JP2007228468A - Multi-carrier frequency hopping system, transmission circuit and receiving circuit - Google Patents

Multi-carrier frequency hopping system, transmission circuit and receiving circuit Download PDF

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Takeshi Atami
剛 熱海
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Oki Electric Ind Co Ltd
沖電気工業株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve throughput by preventing deterioration in the code error rate of multi-carrier FH. <P>SOLUTION: In a modulator, a sending data SD is assigned for each carrier with a code mapping unit 11, the assigned sending data SD are then multiplied with carriers applied from a hopping pattern generator 13 in multipliers 12<SB>0</SB>to 12<SB>3</SB>, and moreover, the multiplied data are combined as a sending signal after the band-pass frequency is controlled with BPF14<SB>0</SB>to 14<SB>3</SB>for the center frequency of each carrier which is under the control of a coefficient-computing unit 15. In a demodulator, information band for the center frequency of carrier, corresponding to the sending signal, is extracted with BPF22<SB>0</SB>to 22<SB>3</SB>provided to each carrier and is then multiplied by the corresponding carrier with each multiplier 24<SB>0</SB>to 24<SB>3</SB>. Moreover, a sequence of data is rearranged with a decoder 26, and receiving data RD are generated. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、多値周波数シフトキーイング変復調方式を利用したマルチキャリア周波数ホッピングシステム(以下、「マルチキャリアFH」という)に関するものである。   The present invention relates to a multi-carrier frequency hopping system (hereinafter referred to as “multi-carrier FH”) using a multi-level frequency shift keying modulation / demodulation method.
図2(a)〜(c)は、従来の周波数シフト(以下、「FSK」という)変復調システムの構成を示すブロック図である。   2A to 2C are block diagrams showing the configuration of a conventional frequency shift (hereinafter referred to as “FSK”) modulation / demodulation system.
図2(a)に示す変調ブロックでは、符号列INが2つの乗算器1,1に入力され、これらの乗算器1,1によってそれぞれ異なる搬送波周波数f0,f1で変調される。乗算器1,1で変調されて出力される被変調信号は、加算器2で加算された後、ディジタル・アナログ変換器(以下、「DAC」という)3でアナログ信号に変換され、中間周波数(IF)帯、または高周波(RF)帯のアナログの送信信号SNDとなる。 In the modulation block shown in FIG. 2A, the code string IN is input to two multipliers 1 0 and 1 1 , and is modulated by these multipliers 1 0 and 1 1 with different carrier frequencies f 0 and f 1 , respectively. The modulated signals that are modulated and output by the multipliers 1 0 and 1 1 are added by the adder 2, converted to an analog signal by a digital / analog converter (hereinafter referred to as “DAC”) 3, It becomes an analog transmission signal SND in the frequency (IF) band or the radio frequency (RF) band.
図2(b)に示す同期検波による復調ブロックでは、図示しないアンテナに入力された信号が、ゲインアンプやフィルタ等のアナログ回路を通過し、アナログ・ディジタル変換器(以下、「ADC」という)4に受信信号RCVとして入力する。受信信号RCVは、ADC4によってディジタルデータに変換され、2つの乗算器5,5に入力され、これらの乗算器5,5によってそれぞれ異なる搬送波周波数f0,f1で復調される。乗算器5,5で復調されて出力される復調信号は、それぞれ帯域通過フィルタ(以下、「BPF」という)6,6を通って出力信号OUTとなる。FSK変復調では、2つの搬送波周波数f0,f1の内の片方のみが有効な搬送波となるので、無効な被変調信号は、復調操作後のBPF6(または,6)によって除去され、有効な搬送波に対応する信号が出力信号OUTとして出力される。 In the demodulation block based on synchronous detection shown in FIG. 2B, a signal input to an antenna (not shown) passes through an analog circuit such as a gain amplifier and a filter, and an analog / digital converter (hereinafter referred to as “ADC”) 4. To receive signal RCV. Received signal RCV is converted into digital data by the ADC 4, is input to two multipliers 5 0, 5 1, are demodulated, respectively, by these multipliers 5 0, 5 1 at different carrier frequencies f0, f1. The demodulated signals demodulated and output by the multipliers 5 0 and 5 1 pass through band pass filters (hereinafter referred to as “BPF”) 6 0 and 6 1 to become output signals OUT. In FSK modulation / demodulation, since only one of the two carrier frequencies f0 and f1 is an effective carrier wave, an invalid modulated signal is removed by the BPF 6 0 (or 6 1 ) after the demodulation operation, and an effective carrier wave is obtained. Is output as an output signal OUT.
なお、図2(c)に示す非同期検波による復調ブロックは、受信信号RCVが入力されるADC4、包絡線検波器7、及び最大値判別器8で構成され、この最大値判別器8から出力信号OUTが出力されるようになっている。   The demodulating block by asynchronous detection shown in FIG. 2 (c) includes an ADC 4, an envelope detector 7 and a maximum value discriminator 8 to which the received signal RCV is inputted. OUT is output.
