JP2007200494A - Laser diode driving circuit, light emitting device and disk device with the same mounted thereon - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、光ピックアップの光源などに用いられるレーザダイオードを駆動するレーザダイオード駆動回路、発光装置およびそれを搭載したディスク装置に関する。 The present invention relates to a laser diode driving circuit for driving a laser diode used for a light source of an optical pickup, a light emitting device, and a disk device equipped with the same.
CDやDVDなどのディスクから情報を再生するディスク装置には、光源としてレーザダイオードが用いられる。ディスク装置において、ディスクからレーザダイオードへの反射光によるノイズ(以下、「戻り光ノイズ」という)が問題となる。特許文献1の光学的ピックアップは、戻り光ノイズ対策のために、直流信号に高周波信号を重畳した駆動信号によりレーザダイオードを駆動する。
In a disk device that reproduces information from a disk such as a CD or DVD, a laser diode is used as a light source. In the disk device, noise caused by reflected light from the disk to the laser diode (hereinafter referred to as “returned light noise”) becomes a problem. The optical pickup disclosed in
戻り光ノイズ対策のために重畳用の高周波信号を生成する場合、発振回路が用いられる。電圧制御発振器(Voltage Control Oscillator:以下、VCOという)は、入力された電圧に応じた周波数で発振する。一方、VCOが出力する信号の周波数は、温度特性を有する。すなわち、VCOの発振周波数は、入力電圧が一定の場合、温度上昇に伴い低くなる。したがって、高周波信号を生成するための発振回路にVCOを用いる場合、VCOの温度特性による影響を軽減する手段が望まれる。 An oscillation circuit is used when generating a high-frequency signal for superimposition as a countermeasure against return light noise. A voltage-controlled oscillator (Voltage Control Oscillator: hereinafter referred to as a VCO) oscillates at a frequency corresponding to the input voltage. On the other hand, the frequency of the signal output from the VCO has temperature characteristics. That is, the oscillation frequency of the VCO decreases with increasing temperature when the input voltage is constant. Therefore, when a VCO is used in an oscillation circuit for generating a high-frequency signal, means for reducing the influence of the temperature characteristic of the VCO is desired.
本発明はこうした状況を認識してなされたものであり、その目的は、VCOの発振周波数の温度特性による影響を軽減し、周波数精度が高い高周波信号を重畳した駆動信号によりレーザダイオードを駆動することができるレーザダイオード駆動回路、発光装置およびそれを搭載したディスク装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of such a situation, and an object of the present invention is to reduce the influence of the temperature characteristics of the oscillation frequency of the VCO, and to drive a laser diode with a drive signal on which a high-frequency signal with high frequency accuracy is superimposed. It is an object of the present invention to provide a laser diode driving circuit, a light emitting device, and a disk device equipped with the same.
上記課題を解決するために、本発明のある態様のレーザダイオード駆動回路は、所定の周期電圧を生成する周期電圧生成回路と、所定の温度特性を有する基準電圧を生成する基準電圧回路と、基準電圧に周期電圧を重畳して制御電圧を出力する重畳回路と、制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器とを備える。レーザダイオード駆動回路は、電圧制御発振器の出力信号にもとづきレーザダイオードを駆動する。 In order to solve the above problems, a laser diode drive circuit according to an aspect of the present invention includes a periodic voltage generation circuit that generates a predetermined periodic voltage, a reference voltage circuit that generates a reference voltage having a predetermined temperature characteristic, and a reference A superposition circuit that superimposes a periodic voltage on the voltage and outputs a control voltage, and a voltage controlled oscillator that oscillates at a frequency corresponding to the control voltage are provided. The laser diode driving circuit drives the laser diode based on the output signal of the voltage controlled oscillator.
所定の温度特性は、電圧制御発振器の発振周波数の温度特性をキャンセルしてもよい。基準電圧に周期電圧を重畳するとは、基準電圧と周期電圧との一次結合あるいは線形和をとることを意味してもよい。この態様によると、レーザダイオード駆動回路の温度が変化した場合、基準電圧が所定の温度特性により変化して電圧制御発振器の発振周波数が変化する影響と、電圧制御発振器の発振周波数の温度特性により電圧制御発振器の発振周波数が変化する影響とが相殺しうる。これにより、電圧制御発振器の出力信号の周波数精度が高まるので、周波数精度の高い高周波信号を重畳した駆動信号によりレーザダイオードを駆動することができる。また、電圧制御発振器は、基準電圧に周期電圧を重畳した制御電圧に応じた周波数で発振するので、電圧制御発振器の出力信号のスペクトルが拡散され、電圧制御発振器の出力信号によるEMI(Electro Magnetic Interference)ノイズを低減できる。 The predetermined temperature characteristic may cancel the temperature characteristic of the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator. Superimposing the periodic voltage on the reference voltage may mean taking a linear combination or a linear sum of the reference voltage and the periodic voltage. According to this aspect, when the temperature of the laser diode driving circuit changes, the reference voltage changes due to the predetermined temperature characteristic and the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator changes, and the voltage depends on the temperature characteristic of the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator. The effect of changing the oscillation frequency of the controlled oscillator can be offset. As a result, the frequency accuracy of the output signal of the voltage controlled oscillator is increased, so that the laser diode can be driven by the drive signal on which the high frequency signal with high frequency accuracy is superimposed. Further, since the voltage controlled oscillator oscillates at a frequency corresponding to the control voltage obtained by superimposing the periodic voltage on the reference voltage, the spectrum of the output signal of the voltage controlled oscillator is spread, and EMI (Electro Magnetic Interference) generated by the output signal of the voltage controlled oscillator. ) Noise can be reduced.
