JP2007184695A - Wireless communication apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は無線通信装置に関し、特に、無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行う方法に適用して好適なものである。 The present invention relates to a wireless communication apparatus, and is particularly suitable for application to a method for performing frequency conversion while sampling a radio frequency signal.
無線周波数信号をサンプリングすると、エイリアシングにより無線周波数信号が折り返されるため、周波数変換が可能となることが知られている。ここで、サンプリング周波数をfsとすると、スペクトルはfs/2ごとに折り返される。この原理を用いれば、サンプリング周波数を1/Nに削減することができ、クロック発生に要する回路要求を緩和しつつ、消費電力を減らすことができる(特許文献1)。 It is known that when a radio frequency signal is sampled, the radio frequency signal is turned back by aliasing, so that frequency conversion is possible. Here, if the sampling frequency is fs, the spectrum is folded every fs / 2. If this principle is used, the sampling frequency can be reduced to 1 / N, and the power consumption can be reduced while relaxing the circuit requirement for generating the clock (Patent Document 1).
サンプリングによる周波数変換では、サンプリング周波数fs、無線周波数(RF周波数)frf、中間周波数(IF周波数)fifには、以下の関係がある。
fif=frf±N*fs ・・・(1)
ただし、Nはサブサンプリングの比である。
In the frequency conversion by sampling, the sampling frequency fs, the radio frequency (RF frequency) frf , and the intermediate frequency (IF frequency) fif have the following relationship.
f if = f rf ± N * fs (1)
Here, N is a sub-sampling ratio.
例えば、RF周波数が5.1GHzの信号を100MHzのIF周波数に変換する場合、アナログミキサでは5GHzのローカル信号が必要となる。一方、これをサンプリングミキサで周波数変換する場合、サンプリング周波数を5GHzのほか2.5GHz(N=2)、1.25GHz(N=4)などとすることも可能である。 For example, when a signal having an RF frequency of 5.1 GHz is converted to an IF frequency of 100 MHz, the analog mixer requires a local signal of 5 GHz. On the other hand, when the frequency is converted by a sampling mixer, the sampling frequency may be 2.5 GHz (N = 2), 1.25 GHz (N = 4), etc. in addition to 5 GHz.
一方、RF周波数が高くなると、サンプル/ホールドに用いる容量のインピーダンスが低くなる。このため、有効なサンプル電圧を確保するためには、出力インピーダンスに比べて十分高いインピーダンスとなるようにホールド容量を小さくする必要がある。
しかしながら、例えば5GHz、0.1pFの容量のインピーダンスは300Ω程度まで低下することからわかるように、通常のCMOSプロセスでは前段の出力インピーダンス(数百〜数kΩ程度)やMOSスイッチのオン抵抗(数百Ω程度)と比べて、十分にインピーダンスの高い容量を作り込むことは難しいという問題があった。
一方、容量のインピーダンスの低下を問題とすることなく、高周波でもサンプリングを行えるようにするために、電圧−電流変換を行ってから電流をサンプリングする手法があるが、この方法でサンプリングを行うと、利得が低下するという問題があった。
However, for example, as can be seen from the fact that the impedance of the capacitance of 5 GHz and 0.1 pF drops to about 300Ω, in the normal CMOS process, the output impedance of the previous stage (about several hundred to several kΩ) and the ON resistance of the MOS switch (several hundred There is a problem that it is difficult to create a capacitor having a sufficiently high impedance compared to (Ω).
On the other hand, there is a method of sampling current after performing voltage-current conversion in order to enable sampling even at a high frequency without causing a decrease in capacitance impedance, but when sampling is performed by this method, There was a problem that the gain decreased.
そこで、本発明の目的は、利得の低下を抑制しつつ、無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能な無線通信装置を提供することである。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a wireless communication apparatus capable of performing frequency conversion while sampling a radio frequency signal while suppressing a decrease in gain.