特開平8−274752号公報JP-A-8-274752
しかしながら、従来のFSK変復調システムでは、搬送周波数f0,f1の値をMSK(Minimum Shift Keying)変調の場合は被変調周波数が直交する条件を満たす周波数間隔で定義する。このとき、搬送周波数f0,f1の値は不変値となる。2ビット伝送のFSKの場合には、搬送波が4つ必要になり、搬送波の間の中心周波数は一定の値となる。この場合、送信周波数と符号との間に1対1のマッピングがされるため、送信信号SNDの符号配列とスループットが大きく関わりを持つことになる。   However, in the conventional FSK modulation / demodulation system, the values of the carrier frequencies f0 and f1 are defined by frequency intervals that satisfy the condition that the modulated frequencies are orthogonal in the case of MSK (Minimum Shift Keying) modulation. At this time, the values of the carrier frequencies f0 and f1 are invariant values. In the case of FSK for 2-bit transmission, four carrier waves are required, and the center frequency between the carrier waves is a constant value. In this case, since there is a one-to-one mapping between the transmission frequency and the code, the code arrangement of the transmission signal SND and the throughput are greatly related.
1次変調で多値化FSK変調を行った場合、各搬送波の直交性が保証されない限り、搬送波間の干渉を受け符号誤り率(BER)が劣化してしまう。また、従来のFHは、1つの基準搬送波に対してホッピング周波数を可変にするため、スループットを向上することができないという課題があった。   When multilevel FSK modulation is performed by primary modulation, unless the orthogonality of each carrier is guaranteed, the code error rate (BER) deteriorates due to interference between carriers. Further, the conventional FH has a problem that the throughput cannot be improved because the hopping frequency is variable with respect to one reference carrier wave.
本発明は、符号配列に依存するシステムの符号誤り率の劣化を防止し、スループットを向上することができるマルチキャリアFHを提供すること目的としている。   An object of the present invention is to provide a multi-carrier FH that can prevent deterioration of a code error rate of a system that depends on a code arrangement and improve throughput.
本発明は、送信側で複数の搬送周波数を使用して周波数シフト変調を行って送信するデータを変調し、受信側では前記複数の搬送周波数で受信した信号を復調してデータを再生するマルチキャリアFHの送信側と受信側を、次のように構成している。   The present invention relates to a multicarrier that modulates data to be transmitted by performing frequency shift modulation using a plurality of carrier frequencies on the transmission side, and demodulates signals received at the plurality of carrier frequencies to reproduce data on the reception side The transmission side and reception side of the FH are configured as follows.
即ち、送信側は、送信するデータを複数の搬送波に割り当てる符号マッピング部と、送信タイミングに合わせて複数の搬送波の搬送周波数を生成する送信側ホッピングパターン生成器と、搬送波毎に設けられて送信側ホッピングパターン生成器から出力される搬送波と符号マッピング部で割り当てられたデータを乗算する複数の送信側乗算器と、送信側乗算器毎に設けられて送信側乗算器から出力される信号の中から対応する搬送波を中心とする情報帯域を通過させる複数の送信側フィルタと、送信タイミングに合わせて複数の送信側フィルタに対する通過帯域の制御を行う送信側係数演算器と、複数の送信側フィルタから出力される信号を合成して送信信号を出力する出力部とを備えている。   That is, the transmission side is provided with a code mapping unit that allocates data to be transmitted to a plurality of carriers, a transmission hopping pattern generator that generates carrier frequencies of a plurality of carriers in accordance with the transmission timing, and a transmission side provided for each carrier. A plurality of transmission side multipliers for multiplying the carrier wave output from the hopping pattern generator and the data assigned by the code mapping unit, and a signal provided for each transmission side multiplier and output from the transmission side multiplier Output from multiple transmission-side filters that pass the information band centered on the corresponding carrier wave, transmission-side coefficient calculator that controls the passband for multiple transmission-side filters according to the transmission timing, and multiple transmission-side filters And an output unit that outputs a transmission signal by combining the signals to be transmitted.
また、受信側は、搬送波毎に設けられて送信側から送られてくる送信信号の中からそれぞれ対応する搬送波を中心とする情報帯域を通過させる複数の受信側フィルタと、受信タイミングに合わせて複数の受信側フィルタに対する通過帯域の制御を行う受信側係数演算器と、受信タイミングに合わせて複数の搬送波の搬送周波数を生成する受信側ホッピングパターン生成器と、搬送波毎に設けられて受信側フィルタから出力される信号と受信側ホッピングパターン生成器から出力される搬送波を乗算する複数の受信側乗算器と、複数の受信側乗算器から出力される信号をデコードして受信データを生成するデコーダとを備えている。   In addition, the receiving side is provided for each carrier wave, and a plurality of receiving side filters that pass through an information band centered on the corresponding carrier wave from among transmission signals sent from the transmitting side, and a plurality of receiving side filters according to the reception timing A reception side coefficient calculator for controlling the pass band for the reception side filter, a reception side hopping pattern generator for generating carrier frequencies of a plurality of carriers in accordance with reception timing, and a reception side filter provided for each carrier wave A plurality of reception side multipliers for multiplying the output signal by the carrier wave output from the reception side hopping pattern generator; and a decoder for decoding the signals output from the plurality of reception side multipliers to generate reception data. I have.