所定の温度特性は、正の温度特性であってもよい。重畳回路は、発振回路の出力端子と基準電圧回路の出力端子との間に直列接続された第1抵抗および第2抵抗を含んでもよい。第1抵抗および第2抵抗の接続点の電圧を制御電圧として出力してもよい。
この場合、レーザダイオード駆動回路の温度が上昇した場合、基準電圧が大きくなり電圧制御発振器の発振周波数が高くなる影響と、電圧制御発振器の発振周波数の温度特性により電圧制御発振器の発振周波数が低くなる影響とが相殺する。これにより、電圧制御発振器の出力信号の周波数精度が高まるので、周波数精度の高い高周波信号を重畳した駆動信号によりレーザダイオードを駆動することができる。また、第1抵抗の抵抗値と第2抵抗の抵抗値との大きさの比を調節することにより、所望の比率で基準電圧に周期電圧を重畳できる。
The predetermined temperature characteristic may be a positive temperature characteristic. The superimposing circuit may include a first resistor and a second resistor connected in series between the output terminal of the oscillation circuit and the output terminal of the reference voltage circuit. You may output the voltage of the connection point of 1st resistance and 2nd resistance as control voltage.
In this case, when the temperature of the laser diode drive circuit rises, the reference voltage increases and the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator increases, and the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator decreases due to the temperature characteristics of the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator. The effect is offset. As a result, the frequency accuracy of the output signal of the voltage controlled oscillator is increased, so that the laser diode can be driven by the drive signal on which the high frequency signal with high frequency accuracy is superimposed. Further, by adjusting the ratio of the magnitude of the resistance value of the first resistor and the resistance value of the second resistor, the periodic voltage can be superimposed on the reference voltage at a desired ratio.
基準電圧回路は、一端の電位が固定され、他端が制御端子と接続され、所定の定電流でバイアスされたトランジスタを含んでもよい。トランジスタの制御端子の電圧を基準電圧として出力してもよい。
この場合、単純な構成で正の温度特性を有する基準電圧を生成できる。
The reference voltage circuit may include a transistor in which the potential at one end is fixed and the other end is connected to the control terminal and is biased with a predetermined constant current. The voltage at the control terminal of the transistor may be output as a reference voltage.
In this case, a reference voltage having a positive temperature characteristic can be generated with a simple configuration.
電圧制御発振回路は、制御電圧を制御電流に変換する電圧電流変換回路と、制御電流によりバイアスされたリングオシレータとを含んでもよい。
この場合、電圧電流変換回路の利得を調節することで、制御電流の大きさを調節できるので、リングオシレータの発振周波数を容易に制御できる。
The voltage-controlled oscillation circuit may include a voltage-current conversion circuit that converts a control voltage into a control current, and a ring oscillator that is biased by the control current.
In this case, since the magnitude of the control current can be adjusted by adjusting the gain of the voltage-current converter, the oscillation frequency of the ring oscillator can be easily controlled.
基準電圧回路に含まれるトランジスタと、リングオシレータに含まれるトランジスタとが、互いにペアリングして構成されてもよい。
この場合、基準電圧回路のトランジスタの特性と、リングオシレータに含まれるトランジスタの特性との相対的関係を精度よく制御できる。これにより、基準電圧の温度特性による電圧制御発振器の発振周波数への影響と、電圧制御発振器の発振周波数の温度特性による電圧制御発振器の発振周波数への影響とを効果的に相殺できる。
The transistor included in the reference voltage circuit and the transistor included in the ring oscillator may be configured to be paired with each other.
In this case, the relative relationship between the characteristics of the transistors of the reference voltage circuit and the characteristics of the transistors included in the ring oscillator can be accurately controlled. Thereby, the influence on the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator by the temperature characteristic of the reference voltage and the influence on the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator by the temperature characteristic of the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator can be effectively offset.
所定の周期電圧は、三角波であってもよい。
この場合、電圧制御発振器の出力信号のスペクトルの拡散の一様性が増すので、電圧制御発振器の出力信号によるEMIノイズをさらに低減できる。
The predetermined periodic voltage may be a triangular wave.
In this case, since the spread uniformity of the spectrum of the output signal of the voltage controlled oscillator is increased, EMI noise due to the output signal of the voltage controlled oscillator can be further reduced.
レーザダイオード駆動回路は、1つの半導体基板上に一体集積化されてもよい。
なお、「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗などが半導体基板の外部に設けられていてもよい。
1つの半導体基板上に一体集積化することにより、電子機器への搭載が容易となる。
The laser diode drive circuit may be integrated on a single semiconductor substrate.
