JP2007184662A - Digital receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、デジタル受信機に関し、特に、地上波デジタル放送局から送信される直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式で変調された信号を受信するデジタル受信機に関する。 The present invention relates to a digital receiver, and more particularly to a digital receiver that receives a signal modulated by an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system transmitted from a terrestrial digital broadcasting station.
近年、移動体端末向けのデジタル音声放送または地上系のデジタルテレビ放送において、OFDM方式が注目されている。OFDM方式は、伝送するデジタルデータで互いに直交する多数の副搬送波(以下、サブキャリアとも称する)を変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。 In recent years, the OFDM system has been attracting attention in digital audio broadcasting for mobile terminals or terrestrial digital television broadcasting. The OFDM scheme is a scheme in which a large number of subcarriers (hereinafter also referred to as subcarriers) orthogonal to each other are modulated with digital data to be transmitted, and these modulated waves are multiplexed and transmitted.
ところで、地上波伝送においてマルチパスが存在し、このマルチパスによって、受信信号の周波数特性が歪むことがある。この歪みを除去するために等化が行なわれる。たとえば、特許文献1では、受信側で、伝送信号中に散在された既知の信号(以下、パイロット信号とも称する)を抽出する。このパイロット信号の伝送路応答を推定し、パイロット信号の伝送路応答と所定の係数との積和演算を行なうことにより、未知信号の伝送路応答を推定する。この推定した伝送路応答で未知信号を除算することによって、未知信号の等化が行なわれる。
しかしながら、特許文献1では、未知信号の伝送路応答の推定時に使用される係数が固定なため、デジタル受信機が移動したときなど受信状況が変化したときには、等化の精度、すなわち歪の除去精度が悪くなる。
However, in
それゆえに、本発明の目的は、受信状況が変化しても、高い精度で受信信号の歪みを除去することができるデジタル受信機を提供することである。 Therefore, an object of the present invention is to provide a digital receiver that can remove the distortion of a received signal with high accuracy even when the reception state changes.
上記課題を解決するために、各サブキャリアが所定の変調方式で変調された、直交周波数多重分割伝送方式のデジタル変調波信号を受信するためのデジタル受信機であって、デジタル変調波信号内に所定のパターンに従って挿入されたパイロット信号を抽出する第1の抽出部と、デジタル変調波信号内の未知信号を抽出する第2の抽出部と、パイロット信号の伝送路応答を推定する第1の推定部と、パイロット信号の伝送路応答のウエイトを記憶するメモリと、メモリ内のウエイトとパイロット信号の伝送路応答との積和演算を行ない、積和演算結果に基づいて、未知信号の伝送路応答を推定する第2の推定部と、未知信号の伝送路応答で未知信号を除算して等化する除算部と、メモリ内のウエイトを更新する更新部とを備える。 In order to solve the above-mentioned problem, a digital receiver for receiving a digital modulated wave signal of an orthogonal frequency division division transmission system, in which each subcarrier is modulated by a predetermined modulation system, A first extraction unit for extracting a pilot signal inserted according to a predetermined pattern; a second extraction unit for extracting an unknown signal in the digital modulated wave signal; and a first estimation for estimating a transmission path response of the pilot signal Unit, a memory for storing the transmission path response weight of the pilot signal, a product-sum operation of the weight in the memory and the transmission path response of the pilot signal, and based on the product-sum operation result, the transmission path response of the unknown signal A second estimation unit that estimates the signal, a division unit that divides and equalizes the unknown signal by the transmission path response of the unknown signal, and an update unit that updates the weight in the memory.
好ましくは、更新部は、除算部による除算結果を変調方式に対応する復調方式で復調して、復調ビットデータを生成する復調部と、復調ビットデータを変調方式で変調して、送信信号レプリカを生成する変調部と、送信信号レプリカと未知信号の伝送路応答とを乗算して未知信号レプリカを生成する生成部と、未知信号と未知信号レプリカとの誤差を算出する誤差算出部と、誤差に基づいてウエイトを更新するウエイト演算部とを含む。 Preferably, the update unit demodulates the division result by the division unit using a demodulation method corresponding to the modulation method, generates a demodulated bit data, modulates the demodulated bit data using the modulation method, and generates a transmission signal replica. A modulation unit for generating, a generation unit for generating an unknown signal replica by multiplying the transmission signal response of the transmission signal replica and the unknown signal, an error calculation unit for calculating an error between the unknown signal and the unknown signal replica, and an error And a weight calculation unit that updates the weight based on this.