本発明では、被変調信号の直交性を保つように複数の搬送波の周波数を設定し、同時に複数の周波数帯に信号をホッピングすることにより、符号配列に依存するシステムの符号誤り率を劣化させずに、スループットが向上できるという効果がある。   In the present invention, the frequency of a plurality of carriers is set so as to maintain the orthogonality of the modulated signal, and the signal error rate of the system depending on the code arrangement is not deteriorated by simultaneously hopping the signal to a plurality of frequency bands. In addition, the throughput can be improved.
多値化FSK変復調において2つの被変調信号間の相関を0にすることによって、変調指数0.5に相当する最小送信持続時間の最小公倍数を用い、同時に複数の周波数帯に信号をホッピングすることにより、スループットを向上させる。また、受信側に同時に到達する信号を再構成する復号情報を別途受信することにより、セキュリティの向上が可能になる。   In the multi-level FSK modulation / demodulation, the correlation between two modulated signals is set to 0, thereby using the least common multiple of the minimum transmission duration corresponding to the modulation index of 0.5 and simultaneously hopping the signals in a plurality of frequency bands. As a result, throughput is improved. Further, security can be improved by separately receiving decoding information for reconstructing a signal that reaches the receiving side at the same time.
この発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。   The above and other objects and novel features of the present invention will become more fully apparent when the following description of the preferred embodiment is read in conjunction with the accompanying drawings. However, the drawings are for explanation only, and do not limit the scope of the present invention.
図1(a),(b)は、本発明の実施例を示すFSK変復調システムの構成図であり、同図(a)は変調部、及び同図(b)は復調部を示している。   FIGS. 1A and 1B are configuration diagrams of an FSK modulation / demodulation system showing an embodiment of the present invention. FIG. 1A shows a modulation unit, and FIG. 1B shows a demodulation unit.
このFSK変復調システムの変調部は、図1(a)に示すように、送信データSDを各搬送波f0〜f3に割り当てる符号マッピング部11を有している。符号マッピング部11の出力側には、割り当てられたデータと対応する搬送波f0〜f3をそれぞれ乗算する乗算器12〜12が接続されている。また、搬送波f0〜f3は、送信タイミングであるメインクロックCLKに合わせて、ホッピングパターン生成器13から与えられるようになっている。なお、搬送波f0〜f3の周波数は、一定間隔を有するように、f1=f0+a,f2=f0+2a,f3=f0+3aに設定されている。 As shown in FIG. 1A, the modulation unit of the FSK modulation / demodulation system includes a code mapping unit 11 that allocates transmission data SD to the respective carriers f0 to f3. Connected to the output side of the code mapping unit 11 are multipliers 12 0 to 12 3 that respectively multiply assigned data and corresponding carriers f 0 to f 3 . Further, the carrier waves f0 to f3 are supplied from the hopping pattern generator 13 in accordance with the main clock CLK that is the transmission timing. The frequencies of the carrier waves f0 to f3 are set to f1 = f0 + a, f2 = f0 + 2a, and f3 = f0 + 3a so as to have a constant interval.
乗算器12〜12の出力側は、それぞれBPF14〜14に接続されている。これらのBPF14〜14は、係数演算器15から与えられるそれぞれの係数に従って、通過させる周波数帯域が制御されるものである。即ち、各BPF14〜14は、それぞれに対応する搬送波の中心周波数から情報の片側帯域に同等するカットオフ周波数を有するように制御されるようになっている。 The output side of the multiplier 12 0-12 3 are connected to each BPF 14 0 to 14 3. In these BPFs 14 0 to 14 3 , the frequency band to be passed is controlled according to the respective coefficients given from the coefficient calculator 15. That is, each of the BPFs 14 0 to 14 3 is controlled so as to have a cutoff frequency equivalent to the one-side band of information from the center frequency of the corresponding carrier wave.
BPF14〜14の出力側には、それぞれDAC16〜16が接続されている。そして、DAC16〜16の出力側には、送信信号を生成するための図示しない合成・増幅・フィルタ等の出力回路が接続されている。 DACs 16 0 to 16 3 are connected to the output sides of the BPFs 14 0 to 14 3 , respectively. Output circuits such as a synthesis / amplification / filter (not shown) for generating transmission signals are connected to the output sides of the DACs 16 0 to 16 3 .
