波送信帰還信号を生成する第２周波数ダウンミキサー（ＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭ）と、前記送信変調回路（ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｑ、３０２４）により生成された前記送信用中間周波数信号が一方の入力端子に供給され前記第２周波数ダウンミキサー（ＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭ）により生成された前記第２中間周波送信帰還信号が他方の入力端子に供給される振幅比較器（ＡＣ）と、前記振幅比較器（ＡＣ）の出力に応答する第２ローパスフルター（ＬＰ２）とを含み、前記第２ローパスフルター（ＬＰ２）の出力が前記送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）からの前記ＲＦ送信出力信号の振幅を制御する（図２参照）。 In a communication semiconductor integrated circuit (RF_IC) according to a specific form of the present invention, the transmission modulation circuit (TX_MIX_I, TX_MIX_Q, 3024) and the transmission baseband signal (TxABI, TxABQ) and the intermediate frequency carrier signal for transmission ( ΦIF) is supplied to form an intermediate frequency signal for transmission, and the phase modulation loop control circuit (PM_LP: 3025) outputs the RF output frequency of the transmission voltage controlled oscillator (TXVCO) and the RF signal for frequency conversion. (ΦRF) is supplied to the transmission intermediate frequency formed by the first frequency downmixer (DWN_MIX_PM) that generates the first intermediate frequency transmission feedback signal and the transmission modulation circuit (TX_MIX_I, TX_MIX_Q, 3024). Signal and first frequency downmix A phase comparator (PC) to which the first intermediate frequency transmission feedback signal formed by the circuit (DWN_MIX_PM) is supplied to one input terminal and the other input terminal, respectively, and an output of the phase comparator (PC) And a first low-pass filter (LF1) for generating a control voltage for controlling the RF output frequency of the transmission voltage controlled oscillator (TXVCO). The amplitude modulation loop control circuit (AM_LP: 3026) includes an RF transmission power level signal (RFPLV) related to the RF transmission output signal from the transmission RF power amplifier (RF_PA) and the frequency conversion RF signal (ΦRF). And the transmission intermediate frequency signal generated by the second frequency downmixer (DWN_MIX_AM) that generates the second intermediate frequency transmission feedback signal and the transmission modulation circuit (TX_MIX_I, TX_MIX_Q, 3024). And an amplitude comparator (AC) in which the second intermediate frequency transmission feedback signal supplied to the input terminal of the second frequency downmixer (DWN_MIX_AM) is supplied to the other input terminal, and the amplitude comparator (AC ) And a second low-pass filter (LP2) responsive to the output of The output of the serial second low-pass full coater (LP2) to control the amplitude of the RF transmit output signal from the transmitting RF power amplifier (RF_PA) (see FIG. 2).
本発明の具体的なひとつの形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）では、基地局と通信端末機器との通信が位相変調とともに振幅変調を使用する通信方式であることに応答して、前記位相変調ループ制御回路（ＰＭ＿ＬＰ：３０２５）の前記位相比較器（ＰＣ）の前記他方の入力端子に供給される信号が前記第１周波数ダウンミキサー（ＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭ）により形成される前記第１中間周波送信帰還信号から前記前記第２周波数ダウンミキサー（ＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭ）により生成される前記第２中間周波送信帰還信号に切り換えられる（図２参照）。 In a communication semiconductor integrated circuit (RF_IC) according to a specific embodiment of the present invention, in response to communication between a base station and a communication terminal device using a phase modulation and an amplitude modulation, the phase The first intermediate frequency transmission feedback signal formed by the first frequency downmixer (DWN_MIX_PM) as a signal supplied to the other input terminal of the phase comparator (PC) of the modulation loop control circuit (PM_LP: 3025) To the second intermediate frequency transmission feedback signal generated by the second frequency downmixer (DWN_MIX_AM) (see FIG. 2).
本発明の具体的なひとつの形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）では、前記位相変調ループ制御回路（ＰＭ＿ＬＰ：３０２５）の前記位相比較器（ＰＣ）の出力には前記第１ローパスフィルター（ＬＰ１）を駆動するチャージポンプ電流（Ｉｃｐ）を生成するチャージポンプ回路（ＣＰ）が接続されることにより前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）の前記ＲＦ出力周波数を制御する制御電圧が前記第１ローパスフィルター（ＬＰ１）より生成され、前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）の前記制御電圧の変化に対する前記ＲＦ出力周波数の変化のゲイン特性（ＫＶ）の温度依存性と前記チャージポンプ回路（ＣＰ）から生成される前記チャージポンプ電流（Ｉｃｐ）の温度依存性とが逆特性の関係に設定されている（図１、図３、図４参照）。 In a communication semiconductor integrated circuit (RF_IC) according to a specific embodiment of the present invention, the output of the phase comparator (PC) of the phase modulation loop control circuit (PM_LP: 3025) includes the first low-pass filter (LP1). ) Is connected to a charge pump circuit (CP) that generates a charge pump current (Icp) to control the RF output frequency of the transmission voltage controlled oscillator (TXVCO). (LP1) is generated from the charge pump circuit (CP) and the temperature dependence of the gain characteristic (KV) of the change of the RF output frequency with respect to the change of the control voltage of the transmission voltage controlled oscillator (TXVCO). The temperature dependence of the charge pump current (Icp) is set to have an inverse characteristic relationship (see FIG. , See FIGS. 3 and 4).
本発明のより具体的なひとつの形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）は、前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）の前記発振用トランジスタ（１＿１：１＿２）としての前記電界効果トランジスタは、交差接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（ＱＮ１、ＱＮ２）と交差接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（ＱＰ１、ＱＰ２）とを含む。前記可変利得増幅器（ＢＦ）は、ゲートが共通に前記送信用電圧制御発振器（ＴＸＶＣＯ）の前記発振電圧に応答しドレインが共通に接続されドレイン・ゲート間に抵抗（Ｒ１５）が接続された増幅用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（Ｑｐ１３）と増幅用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（Ｑｎ１３）とを含む。前記しきい値電圧発生回路（Ｖｔｈ＿Ｇｅｎ）は、前記交差接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（ＱＮ１、ＱＮ２）と同一製造プロセスで形成されたバイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（Ｑｎ１７）と、前記交差接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（ＱＰ１、ＱＰ２）と同一製造プロセスで形成されたバイアス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（Ｑｐ１７）とを含み、前記バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（Ｑｎ１７）のドレイン・ゲートが短絡され、前記バイアス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（Ｑｐ１７）のゲート・ドレインが短絡され、前記バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（Ｑｎ１７）のドレイン・ソース電流経路と前記バイアス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（Ｑｐ１７）のソース・ドレイン電流経路とが並列接続形態に接続され、前記並列接続形態によって前記しきい値電圧発生回路（Ｖｔｈ＿Ｇｅｎ）からの前記出力（Ｖ１）が決定され、前記しきい値電圧発生回路（Ｖｔｈ＿Ｇｅｎ）からの前記出力（Ｖ１）により前記動作パラメータ信号供給回路（Ｓｒｅｇ）から前記可変利得増幅器（ＢＦ）に供給される前記動作電圧（Ｖｓｕｐ）が決定される（図１参照）。 A communication semiconductor integrated circuit (RF_IC) according to a more specific embodiment of the present invention is configured such that the field effect transistor as the oscillation transistor (1_1: 1_2) of the transmission voltage controlled oscillator (TXVCO) is cross-connected. N channel MOS transistors (QN1, QN2) and P channel MOS transistors (QP1, QP2) cross-connected to each other. In the variable gain amplifier (BF), the gate is commonly used in response to the oscillation voltage of the transmission voltage controlled oscillator (TXVCO), the drain is commonly connected, and the resistor (R15) is connected between the drain and the gate. A P channel MOS transistor (Qp13) and an amplifying N channel MOS transistor (Qn13) are included. The threshold voltage generation circuit (Vth_Gen) is cross-connected to a bias N-channel MOS transistor (Qn17) formed by the same manufacturing process as the cross-connected N-channel MOS transistors (QN1, QN2). A bias P-channel MOS transistor (Qp17) formed by the same manufacturing process as the P-channel MOS transistors (QP1, QP2), the drain and gate of the bias N-channel MOS transistor (Qn17) are short-circuited, and the bias The gate and drain of the P channel MOS transistor (Qp17) are short-circuited, the drain / source current path of the bias N channel MOS transistor (Qn17) and the bias P channel MOS transistor (Qp17) Are connected in a parallel connection form, and the output (V1) from the threshold voltage generation circuit (Vth_Gen) is determined by the parallel connection form, and the threshold voltage generation circuit (Vth_Gen) ) From the operation parameter signal supply circuit (Sreg) to the variable gain amplifier (BF) is determined (see FIG. 1).