Note that “integrated integration” includes the case where all the circuit components are formed on a semiconductor substrate and the case where the main components of the circuit are integrated, and is used for adjusting circuit constants. The resistance of the part or the like may be provided outside the semiconductor substrate.
By being integrated on a single semiconductor substrate, mounting on an electronic device is facilitated.
本発明の別の態様は、発光装置である。この装置は、レーザダイオードと、そのレーザダイオードを駆動する上述のレーザダイオード駆動回路とを備える。 Another embodiment of the present invention is a light-emitting device. This apparatus includes a laser diode and the above-described laser diode driving circuit that drives the laser diode.
この態様によると、周波数精度の高い高周波信号を重畳した駆動信号によりレーザダイオードが駆動されるので、レーザダイオードの発光の精度を高められる。 According to this aspect, since the laser diode is driven by the drive signal on which the high frequency signal with high frequency accuracy is superimposed, the accuracy of light emission of the laser diode can be improved.
本発明のさらに別の態様は、ディスク装置である。この装置は、ディスクにレーザ光を照射する上述の発光装置と、ディスクからの反射光を受光する受光素子とを備える。 Yet another embodiment of the present invention is a disk device. This apparatus includes the above-described light emitting device that irradiates a disk with laser light and a light receiving element that receives reflected light from the disk.
この態様によると、周波数精度の高い高周波信号を重畳した駆動信号により、発光装置のレーザダイオードからディスクに対して精度の高いレーザ光が照射されるので、ディスクに記録された情報を精度よく読み出すことができる。 According to this aspect, since a high-precision laser beam is emitted from the laser diode of the light-emitting device to the disc by a drive signal on which a high-frequency signal with high frequency accuracy is superimposed, information recorded on the disc can be read out with high accuracy. Can do.
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を、方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。 It should be noted that any combination of the above-described constituent elements and a representation obtained by converting the expression of the present invention between methods, apparatuses, systems, and the like are also effective as an aspect of the present invention.
本発明によれば、VCOの発振周波数の温度特性による影響を軽減し、周波数精度が高い高周波信号を重畳した駆動信号によりレーザダイオードを駆動することができる。 According to the present invention, the influence of the temperature characteristic of the oscillation frequency of the VCO can be reduced, and the laser diode can be driven by the drive signal on which the high frequency signal with high frequency accuracy is superimposed.
実施の形態は、CDやDVDなどのディスクから情報を再生するディスク装置に関する。なお、以下の説明において、レーザダイオードは「LD」(Laser Diode)と略記される。また、抵抗およびキャパシタのそれぞれに付した符号は、その符号が付された抵抗およびキャパシタの抵抗値および容量をそれぞれ示すものとする。 Embodiments relate to a disk device for reproducing information from a disk such as a CD or a DVD. In the following description, the laser diode is abbreviated as “LD” (Laser Diode). Moreover, the code | symbol attached | subjected to each of a resistance and a capacitor shall respectively show the resistance value and capacity | capacitance of the resistance and capacitor which were attached | subjected the code | symbol.
図1は、実施の形態にかかるディスク装置300の構成を示す。
このディスク装置300は、ディスク400に対してレーザ光を照射する。ディスク装置300は、ディスク400からの反射光を受け、ディスク400に記録された情報を再生する。
FIG. 1 shows a configuration of a
The
ディスク装置300は、発光装置200と、ビームスプリッタ302と、受光素子304とを備える。
発光装置200は、ディスク400に対してレーザ光306を照射する。ビームスプリッタ302は、ディスク400からの反射光308の光路を変えて、受光素子304に送る。受光素子304は、送られた反射光308を電気信号に変換する。この電気信号をもとに、再生信号が得られる。反射光308のうち、ビームスプリッタ302を通過した戻り光312は、LD102に帰還する。戻り光312は、戻り光ノイズの原因となる。
The
The
発光装置200は、LD駆動回路100と、LD102とを備える。
LD駆動回路100は、LD102に駆動電流Idrvを供給する。LD駆動回路100の構成については後述する。LD102は、駆動電流Idrvにより、レーザ光306を発光する。
The
The
図2は、図1のLD駆動回路100の具体的構成を示す。図2において、LD駆動回路100と、LD102とが、図1の発光装置200を構成する。LD駆動回路100は、1つの半導体基板上に一体集積化される。
LD駆動回路100は、周期電圧生成回路12と、重畳回路14と、基準電圧回路16と、VCO18と、高周波変調器(High Frequency Modulator:以下、HFMという)20とを備える。
FIG. 2 shows a specific configuration of the
The
周期電圧生成回路12は、所定の周期電圧として、三角波Vsawを生成する。基準電圧回路16は、正の温度特性を有する基準電圧Vrefを生成する。重畳回路14は、基準電圧Vrefに三角波Vsawを重畳して制御電圧Vcntを出力する。VCO18は、制御電圧Vcntに応じた周波数で発振し、高周波信号Voscを出力する。HFM20は、高周波信号Voscを増幅し、増幅した高周波信号Voscを直流信号に重畳して駆動電圧Vdrvを出力する。すなわち、HFM20は、駆動電圧Vdrvに対応した駆動電流IdrvをLD102に供給する。
The periodic
周期電圧生成回路12は、第1定電流源32と、第2定電流源34と、スイッチ36と、第1キャパシタC1とを含む。