一方、このFSK変復調システムの復調部は、図1(b)に示すように、受信信号をディジタル信号に変換するADC21〜21と、送信時の変調周波数を中心に情報信号の帯域に相当する通過帯域を有するBPF22〜22と、BPF22〜22の係数を、受信タイミングであるメインクロックCLKに合わせて制御する係数演算器23と、BPF22〜22の出力信号と搬送波f0〜f3を乗算する乗算器24〜24と、メインクロックCLKに合わせて搬送波f0〜f3を生成するホッピングパターン生成器25と、乗算器24〜24の出力信号をデコードして受信データRDを生成するデコーダ26と、デコーダ26の出力信号に基づいてシンボル同期を検出してホッピングパターン生成器25のタイミング制御を行う同期検出部27で構成されている。 On the other hand, as shown in FIG. 1B, the demodulator of this FSK modulation / demodulation system corresponds to ADCs 21 0 to 21 3 for converting received signals into digital signals and the band of information signals centering on the modulation frequency at the time of transmission. a BPF 22 0 to 22 3 having a pass band, BPF 22 0 a to 22 3 of the coefficients, a coefficient calculator 23 for controlling in accordance with the main clock CLK is received timing, BPF 22 0 to 22 3 and the output signal from the carrier wave f0 a multiplier 24 0 - 24 3 for multiplying the f3, the main clock and hopping pattern generator 25 which generates a carrier wave f0~f3 in accordance with the CLK, received by decoding the output signal of the multiplier 24 0 - 24 3 data Decoder 26 that generates RD, and symbol synchronization is detected based on the output signal of decoder 26 to generate hopping pattern generator 2 It is composed of a synchronization detector 27 for timing control.
図3は、ホッピングパターン生成器13,25の一部を示す構成図である。
このホッピングパターン生成器は、位相比較器(CMP)31、ループフィルタ(LPF)32、VCO(Voltage Controlled Oscillator) 33、分周器(DIV)34及び電圧制御部35で構成され、基準信号REFのn倍の周波数を生成する共に、メインクロックCLKに対する自動周波数制御機能を有し、更にVCOに対して発振周波数に応じて電圧制御することが可能なものである。発振周波数がメインクロックCLKの逓倍ではない場合、電圧制御部35によりVCOを直接制御することができるようになっている。なお、図3には、1つの周波数に対する回路を示しているが、複数の搬送波を生成する場合には、同様の回路を搬送波の数だけ使用することになる。
FIG. 3 is a configuration diagram showing a part of the hopping pattern generators 13 and 25.
This hopping pattern generator includes a phase comparator (CMP) 31, a loop filter (LPF) 32, a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 33, a frequency divider (DIV) 34, and a voltage control unit 35. In addition to generating an n-fold frequency, it has an automatic frequency control function for the main clock CLK, and can further control the voltage of the VCO according to the oscillation frequency. When the oscillation frequency is not a multiplication of the main clock CLK, the voltage control unit 35 can directly control the VCO. FIG. 3 shows a circuit for one frequency, but when a plurality of carrier waves are generated, the same circuit is used as many as the number of carrier waves.
図4は、デコーダ26の一部を示す構成図である。
このデコーダは、データ再構成情報のデータが格納された復号情報格納部41と、入力する4チャネルの信号から復号情報に従って2チャネルを選択するセレクタ42と、選択された2チャネルのデータを復号情報に従って並べ替える並べ替え部43で構成されている。
FIG. 4 is a configuration diagram showing a part of the decoder 26.
This decoder includes a decoding information storage unit 41 in which data of data reconstruction information is stored, a selector 42 that selects two channels according to decoding information from an input four-channel signal, and decoding information on the selected two-channel data. It is comprised by the rearrangement part 43 which rearranges according to.
次に動作を説明する。
変調部では、ホッピングパターン生成器13によって生成される4個の搬送波f0〜f3を用いて変調が行われる。発生される搬送波f0〜f3の周波数は、ホッピングパターン生成器13によって制御される。変調後、ホッピングパターン生成器13から得られるカットオフ周波数COFから、係数演算器15によってBPF14〜14の係数が算出され、これらのBPF14〜14の係数が1シンボル毎に逐次決定される。カットオフ周波数COFは、F−Fb,F+Fb(但し、Fは搬送波中心周波数、Fbは情報信号の片側帯域)により決定される。
Next, the operation will be described.
In the modulation unit, modulation is performed using the four carrier waves f0 to f3 generated by the hopping pattern generator 13. The frequency of the generated carrier waves f0 to f3 is controlled by the hopping pattern generator 13. After modulation, the coefficient calculator 15 calculates the coefficients of the BPFs 14 0 to 14 3 from the cut-off frequency COF obtained from the hopping pattern generator 13, and the coefficients of these BPFs 14 0 to 14 3 are sequentially determined for each symbol. The The cut-off frequency COF is determined by F−Fb and F + Fb (where F is the carrier frequency and Fb is one side band of the information signal).