本発明の最も具体的なひとつの形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）は、基地局との通信が位相変調とともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式とＷ−ＣＤＭＡ方式とのいずれかに対応する。 A communication semiconductor integrated circuit (RF_IC) according to one of the most specific modes of the present invention corresponds to either the EDGE method or the W-CDMA method in which communication with a base station uses amplitude modulation as well as phase modulation.
本発明の最も具体的なひとつの形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）は、前記ＥＤＧＥ方式に対応する前記位相変調ループ制御回路と前記振幅変調ループ制御回路とがポーラループ方式とポーラモジュレータ方式とのいずれかで構成されている（図２、図６参照）。 In a semiconductor integrated circuit for communication (RF_IC) according to one of the most specific modes of the present invention, the phase modulation loop control circuit and the amplitude modulation loop control circuit corresponding to the EDGE method include a polar loop method and a polar modulator method. (Refer to FIG. 2 and FIG. 6).
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。 The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
すなわち、本発明によれば、振幅変調による送信機能を有する通信用半導体集積回路において、発振用の電界効果トランジスタのしきい値電圧のバラツキによる送信用電圧制御発振器の発振電圧振幅値のバラツキを低減することができる。 That is, according to the present invention, in a communication semiconductor integrated circuit having a transmission function by amplitude modulation, variation in oscillation voltage amplitude value of a transmission voltage controlled oscillator due to variation in threshold voltage of an oscillation field effect transistor is reduced. can do.
≪通信用半導体集積回路（ＲＦ ＩＣ）の全体の構成≫
図２は本発明のひとつの実施形態による通信用半導体集積回路（ＲＦ ＩＣ）の全体の構成を示す回路図である。このＲＦ ＩＣは、基地局と通信端末機器との通信が位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラループ方式の送信方式を採用している。
<< Overall configuration of communication semiconductor integrated circuit (RF IC) >>
FIG. 2 is a circuit diagram showing the overall configuration of a communication semiconductor integrated circuit (RF IC) according to an embodiment of the present invention. This RF IC employs a polar-loop transmission method for supporting the EDGE method in which communication between a base station and a communication terminal device uses amplitude modulation for both phase modulation.
ＲＦ ＩＣのひとつの半導体チップ３００は、３つのサブユニット３０１、３０２、３０３を含んでいる。図２には、ＲＦ ＩＣ３００以外にも、携帯電話端末機器の送受信用のアンテナ１００と、フロントエンドモジュール２００も示されている。フロントエンドモジュール２００は、アンテナスイッチ２０１（ＡＮＴ＿ＳＷ）と、送信用ＲＦ電力増幅器２０３と、送信用ＲＦ電力増幅器２０３からの送信電力を検出するためのパワーカップラーＣＰＬとを含んでいる。
One
図２において、３０３は、ＲＦキャリア同期サブユニットＳＹＮである。ＲＦキャリア同期サブユニット３０３（ＳＹＮ）では、集積回路ＲＦ ＩＣの外部の水晶振動子５０１（Ｘｔａｌ）によって発振周波数が安定に維持されたシステム基準クロック発振器３０３１（ＤＣＸＯ）からのシステム基準クロック信号が印加された周波数シンセサイザ３０３２は、ＲＦ発振器３０３３（ＲＦＶＣＯ）のＲＦ発振周波数も安定に維持する。ＲＦ発振器３０３３（ＲＦＶＣＯ）のＲＦ出力が分周器３０３５（１／Ｍ）に供給されることにより、分周器３０３５（１／Ｍ）の出力からＲＦ信号ΦＲＦが得られる。このＲＦ信号ΦＲＦは、通信用ＲＦアナログ信号処理集積回路ＲＦ ＩＣ内部のＲＦ受信信号アナログ信号処理サブユニット３０１（ＲＸ ＳＰＵ）とＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ ＳＰＵ）とに供給される。すなわち、このＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ ＳＰＵ）が、ＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラループ方式で構成されている。
In FIG. 2, 303 is an RF carrier synchronization subunit SYN. The RF carrier synchronization subunit 303 (SYN) applies a system reference clock signal from a system reference clock oscillator 3031 (DCXO) whose oscillation frequency is stably maintained by a crystal resonator 501 (Xtal) external to the integrated circuit RF IC. The
受信状態に設定されたタイムスロットでは、フロントエンドモジュール２００（ＦＥＭ）のアンテナスイッチ２０１（ＡＮＴ＿ＳＷ）は上側に接続される。従って、アンテナ１００で受信されたＲＦ受信信号は、例えば表面弾性波デバイスにより構成された受信フィルタ２０２（ＳＡＷ）を介してＲＦ受信信号アナログ信号処理サブユニット３０１（ＲＸ ＳＰＵ）のローノイズアンプ３０１１（ＬＮＡ）の入力に供給される。このローノイズアンプ３０１１（ＬＮＡ）のＲＦ増幅出力信号は、受信ミキサー３０１２を構成する二つの混合回路ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｑの一方の入力に供給される。二つの混合回路ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｑの他方の入力には、分周器３０３５（１／Ｍ）からのＲＦ信号ΦＲＦに基づいて９０°位相器３０１３（９０Ｄｅｇ）で形成された９０°位相を有する２つのＲＦ受信キャリア信号が供給される。その結果、受信ミキサー３０１２の混合回路ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＲＸ−ＭＩＸ＿ＱではＲＦ受信信号周波数からベースバンド信号周波数へのダイレクトダウン周波数コンバージョンが実行されて、出力から受信アナログベースバンド信号ＲｘＡＢＩ、ＲｘＡＢＱが得られる。この受信アナログベースバンド信号ＲｘＡＢＩ、ＲｘＡＢＱは受信タイムスロット設定で利得が調整された可変利得アンプ３０１４、３０１５で増幅された後、ＲＦ ＩＣのチップ内のＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換される。このデジタル受信信号は、図示されていないベースバンド信号処理ＬＳＩへ供給される。
In the time slot set to the reception state, the antenna switch 201 (ANT_SW) of the front end module 200 (FEM) is connected to the upper side. Therefore, the RF reception signal received by the
送信状態に設定されたタイムスロットでは、図示されていないベースバンド信号処理ＬＳＩからデジタル送信ベースバンド信号がＲＦ ＩＣに供給される。その結果、ＲＦ ＩＣ内部の図示されていないＤ／Ａ変換器の出力から、アナログベースバンド送信信号ＴｘＡＢＩ、ＴｘＡＢＱがＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ ＳＰＵ）の送信ミキサー３０２１の二つの混合回路ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑの一方の入力に供給される。分周器３０３５（１／Ｍ）の出力からのＲＦ信号ΦＲＦが他の分周器３０２２（１／Ｎ）で分周されることによって、約８０ＭＨｚの中間周波数（以下、ＩＦと称す）の信号ΦＩＦが得られる。このＩＦ信号ΦＩＦに基づき９０°位相器３０２３（９０Ｄｅｇ）で形成された９０°位相を有する２つのＩＦ送信キャリア信号が二つの混合回路ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑの他方の入力に供給される。その結果、送信ミキサー３０２１の混合回路ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑでは、アナログベースバンド送信信号の周波数からＩＦ送信信号への周波数アップコンバージョンが実行されて、加算器３０２４からベクトル合成されたひとつのＩＦ送信変調信号が得られる。加算器３０２４からのＩＦ送信変調信号はＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ ＳＰＵ）の位相変調成分の送信のためのＰＭループ回路３０２５（ＰＭ ＬＰ）を構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されている。ＰＭループ回路３０２５（ＰＭ ＬＰ）では、位相比較器ＰＣの出力はチャージポンプＣＰとローパスフィルタＬＦ１を介して送信用発振器ＴＸＶＣＯの制御入力に伝達される。
In the time slot set to the transmission state, a digital transmission baseband signal is supplied to the RF IC from a baseband signal processing LSI (not shown). As a result, the analog baseband transmission signals TxABI and TxABQ are mixed from the output of the D / A converter (not shown) inside the RF IC into the two mixers of the
更に、図２で送信用発振器ＴＸＶＣＯの出力に入力が接続されたバッファアンプＢＦは、本発明のひとつの実施形態による特徴的な電圧レギュレータＶｒｅｇからの動作電圧が供給されている。これに関しては、後に詳細に説明する。送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの出力は分周器３０３５（１／Ｍ）からＲＦ信号ΦＲＦが供給されたＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの入力に供給されることによって、ＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から第１ＩＦ送信帰還信号が得られる。送信タイムスロットがＧＳＭ方式の場合の位相変調情報は、この第１ＩＦ送信帰還信号がスイッチＳＷ＿１を介してＰＭループ回路３０２５（ＰＭ ＬＰ）を構成する位相比較器ＰＣの他方の入力に供給される。この結果、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の出力である送信信号はＧＳＭ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。また、送信タイムスロットがＧＳＭ方式の場合の送信電力情報（ＲＦ増幅器の増幅ゲイン）は、ＲＦアナログ信号処理集積回路３００内部のランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９（Ｒａｍｐ ＤＡＣ）のランプ出力電圧Ｖｒａｍｐで指定される。このランプ出力電圧Ｖｒａｍｐが、スイッチＳＷ２を介して１０ＭＨｚフィルタ３１５に供給される。このフィルタ３１５からのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐと、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信電力を検出するパワーカップラーＣＰＬと電力検出回路ＰＤＥＴとからの送信電力検出信号Ｖｄｅｔとが、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐに供給される。誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの出力からの自動パワー制御電圧Ｖａｐｃによる電源電圧制御もしくはバイアス電圧制御により、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の増幅ゲインは基地局と携帯通信端末装置との距離に比例して設定される。尚、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９にベースバンドＬＳＩのようなベースバンド信号処理ユニットから供給されるディジタルランプ入力信号は、送信電力のレベルを示す送信電力レベル指示信号であり、基地局と通信端末機器との距離に比例して送信電力レベルを高く制御するものである。このランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９の出力から、アナログのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐが生成される。