上述した課題を解決するために、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、サンプリングクロックを生成するサンプリングクロック生成回路と、前記サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路とを備え、前記サンプリングクロック生成回路は、前記サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように前記サンプリングクロックのパルス幅を設定することを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, according to a wireless communication apparatus according to an aspect of the present invention, a sampling clock generation circuit that generates a sampling clock and a sample that performs frequency conversion while sampling a radio frequency signal according to the sampling clock And the sampling clock generation circuit sets the pulse width of the sampling clock so that the integrated value of the current held by the sample and hold circuit is not canceled.
これにより、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながらサンプルホールド回路にてホールドすることができる。このため、前段の出力インピーダンスに比べて十分にインピーダンスの高い容量をサンプルホールド回路に作り込むことが困難である場合においても、利得の低下を抑制しつつ、無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能となり、アナログミキサを用いることなく、無線周波数信号の受信を行うことができる。 Thereby, it is possible to hold by the sample and hold circuit while integrating so that the current flowing by the radio frequency signal is not canceled. For this reason, even when it is difficult to create a capacitor with a sufficiently high impedance compared to the output impedance of the previous stage in the sample and hold circuit, frequency conversion is performed while sampling the radio frequency signal while suppressing a decrease in gain. This makes it possible to receive radio frequency signals without using an analog mixer.
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、前記パルス幅は、前記無線周波数信号の周期の(1/2+P(Pは0以上の整数))倍であることを特徴とする。
これにより、無線周波数信号の正または負の領域に対応するようにサンプリングクロックを生成することができ、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながらホールドすることができる。
In the wireless communication apparatus according to one aspect of the present invention, the pulse width is (1/2 + P (P is an integer of 0 or more)) times the period of the radio frequency signal.
As a result, the sampling clock can be generated so as to correspond to the positive or negative region of the radio frequency signal, and can be held while integrating so that the current flowing through the radio frequency signal is not canceled.
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、前記サンプリングクロック生成回路は、基準クロックを遅延させた遅延クロックを生成する遅延素子と、前記基準クロックと前記遅延クロックとの排他的論理和をとる排他的論理和回路とを備えることを特徴とする。
これにより、簡易な回路構成を用いることで、サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないようにサンプリングクロックのパルス幅を調整することができる。
In the wireless communication device according to one aspect of the present invention, the sampling clock generation circuit includes a delay element that generates a delay clock obtained by delaying a reference clock, and an exclusive logic of the reference clock and the delay clock. And an exclusive OR circuit that takes a sum.
Thus, by using a simple circuit configuration, the pulse width of the sampling clock can be adjusted so that the integrated value of the current held by the sample and hold circuit is not canceled.
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、ノンオーバーラップの多相サンプリングクロックを生成する多相サンプリングクロック生成回路と、前記多相サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路とを備え、前記多相サンプリングクロック生成回路は、前記サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように前記多相サンプリングクロックのパルス幅を設定することを特徴とする。 According to the wireless communication device of one aspect of the present invention, a multiphase sampling clock generation circuit that generates a non-overlapping multiphase sampling clock, and a frequency while subsampling a radio frequency signal according to the multiphase sampling clock A sample-and-hold circuit that performs conversion, and the multi-phase sampling clock generation circuit sets a pulse width of the multi-phase sampling clock so that an integral value of a current held by the sample-and-hold circuit is not canceled. Features.
これにより、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながらサンプルホールド回路にてホールドすることが可能となるとともに、サブサンプリングされた無線周波数信号によって流れる電流を重ね合わせることができる。このため、前段の出力インピーダンスに比べて十分にインピーダンスの高い容量をサンプルホールド回路に作り込むことが困難である場合においても、利得を稼ぐことを可能としつつ、無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能となるとともに、サンプリング周波数を1/Nに削減することができ、クロック発生に要する回路要求を緩和しつつ、消費電力を減らすことができる。 As a result, the current flowing by the radio frequency signal can be held by the sample and hold circuit while being integrated so that the current flowing by the radio frequency signal is not canceled, and the current flowing by the subsampled radio frequency signal can be superimposed. For this reason, even when it is difficult to create a capacitor with a sufficiently high impedance compared to the output impedance of the previous stage in the sample-and-hold circuit, it is possible to increase the gain while subsampling the radio frequency signal. Conversion can be performed, the sampling frequency can be reduced to 1 / N, and power consumption can be reduced while relaxing circuit requirements for clock generation.