第1定電流源32は、電源ラインVddに接続される。第1キャパシタC1は、第1定電流源32と接地との間に設けられる。第2定電流源34は、第1定電流源32および第1キャパシタC1の接続点と、接地との間にスイッチ36を介して設けられる。
The periodic
The first constant
スイッチ36は、制御信号Sigにより所定の周期でオンオフされる。第1定電流源32は、充電電流I1により第1キャパシタC1を充電する。第2定電流源34は、スイッチ36がオンのとき、放電電流I2により第1キャパシタC1を放電する。ここで、I1<I2の関係が満たされるものとする。
The switch 36 is turned on / off in a predetermined cycle by the control signal Sig. The first constant
スイッチ36がオフのとき、第1キャパシタC1は、充電電流I1により充電される。一方、スイッチ36がオンのとき、第1キャパシタC1は、充電電流I1により充電されるとともに放電電流I2により放電される。つまり、スイッチ36がオンのとき、第1キャパシタC1は、差し引きI2−I1の電流により放電される。したがって、第1キャパシタC1の電圧は、スイッチ36がオフの期間に直線的に上昇し、スイッチ36がオンの期間に直線的に下降する。すなわち、第1キャパシタC1の電圧は、スイッチ36のオンオフを周期とする三角波Vsawである。三角波Vsawは、周期電圧生成回路12の出力として取り出される。
When the switch 36 is off, the first capacitor C1 is charged with the charging current I1. On the other hand, when the switch 36 is on, the first capacitor C1 is charged by the charging current I1 and discharged by the discharging current I2. That is, when the switch 36 is on, the first capacitor C1 is discharged by the current of the subtraction I2-I1. Therefore, the voltage of the first capacitor C1 rises linearly when the switch 36 is off and falls linearly when the switch 36 is on. That is, the voltage of the first capacitor C <b> 1 is a triangular wave Vsaw with a cycle of on / off of the switch 36. The triangular wave Vsaw is extracted as the output of the periodic
基準電圧回路16は、第3定電流源22と、第1トランジスタM1とを含む。第1トランジスタM1は、NチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)である。
第3定電流源22および第1トランジスタM1は、電源ラインVddと接地との間に直列接続される。第1トランジスタM1は、ソース端子の電位が固定され、ドレイン端子が制御端子としてのゲート端子と接続される。
The
The third constant
第3定電流源22は、バイアス電流I3により第1トランジスタM1をバイアスする。第1トランジスタM1のゲート端子の電圧は、基準電圧Vrefとして出力される。基準電圧Vrefは、正の温度特性を有する。
The third constant
重畳回路14は、第1抵抗R1と、第2抵抗R2とを含む。
第1抵抗R1および第2抵抗R2は、周期電圧生成回路12の出力端子と基準電圧回路16の出力端子との間に直列接続される。第1抵抗R1および第2抵抗R2の接続点の電圧は、制御電圧Vcntとして出力される。制御電圧Vcntは、以下の式で示される。
Vcnt=(R1×Vref+R2×Vsaw)/(R1+R2) 式(1)
The
The first resistor R1 and the second resistor R2 are connected in series between the output terminal of the periodic
Vcnt = (R1 × Vref + R2 × Vsaw) / (R1 + R2) Formula (1)
VCO18は、電圧電流変換回路26と、リングオシレータ28とを含む。
電圧電流変換回路26は、制御電圧Vcntを制御電流Icntに変換する。電圧電流変換回路26は、演算増幅器24と、第2トランジスタM2と、周波数選択抵抗Rfrqと、第3トランジスタM3と、第4トランジスタM4とを含む。第2トランジスタM2は、NチャンネルMOSFETである。第3トランジスタM3および第4トランジスタM4は、PチャンネルMOSFETである。
The
The voltage-
第3トランジスタM3、第2トランジスタM2および周波数選択抵抗Rfrqは、電源ラインVddと接地との間に直列接続される。第3トランジスタM3および第4トランジスタM4は、ゲート端子およびソース端子がそれぞれ共通に接続されており、カレントミラー回路を構成する。第4トランジスタM4のトランジスタサイズは第3トランジスタM3のトランジスタサイズの2倍に設定される。したがって、第4トランジスタM4には、第3トランジスタM3に流れる電流の2倍の量の電流が流れる。以下、第3トランジスタM3に流れる電流を変換電流Itrnsとする。第4トランジスタM4に流れる電流は、電圧電流変換回路26の出力としての制御電流Icntである。
The third transistor M3, the second transistor M2, and the frequency selection resistor Rfrq are connected in series between the power supply line Vdd and the ground. The third transistor M3 and the fourth transistor M4 have a gate terminal and a source terminal connected in common, and constitute a current mirror circuit. The transistor size of the fourth transistor M4 is set to twice the transistor size of the third transistor M3. Accordingly, a current twice as large as the current flowing through the third transistor M3 flows through the fourth transistor M4. Hereinafter, the current flowing through the third transistor M3 is referred to as a conversion current Itrns. The current flowing through the fourth transistor M4 is a control current Icnt as an output of the voltage-
演算増幅器24の非反転入力端子は、重畳回路14の第1抵抗R1および第2抵抗R2の接続点に接続される。演算増幅器24の出力端子は、第2トランジスタM2の制御端子としてのゲート端子に接続される。演算増幅器24の反転入力端子は、第2トランジスタM2のソース端子と、周波数選択抵抗Rfrqとの接続点に接続される。
The non-inverting input terminal of the
演算増幅器24は、第2トランジスタM2および周波数選択抵抗Rfrqによる帰還によりバランス状態が保たれるので、演算増幅器24の非反転入力端子および反転入力端子の間ではイマジナリーショートが成立する。したがって、変換電流Itrnsは、次式で表される。
Itrns=Vcnt/Rfrq 式(2)
Since the
Itrns = Vcnt / Rfrq Equation (2)
上述のように、第3トランジスタM3および第4トランジスタM4は、ミラー比が1:2のカレントミラー回路を構成するので、制御電流Icntは、次式で表される。
Icnt=2×Itrns 式(3)
リングオシレータ28は、式(3)で表される制御電流Icntによりバイアスされ、制御電流Icntに応じた周波数の高周波信号Voscを生成する。
As described above, since the third transistor M3 and the fourth transistor M4 form a current mirror circuit with a mirror ratio of 1: 2, the control current Icnt is expressed by the following equation.