Further, the buffer amplifier BF whose input is connected to the output of the transmission oscillator TXVCO in FIG. 2 is supplied with the operating voltage from the characteristic voltage regulator Vreg according to one embodiment of the present invention. This will be described in detail later. The output of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO is supplied to the input of the PM loop frequency downmixer DWN_MIX_PM to which the RF signal ΦRF is supplied from the frequency divider 3035 (1 / M), so that the first IF transmission feedback from the output of DWN_MIX_PM. A signal is obtained. For the phase modulation information when the transmission time slot is GSM, the first IF transmission feedback signal is supplied to the other input of the phase comparator PC constituting the PM loop circuit 3025 (PM LP) via the switch SW_1. As a result, the transmission signal that is the output of the transmission
一方、送信タイムスロットがＥＤＧＥ方式の場合は、加算器３０２４からのＩＦ送信変調信号は、位相変調情報だけではなく振幅変調情報も含むことになる。従って、加算器３０２４からＩＦ送信変調信号はＰＭループ回路３０２５（ＰＭ ＬＰ）を構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されだけではなく、ＡＭループ回路３０２６（ＡＭ ＬＰ）を構成する振幅比較器ＡＣの一方の入力に供給される。この時には、位相比較器ＰＣの他方の入力には、送信用発振器ＴＸＶＣＯの出力がＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭを介して供給されるのではない。むしろ、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信電力に関係する情報（ＲＦ送信電力レベルＲＦＰＬＶ）が、パワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭを介して位相比較器ＰＣの他方の入力に供給されることとなる。また、ＡＭループ回路３０２６（ＡＭ ＬＰ）を構成する振幅比較器ＡＣの他方の入力にも、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信電力に関係する情報（ＲＦ送信電力レベルＲＦＰＬＶ）がパワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭを介して供給されることとなる。ＡＭループ回路３０２６（ＡＭ ＬＰ）では、振幅比較器ＡＣの出力はローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰ、スイッチＷＳ２を介して１０ＭＨｚフィルタ３１５に供給される。この結果、まずＰＭループ回路３０２５（ＰＭ ＬＰ）によって、送信用発振器ＴＸＶＣＯのＲＦ発振出力信号を増幅する送信用ＲＦ電力増幅器２０３の出力の送信電力信号はＥＤＧＥ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。さらに、ＡＭループ回路３０２６（ＡＭ ＬＰ）によって、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の出力の送信電力信号はＥＤＧＥ方式の正確な振幅変調情報を含むようになる。
On the other hand, when the transmission time slot is the EDGE system, the IF transmission modulation signal from the
尚、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信電力を検出するパワーカップラーＣＰＬとしては、ＲＦ電力増幅器２０３の送信電力を電磁気的もしくは容量的に検出するカップラーを採用することができる。このパワーカップラーＣＰＬとしては、それ以外に、カレントセンス形カップラーも採用することができる。このカレントセンス形カップラーでは、ＲＦ電力増幅器２０３の最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。
As the power coupler CPL for detecting the transmission power of the transmission
図２のＲＦアナログ信号処理集積回路３００では、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９（Ｒａｍｐ ＤＡＣ）のランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答するＡＭループ回路３０２６（ＡＭ ＬＰ）の二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得は逆方向となるように、制御回路３１４（ＣＮＴＬ）が１０ビットのディジタルランプ信号に応答して８ビットの２つの制御信号を生成する。すなわち、ランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答して可変利得回路ＭＶＧＡの利得が減少する時には、可変利得回路ＩＶＧＡの利得が増加することで、二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得の和がほぼ一定となる。この結果、ＡＭループ回路３０２３のオープンループ周波数特性の位相余裕がランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答して著しく小さくなることを軽減している。
In the RF analog signal processing integrated
≪送信用発振器ＴＸＶＣＯの回路構成≫
尚、図２のＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ ＳＰＵ）内部の送信用発振器ＴＸＶＣＯは、図１に示すように構成されている。
≪Circuit configuration of transmitter oscillator TXVCO≫
Note that the transmission oscillator TXVCO in the RF transmission signal analog signal processing subunit 302 (TX SPU) in FIG. 2 is configured as shown in FIG.
同図に示すように、送信用発振器ＴＸＶＣＯを構成する全ての回路素子は、通信用半導体集積回路ＲＦ ＩＣのひとつのシリコン半導体チップ上に生成されている。このＴＸＶＣＯは、発振用トランジスタ１＿１；１＿２を含む。また、送信用発振器ＴＸＶＣＯは、バンド選択信号ＶＢＳＬに応答して２５６個の複数の発振周波数バンドから選択されたひとつの発振周波数バンド中に前記発振周波数の周波数を祖調整するバンド選択回路４をさらに含む。このバンド選択回路４は複数の単位選択回路を含む。単位選択回路のそれぞれは、ゲートが前記バンド選択信号ＶＢＳＬに応答する電界効果トランジスタＭＮ２と、電界効果トランジスタＭＮ２のドレイン・ソースの一方と他方とにそれぞれ接続された容量Ｃ３、Ｃ４とを含む。電界効果トランジスタＭＮ２のゲートとドレイン・ソースとはバンド選択信号ＶＢＳＬに応答して互いに逆位相で駆動される。ＴＸＶＣＯは、ＴＸＶＣＯの動作電流として所定の電流を供給する電流源５がＴＸＶＣＯに接続されている。発振周波数発振周波数制御回路２は、発振用トランジスタ１＿１；１＿２と接続されている。送信用発振器ＴＸＶＣＯは、発振制御電圧ＶＴｕｎｅが印加される発振周波数発振周波数制御回路２を含む。発振周波数発振周波数制御回路２は、カソードにＲＦ ＩＣのＰＭループ回路３０２５（ＰＭ ＬＰ）のローパスフィルタＬＦ１からの発振制御電圧ＶＴｕｎｅが供給された一対の可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２と、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のアノードにそれぞれ接続され容量Ｃ１、Ｃ２とを含む。可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２は、例えば、ＰＮ接合バリキャップダイオードやＭＯＳバラクターダイオードで構成される。発振周波数発振周波数制御回路２は発振制御電圧ＶＴＵＮＥに応答して一対の可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の容量値が変化することにより、発振周波数の微調整を行う。送信用発振器ＴＸＶＣＯは、発振用トランジスタ１＿１；１＿２に接続された発振用インダクタ３（Ｌ）をさらに含む。発振用インダクタ３（Ｌ）とバンド選択回路４による祖調整で決定された容量Ｃ３、Ｃ４と発振周波数発振周波数制御回路２の一対の可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の容量値とにより、ＴＸＶＣＯの発振周波数が決定される。送信用発振器ＴＸＶＣＯは、発振用トランジスタ１＿１；１＿２は入力と出力とが交差接続された交差接続トランジスタ対ＱＮ１、ＱＮ２；ＱＰ１、ＱＰ２を含む。交差接続トランジスタ対ＱＮ１、ＱＮ２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、交差接続トランジスタ対ＱＰ１、ＱＰ２はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである。これらの交差接続の発振用トランジスタ１＿１；１＿２は発振用ＬＣタンク回路の寄生抵抗を打ち消すための負性抵抗を生成する。また、交差接続トランジスタ対ＱＮ１、ＱＮ２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、交差接続トランジスタ対ＱＰ１、ＱＰ２はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであることにより、ＴＸＶＣＯは低消費電力動作が可能となる。
As shown in the figure, all circuit elements constituting the transmission oscillator TXVCO are generated on one silicon semiconductor chip of the communication semiconductor integrated circuit RF IC. The TXVCO includes oscillation transistors 1_1; 1_2. The transmission oscillator TXVCO includes a
≪ＴＸＶＣＯに接続されたバッファアンプＢＦと電圧レギュレータＶｒｅｇとの回路構成≫
図１は、図２のＲＦ ＩＣの図２のＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ ＳＰＵ）内部のＰＭループ回路３０２５（ＰＭ ＬＰ）の送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの出力に接続されたバッファアンプＢＦと電圧レギュレータＶｒｅｇとの回路構成を更に詳細に示している。
<< Circuit Configuration of Buffer Amplifier BF Connected to TXVCO and Voltage Regulator Vreg >>
FIG. 1 shows a buffer connected to the output of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO of the PM loop circuit 3025 (PM LP) in the RF transmission signal analog signal processing subunit 302 (TX SPU) of FIG. 2 of the RF IC of FIG. The circuit configuration of the amplifier BF and the voltage regulator Vreg is shown in more detail.