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、前記パルス幅は、前記無線周波数信号の周期の実質的に1/2倍であることを特徴とする。
これにより、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながら、サブサンプリングされた無線周波数信号によって流れる電流を重ね合わせることができ、利得を稼ぐことを可能としつつ、サンプリング周波数を1/Nに削減することができる。
In the wireless communication apparatus according to one aspect of the present invention, the pulse width is substantially ½ times the period of the radio frequency signal.
As a result, while integrating the current flowing by the radio frequency signal so as not to be canceled, the current flowing by the sub-sampled radio frequency signal can be superimposed, and gain can be gained while the sampling frequency is reduced to 1 / N. Can be reduced.
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、前記多相サンプリングクロック生成回路は、基準クロックを参照しながら等間隔の位相差を持つ多相クロックを生成する多相クロック生成回路と、前記多相クロックを遅延させた遅延クロックを生成する遅延素子と、前記多相クロックと前記遅延クロックとの排他的論理和をとる排他的論理和回路とを備えることを特徴とする。 Further, according to the wireless communication device of one aspect of the present invention, the multiphase sampling clock generation circuit includes a multiphase clock generation circuit that generates a multiphase clock having a phase difference of equal intervals while referring to a reference clock. And a delay element that generates a delay clock obtained by delaying the multiphase clock, and an exclusive OR circuit that obtains an exclusive OR of the multiphase clock and the delay clock.
これにより、簡易な回路構成を用いることで、サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように多相サンプリングクロックのパルス幅を調整することができる。 Thus, by using a simple circuit configuration, the pulse width of the multiphase sampling clock can be adjusted so that the integrated value of the current held by the sample hold circuit is not canceled.
以下、本発明の実施形態に係る無線通信装置について図面を参照しながら説明する。
図1は、本発明の第1実施形態に係る無線通信装置の概略構成を示すブロック図、図2は、図1の無線通信装置の信号波形を示すタイミングチャートである。
図1において、無線通信装置には、電波の受信を行うアンテナ1、アンテナ1にて受信された無線周波数信号から不要な周波数成分を減衰させるバンドパスフィルタ2、アンテナ1にて受信された無線周波数(RF:Radio Frequency)信号を増幅するローノイズアンプ3、サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路4、サンプルホールド回路4にてダウンコンバートされた無線周波数信号に含まれる不要な高域成分を減衰させるローパスフィルタ5、ローパスフィルタ5から出力された無線周波数信号を増幅する増幅器6、増幅器6から出力された無線周波数信号をデジタル信号に変換するA/D変換器7、サンプリング周波数fsの基準クロックCrefを生成する周波数シンセサイザ8および基準クロックを用いてサンプリングクロックを生成するサンプリングクロック生成回路9が設けられている。ここで、サンプリングクロック生成回路9は、サンプルホールド回路4にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないようにサンプリングクロックのパルス幅を設定することができる。なお、無線周波数信号とは、無線にて空間を伝播することが可能な周波数の信号を言い、例えば、数百MHzから数十GHz程度の周波数の信号を言う。
Hereinafter, a wireless communication apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a timing chart showing signal waveforms of the wireless communication apparatus of FIG.