好ましくは、ウエイト演算部は、最急降下法に基づくLMSアルゴリズムにしたがって、誤差の2乗平均を最小化する方向にウエイトを更新する。 Preferably, the weight calculation unit updates the weight in a direction to minimize the mean square of the error according to the LMS algorithm based on the steepest descent method.
本発明のデジタル受信機によれば、受信状況が変化しても、高い精度で受信信号の歪みを除去することができる。 According to the digital receiver of the present invention, it is possible to remove the distortion of the received signal with high accuracy even if the reception situation changes.
以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照して説明する。
(デジタル受信機の構成)
図1は、本発明の実施の形態に従うデジタル受信機100の概略ブロック図である。
Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings.
(Configuration of digital receiver)
FIG. 1 is a schematic block diagram of a
図1を参照して、アンテナ(図示せず)から入力される高周波信号入力(RF入力)は、チューナ1に入力される。チューナ1では、RF入力信号を中間周波数(IF周波数)にダウンコンバートし、所定の帯域制限を受けてアナログOFDM信号に変換する。アナログOFDM信号は、アナログデジタル変換回路2(A/D回路とも称する)に入力され、アナログOFDM信号をデジタル信号に変換する。ここで、OFDM信号の各サブキャリアは、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調方式で変調されているものとする。
Referring to FIG. 1, a high frequency signal input (RF input) input from an antenna (not shown) is input to
次に、デジタル信号に変換されたOFDM信号は、ヒルベルト変換部3により同相検波軸信号(実軸成分の信号)であるI信号および直交検波軸信号(虚軸成分の信号)であるQ信号の複素OFDM信号が生成される。ヒルベルト変換部3で生成された複素OFDM信号は、第1キャリア同期部4に送られる。
Next, the OFDM signal converted into the digital signal is converted into an I signal which is an in-phase detection axis signal (real axis component signal) and a Q signal which is a quadrature detection axis signal (imaginary axis component signal) by the Hilbert
第1キャリア同期部4は、シンボル同期部7から出力される後述する相関信号および第2キャリア同期部9からの信号に基づいて搬送波周波数誤差を補正する。
The first
FFT5は、複素OFDM信号に対して高速フーリエ変換処理を施し、時間軸領域から周波数軸領域の信号に変換する。
The
等化部6は、パイロット信号から伝送路応答を求め、未知信号の伝送路応答を推定し、推定結果に基づいて未知信号の等化を適応的に行なう。
The
シンボル同期部7は、OFDM信号の特徴である有効シンボル期間の一部をガードインターバル期間として複写することで、1つのシンボルを形成することを利用し、有効シンボル期間遅延した信号と遅延しない信号の相関値に基づいてシンボル同期を算出する。また、シンボル同期部7は、搬送波周波数以内の周波数誤差を補正するために相関値に基づく相関信号を第1キャリア同期部4に出力する。
The
第2キャリア同期部9は、FFT5の出力信号の周波数軸上の配置から搬送波周波数間隔の誤差を算出し、第1キャリア同期部4に算出結果に基づく信号を出力する。
The second
クロック同期部8は、シンボル同期部7で得られるシンボル同期のタイミングのずれからクロック同期を算出し、A/D回路2のサンプリング周波数を制御する。
The
周波数デインタリーブ11は、電波の反射などによる特定周波数の信号の欠落を補うために行なわれた周波数インタリーブを元に戻す処理を行なう。周波数デインタリーブ11の出力は、時間デインタリーブ12に与えられ、時間デインタリーブ12は、耐フェージングなどのために施された時間インタリーブを元に戻す処理を行なう。 The frequency deinterleave 11 performs a process of returning the frequency interleave performed to compensate for the loss of a signal of a specific frequency due to the reflection of radio waves. The output of the frequency deinterleave 11 is given to the time deinterleave 12, and the time deinterleave 12 performs a process for restoring the time interleave applied for anti-fading and the like.
時間デインタリーブが行なわれた実軸成分の信号(I信号)および虚軸成分の信号(Q信号)は、デマッピング13において4ビットの信号にそれぞれ変換される。 The real-axis component signal (I signal) and the imaginary-axis component signal (Q signal) subjected to time deinterleaving are each converted into a 4-bit signal in demapping 13.