図１に示すように、図２のバッファアンプＢＦの入力には、図１に示すようにプリバッファアンプＰｒ＿ＢＦが接続され、プリバッファアンプＰｒ＿ＢＦは送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯからのダブルエンドの差動相補発振信号をシングルエンドの発振信号に変換してバッファアンプＢＦの入力に供給する。尚、プリバッファアンプＰｒ＿ＢＦは、ダブルエンドの差動相補発振信号が供給される容量Ｃ１１、Ｃ１２、ダブルエンドの差動相補発振信号に応答するＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１１、Ｑｎ１２を含む。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１１のドレイン電流信号成分は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１１、Ｑｐ１２で構成されたカレントミラーを介してＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１２のドレイン電流信号成分と合成されて、シングルエンドの発振信号が生成される。尚、プリバッファアンプＰｒ＿ＢＦには電圧レギュレータＶｒｅｇ２が接続され、電圧レギュレータＶｒｅｇ２は電源電圧Ｖｃｃよりも安定化した動作電圧をプリバッファアンプＰｒ＿ＢＦに供給する。 As shown in FIG. 1, the pre-buffer amplifier Pr_BF is connected to the input of the buffer amplifier BF in FIG. 2 as shown in FIG. 1, and the pre-buffer amplifier Pr_BF is a double-ended differential from the transmission voltage-controlled oscillator TXVCO. The complementary oscillation signal is converted into a single-ended oscillation signal and supplied to the input of the buffer amplifier BF. The pre-buffer amplifier Pr_BF includes capacitors C11 and C12 to which a double-ended differential complementary oscillation signal is supplied, and N-channel MOS transistors Qn11 and Qn12 that respond to the double-ended differential complementary oscillation signal. The drain current signal component of the N-channel MOS transistor Qn11 is combined with the drain current signal component of the N-channel MOS transistor Qn12 through a current mirror composed of the P-channel MOS transistors Qp11 and Qp12, thereby generating a single-ended oscillation signal. Is done. The voltage regulator Vreg2 is connected to the pre-buffer amplifier Pr_BF, and the voltage regulator Vreg2 supplies an operating voltage that is more stable than the power supply voltage Vcc to the pre-buffer amplifier Pr_BF.
また、プリバッファアンプＰｒ＿ＢＦからのシングルエンドの送信用ＲＦ発振信号が入力に供給され、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡへ送信用ＲＦ信号を出力するバッファアンプＢＦは、入力容量Ｃ１３と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１３とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１３と負帰還バイアス抵抗Ｒ１５とからなるＣＭＯＳ増幅器ＣＭＯＳ＿Ａｍｐとから構成されている。ＣＭＯＳ増幅器ＣＭＯＳ＿Ａｍｐの動作パラメータ信号としての動作電圧Ｖｓｕｐを生成する電圧レギュレータＶｒｅｇは、同図に示すようにバンドギャップリファレンス回路ＢＧＲと、シリーズレギュレータＳＲｅｇと、比較参照電圧発生回路Ｃｏｍｐ＿Ｒｅｆ＿Ｇｅｎと、しきい値電圧発生回路Ｖｔｈ＿Ｇｅｎと、しきい値電圧検出回路Ｖｔｈ＿Ｄｅｔとから構成されている。また、シリーズレギュレータＳＲｅｇは、差動対トランジスタとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１４、Ｑｎ１５と、能動負荷としてのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１４、Ｑｐ１５と、出力トランジスタとしてのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１６と、分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３、ダイオード接続のＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱｂ１とを含む負帰還回路ＮＦＢＣと、定電流源ＣＳ１とから構成されている。従って、バンドギャップリファレンス回路ＢＧＲから生成された基準電圧ＶｒｅｆがシリーズレギュレータＳＲｅｇのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１４のゲートに供給されることにより、基準電圧Ｖｒｅｆに負帰還回路ＮＦＢＣの分圧比の逆数を乗算した値の動作電圧Ｖｓｕｐとしての出力電圧が出力トランジスタＱｐ１６のドレインの出力端子Ｏｕｔから得られる。尚、負帰還回路ＮＦＢＣ中に含まれたダイオード接続トランジスタＱｂ１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥの負の温度依存性によって、出力端子Ｏｕｔから得られる動作電圧Ｖｓｕｐは正の温度依存性を持つようにシリーズレギュレータＳＲｅｇが構成されている。しきい値電圧発生回路Ｖｔｈ＿Ｇｅｎは、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの交差接続トランジスタ１＿１、１−２のトランジスタのしきい値電圧に対応する出力電圧Ｖ１を発生する。比較参照電圧発生回路Ｃｏｍ＿Ｒｅｆ＿Ｇｅｎは、トランジスタのしきい値電圧と実質的に無関係で比較用基準電圧としての出力電圧Ｖ２を発生する。しきい値電圧検出回路Ｖｔｈ＿Ｄｅｔは、しきい値電圧発生回路Ｖｔｈ＿Ｇｅｎの出力電圧Ｖ１と比較参照電圧発生回路Ｃｏｍ＿Ｒｅｆ＿Ｇｅｎの出力電圧Ｖ２との差電圧に応答する出力電流を出力ノードＶ３に生成する。出力電圧Ｖ１＞出力電圧Ｖ２の場合は、しきい値電圧検出回路Ｖｔｈ＿Ｄｅｔの出力ノードＶ３の出力電流は出力ノードＶ３への流入電流となる。逆に、出力電圧Ｖ１＜出力電圧Ｖ２の場合には、しきい値電圧検出回路Ｖｔｈ＿Ｄｅｔの出力ノードＶ３の出力電流は出力ノードＶ３からの流出電流となる。 A buffer amplifier BF that is supplied with a single-end RF oscillation signal for transmission from the pre-buffer amplifier Pr_BF and that outputs a transmission RF signal to the transmission RF power amplifier RF_PA includes an input capacitor C13 and a P-channel MOS transistor. The CMOS amplifier CMOS_Amp is composed of Qp13, an N-channel MOS transistor Qn13, and a negative feedback bias resistor R15. A voltage regulator Vreg that generates an operating voltage Vsup as an operating parameter signal of the CMOS amplifier CMOS_Amp includes a band gap reference circuit BGR, a series regulator SReg, a comparison reference voltage generating circuit Comp_Ref_Gen, and a threshold voltage as shown in FIG. The circuit includes a generation circuit Vth_Gen and a threshold voltage detection circuit Vth_Det. The series regulator SReg includes N-channel MOS transistors Qn14 and Qn15 as differential pair transistors, P-channel MOS transistors Qp14 and Qp15 as active loads, a P-channel MOS transistor Qp16 as an output transistor, and a voltage dividing resistor R21. , R22, R23, a negative feedback circuit NFBC including a diode-connected NPN bipolar transistor Qb1, and a constant current source CS1. Therefore, the reference voltage Vref generated from the band gap reference circuit BGR is supplied to the gate of the N-channel MOS transistor Qn14 of the series regulator SReg, so that the reference voltage Vref is multiplied by the reciprocal of the voltage division ratio of the negative feedback circuit NFBC. The output voltage as the operating voltage Vsup is obtained from the output terminal Out of the drain of the output transistor Qp16. Incidentally, the negative temperature dependence of the base-emitter voltage V BE of the diode-connected transistor Qb1 included in the negative feedback circuit NFBC, operating voltage Vsup obtained from the output terminal Out is to have a positive temperature dependency A series regulator SReg is configured. The threshold voltage generation circuit Vth_Gen generates an output voltage V1 corresponding to the threshold voltages of the cross-connected transistors 1_1 and 1-2 of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO. The comparison reference voltage generation circuit Com_Ref_Gen generates an output voltage V2 as a reference voltage for comparison that is substantially independent of the threshold voltage of the transistor. The threshold voltage detection circuit Vth_Det generates an output current at the output node V3 in response to a difference voltage between the output voltage V1 of the threshold voltage generation circuit Vth_Gen and the output voltage V2 of the comparison reference voltage generation circuit Com_Ref_Gen. When the output voltage V1> the output voltage V2, the output current at the output node V3 of the threshold voltage detection circuit Vth_Det is an inflow current to the output node V3. On the contrary, when the output voltage V1 <the output voltage V2, the output current of the output node V3 of the threshold voltage detection circuit Vth_Det becomes the outflow current from the output node V3.