In FIG. 1, a radio communication apparatus includes an
そして、アンテナ1を介して受信された無線周波数信号は、バンドパスフィルタ2にて不要な周波数成分が減衰された後、ローノイズアンプ3に送られる。一方、周波数シンセサイザ8は、サンプリング周波数fsの基準クロックCrefを生成し(図2(a))、サンプリングクロック生成回路9に出力する。そして、サンプリングクロック生成回路9は、サンプルホールド回路4にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないようにパルス幅Tonを設定したサンプリングクロックCsを生成し(図2(b))、サンプルホールド回路4に出力する。なお、サンプリングクロックCsのパルス幅Tonは、無線周波数信号(RF信号)の周波数をfrfとすると(図2(c))、無線周波数信号の周期1/frfの(1/2+P(Pは0以上の整数))倍であることが好ましい。
The radio frequency signal received via the
そして、ローノイズアンプ3は、バンドパスフィルタ2を介して無線周波数信号が送られると、無線周波数信号を増幅し、サンプルホールド回路4に送る。また、サンプルホールド回路4は、サンプリングクロック生成回路9からサンプリングクロックCsが送られると、ローノイズアンプ3にて増幅された無線周波数信号をサンプリングクロックCsに従って積分しながらサンプリングし、無線周波数信号のダウンコンバートを行うことにより、ベースバンド信号に変換する。そして、サンプルホールド回路4にて生成されたベースバンド信号は、ローパスフィルタ5にて不要な周波数成分が減衰された後、増幅器6を介してA/D変換器7に送られる。そして、ベースバンド信号がA/D変換器7にてデジタル化された後、ベースバンド信号処理が施される。
When the radio frequency signal is sent through the
これにより、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながらサンプルホールド回路4にてホールドすることができる。このため、ローノイズアンプ3の出力インピーダンスに比べて十分にインピーダンスの高い容量をサンプルホールド回路4に作り込むことが困難である場合においても、利得の低下を抑制しつつ、無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能となり、アナログミキサを用いることなく、無線周波数信号の受信を行うことができる。
As a result, the sample and
図3は、図1の無線通信装置のサンプリングパルス幅の設定方法を示す図である。
図3(a)において、周期1/frfのRF信号がサンプルホールド回路4に入力されるものとする。そして、図3(b)に示すように、サンプリングクロックCsのパルス幅TonがRF信号の周期1/frfの1/2倍に設定されているものとすると、サンプリングクロックCsがオンとなると、サンプルホールド回路4の容量に電流が流れ込む。このため、サンプリングクロックCsがオンの間にサンプルホールド回路4の容量に充電され、図3(d)に示すように、RF信号の面積S1に対応した積分値が得られる。
FIG. 3 is a diagram illustrating a sampling pulse width setting method of the wireless communication apparatus of FIG.
In FIG. 3A, it is assumed that an RF signal having a period of 1 / frf is input to the
一方、図3(c)に示すように、サンプリングクロックCsのパルス幅TonがRF信号の周期1/frfに等しくなるように設定されているものとする。そして、サンプリングクロックCsがオンとなると、時刻t1−t2の間ではサンプルホールド回路4の容量に電流が流れ込み、時刻t2−t3の間ではサンプルホールド回路4の容量から電流が流れ出すため、図3(e)に示すように、RF信号の面積S1に対応した積分値がRF信号の面積S2に対応した積分値によってキャンセルされる。
On the other hand, as shown in FIG. 3C, the pulse width Ton of the sampling clock Cs is set to be equal to the
図4は、図1の無線通信装置のサンプリングパルス幅とIF電圧の関係を示す図である。なお、図4の例では、IF電圧を1に規格化して示した。
図4において、サンプリングクロックCsのパルス幅Tonを変化させた場合、
パルス幅Tonが1/2frf、3/2frf、・・・のときには、RF信号の積分値のキャンセル分が小さくなるため、サンプルホールド回路4から出力されるIF電圧が極大値をとることがわかる。このため、サンプリングクロックCsのパルス幅TonをRF帯域の1/2、3/2、・・・となるように設定することで、最大の利得を得ることができる。すなわち、サンプリングクロックCsのパルス幅TonはRF帯域の1/2倍であることが好ましいが、サンプリングクロックCsのパルス幅TonはRF帯域の1/2倍から多少ずれていても問題なく、例えば、サンプリングクロックCsのパルス幅TonはRF帯域の1/2倍から20%程度ずれていてもよく、さらに好ましくは、サンプリングクロックCsのパルス幅TonはRF帯域の1/2倍から10%程度のずれの範囲内に収めるのがよい。
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the sampling pulse width and the IF voltage of the wireless communication apparatus of FIG. In the example of FIG. 4, the IF voltage is normalized to 1.