Icnt = 2 × Itrns Formula (3)
The ring oscillator 28 is biased by the control current Icnt represented by Expression (3), and generates a high-frequency signal Vosc having a frequency corresponding to the control current Icnt.
リングオシレータ28は、NチャンネルMOSFET(図示せず)を含んでいる。このNチャンネルMOSFETと、基準電圧回路16の第1トランジスタM1とが、1つの半導体基板上において互いにペアリングして形成される。これにより、基準電圧回路16の第1トランジスタM1の特性と、リングオシレータ28に含まれるNチャンネルMOSFETの特性とが揃えられる。「ペアリングする」とは、同一種類の複数の素子を、1つの半導体基板上の近接した位置に作り込むことにより、それらの素子の特性に関して、製造誤差、温度変化にともなう変動等を揃えることをいう。
Ring oscillator 28 includes an N-channel MOSFET (not shown). The N-channel MOSFET and the first transistor M1 of the
以下、周期電圧生成回路12のスイッチ36をオンオフする具体的構成を説明する。
図3は、図2の周期電圧生成回路12の具体的構成を示す。図3において、図2の構成要素と同一または同等の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
Hereinafter, a specific configuration for turning on and off the switch 36 of the periodic
FIG. 3 shows a specific configuration of the periodic
周期電圧生成回路12は、第4定電流源38と、第5定電流源40と、第1定電流源32と、第6定電流源42と、第7定電流源44と、コンパレータ46と、第5トランジスタM5と、第6トランジスタM6と、第7トランジスタM7と、第8トランジスタM8と、第9トランジスタM9と、第10トランジスタM10と、第11トランジスタM11と、第2キャパシタC2と、第3抵抗R3と、第1キャパシタC1とを含む。第5トランジスタM5〜第11トランジスタM11は、NチャンネルMOSFETである。
The periodic
第1定電流源32および第1キャパシタC1は、図2に示したものと同一である。第6トランジスタM6および第8トランジスタM8が構成するカレントミラー回路は、図2の第2定電流源34に相当する。そのカレントミラー回路のオンオフを制御するスイッチとしての第5トランジスタM5は、図2のスイッチ36に相当する。
The first constant
第4定電流源38および第6トランジスタM6は、電源ラインVddと接地との間に直列接続される。第5定電流源40および第7トランジスタM7は、電源ラインVddと接地との間に直列接続される。第8トランジスタM8は、第1定電流源32および第1キャパシタC1の接続点と、接地との間に設けられる。第6トランジスタM6〜第8トランジスタM8は、ゲート端子およびソース端子がそれぞれ共通に接続されており、カレントミラー回路を構成する。第6トランジスタM6〜第8トランジスタM8のトランジスタサイズは、等しく設定される。第5トランジスタM5は、第6トランジスタM6〜第8トランジスタM8のゲート端子と接地との間に設けられる。
The fourth constant
第2キャパシタC2は、第5定電流源40および第7トランジスタM7の接続点と、接地との間に設けられる。第6定電流源42および第10トランジスタM10は、電源ラインVddと接地との間に直列接続される。第7定電流源44および第3抵抗R3は、電源ラインVddと接地との間に直列接続される。第11トランジスタM11は、第7定電流源44および第3抵抗R3の接続点と、接地との間に設けられる。第10トランジスタM10および第11トランジスタM11は、ゲート端子およびソース端子がそれぞれ共通に接続されており、カレントミラー回路を構成する。第10トランジスタM10および第11トランジスタM11トランジスタサイズは、等しく設定される。第9トランジスタM9は、第10トランジスタM10および第11トランジスタM11のゲート端子と接地との間に設けられる。
The second capacitor C2 is provided between the connection point of the fifth constant
コンパレータ46の反転入力端子は、第1定電流源32および第2キャパシタC2の接続点に接続される。コンパレータ46の非反転入力端子は、第7定電流源44および第3抵抗R3の接続点に接続される。コンパレータ46の出力端子は、第5トランジスタM5および第9トランジスタM9の制御端子としてのゲート端子に接続される。
An inverting input terminal of the
コンパレータ46の出力する制御信号Sigがハイレベルである場合の動作から説明する。