例えば、図１に示した送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの交差接続トランジスタ１＿１がＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱＮ１、ＱＮ２で構成され、交差接続トランジスタ１−２がＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱＰ１、ＱＰ２で構成されているので、図１のしきい値電圧発生回路Ｖｔｈ＿Ｇｅｎは、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１７とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１７との並列接続を含んでいる。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１７はゲート・ドレイン短絡接続によりダイオード接続され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１７もゲート・ドレイン短絡接続によりダイオード接続されている。 For example, the cross-connected transistor 1_1 of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO shown in FIG. 1 is composed of N-channel MOS transistors QN1 and QN2, and the cross-connected transistor 1-2 is composed of P-channel MOS transistors QP1 and QP2. 1 includes a parallel connection of an N channel MOS transistor Qn17 and a P channel MOS transistor Qp17. N-channel MOS transistor Qn17 is diode-connected by a gate / drain short-circuit connection, and P-channel MOS transistor Qp17 is also diode-connected by a gate / drain short-circuit connection.
例えば、図１に示した送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの交差接続トランジスタ１＿１のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱＮ１、ＱＮ２のしきい値電圧ＶｔｈＮが増加するとともに、交差接続トランジスタ１−２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱＰ１、ＱＰ２のしきい値電圧ＶｔｈＰが増加したとする。この状態のままでは、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯからのダブルエンドの差動相補発振信号の電圧振幅は、低下してしまう。しかし、ＲＦ ＩＣのチップの上では、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの交差接続トランジスタ１＿１がＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱＮ１、ＱＮ２と、しきい値電圧発生回路Ｖｔｈ＿ＧｅｎのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１７とは同一製造プロセスにより形成されるので、これらのＮチャンネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧ＶｔｈＮは略一致する。また、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの交差接続トランジスタ１−２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱＰ１、ＱＰ２と、しきい値電圧発生回路Ｖｔｈ＿ＧｅｎのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１７とは同一製造プロセスにより形成されるので、これらのＰチャンネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧ＶｔｈＰは略一致する。従って、交差接続トランジスタ１＿１のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱＮ１、ＱＮ２のしきい値電圧ＶｔｈＮが増加するとともに交差接続トランジスタ１−２がＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱＰ１、ＱＰ２のしきい値電圧ＶｔｈＰが増加したとすると、図１のしきい値電圧発生回路Ｖｔｈ＿ＧｅｎのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１７とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１７との並列接続の電圧降下Ｖ１が上昇する。すると、出力電圧Ｖ１＞出力電圧Ｖ２の関係となり、しきい値電圧検出回路Ｖｔｈ＿Ｄｅｔの出力ノードＶ３に流入電流が流れることになる。すると、シリーズレギュレータＳＲｅｇの負帰還回路ＮＦＢＣの分圧抵抗Ｒ２１に流れる電流が増加する。しかし、シリーズレギュレータＳＲｅｇの負帰還回路ＮＦＢＣの分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３の分圧ノードの電圧（Ｑｎ１５のゲート電圧）は負帰還作用によって基準電圧Ｖｒｅｆに安定に維持されている。従って、シリーズレギュレータＳＲｅｇからＣＭＯＳ増幅器ＣＭＯＳ＿Ａｍｐで構成されたバッファアンプＢＦに供給される動作電圧Ｖｓｕｐの値は、分圧抵抗Ｒ２１の電圧降下の上昇により、増加する。 For example, the threshold voltage VthN of the N channel MOS transistors QN1 and QN2 of the cross connection transistor 1_1 of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO shown in FIG. 1 increases, and the P channel MOS transistor QP1 of the cross connection transistor 1-2. Assume that the threshold voltage VthP of QP2 increases. In this state, the voltage amplitude of the double-ended differential complementary oscillation signal from the transmission voltage controlled oscillator TXVCO decreases. However, on the RF IC chip, the cross-connected transistor 1_1 of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO is formed of the N-channel MOS transistors QN1 and QN2 and the N-channel MOS transistor Qn17 of the threshold voltage generation circuit Vth_Gen by the same manufacturing process. Since they are formed, the threshold voltages VthN of these N channel MOS transistors substantially coincide. Further, the P-channel MOS transistors QP1 and QP2 of the cross-connected transistor 1-2 of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO and the P-channel MOS transistor Qp17 of the threshold voltage generation circuit Vth_Gen are formed by the same manufacturing process. The threshold voltages VthP of the P channel MOS transistors substantially coincide. Therefore, if the threshold voltage VthN of the N-channel MOS transistors QN1 and QN2 of the cross-connected transistor 1_1 increases and the threshold voltage VthP of the P-channel MOS transistors QP1 and QP2 increases in the cross-connected transistor 1-2, The voltage drop V1 of the parallel connection between the N channel MOS transistor Qn17 and the P channel MOS transistor Qp17 of the threshold voltage generation circuit Vth_Gen in FIG. 1 increases. Then, the relationship of output voltage V1> output voltage V2 is established, and an inflow current flows to the output node V3 of the threshold voltage detection circuit Vth_Det. Then, the current flowing through the voltage dividing resistor R21 of the negative feedback circuit NFBC of the series regulator SReg increases. However, the voltage at the voltage dividing node (the gate voltage of Qn15) of the voltage dividing resistors R21, R22, R23 of the negative feedback circuit NFBC of the series regulator SReg is stably maintained at the reference voltage Vref by the negative feedback action. Therefore, the value of the operating voltage Vsup supplied from the series regulator SReg to the buffer amplifier BF configured by the CMOS amplifier CMOS_Amp increases due to an increase in the voltage drop of the voltage dividing resistor R21.
このように、従って、交差接続トランジスタ１＿１のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱＮ１、ＱＮ２のしきい値電圧ＶｔｈＮが増加するとともに交差接続トランジスタ１−２がＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱＰ１、ＱＰ２のしきい値電圧ＶｔｈＰが増加して、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値が小さくなる。しかし、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの発振電圧を増幅するＣＭＯＳ増幅器ＣＭＯＳ＿Ａｍｐで構成されたバッファアンプＢＦに供給される動作電圧Ｖｓｕｐの値が、増加する。この動作電圧Ｖｓｕｐの増加により、ＣＭＯＳ増幅器ＣＭＯＳ＿Ａｍｐで構成されたバッファアンプＢＦの可変増幅利得が増加する。従って、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値の減少が、バッファアンプＢＦの可変増幅利得の増加によって補償される。その結果、ＲＦ ＩＣのＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ ＳＰＵ）から送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの入力に供給されるＲＦ送信信号の振幅が、略一定に維持されることになる。 Thus, the threshold voltage VthN of the N channel MOS transistors QN1 and QN2 of the cross connection transistor 1_1 increases, and the threshold voltage VthP of the P channel MOS transistors QP1 and QP2 increases as the cross connection transistor 1-2 increases. Thus, the oscillation voltage amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO becomes small. However, the value of the operating voltage Vsup supplied to the buffer amplifier BF configured by the CMOS amplifier CMOS_Amp that amplifies the oscillation voltage of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO increases. As the operating voltage Vsup increases, the variable amplification gain of the buffer amplifier BF formed of the CMOS amplifier CMOS_Amp increases. Therefore, a decrease in the oscillation voltage amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO is compensated by an increase in the variable amplification gain of the buffer amplifier BF. As a result, the amplitude of the RF transmission signal supplied from the RF IC RF transmission signal analog signal processing subunit 302 (TX SPU) to the input of the transmission RF power amplifier RF_PA is maintained substantially constant.