In FIG. 4, when the pulse width Ton of the sampling clock Cs is changed,
When the pulse width Ton is 1/2 frf, 3/2 frf,..., The amount of cancellation of the integrated value of the RF signal is small, and it can be seen that the IF voltage output from the
図5は、図1のサンプリングクロック生成回路9の構成例を示す図である。
図5において、サンプリングクロック生成回路9には排他的論理和回路11および遅延素子12が設けられ、排他的論理和回路11の一方の入力端子には、周波数シンセサイザ8にて生成された基準クロックCrefが入力されるとともに、排他的論理和回路11の他方の入力端子には遅延素子12を介して基準クロックCrefが入力される。そして、排他的論理和回路11からはサンプリングクロックCsがサンプルホールド回路4に出力される。そして、遅延素子12の遅延時間を調整することで、サンプリングクロックCsのパルス幅Tonを調整することができる。これにより、簡易な回路構成を用いることで、サンプルホールド回路4にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないようにサンプリングクロックCsのパルス幅Tonを調整することができる。
FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the sampling
In FIG. 5, the sampling
なお、無線周波数信号のサンプリング動作をサブサンプリング((1)式でN≧2)とした場合に、サンプリングクロックCsのパルス幅Tonを1/2frfに設定すると、デューティー比が50%のクロックを用いた場合に比べ、無線周波数信号のサンプリングの休止時間が長くなる。このため、ノンオーバーラップの多相サンプリングクロックを生成し、サンプリング時の電流を重ね合わせることで、さらに利得を稼ぐことができる。例えば、N=4の場合の場合、サンプルホールド回路4の容量に充電される時間が4倍になるので、充電される電荷が4倍になり、サンプルホールド回路4からの出力電圧も同じく4倍にすることができる。
When the sampling operation of the radio frequency signal is sub-sampling (N ≧ 2 in equation (1)), if the pulse width Ton of the sampling clock Cs is set to ½ frf, a clock with a duty ratio of 50% is used. Compared to the case, the radio frequency signal sampling pause time becomes longer. Therefore, it is possible to further increase the gain by generating a non-overlapping multiphase sampling clock and superimposing currents at the time of sampling. For example, in the case of N = 4, the time for charging the capacity of the sample and hold
図6は、本発明の第2実施形態に係る無線通信装置の多相サンプリング回路の構成を示す図、図7は、本発明の一実施形態に係る多相サンプリングクロックの波形を示すタイミングチャートである。
図6において、多相サンプリング回路では、電界効果型トランジスタM1〜M4が並列に接続され、共通接続された電界効果型トランジスタM1〜M4の信号の出力側にはキャパシタC1が接続されている。そして、基準クロックCrefを用いてノンオーバーラップの4相サンプリングクロックCs1〜Cs4を生成し、4相サンプリングクロックCs1〜Cs4を電界効果型トランジスタM1〜M4のゲートにそれぞれ入力する。そして、4相サンプリングクロックCs1〜Cs4は電界効果型トランジスタM1〜M4のゲートにそれぞれ入力されると、電界効果型トランジスタM1〜M4が順次オン/オフを繰り返し、電界効果型トランジスタM1〜M4にてそれぞれサンプリングされたRF信号の電流がキャパシタC1に蓄積され、IF信号として出力される。
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a multiphase sampling circuit of a wireless communication apparatus according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 7 is a timing chart illustrating waveforms of a multiphase sampling clock according to an embodiment of the present invention. is there.
6, in the multiphase sampling circuit, field effect transistors M1 to M4 are connected in parallel, and a capacitor C1 is connected to the signal output side of the commonly connected field effect transistors M1 to M4. Then, non-overlapping four-phase sampling clocks Cs1 to Cs4 are generated using the reference clock Cref, and the four-phase sampling clocks Cs1 to Cs4 are input to the gates of the field effect transistors M1 to M4, respectively. When the four-phase sampling clocks Cs1 to Cs4 are respectively input to the gates of the field effect transistors M1 to M4, the field effect transistors M1 to M4 are sequentially turned on / off, and the field effect transistors M1 to M4 Each sampled RF signal current is stored in the capacitor C1 and output as an IF signal.