ビットデインタリーブ21は、デマッピングが行なわれた信号に対して誤り訂正を増加させる目的で行なわれたビットインタリーブを解除する。ビタビ復号部15は、送信側で行なわれた畳み込み符号を用いて誤り訂正を行なう。
Bit deinterleaving 21 cancels bit interleaving performed for the purpose of increasing error correction on the demapped signal. The Viterbi
バイトデインタリーブ16は、ビタビ復号が行なわれた信号に対してビットインタリーブと同様に誤り訂正を増加させる目的で行なわれたバイトインタリーブを解除する。そして、TS再生部17において、トランスポートストリーム形式に沿ったデータの再構成が行なわれ、RS復号部18において、送信側でリードソロモン符号化されたデータが復号される。RS復号部18は、図示しないTSデコーダに対してリードソロモン復号された結果を出力する。
The byte deinterleave 16 cancels the byte interleave performed for the purpose of increasing error correction in the same manner as the bit interleave for the signal subjected to Viterbi decoding. Then, the
そして、誤り訂正された信号は、図示しないMPEGデコード部において圧縮信号が伸長され、デジタル/アナログ変換によってアナログ映像およびアナログ音声信号に変換された後、出力される。 The error-corrected signal is output after the compressed signal is expanded in an MPEG decoding unit (not shown), converted into an analog video and an analog audio signal by digital / analog conversion.
(等化部の構成)
図2は、等化部6の概略ブロック図である。
(Configuration of equalization unit)
FIG. 2 is a schematic block diagram of the
図2を参照して、等化部6は、受信バッファ32と、パイロット信号抽出部21と、未知信号抽出部22と、パイロット送信信号メモリ23と、ウエイトメモリ24と、パイロット信号伝送路応答推定部25と、未知信号伝送路応答推定部33と、除算部26と、ウエイト更新部41とを含む。なお、同図において、等化部6の各構成要素を結ぶ線は、I成分とQ成分を一体化して表わしたものであり、等化部6での各構成要素の演算は、複素演算である。
Referring to FIG. 2,
受信バッファ32は、FFT5から出力されたOFDM信号を少なくとも5シンボル分蓄積する。
The
パイロット信号抽出部21は、受信バッファ32から6個ずつパイロット信号を抽出する。
The pilot
未知信号抽出部22は、受信バッファ32から11個ずつ未知信号を抽出する。
図3は、パイロット信号および未知信号の配置パターンの例を説明する概念図である。
The unknown
FIG. 3 is a conceptual diagram illustrating an example of an arrangement pattern of pilot signals and unknown signals.
図3を参照して、○印のついたサブキャリアおよび時刻(シンボル)の位置にはパイロット信号が配置され、その他の位置には未知信号が配置される。つまり、本例においては、1つのシンボルに含まれる12本の搬送波に対して1本の割合でパイロット信号が挿入され、さらに1シンボルごとにパイロット信号の挿入位置が3搬送波ずつシフトされている。 Referring to FIG. 3, pilot signals are arranged at subcarriers and time (symbol) positions marked with ○, and unknown signals are arranged at other positions. That is, in this example, a pilot signal is inserted at a rate of one for 12 carriers included in one symbol, and the pilot signal insertion position is shifted by 3 carriers for each symbol.
再び、図2を参照して、パイロット送信信号メモリ23は、パイロット送信信号を記憶する。
Referring to FIG. 2 again, pilot
ウエイトメモリ24は、パイロット信号用伝送路応答推定値のウエイトを記憶する。
除算部26は、未知信号を未知信号用伝送路応答推定値で除算して、等化信号を算出する。
The
The
パイロット信号伝送路応答推定部25は、パイロット送信信号メモリ23からパイロット信号に対応するパイロット送信信号を読み出して、パイロット信号をパイロット送信信号で除算して、パイロット信号用伝送路応答推定値を算出する。
The pilot signal transmission path
未知信号伝送路応答推定部33は、パイロット信号用伝送路応答推定値とウエイトメモリ24内のウエイトとを積和演算して、未知信号用伝送路応答推定値を算出する。
The unknown signal transmission line
ウエイト更新部41は、ウエイトメモリ24内のウエイトを更新するものであって、デマッピング部27と、マッピング部28と、未知信号レプリカ生成部29と、誤差信号算出部30と、ウエイト演算部31とを含む。
The
デマッピング部27は、等化信号を16QAM変調方式に対応する復調方式で復調して、4ビットの復調ビットデータを生成する。つまり、デマッピング部27は、16QAM変調方式の16個の基準点のうち等化信号に最も近い基準点を選択して、その基準点を表わす4ビットデータを復調ビットデータとして生成する。
The demapping
マッピング部28は、4ビットの復調ビットデータを16QAM変調方式で変調して、送信信号レプリカを生成する。
The
未知信号レプリカ生成部29は、送信信号レプリカと未知信号用伝送路応答推定値とを乗算して、未知信号レプリカを算出する。
The unknown signal
誤差信号算出部30は、未知信号と未知信号レプリカとの誤差信号を算出する。
ウエイト演算部31は、最急降下法に基づくLMS(Least Mean Square)アルゴリズムにしたがって、平均2乗誤差(誤差の2乗平均ともいう)を最小化する方向にウエイトを更新する。
The
The
(動作)
図4は、本発明の実施形態のデジタル受信機100の適応的等化の動作手順を表わすフローチャートである。
(Operation)
FIG. 4 is a flowchart showing an operation procedure of adaptive equalization of
図4を参照して、繰返し回数t=0に設定される(ステップS101)。
次に、パイロット信号抽出部21は、受信バッファ32から6個のパイロット信号rj (t)(j=A〜F)を抽出する(ステップS102)。
Referring to FIG. 4, the number of repetitions t = 0 is set (step S101).