≪ＰＭループ回路３０２５（ＰＭ ＬＰ）の位相比較器ＰＣとチャージポンプＣＰの回路構成≫
図３は、図２に示したＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ ＳＰＵ）のＰＭループ回路３０２５（ＰＭ ＬＰ）を構成する位相比較器ＰＣとチャージポンプＣＰの回路構成を示すものである。同図に示すように、加算器３０２４からのＩＦ送信信号ＴＸ＿ＩＦ、／ＴＸ＿ＩＦの位相と周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭからの第１中間周波送信帰還信号ＩＦ＿Ｆ、／ＩＦ＿Ｆとの位相の差を検出する位相比較器ＰＣは、第１差動対ＮＰＮバイポーラトランジスタＱｂｎ１、Ｑｂｎ２、第２差動対ＮＰＮバイポーラトランジスタＱｂｎ３、Ｑｂｎ４、第３差動対ＮＰＮバイポーラトランジスタＱｂｎ５、Ｑｂｎ６の組み合わせによる良く知られたギルバート・セルにより構成されている。位相比較器ＰＣとしてのギルバート・セルの動作電流は、抵抗Ｒ３０とＮＰＮバイポーラトランジスタＱｂｎ７、Ｑｂｎ８で構成されたカレントミラーとを介しバイアス電流発生器Ｂｉａｓ＿Ｃｕｒｒ＿Ｇｅｎから供給される。位相比較器ＰＣの２つの出力電流は、チャージポンプＣＰのＰＮＰバイポーラトランジスタで構成された２つのカレントミラーＱｂｐ１、Ｑｂｐ２、Ｑｂｐ３、Ｑｂｐ４を介してＮＰＮバイポーラトランジスタＱｂｎ９、Ｑｂｎ１０のコレクタに供給される。ＮＰＮバイポーラトランジスタＱｂｎ９、Ｑｂｎ１０もカレントミラーを構成しているので、位相比較動作のある期間では出力ノードＮ２から流出するチャージポンプ電流Ｉｃｐは送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯに接続されたローパスフィルターＬＦの充電電流となる一方、位相比較動作の他の期間では出力ノードＮ２に流入するチャージポンプ電流Ｉｃｐは送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯに接続されたローパスフィルターＬＦの放電電流となる。充電電流と放電電流との大小関係によって、ローパスフィルターの電圧が決定されて、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの発振周波数が制御される。充電電流と放電電流とのいずれのチャージポンプ電流Ｉｃｐも、ギルバート・セルの動作電流によって決定される。この動作電流は、バイアス電流発生器Ｂｉａｓ＿Ｃｕｒｒ＿Ｇｅｎから供給されるバイアス電流Ｉｂｉａｓによって決定される。バイアス電流発生器Ｂｉａｓ＿Ｃｕｒｒ＿Ｇｅｎは、例えば接続ノードＮ１へ温度依存性の極めて小さな流入電流ＩＣＳ２を供給する定電流源ＣＳ２と、温度の低下により接続ノードＮ１に流入電流ＩＣＳ３を流し温度の上昇により接続ノードＮ１から流出電流ＩＣＳ３を流す温度依存性の大きな定電流源ＣＳ３とから構成される。温度依存性の極めて小さな定電流源ＣＳ２は、温度依存性の極めて小さな例えばバンドギャップリファレンスによる定電圧発生回路を利用して実現される。また、温度依存性の大きな定電流源ＣＳ３は、ＮＰＮバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥの負の温度依存性を利用して実現される。
<< Circuit configuration of phase comparator PC and charge pump CP of PM loop circuit 3025 (PM LP) >>
FIG. 3 shows a circuit configuration of the phase comparator PC and the charge pump CP constituting the PM loop circuit 3025 (PM LP) of the RF transmission signal analog signal processing subunit 302 (TX SPU) shown in FIG. . As shown in the figure, the phase comparator detects the phase difference between the phase of the IF transmission signals TX_IF and / TX_IF from the
バイアス電流発生器Ｂｉａｓ＿Ｃｕｒｒ＿Ｇｅｎでの温度依存性の極めて小さな定電流源ＣＳ２と温度依存性の大きな定電流源ＣＳ３との組み合わせによって、接続ノードＮ１に流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓの値は温度上昇によって低下する。従って、図４（Ｂ）に示すように、チャージポンプＣＰのチャージポンプ電流Ｉｃｐの値も温度上昇によって低下する。一方、図４（Ａ）に示すように、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯのＫＶ特性（制御電圧の変化に対する発振周波数の変化のゲイン特性）は温度上昇によって上昇する。従って、図４（Ｃ）に示すように、ＫＶ特性とチャージポンプ電流Ｉｃｐの値との積の値は、温度依存性は極めて低くなる。その結果、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの発振信号電圧振幅の温度変動が、実用的なレベルに抑制される。 The value of the bias current Ibias flowing through the connection node N1 is lowered by the temperature rise by the combination of the constant current source CS2 having extremely small temperature dependency and the constant current source CS3 having large temperature dependency in the bias current generator Bias_Curr_Gen. Therefore, as shown in FIG. 4B, the value of the charge pump current Icp of the charge pump CP also decreases as the temperature rises. On the other hand, as shown in FIG. 4A, the KV characteristic of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO (the gain characteristic of the change in the oscillation frequency with respect to the change in the control voltage) increases as the temperature rises. Therefore, as shown in FIG. 4C, the product of the KV characteristic and the value of the charge pump current Icp has extremely low temperature dependency. As a result, the temperature fluctuation of the oscillation signal voltage amplitude of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO is suppressed to a practical level.
≪変形実施形態≫
図５は、図１に示したプリバッファアンプＰｒ＿ＢＦの他の構成を示す回路図である。同図に示すプリバッファアンプＰｒ＿ＢＦも、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯからのダブルエンドの差動相補発振信号をシングルエンドの発振信号に変換してバッファアンプＢＦの入力に供給する。
<< Modified Embodiment >>
FIG. 5 is a circuit diagram showing another configuration of the pre-buffer amplifier Pr_BF shown in FIG. The pre-buffer amplifier Pr_BF shown in the figure also converts the double-ended differential complementary oscillation signal from the transmission voltage controlled oscillator TXVCO into a single-ended oscillation signal and supplies it to the input of the buffer amplifier BF.
このプリバッファアンプＰｒ＿ＢＦは、ダブルエンドの差動相補発振信号が供給される容量Ｃ１１、Ｃ１２と、ダブルエンドの差動相補発振信号に応答するＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１１、Ｑｎ１２とを含む。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１１のソース電圧成分とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１２のドレイン電圧成分とが合成されて、シングルエンドの発振信号が生成される。 The pre-buffer amplifier Pr_BF includes capacitors C11 and C12 to which a double-ended differential complementary oscillation signal is supplied, and N-channel MOS transistors Qn11 and Qn12 that respond to the double-ended differential complementary oscillation signal. The source voltage component of N channel MOS transistor Qn11 and the drain voltage component of N channel MOS transistor Qn12 are combined to generate a single-ended oscillation signal.
図６は、図２に示した基地局との通信が位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラループ方式の送信方式を採用したＲＦ ＩＣとは、異なるＲＦ ＩＣである。すなわち、図６に示したＲＦ ＩＣは、基地局との通信が位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するために、ポーラモジュレータ方式の送信方式を採用しており、ＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ ＳＰＵ）がＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラモジュレータ方式で構成されている。 FIG. 6 is an RF IC that is different from an RF IC that employs a polar-loop transmission method for supporting the EDGE method that uses amplitude modulation for both phase modulation and communication with the base station shown in FIG. That is, the RF IC shown in FIG. 6 adopts a polar modulator system transmission method in order to correspond to the EDGE method in which communication with the base station uses amplitude modulation for both phase modulation and RF transmission signal analog signal. The processing subunit 302 (TX SPU) is configured in a polar modulator system for supporting the EDGE system.
すなわち、送信用変調回路ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｑ、３０２４により形成された送信用中間周波数信号に基づいて送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡからのＲＦ送信出力信号の振幅を制御する振幅変調ループ制御回路ＡＭ＿ＬＰ：３０２６は、下記のように構成されている。 That is, an amplitude modulation loop control circuit AM_LP: 3026 that controls the amplitude of the RF transmission output signal from the transmission RF power amplifier RF_PA based on the transmission intermediate frequency signal formed by the transmission modulation circuits TX_MIX_I, TX_MIX_Q, 3024 is: It is structured as follows.