コンパレータ46の出力する制御信号Sigがハイレベルである場合、第9トランジスタM9はオンされる。このとき、第10トランジスタM10および第11トランジスタM11が構成するカレントミラー回路はオフされ、第6定電流源42が供給する電流I6は、第9トランジスタM9を流れ、第10トランジスタM10には流れない。したがって、第11トランジスタM11にも電流は流れないので、第3抵抗R3には第7定電流源44が供給する電流I7が流れる。このとき、コンパレータ46の非反転入力端子の電圧Vpは、次式で示される。
Vp=R3×I7 式(4)
The operation when the control signal Sig output from the
When the control signal Sig output from the
Vp = R3 × I7 Formula (4)
コンパレータ46の出力する制御信号Sigがハイレベルである場合、第5トランジスタM5はオンされる。このとき、第6トランジスタM6〜第8トランジスタM8が構成するカレントミラー回路はオフされ、第4定電流源38が供給する電流I4は、第5トランジスタM5を流れ、第6トランジスタM6には流れない。したがって、第7トランジスタM7および第8トランジスタM8にも電流は流れないので、第2キャパシタC2は、第5定電流源40が供給する電流I5により充電される。コンパレータ46の反転入力端子の電圧Vmが式(4)で示される電圧Vpを上回るまで、制御信号Sigはハイレベルが維持される。第1キャパシタC1は、第1定電流源32が供給する充電電流I1により充電される。すなわち、コンパレータ46の出力する制御信号Sigがハイレベルである期間、第1キャパシタC1は、充電電流I1により充電される。
When the control signal Sig output from the
次に、コンパレータ46の出力する制御信号Sigがローレベルである場合の動作を説明する。
コンパレータ46の出力する制御信号Sigがローレベルである場合、第9トランジスタM9はオフされる。このとき、第10トランジスタM10および第11トランジスタM11が構成するカレントミラー回路はオンされ、第6定電流源42が供給する電流I6は、第10トランジスタM10を流れる。第11トランジスタM11にも第6定電流源42が供給する電流I6と同じ大きさの電流が流れる。ここで、I7>I6が満たされるものとする。この場合、第3抵抗R3には、第7定電流源44が供給する電流I7が流れるとともに、第11トランジスタM11に流れる電流がI6とは逆向きに流れる。したがって、第3抵抗R3には差し引きI7−I6の大きさの電流が接地方向に向かって流れる。このとき、コンパレータ46の非反転入力端子の電圧はVpは、次式で表される。
Vp=R3×(I7−I6) 式(5)
Next, an operation when the control signal Sig output from the
When the control signal Sig output from the
Vp = R3 × (I7−I6) Formula (5)
コンパレータ46の出力する制御信号Sigがローレベルである場合、第5トランジスタM5はオフされる。このとき、第6トランジスタM6〜第8トランジスタM8が構成するカレントミラー回路はオンされ、第4定電流源38が供給する電流I4は、第6トランジスタM6を流れる。第7トランジスタM7および第8トランジスタM8にも第4定電流源38が供給する電流I4と同じ大きさの電流が流れる。ここでI4>I1,I5が満たされるものとする。
When the control signal Sig output from the
第2キャパシタC2は、第5定電流源40が供給する電流I5で充電されるとともに、第7トランジスタM7に流れる電流I4により放電される。したがって、第2キャパシタC2は、差し引きI4−I5の大きさの電流により放電される。第2キャパシタC2が放電され、コンパレータ46の反転入力端子の電圧Vmが式(5)で示される電圧Vpを下回るまで、制御信号Sigはローレベルが維持される。
The second capacitor C2 is charged with the current I5 supplied from the fifth constant
第1キャパシタC1は、第1定電流源32が供給する充電電流I1により充電されるとともに、第8トランジスタM8に流れる電流I4により放電される。したがって、第1キャパシタC1は、差し引きI4−I1の大きさの電流により放電される。すなわち、コンパレータ46の出力する制御信号Sigがローレベルである期間、第1キャパシタC1は、I4−I1の大きさの電流により放電される。なお、第8トランジスタM8に流れる電流I4は、図2の第2定電流源34による放電電流I2に相当する。
The first capacitor C1 is charged by the charging current I1 supplied from the first constant
以上より、第1キャパシタC1の充電・放電の周期Tは、次式で表される。
T=T1+T2
=C2×R3×I6/I5+C2×R3×I6/(I4−I5) 式(6)
式(6)で、T1は、コンパレータ46の出力する制御信号Sigがハイレベルである期間を示す。T2は、コンパレータ46の出力する制御信号Sigがローレベルである期間を示す。
From the above, the charging / discharging cycle T of the first capacitor C1 is expressed by the following equation.