一方、復調部では、変調部と同様に、ホッピングパターン生成器25によって制御される発振周波数によって、送信側と同期した周波数を生成する。また、復調部の入力信号に対して、係数演算器23により次シンボルのカットオフ周波数をシンボル単位で変更することにより、BPF22〜22の係数を決定する。ここで、受信した信号をADC21〜21によりディジタル信号に変換後、各搬送波f0〜f3の中心周波数から情報信号の片側帯域に相当するカットオフを有するBPF22〜22が、受信信号と同期して確立される。各搬送波f0〜f3により変調された周波数は、デコーダ26でデータが再構成され、受信データRDが得られる。
係数演算器23では、次の式(1)の処理が行われる。
On the other hand, the demodulator generates a frequency synchronized with the transmission side by the oscillation frequency controlled by the hopping pattern generator 25, similarly to the modulator. Also, the coefficients of BPFs 22 0 to 22 3 are determined by changing the cutoff frequency of the next symbol in symbol units by the coefficient calculator 23 with respect to the input signal of the demodulator. Here, after the received signal is converted into a digital signal by the ADCs 21 0 to 21 3 , BPFs 22 0 to 22 3 having a cutoff corresponding to one side band of the information signal from the center frequency of each of the carriers f 0 to f 3 are received signals Established synchronously. Data of the frequency modulated by each of the carrier waves f0 to f3 is reconstructed by the decoder 26 to obtain received data RD.
In the coefficient calculator 23, the following equation (1) is processed.
ここで、αmはフィルタ係数、Nはサンプル数、mはサンプル数に番号を付加したものを示す。   Here, αm is a filter coefficient, N is the number of samples, and m is a number obtained by adding a number to the number of samples.
各搬送波f0〜f3によって変調された被変調信号v0(t)〜v3(t)は、次の式(2)で表される。
v0(t)=Acos(2πf0t)
v1(t)=Acos(2πf1t)
v2(t)=Acos(2πf2t)
v3(t)=Acos(2πf3t) ・・・(2)
なお、各搬送波の周波数は、前述の通り、次の関係を有している。
f1=f0+a
f2=f0+2a
f3=f0+3a
The modulated signals v0 (t) to v3 (t) modulated by the respective carriers f0 to f3 are expressed by the following equation (2).
v0 (t) = Acos (2πf0t)
v1 (t) = Acos (2πf1t)
v2 (t) = Acos (2πf2t)
v3 (t) = Acos (2πf3t) (2)
The frequency of each carrier has the following relationship as described above.
f1 = f0 + a
f2 = f0 + 2a
f3 = f0 + 3a
式(2)で被変調信号の互いの干渉を最小限に抑えるためには、通りの組み合わせですべての直交条件を満たす必要がある。各被変調信号による相関が0になるための条件を、次の式(3)に示す。なお、式(3)中のT0〜T5は、1シンボルデータの送信持続時間を表している。 In order to minimize the mutual interference of the modulated signals in Equation (2), it is necessary to satisfy all orthogonal conditions in 4 C two combinations. The condition for the correlation by each modulated signal to be 0 is shown in the following equation (3). Note that T0 to T5 in Equation (3) represent the transmission duration of one symbol data.





式(3)の計算式の結果で、最小の値(周波数間隔が最小のもの:変調指数=0.5)を、次の式(4)に示す。   As a result of the calculation formula (3), the minimum value (the one with the minimum frequency interval: modulation index = 0.5) is shown in the following formula (4).






被変調信号v0(t)〜v3(t)の直交性を常に保つためには、式(4)でT0〜T5をすべて満たす必要がある。従って、式(4)におけるT0〜T5の最小公倍数T(LCM)が、式(4)を満足する最小送信持続時間となる。また、最小公倍数T(LCM)が最小となる条件は、搬送波の周波数間隔が一定の場合となる。この最小持続時間を満足する多値FSK変復調が、本実施例における多値MSK変復調となる。4値MSK変復調の場合には、変調部の各搬送波f0〜f3に、符号00,01,10,11が割り当てられる。   In order to always maintain the orthogonality of the modulated signals v0 (t) to v3 (t), it is necessary to satisfy all T0 to T5 in Expression (4). Therefore, the least common multiple T (LCM) of T0 to T5 in Equation (4) is the minimum transmission duration that satisfies Equation (4). Further, the condition that the least common multiple T (LCM) is minimum is when the frequency interval of the carrier wave is constant. Multi-level FSK modulation / demodulation satisfying this minimum duration is multi-level MSK modulation / demodulation in this embodiment. In the case of quaternary MSK modulation / demodulation, codes 00, 01, 10, and 11 are assigned to the carrier waves f0 to f3 of the modulation unit.
次に、復調部のデコーダ26におけるデータの再編成を説明する。
送信側で2つの搬送波周波数によって同時に変調された信号は、理論的に受信側に同時に到着する。従って、復調後のデータを再構成するためには、同時に到着した信号の順番を判断する必要がある。
Next, data reorganization in the decoder 26 of the demodulator will be described.