このＡＭループ回路３０２６（ＡＭ ＬＰ）では、振幅比較器ＡＣの出力はローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰを介してバッファアンプＢＦの出力と送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの入力との間に挿入された振幅変調用可変利得増幅器ＶＧＡに供給される。既に説明したように、送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの発振用トランジスタのしきい値電圧の増加による発振電圧振幅の減少は、バッファアンプＢＦの可変増幅利得の増加によって補償されている。ＡＭループ回路３０２６（ＡＭ ＬＰ）の位相比較器ＡＣの一方の入力端子には、送信用変調回路（ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｑ、３０２４）で形成された送信用中間周波数信号が供給されている。この位相比較器ＡＣの他方の入力端子には、送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）２０３の送信電力に関係する情報（ＲＦ送信電力レベルＲＦＰＬＶ）がパワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭを介して供給されている。その結果、振幅比較器ＡＣの一方の入力端子のＩＦ信号振幅に他方の入力端子のＩＦ信号振幅が一致するように、バッファアンプＢＦの出力と送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの入力との間に挿入された振幅変調用可変利得増幅器ＶＧＡの利得がローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰを介して振幅比較器ＡＣの出力により制御される。その結果、送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）２０３の送信電力は、ＥＤＧＥ方式の正確な振幅変調情報を含むことになる。 In this AM loop circuit 3026 (AM LP), the output of the amplitude comparator AC is transmitted to and from the output of the buffer amplifier BF via the low-pass filter LF2, the variable gain circuit IVGA, the voltage / current converter V / I, and the charge pump CP. The signal is supplied to an amplitude modulation variable gain amplifier VGA inserted between the input of the voltage controlled oscillator TXVCO. As described above, the decrease in the oscillation voltage amplitude due to the increase in the threshold voltage of the oscillation transistor of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO is compensated by the increase in the variable amplification gain of the buffer amplifier BF. The transmission intermediate frequency signal formed by the transmission modulation circuit (TX_MIX_I, TX_MIX_Q, 3024) is supplied to one input terminal of the phase comparator AC of the AM loop circuit 3026 (AM LP). At the other input terminal of the phase comparator AC, information (RF transmission power level RFPLV) related to the transmission power of the transmission RF power amplifier (RF_PA) 203 is a power coupler CPL, a variable gain circuit MVGA, and an AM loop frequency. It is supplied via the down mixer DWN_MIX_AM. As a result, it is inserted between the output of the buffer amplifier BF and the input of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO so that the IF signal amplitude of the other input terminal matches the IF signal amplitude of one input terminal of the amplitude comparator AC. The gain of the amplitude modulation variable gain amplifier VGA is controlled by the output of the amplitude comparator AC via the low-pass filter LF2, the variable gain circuit IVGA, the voltage / current converter V / I, and the charge pump CP. As a result, the transmission power of the transmission RF power amplifier (RF_PA) 203 includes accurate amplitude modulation information of the EDGE method.
尚、ＧＳＭ方式の場合もＥＤＧＥ方式の場合も、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９（Ｒａｍｐ ＤＡＣ）のランプ出力電圧Ｖｒａｍｐと、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信電力を検出するパワーカップラーＣＰＬと電力検出回路ＰＤＥＴとからの送信電力検出信号Ｖｄｅｔとが、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐに供給される。誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの出力からの自動パワー制御電圧Ｖａｐｃによる電源電圧制御もしくはバイアス電圧制御により、送信用ＲＦ電力増幅器（ＲＦ＿ＰＡ）２０３の増幅ゲインは基地局と携帯通信端末装置との距離に比例して設定され、ＡＰＣ制御が行われる。
Note that, in both the GSM system and the EDGE system, a power coupler CPL that detects the ramp output voltage Vramp of the ramp signal D / A converter 309 (Ramp DAC) and the transmission power of the transmission
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。 Although the invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments, it is needless to say that the present invention is not limited thereto and can be variously modified without departing from the gist thereof.
例えば、発振用ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧の増加による送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの発振電圧振幅値の減少を補償するためのバッファアンプＢＦの増幅利得の増加する方法は、バッファアンプＢＦを構成するＣＭＯＳ増幅器ＣＭＯＳ＿Ａｍｐに供給される動作電圧Ｖｓｕｐの増加に限定されるものでない。例えば、バッファアンプＢＦをエミッタ接地やソース接地の増幅器で構成して、ベースバイアスやゲートバイアスを増加することによって、エミッタ接地やソース接地の増幅器の増幅利得の増加することでも実現可能である。 For example, a method for increasing the amplification gain of the buffer amplifier BF to compensate for a decrease in the oscillation voltage amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator TXVCO due to an increase in the threshold voltage of the oscillation MOS transistor constitutes the buffer amplifier BF. The present invention is not limited to an increase in the operating voltage Vsup supplied to the CMOS amplifier CMOS_Amp. For example, it is also possible to increase the amplification gain of the grounded-emitter or grounded-source amplifier by configuring the buffer amplifier BF as a grounded-emitter or grounded-source amplifier and increasing the base bias or the gate bias.
更に、図１の実施形態において、発振用トランジスタ１＿１のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴによる交差接続トランジスタ対ＱＮ１、ＱＮ２は、シリコンの電界効果トランジスタ以外のＧａＡｓやＩｎＰ等の化合物半導体のＭＥＳＦＥＴやＨＥＭＴのＮチャンネルの電界効果トランジスタでも良い。また、発振用トランジスタ１＿２のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴによる交差接続トランジスタ対ＱＰ１、ＱＰ２は、シリコンの電界効果トランジスタ以外のＧａＡｓやＩｎＰ等の化合物半導体のＭＥＳＦＥＴやＨＥＭＴのＰチャンネルの電界効果トランジスタでも良い。また、発振周波数発振周波数制御回路２の電界効果トランジスタＭＮ１は、シリコンの電界効果トランジスタ以外のＧａＡｓやＩｎＰ等の化合物半導体のＭＥＳＦＥＴやＨＥＭＴの電界効果トランジスタでも良い。
Further, in the embodiment of FIG. 1, the cross-connected transistor pair QN1 and QN2 by the N-channel MOSFET of the oscillation transistor 1_1 is an N-channel electric field of a compound semiconductor MESFET or HEMT such as GaAs or InP other than a silicon field-effect transistor. An effect transistor may be used. Further, the cross-connected transistor pair QP1 and QP2 by the P-channel MOSFET of the oscillation transistor 1_2 may be a compound semiconductor MESFET such as GaAs or InP other than a silicon field-effect transistor, or a P-channel field effect transistor of HEMT. The field effect transistor MN1 of the oscillation frequency oscillation
また、本発明の通信用半導体集積回路は、ＴＤＭＡ方式で位相変調と振幅変調とを使用するＥＤＧＥ方式に限定されず、位相変調と振幅変調とを使用するＷ−ＣＤＭＡ方式の通信にも適用できる。尚、ＣＤＭＡは、Channel-Division Multiple Accessの略称である。 Further, the communication semiconductor integrated circuit of the present invention is not limited to the EDGE method that uses phase modulation and amplitude modulation in the TDMA method, and can also be applied to W-CDMA communication that uses phase modulation and amplitude modulation. . Note that CDMA is an abbreviation for Channel-Division Multiple Access.
ＴＸＶＣＯ 送信用電圧制御発振器
１＿１：１＿２ 発振用トランジスタ
ＱＮ１、ＱＮ２：ＱＰ１、ＱＰ２ 電界効果トランジスタ
ＰＭ＿ＬＰ：３０２５ 位相変調ループ制御回路
ＲＦ＿ＰＡ ＲＦ電力増幅器
ＢＦ 可変利得増幅器
Ｖｔｈ＿Ｇｅｎ しきい値電圧発生回路
TXVCO Transmission voltage control oscillator 1_1: 1_2 Oscillation transistors QN1, QN2: QP1, QP2 Field effect transistor PM_LP: 3025 Phase modulation loop control circuit RF_PA RF power amplifier BF Variable gain amplifier Vth_Gen Threshold voltage generation circuit
Claims (9)
前記送信変調回路により形成された前記送信変調信号の位相に基づいて送信用ＲＦ電力増幅器の入力に供給されるＲＦ送信信号の位相を制御する位相変調ループ制御回路とを含み、
前記位相変調ループ制御回路は、前記送信用ＲＦ電力増幅器の前記入力に供給される前記ＲＦ送信信号を出力に生成する送信用電圧制御発振器と、前記送信用電圧制御発振器の前記出力と前記送信用ＲＦ電力増幅器の前記入力との間に接続された可変利得増幅器と、しきい値電圧発生回路とを含み、
前記送信用電圧制御発振器は、発振用トランジスタとしての電界効果トランジスタを含み、
前記しきい値電圧発生回路は、前記発振用トランジスタとしての前記電界効果トランジスタのしきい値電圧と略等しいしきい値電圧を有する他の電界効果トランジスタを含み、
前記電界効果トランジスタの前記しきい値電圧の偏差による前記送信用電圧制御発振器の発振電圧振幅値の偏差が前記可変利得増幅器の可変増幅利得により前記送信用ＲＦ電力増幅器の前記入力で補償されるように、前記可変利得増幅器の前記可変増幅利得が前記しきい値電圧発生回路からの出力に応答して設定される通信用半導体集積回路。 A transmission modulation circuit that forms a transmission modulation signal by being supplied with a transmission baseband signal;
A phase modulation loop control circuit that controls the phase of the RF transmission signal supplied to the input of the transmission RF power amplifier based on the phase of the transmission modulation signal formed by the transmission modulation circuit;
The phase modulation loop control circuit includes: a transmission voltage controlled oscillator that generates the RF transmission signal supplied to the input of the transmission RF power amplifier as an output; the output of the transmission voltage control oscillator; and the transmission A variable gain amplifier connected between the input of the RF power amplifier and a threshold voltage generation circuit;
The transmission voltage controlled oscillator includes a field effect transistor as an oscillation transistor,
The threshold voltage generation circuit includes another field effect transistor having a threshold voltage substantially equal to the threshold voltage of the field effect transistor as the oscillation transistor,
The deviation of the oscillation voltage amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator due to the deviation of the threshold voltage of the field effect transistor is compensated by the input of the RF power amplifier for transmission by the variable amplification gain of the variable gain amplifier. In addition, the semiconductor integrated circuit for communication in which the variable amplification gain of the variable gain amplifier is set in response to an output from the threshold voltage generation circuit.