T = T1 + T2
= C2 * R3 * I6 / I5 + C2 * R3 * I6 / (I4-I5) Formula (6)
In Expression (6), T1 indicates a period during which the control signal Sig output from the
以上のように構成されたLD駆動回路100の動作を説明する。
図4は、図2のLD駆動回路100における三角波Vsaw、基準電圧Vref、制御電圧Vcnt、変換電流Itrns、制御電流Icntの波形を示す。図4において、横軸は時間を示す。縦軸は、各波形の大きさを示す。
The operation of the
FIG. 4 shows waveforms of the triangular wave Vsaw, the reference voltage Vref, the control voltage Vcnt, the conversion current Itrns, and the control current Icnt in the
周期電圧生成回路12は、充電電流I1により充電され放電電流I2により放電される第1キャパシタC1の電圧、すなわち、図4に示される三角波Vsawを出力する。三角波Vsawの周期Tは、式(6)で定まる。本実施の形態では、T=5μs、周波数で表せば200kHzとしている。
The periodic
基準電圧回路16は、第1トランジスタM1のゲート端子の電圧を基準電圧Vrefして出力する。重畳回路14は、第1抵抗R1および第2抵抗R2の接続点の電圧を制御電圧Vcntとして出力する。制御電圧Vcntは、式(1)および図4に示されるように、基準電圧Vrefに三角波Vsawを重畳したものである。ここで、制御電圧Vcntの振幅をVsprとしている。
The
電圧電流変換回路26は、制御電圧Vcntを変換電流Itrnsに変換する。電圧電流変換回路26は、さらに、第3トランジスタM3および第4トランジスタM4で構成されるカレントミラー回路により変換電流Itrnsの2倍の大きさの制御電流Icntに変換する。制御電圧Vcntが三角波状に変化するので、変換電流Itrnsおよび制御電流Icntも三角波状に変化する。変換電流Itrnsおよび制御電流Icntは式(2)および式(3)、図4に示される。変換電流Itrnsのローレベルは、Vref/Rfrqで表され、振幅は、Vspr/Rfrqで表される。制御電流Icntのローレベルは、2×Vref/Rfrqで表され、振幅は、2×Vspr/Rfrqで表される。
The voltage /
リングオシレータ28は、制御電流Icntを受け、その大きさに応じた周波数の高周波信号Voscを出力する。上述のように制御電流Icntは三角波状に変化するので、高周波信号Voscのスペクトルは一様に拡散される。本実施の形態では、高周波信号Voscの中心周波数を330MHzとしている。HFM20は、高周波信号Voscを増幅して直流信号を変調して駆動電圧Vdrvを出力する。すなわち、HFM20は、駆動電圧Vdrvに対応した駆動電流IdrvをLD102に供給する。
The ring oscillator 28 receives the control current Icnt and outputs a high frequency signal Vosc having a frequency corresponding to the magnitude of the control current Icnt. As described above, since the control current Icnt changes in a triangular wave shape, the spectrum of the high frequency signal Vosc is uniformly spread. In the present embodiment, the center frequency of the high frequency signal Vosc is 330 MHz. The
本実施の形態によれば、たとえばLD駆動回路100の温度が上昇した場合、正の温度特性を有する基準電圧Vrefが大きくなりVCO18の発振周波数が高くなる影響と、VCO18の周波数温度特性によりVCO18の発振周波数が低くなる影響とが相殺する。これにより、VCO18の出力信号の周波数精度が高まるので、LD駆動回路100は、周波数精度の高い高周波電流を重畳した駆動電流IdrvによりLD102を駆動することができる。
According to the present embodiment, for example, when the temperature of the
また、ペアリングにより、第1トランジスタM1の特性と、リングオシレータ28に含まれるNチャンネルMOSFETの特性とが揃えられる。これにより、基準電圧Vrefの温度特性によるVCO18の発振周波数への影響と、VCO18の周波数温度特性によるVCO18の発振周波数への影響とが効果的に相殺する。
Further, by pairing, the characteristics of the first transistor M1 and the characteristics of the N-channel MOSFET included in the ring oscillator 28 are aligned. As a result, the influence of the temperature characteristic of the reference voltage Vref on the oscillation frequency of the
また、LD駆動回路100が周波数精度の高い高周波電流を重畳した駆動電流IdrvによりLD102を駆動するので、発光装置200は、LD102からディスク400に対して品質の高いレーザ光を照射できる。これにより、ディスク装置300は、ディスク400に記録された情報を精度よく読み出すことができる。
Further, since the
また、VCO18は、基準電圧Vrefに三角波Vsawを重畳した制御電圧Vcntに応じた周波数の高周波信号Voscを出力するので、高周波信号Voscのスペクトルが一様に拡散され、高周波信号VoscによるEMIノイズを低減できる。具体的には、FCC(Federal Communications Commission)class Bの規格を満たすことができる。
Further, since the
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 Those skilled in the art will understand that the above-described embodiment is an exemplification, and that various modifications can be made to the combination of each component and each treatment process, and such modifications are within the scope of the present invention. .