これにより、RF信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながら多相サンプリング回路路にてホールドすることが可能となるとともに、サブサンプリングされたRF信号によって流れる電流を重ね合わせることができる。このため、前段の出力インピーダンスに比べて十分にインピーダンスの高いキャパシタC1を作り込むことが困難である場合においても、利得を稼ぐことを可能としつつ、無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能となるとともに、サンプリング周波数を1/Nに削減することができ、クロック発生に要する回路要求を緩和しつつ、消費電力を減らすことができる。 As a result, it is possible to hold the multiphase sampling circuit while integrating so that the current flowing through the RF signal is not canceled, and to superimpose the current flowing through the subsampled RF signal. For this reason, even when it is difficult to create a capacitor C1 having a sufficiently high impedance compared to the output impedance of the previous stage, frequency conversion is performed while subsampling the radio frequency signal while allowing gain to be gained. In addition, the sampling frequency can be reduced to 1 / N, and the power consumption can be reduced while relaxing the circuit requirement for generating the clock.
なお、図6、7の例では、(1)式でN=4に設定し、4相サンプリングを行う方法について説明したが、2相サンプリング、3相サンプリングまたは5相以上のサンプリング方法に適用してもよい。
図8は、本発明の一実施形態に係る多相サンプリングクロック生成回路の概略構成を示す図である。
In the examples of FIGS. 6 and 7, the method of performing four-phase sampling by setting N = 4 in equation (1) has been described. However, the present invention is applicable to a sampling method of two-phase sampling, three-phase sampling, or five or more phases. May be.
FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a multiphase sampling clock generation circuit according to an embodiment of the present invention.
図8において、多相サンプリングクロック生成回路には、位相同期回路20および多相サンプリングクロック生成回路27が設けられている。ここで、位相同期回路20には、位相比較器21、チャージポンプ回路22、可変遅延素子23〜26およびキャパシタC2が設けられている。
また、多相サンプリングクロック生成回路27としては、図5の構成を可変遅延素子23〜26の個数分だけ並列に配置した構成を用いることができる。
In FIG. 8, the multiphase sampling clock generation circuit is provided with a
Further, as the multiphase sampling
なお、多相サンプリングを行う場合、図1の構成のサンプルホールド回路4を図6の多相サンプリング回路、図1の構成のサンプリングクロック生成回路9を図8の多相サンプリングクロック生成回路で置き換えることにより、多相サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行う無線通信装置を構成することができる。
When performing multiphase sampling, the
そして、図1の周波数シンセサイザ8からの基準クロックCrefは位相比較器21に入力されるとともに、可変遅延素子23に入力される。そして、可変遅延素子23に入力された基準クロックCrefは可変遅延素子23〜26にて順次遅延されてから位相比較器21に入力される。そして、位相比較器21では、可変遅延素子26から出力された信号の位相と基準クロックCrefの位相とが比較され、可変遅延素子26から出力された信号の位相と基準クロックCrefの位相のずれに対応して、Up信号またはDown信号がチャージポンプ回路22に出力される。
The reference clock Cref from the
チャージポンプ回路22では、Up信号が出力されると、キャパシタC2に電荷をチャージし、Down信号が出力されると、キャパシタC2に蓄積されている電荷をデスチャージさせる。そして、チャージポンプ回路22は、キャパシタC2に蓄積されている電荷によって規定される電圧を、制御電圧として可変遅延素子23〜26に出力する。そして、可変遅延素子23〜26は、制御電圧によって遅延時間を変化させ、可変遅延素子26から出力された信号の位相と基準クロックCrefの位相とが一致するように遅延時間を制御することにより、4相クロックを生成し、多相サンプリングクロック生成回路27に出力する。
In the
そして、4相クロックが多相サンプリングクロック生成回路27に出力されると、多相サンプリングクロック生成回路27は、図5の構成と同様の動作を各層ごとに行うことにより、ノンオーバーラップの4相サンプリングクロックCs1〜Cs4を生成する。
これにより、簡易な回路構成を用いることで、図6の多相サンプリング回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように4相サンプリングクロックCs1〜Cs4のパルス幅を調整することができ、利得を稼ぐことを可能としつつ、サンプリング周波数を1/Nに削減することができる。
When the four-phase clock is output to the multi-phase sampling
Thereby, by using a simple circuit configuration, the pulse widths of the four-phase sampling clocks Cs1 to Cs4 can be adjusted so that the integrated value of the current held in the multiphase sampling circuit of FIG. 6 is not canceled, The sampling frequency can be reduced to 1 / N while making it possible to gain.