Signals modulated simultaneously by two carrier frequencies on the transmitting side theoretically arrive at the receiving side simultaneously. Therefore, in order to reconstruct the demodulated data, it is necessary to determine the order of the signals that arrive at the same time.
図5は、送信側から受信側へ送られるフレームフォーマットを示す図である。
このフレームフォーマットは、Bluetooth (登録商標)を例にしたもので、従来と同様のデータフレームを送信する前に、制御フレームを送信するものである。
FIG. 5 is a diagram showing a frame format sent from the transmission side to the reception side.
This frame format is an example of Bluetooth (registered trademark), and transmits a control frame before transmitting a data frame similar to the conventional one.
データフレームは、フレームの先頭部に同期を確立するためのアクセス・コードが配置され、続くヘッダ部にデータ長等の情報を配置し、その後のペイロード部にデータと誤り検出符号等を配置したものである。一方、制御フレームは、フレームの先頭部に同期を確立するためのアクセス・コードが配置され、その後にデータフレームのペイロード部におけるデータを再構成するためのデータ再構成情報を予め数シンボル分配置したものである。なお、データ再構成情報に必要なビット数は、ペイロード部のデータ長に依存する。また、符号マッピング部11では、データ再構成情報と一致した変調が行われるように、変調周波数を選択する。   In the data frame, an access code for establishing synchronization is arranged at the head of the frame, information such as the data length is arranged in the subsequent header part, and data and an error detection code are arranged in the subsequent payload part It is. On the other hand, in the control frame, an access code for establishing synchronization is arranged at the head of the frame, and then data reconfiguration information for reconstructing data in the payload part of the data frame is arranged for several symbols in advance. Is. Note that the number of bits necessary for the data reconstruction information depends on the data length of the payload portion. In addition, the code mapping unit 11 selects a modulation frequency so that modulation that matches the data reconstruction information is performed.
図6は、データ再構成情報の一例を示す図である。データ再構成情報では、変調周波数に対して復調されたデータが00,10の場合と01,11の場合に対して、データ再構成情報が0または1によるデータ再構成例を示している。   FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the data reconstruction information. The data reconstruction information shows a data reconstruction example in which the data reconstruction information is 0 or 1 with respect to the cases where the data demodulated with respect to the modulation frequency is 00, 10 and 01, 11.
データ再構成情報では、「符号0=周波数の高い信号が先のデータ」、「符号1=周波数の高い信号が後のデータ」というように、周波数の高低関係で定義する。図4のデコーダでは、セレクタ42に入力される4チャネルのうち、データ再構成情報に基づいて選択された2チャネルが、復調後のデータとして並べ替え部43に与えられる。更に、並べ替え部43において、データ再構成情報に基づいて出力する順番が決定される。また、同期を確立するときは、特定の搬送波を使用することを定義することにより、同期を確立することが可能になる。   In the data reconstruction information, it is defined by the relationship of the frequency such that “code 0 = high frequency signal is the previous data” and “code 1 = high frequency signal is the subsequent data”. In the decoder of FIG. 4, two channels selected based on the data reconstruction information among the four channels input to the selector 42 are given to the rearrangement unit 43 as demodulated data. Further, the rearrangement unit 43 determines the output order based on the data reconstruction information. Further, when establishing synchronization, it is possible to establish synchronization by defining the use of a specific carrier wave.
以上のように、本実施例のFSK変復調システムは、次のような利点がある。
(1) 従来のMSK変復調では、変調指数を0.5とした2値伝送の場合のみ適用されていた。そのため、伝送レートを上げることができなかった。本実施例では、多値化を行った場合でも、被変調信号の直交性を保つことができるので、伝送レートとスループットの向上が実現できる。
(2) HFシンセサイザのステップ幅を1MHz以下にする場合も生じるため、周波数利用効率の面で有利となる。図7は、本実施例の効果を説明する変調イメージである。例えば、Bluetooth
に適用した場合、BPFは1Mbpsのレートで切り替える必要がある。また、HFシンセサイザのステップ幅は1MHz×実数となり、周波数帯域は2.4〜2.48MHzの範囲で選択される。また、ベースバンドのメインクロックCLKは、BPFの係数を1MHzのレートで切り替えるための演算処理が間に合う程度となる。例えば、BPFの次数を4次とした場合、10MHz程度あれば処理は間に合う。
(3) 図5のフレームフォーマットに示すように、送信フレームを、データ再構成情報を送信する制御フレームと、データを送信するデータフレームに分離して送信している。これにより、セキュリティに強固なシステムとなる。
As described above, the FSK modulation / demodulation system of this embodiment has the following advantages.
(1) The conventional MSK modulation / demodulation was applied only to binary transmission with a modulation index of 0.5. Therefore, the transmission rate could not be increased. In the present embodiment, even when multilevel processing is performed, the orthogonality of the modulated signal can be maintained, so that an improvement in transmission rate and throughput can be realized.