前記位相変調ループ制御回路は、前記動作パラメータ信号を前記可変利得増幅器に供給する動作パラメータ信号供給回路を更に含み、
前記動作パラメータ信号供給回路が前記しきい値電圧発生回路からの前記出力に応答して前記動作パラメータ信号を前記可変利得増幅器に供給することにより、前記可変利得増幅器の前記可変増幅利得が設定され、前記送信用電圧制御発振器の前記発振電圧振幅値の偏差が前記送信用ＲＦ電力増幅器の前記入力で補償される請求項２に記載の通信用半導体集積回路。 The variable amplification gain of the variable gain amplifier of the phase modulation loop control circuit is set by a value of an operation parameter signal supplied to the variable gain amplifier,
The phase modulation loop control circuit further includes an operation parameter signal supply circuit that supplies the operation parameter signal to the variable gain amplifier,
The operation parameter signal supply circuit supplies the operation parameter signal to the variable gain amplifier in response to the output from the threshold voltage generation circuit, thereby setting the variable amplification gain of the variable gain amplifier, The communication semiconductor integrated circuit according to claim 2, wherein a deviation of the oscillation voltage amplitude value of the transmission voltage controlled oscillator is compensated by the input of the transmission RF power amplifier.
前記位相変調ループ制御回路は、前記送信用電圧制御発振器のＲＦ出力周波数と周波数変換用ＲＦ信号とが供給されることによって第１中間周波送信帰還信号を生成する第１周波数ダウンミキサーと、前記送信変調回路により形成された前記送信用中間周波数信号と前記第１周波数ダウンミキサーにより形成された前記第１中間周波送信帰還信号とが一方の入力端子と他方の入力端子とにそれぞれ供給される位相比較器と、前記位相比較器の出力に応答して前記送信用電圧制御発振器の前記ＲＦ出力周波数を制御する制御電圧を生成する第１ローパスフィルターとを更に含み、
前記振幅変調ループ制御回路は、前記送信用ＲＦ電力増幅器からの前記ＲＦ送信出力信号に関係するＲＦ送信電力レベル信号と前記周波数変換用ＲＦ信号とが供給されることによって第２中間周波送信帰還信号を生成する第２周波数ダウンミキサーと、前記送信変調回路により生成された前記送信用中間周波数信号が一方の入力端子に供給され前記第２周波数ダウンミキサーにより生成された前記第２中間周波送信帰還信号が他方の入力端子に供給される振幅比較器と、前記振幅比較器の出力に応答する第２ローパスフルターとを含み、前記第２ローパスフルターの出力が前記送信用ＲＦ電力増幅器からの前記ＲＦ送信出力信号の振幅を制御する請求項３に記載の通信用半導体集積回路。 In the transmission modulation circuit, the transmission baseband signal and the transmission intermediate frequency carrier signal are supplied to form a transmission intermediate frequency signal,
The phase modulation loop control circuit includes a first frequency downmixer that generates a first intermediate frequency transmission feedback signal by being supplied with an RF output frequency of the transmission voltage controlled oscillator and an RF signal for frequency conversion, and the transmission Phase comparison in which the transmission intermediate frequency signal formed by the modulation circuit and the first intermediate frequency transmission feedback signal formed by the first frequency downmixer are respectively supplied to one input terminal and the other input terminal And a first low-pass filter that generates a control voltage for controlling the RF output frequency of the transmission voltage controlled oscillator in response to the output of the phase comparator,
The amplitude modulation loop control circuit is supplied with an RF transmission power level signal related to the RF transmission output signal from the transmission RF power amplifier and the RF signal for frequency conversion, and thereby a second intermediate frequency transmission feedback signal. And the second intermediate frequency transmission feedback signal generated by the second frequency down mixer when the intermediate frequency signal for transmission generated by the transmission modulation circuit is supplied to one input terminal. Is supplied to the other input terminal and a second low-pass filter responsive to the output of the amplitude comparator, and the output of the second low-pass filter is the RF transmission from the RF power amplifier for transmission. 4. The semiconductor integrated circuit for communication according to claim 3, wherein the amplitude of the output signal is controlled.
前記送信用電圧制御発振器の前記制御電圧の変化に対する前記ＲＦ出力周波数の変化のゲイン特性の温度依存性と前記チャージポンプ回路から生成される前記チャージポンプ電流の温度依存性とが逆特性の関係に設定されている請求項５に記載の通信用半導体集積回路。 The output of the phase comparator of the phase modulation loop control circuit is connected to a charge pump circuit that generates a charge pump current that drives the first low-pass filter, thereby reducing the RF output frequency of the voltage controlled oscillator for transmission. A control voltage to be controlled is generated from the first low-pass filter,
The temperature dependence of the gain characteristic of the change of the RF output frequency with respect to the change of the control voltage of the transmission voltage controlled oscillator and the temperature dependence of the charge pump current generated from the charge pump circuit are in an inverse relationship. The communication semiconductor integrated circuit according to claim 5, which is set.
前記可変利得増幅器は、ゲートが共通に前記送信用電圧制御発振器の前記発振電圧に応答しドレインが共通に接続されドレイン・ゲート間に抵抗が接続された増幅用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと増幅用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとを含み、
前記しきい値電圧発生回路は、前記交差接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタと同一製造プロセスで形成されたバイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、前記交差接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタと同一製造プロセスで形成されたバイアス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタとを含み、前記バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン・ゲートが短絡され、前記バイアス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート・ドレインが短絡され、前記バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース電流経路と前記バイアス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン電流経路とが並列接続形態に接続され、前記並列接続形態によって前記しきい値電圧発生回路からの前記出力が決定され、前記しきい値電圧発生回路からの前記出力により前記動作パラメータ信号供給回路から前記可変利得増幅器に供給される前記動作パラメータ信号が決定される請求項５に記載の通信用半導体集積回路。 The field effect transistor as the oscillation transistor of the transmission voltage controlled oscillator includes a cross-connected N-channel MOS transistor and a cross-connected P-channel MOS transistor,
The variable gain amplifier includes an amplifying P channel MOS transistor and an amplifying N channel whose gates are responsive to the oscillation voltage of the transmission voltage controlled oscillator and whose drains are commonly connected and resistors are connected between the drain and the gate. Including MOS transistors,
The threshold voltage generation circuit is formed in the same manufacturing process as the bias N-channel MOS transistor formed in the same manufacturing process as the cross-connected N-channel MOS transistor and the cross-connected P-channel MOS transistor. A bias P-channel MOS transistor, the drain and gate of the bias N-channel MOS transistor are short-circuited, the gate and drain of the bias P-channel MOS transistor are short-circuited, and the drain of the bias N-channel MOS transistor A source current path and a source / drain current path of the bias P-channel MOS transistor are connected in parallel connection, and the output from the threshold voltage generation circuit is determined by the parallel connection. , Communication semiconductor integrated circuit according to claim 5, wherein the operating parameter signal supplied by the output from the threshold voltage generating circuit from said operating parameter signal supply circuit to said variable gain amplifier is determined.
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