1 アンテナ、2 バンドパスフィルタ、3 ローノイズアンプ、4 サンプルホールド回路、5 ローパスフィルタ、6 増幅器、7 A/D変換器、8 周波数シンセサイザ、9 サンプリングクロック生成回路、11 排他的論理和回路、12、23〜26 遅延素子、M1〜M4 電界効果型トランジスタ、C1、C2 キャパシタ、20 位相同期回路、21 位相比較器、22 チャージポンプ回路、27 多相サンプリングクロック生成回路 1 antenna, 2 band pass filter, 3 low noise amplifier, 4 sample hold circuit, 5 low pass filter, 6 amplifier, 7 A / D converter, 8 frequency synthesizer, 9 sampling clock generation circuit, 11 exclusive OR circuit, 12, 23-26 delay element, M1-M4 field effect transistor, C1, C2 capacitor, 20 phase synchronization circuit, 21 phase comparator, 22 charge pump circuit, 27 multiphase sampling clock generation circuit
Claims (6)
前記サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路とを備え、
前記サンプリングクロック生成回路は、前記サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように前記サンプリングクロックのパルス幅を設定することを特徴とする無線通信装置。 A sampling clock generation circuit for generating a sampling clock;
A sample hold circuit that performs frequency conversion while sampling a radio frequency signal according to the sampling clock,
The wireless communication apparatus, wherein the sampling clock generation circuit sets a pulse width of the sampling clock so that an integrated value of a current held by the sample and hold circuit is not canceled.
基準クロックを遅延させた遅延クロックを生成する遅延素子と、
前記基準クロックと前記遅延クロックとの排他的論理和をとる排他的論理和回路とを備えることを特徴とする請求項1または2記載の無線通信装置。 The sampling clock generation circuit includes:
A delay element that generates a delayed clock obtained by delaying the reference clock;
The wireless communication apparatus according to claim 1, further comprising an exclusive OR circuit that takes an exclusive OR of the reference clock and the delay clock.
前記多相サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路とを備え、
前記多相サンプリングクロック生成回路は、前記サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように前記多相サンプリングクロックのパルス幅を設定することを特徴とする無線通信装置。 A multiphase sampling clock generation circuit for generating a non-overlapping multiphase sampling clock;
A sample-and-hold circuit that performs frequency conversion while sub-sampling a radio frequency signal according to the multiphase sampling clock,
The wireless communication apparatus, wherein the multiphase sampling clock generation circuit sets a pulse width of the multiphase sampling clock so that an integrated value of a current held by the sample and hold circuit is not canceled.
基準クロックを参照しながら等間隔の位相差を持つ多相クロックを生成する多相クロック生成回路と、
前記多相クロックを遅延させた遅延クロックを生成する遅延素子と、
前記多相クロックと前記遅延クロックとの排他的論理和をとる排他的論理和回路とを備えることを特徴とする請求項4または5記載の無線通信装置。 The multiphase sampling clock generation circuit includes:
A multiphase clock generation circuit that generates a multiphase clock having a phase difference of equal intervals while referring to a reference clock;
A delay element that generates a delayed clock obtained by delaying the multiphase clock;
6. The wireless communication apparatus according to claim 4, further comprising: an exclusive OR circuit that takes an exclusive OR of the multiphase clock and the delayed clock.
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JP2011125087A (en) * | 2009-12-08 | 2011-06-23 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Digital control switching power supply unit |
JP2013223197A (en) * | 2012-04-19 | 2013-10-28 | Japan Radio Co Ltd | Analog-to-digital conversion circuit |
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2006
- 2006-01-05 JP JP2006000416A patent/JP2007184695A/en not_active Withdrawn
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