(2) Since the step width of the HF synthesizer may be 1 MHz or less, it is advantageous in terms of frequency utilization efficiency. FIG. 7 is a modulation image for explaining the effect of this embodiment. For example, Bluetooth
When applied to BPF, BPF needs to be switched at a rate of 1 Mbps. The step width of the HF synthesizer is 1 MHz × real number, and the frequency band is selected in the range of 2.4 to 2.48 MHz. In addition, the baseband main clock CLK is in time for arithmetic processing for switching the BPF coefficient at a rate of 1 MHz. For example, if the order of the BPF is quaternary, processing is in time if it is about 10 MHz.
(3) As shown in the frame format of FIG. 5, the transmission frame is transmitted by being separated into a control frame for transmitting data reconfiguration information and a data frame for transmitting data. As a result, the system is strong in security.
なお、本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
(a) 2ビットの多値化を行う変復調システムを例に説明したので、2=4個の搬送波f0〜f3を使用しているが、kビットの多値化を行う場合には、2個の搬送波f0〜f2−1を使用してディジタル周波数変調を行うように構成する。
(b) BPFや乗算器による処理をディジタル処理で行うように構成しているが、アナログ回路を用いて処理するようにしても良い。
In addition, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation is possible. Examples of this modification include the following.
(A) Since a modulation / demodulation system that performs 2-bit multi-level processing has been described as an example, 2 2 = 4 carrier waves f0 to f3 are used, but when k-bit multi-level processing is performed, 2 2 It is configured to perform digital frequency modulation using k carrier waves f0 to f2k-1.
(B) Although the processing by the BPF or the multiplier is configured to be performed by digital processing, the processing may be performed using an analog circuit.
本発明の実施例を示すFSK変復調システムの構成図である。It is a block diagram of the FSK modulation / demodulation system showing an embodiment of the present invention. FSK変復調システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of a FSK modulation / demodulation system. ホッピングパターン生成器13,25の一部を示す構成図である。3 is a configuration diagram showing a part of hopping pattern generators 13 and 25. FIG. デコーダ26の一部を示す構成図である。3 is a configuration diagram showing a part of a decoder 26. FIG. 送信側から受信側へ送られるフレームフォーマットを示す図である。It is a figure which shows the frame format sent to the receiving side from the transmission side. データ再構成情報の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of data reconstruction information. 本実施例の効果を説明する変調イメージである。It is a modulation image explaining the effect of a present Example.
符号の説明Explanation of symbols
11 符号マッピング部
12,24 乗算器
13,25 ホッピングパターン生成器
14,22 BPF
15,23 係数演算器
16 DAC
21 ADC
26 デコーダ
27 同期検出部
11 Code mapping unit 12, 24 Multiplier 13, 25 Hopping pattern generator 14, 22 BPF
15, 23 Coefficient calculator 16 DAC
21 ADC
26 Decoder 27 Synchronization detector

Claims (5)

  1. 送信側で複数の搬送周波数を使用して周波数シフトキーイング変調を行って送信するデータを変調し、受信側では前記複数の搬送周波数で受信した信号を復調してデータを再生するマルチキャリア周波数ホッピングシステムであって、
    前記送信側は、
    前記送信するデータを複数の搬送波に割り当てる符号マッピング部と、
    送信タイミングに合わせて前記複数の搬送波の搬送周波数を生成する送信側ホッピングパターン生成器と、
    前記搬送波毎に設けられ、前記送信側ホッピングパターン生成器から出力される搬送波と前記符号マッピング部で割り当てられたデータを乗算する複数の送信側乗算器と、
    前記送信側乗算器毎に設けられ、該送信側乗算器から出力される信号の中から対応する搬送波を中心とする情報帯域を通過させる複数の送信側フィルタと、
    前記送信タイミングに合わせて前記複数の送信側フィルタに対する通過帯域の制御を行う送信側係数演算器と、
    前記複数の送信側フィルタから出力される信号を合成して送信信号を出力する出力部とを備え、
    前記受信側は、
    前記搬送波毎に設けられ、前記送信側から送られてくる送信信号の中からそれぞれ対応する搬送波を中心とする情報帯域を通過させる複数の受信側フィルタと、
    受信タイミングに合わせて前記複数の受信側フィルタに対する通過帯域の制御を行う受信側係数演算器と、
    前記受信タイミングに合わせて前記複数の搬送波の搬送周波数を生成する受信側ホッピングパターン生成器と、
    前記搬送波毎に設けられ、前記受信側フィルタから出力される信号と前記受信側ホッピングパターン生成器から出力される搬送波を乗算する複数の受信側乗算器と、
    前記複数の受信側乗算器から出力される信号をデコードして受信データを生成するデコーダとを備えたことを、
    特徴とするマルチキャリア周波数ホッピングシステム。
    A multi-carrier frequency hopping system that modulates data to be transmitted by performing frequency shift keying modulation using a plurality of carrier frequencies on the transmission side, and demodulates signals received at the plurality of carrier frequencies to reproduce the data on the reception side Because
    The sender side
    A code mapping unit that assigns the data to be transmitted to a plurality of carriers;
    A transmission-side hopping pattern generator that generates carrier frequencies of the plurality of carriers in accordance with transmission timing;
    A plurality of transmission-side multipliers that are provided for each of the carrier waves and that multiply the carrier wave output from the transmission-side hopping pattern generator and the data assigned by the code mapping unit;