実施の形態において、周期電圧生成回路12は、周期電圧として三角波Vsawを生成したが、周期電圧生成回路12の生成する周期電圧は三角波に限定されない。周期電圧生成回路12は、正弦波、のこぎり波など種々の周期電圧を生成してもよい。この場合でも、高周波信号Voscのスペクトルが拡散され、高周波信号VoscによるEMIノイズを低減できる。
In the embodiment, the periodic
また、実施の形態において、基準電圧回路16は、基準電圧Vrefとして、第1トランジスタM1のゲート端子の電圧を出力したが、基準電圧Vrefは、これに限定されず、正の温度特性を有する種々の電圧を用いることができる。
In the embodiment, the
また、実施の形態において、LD駆動回路100は、1つの半導体基板上に一体集積化される場合を説明したが、LD駆動回路100は、その一部または全部がディスクリート部品で構成されてもよい。たとえば、周波数選択抵抗Rfrqをディスクリート部品とすれば、電圧電流変換回路26の利得を容易に調節することができる。
Further, in the embodiment, the case where the
12 周期電圧生成回路、 14 重畳回路、 16 基準電圧回路、 18 VCO、 20 HFM、 22 第3定電流源、 24 演算増幅器、 26 電圧電流変換回路、 28 リングオシレータ、 100 LD駆動回路、 102 LD、 200 発光装置、 300 ディスク装置、 302 ビームスプリッタ、 304 受光素子、 306 レーザ光、 308 反射光、 312 戻り光、 400 ディスク、 Vsaw 三角波、 Vref 基準電圧、 Vcnt 制御電圧、 Vosc 高周波信号、 Vdrv 駆動電圧、 Idrv 駆動電流、 Icnt 制御電流。 12 periodic voltage generation circuit, 14 superposition circuit, 16 reference voltage circuit, 18 VCO, 20 HFM, 22 third constant current source, 24 operational amplifier, 26 voltage current conversion circuit, 28 ring oscillator, 100 LD drive circuit, 102 LD, 200 light emitting device, 300 disc device, 302 beam splitter, 304 light receiving element, 306 laser light, 308 reflected light, 312 return light, 400 disc, Vsaw triangular wave, Vref reference voltage, Vcnt control voltage, Vosc high frequency signal, Vdrv drive voltage, Idrv drive current, Icnt control current.
Claims (8)
所定の温度特性を有する基準電圧を生成する基準電圧回路と、
前記基準電圧に前記周期電圧を重畳して制御電圧を出力する重畳回路と、
前記制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器とを備え、
前記電圧制御発振器の出力信号にもとづきレーザダイオードを駆動することを特徴とするレーザダイオード駆動回路。 A periodic voltage generation circuit for generating a predetermined periodic voltage;
A reference voltage circuit for generating a reference voltage having a predetermined temperature characteristic;
A superposition circuit that superimposes the periodic voltage on the reference voltage and outputs a control voltage;
A voltage controlled oscillator that oscillates at a frequency according to the control voltage,
A laser diode driving circuit for driving a laser diode based on an output signal of the voltage controlled oscillator.
前記重畳回路は、
前記周期電圧生成回路の出力端子と前記基準電圧回路の出力端子との間に直列接続された第1抵抗および第2抵抗を含み、
前記第1抵抗および前記第2抵抗の接続点の電圧を前記制御電圧として出力することを特徴とする請求項1に記載のレーザダイオード駆動回路。 The predetermined temperature characteristic is a positive temperature characteristic,
The superposition circuit is
A first resistor and a second resistor connected in series between an output terminal of the periodic voltage generation circuit and an output terminal of the reference voltage circuit;
2. The laser diode drive circuit according to claim 1, wherein a voltage at a connection point of the first resistor and the second resistor is output as the control voltage.
一端の電位が固定され、他端が制御端子と接続され、所定の定電流でバイアスされたトランジスタを含み、
前記トランジスタの制御端子の電圧を基準電圧として出力することを特徴とする請求項1または2に記載のレーザダイオード駆動回路。 The reference voltage circuit is
Including a transistor in which the potential at one end is fixed, the other end is connected to the control terminal, and is biased with a predetermined constant current;
3. The laser diode driving circuit according to claim 1, wherein a voltage at a control terminal of the transistor is output as a reference voltage.
前記制御電圧を制御電流に変換する電圧電流変換回路と、
前記制御電流によりバイアスされたリングオシレータと、
を含むことを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載のレーザダイオード駆動回路。 The voltage controlled oscillator is:
A voltage-current conversion circuit for converting the control voltage into a control current;
A ring oscillator biased by the control current;
The laser diode driving circuit according to claim 1, comprising:
前記レーザダイオードを駆動する請求項1から6のいずれかに記載のレーザダイオード駆動回路と、
を備えることを特徴とする発光装置。 A laser diode;
The laser diode driving circuit according to any one of claims 1 to 6, which drives the laser diode;
A light emitting device comprising:
前記ディスクからの反射光を受光する受光素子と、
を備えることを特徴とするディスク装置。 The light emitting device according to claim 7, wherein the disk is irradiated with laser light;
A light receiving element for receiving reflected light from the disk;
A disk device comprising:
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