    A plurality of transmission-side filters that are provided for each transmission-side multiplier and pass an information band centered on a corresponding carrier wave from signals output from the transmission-side multiplier;
    A transmission-side coefficient calculator that performs passband control for the plurality of transmission-side filters in accordance with the transmission timing;
    An output unit that synthesizes signals output from the plurality of transmission-side filters and outputs a transmission signal;
    The receiving side
    A plurality of reception-side filters that are provided for each of the carrier waves and that pass through an information band centered on a corresponding carrier wave from transmission signals transmitted from the transmission side;
    A reception-side coefficient calculator that performs passband control for the plurality of reception-side filters in accordance with reception timing;
    A reception-side hopping pattern generator that generates carrier frequencies of the plurality of carriers in accordance with the reception timing;
    A plurality of reception-side multipliers that are provided for each of the carrier waves and multiply a signal output from the reception-side filter and a carrier wave output from the reception-side hopping pattern generator;
    A decoder that decodes signals output from the plurality of reception-side multipliers to generate reception data;
    A featured multi-carrier frequency hopping system.
  2. 前記複数の搬送波の周波数は、一定の周波数間隔に設定されていることを特徴とする請求項1記載のマルチキャリア周波数ホッピングシステム。   The multicarrier frequency hopping system according to claim 1, wherein the frequencies of the plurality of carriers are set at fixed frequency intervals.
  3. 前記デコーダは、前記送信側からの送信データに先立って送信された制御信号に従って、複数の搬送波で受信したデータの順序を並べ替えて前記受信データを生成することを特徴とする請求項1記載のマルチキャリア周波数ホッピングシステム。   2. The decoder according to claim 1, wherein the decoder generates the received data by rearranging the order of data received by a plurality of carriers according to a control signal transmitted prior to transmission data from the transmitting side. Multi-carrier frequency hopping system.
  4. 送信するデータを複数の搬送波に割り当てる符号マッピング回路と、
    送信タイミングにあわせて前記複数の搬送波の搬送周波数を生成するホッピングパターン生成回路と、
    前記搬送波ごとに設けられ、前記ホッピングパターン生成回路から出力される搬送波と前記符号マッピング回路で割り当てされるデータとを乗算する複数の乗算回路と、
    前記乗算回路ごとに設けられ、前記乗算回路から出力される信号のうち、所望の周波数帯域を通過させる複数のフィルタと、
    前記複数のフィルタごとに設けられ、前記送信タイミングにあわせて前記フィルタの通過帯域を制御する係数演算回路と、
    前記複数のフィルタから出力される信号を合成して出力する出力回路とを備えたことを特徴とする送信回路。
    A code mapping circuit for assigning data to be transmitted to a plurality of carriers;
    A hopping pattern generation circuit for generating carrier frequencies of the plurality of carriers in accordance with transmission timing;
    A plurality of multiplication circuits provided for each of the carrier waves, for multiplying the carrier wave output from the hopping pattern generation circuit and the data assigned by the code mapping circuit;
    A plurality of filters that are provided for each of the multiplier circuits and pass a desired frequency band among signals output from the multiplier circuit;
    A coefficient arithmetic circuit that is provided for each of the plurality of filters and controls a pass band of the filter in accordance with the transmission timing;
    An output circuit comprising: an output circuit that combines and outputs signals output from the plurality of filters.
  5. 受信信号のうち、所望の周波数帯域を通過させる複数のフィルタと、
    前記複数のフィルタごとに設けられ、受信タイミングにあわせて前記フィルタの通過帯域を制御する係数演算回路と、
    受信タイミングにあわせて前記複数の搬送波の搬送周波数を生成するホッピングパターン生成回路と、
    前記フィルタごとに設けられ、前記フィルタから出力される信号と前記ホッピングパターン生成回路から出力される搬送波とを乗算する複数の乗算回路と、
    前記複数の乗算回路から出力される信号をデコードして受信データを生成するデコーダとを備えたことを特徴とする受信回路。
    Among the received signals, a plurality of filters that pass a desired frequency band;
    A coefficient arithmetic circuit that is provided for each of the plurality of filters and controls the passband of the filter in accordance with reception timing;
    A hopping pattern generation circuit for generating carrier frequencies of the plurality of carriers in accordance with reception timing;
    A plurality of multiplication circuits provided for each filter, for multiplying a signal output from the filter and a carrier wave output from the hopping pattern generation circuit;
    A receiving circuit comprising: a decoder that decodes signals output from the plurality of multiplication circuits to generate reception data.
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