Next, the pilot
次に、未知信号抽出部22は、受信バッファ32から11個の未知信号rk (t)(k=1〜11)を抽出する(ステップS103)。
Next, the unknown
図5(a)は、繰返し回数t=0でのパイロット信号および未知信号の抽出の例を表わす図である。 FIG. 5A is a diagram illustrating an example of extraction of a pilot signal and an unknown signal at the number of repetitions t = 0.
図5(a)を参照して、繰返し回数t=0では、A〜Fで記されたサブキャリアと時刻(シンボル)の位置のパイロット信号rj (t)(j=A〜F)が抽出され、1〜11で記されたサブキャリアと時刻(シンボル)の位置の未知信号rk (t)(k=1〜11)が抽出される。 Referring to FIG. 5A, when the number of repetitions t = 0, the subcarriers denoted by A to F and pilot signals r j (t) (j = A to F) at the time (symbol) positions are extracted. Then, the unknown signals r k (t) (k = 1 to 11) at the positions of the subcarriers and times (symbols) indicated by 1 to 11 are extracted.
次に、パイロット信号伝送路応答推定部25は、パイロット送信信号メモリ23から、パイロット信号rj (t)に対応するパイロット送信信号sj (t)を読み出して、パイロット信号用伝送路応答推定値hj (t)を次の式(A1)で算出する(ステップS104)。
Next, the pilot signal transmission path
hj (t)=rj (t)/sj (t) ・・・(A1)
次に、未知信号伝送路応答推定部33は、パイロット信号用伝送路応答推定値hj (t)とウエイトメモリ24内のウエイトwkj (t)(k=1〜11、j=A〜F)とを次の式(A2)のように積和演算して、未知信号用伝送路応答推定値hk (t)を算出する(ステップS105)。
h j (t) = r j (t) / s j (t) (A1)
Next, the unknown signal transmission line
hk (t)=[wkA (t), wkB (t), wkC (t), wkD (t), wkE (t), wkF (t)]
・[hA (t), hB (t), hC (t), hD (t), hE (t), hF (t)]T ・・・(A2)
次に、除算部26は、未知信号用伝送路応答推定値hk (t)と、未知信号rk (t)に基づいて、等化信号uk (t)を次の式(A3)で算出する(ステップS106)。
h k (t) = [w kA (t) , w kB (t) , w kC (t) , w kD (t) , w kE (t) , w kF (t) ]
[H A (t) , h B (t) , h C (t) , h D (t) , h E (t) , h F (t) ] T (A2)
Next, based on the unknown signal transmission line response estimated value h k (t) and the unknown signal r k (t) , the
uk (t)=rk (t)/hk (t) ・・・(A3)
次に、デマッピング部27は、等化信号uk (t)を16QAM変調方式に対応する復調方式で復調して、4ビットの復調ビットデータ(b1, b2, b3, b4)k (t)を生成する(ステップS107)。
u k (t) = r k (t) / h k (t) (A3)
Next, the
次に、マッピング部28は、4ビットの復調ビットデータ(b1, b2, b3, b4)k (t)を16QAM変調方式で変調して、送信信号レプリカdk (t)を生成する(ステップS108)。
Next, the
次に、未知信号レプリカ生成部29は、送信信号レプリカdk (t)と、未知信号用伝送路応答推定値hk (t)とに基づいて、未知信号レプリカrk'(t)を以下の式(A4)で算出する(ステップS109)。
Next, the unknown signal
rk'(t)=hk (t)×dk (t) ・・・(A4)
次に、誤差信号算出部30は、次の式(A5)のようにして、未知信号rk (t)と未知信号レプリカrk'(t)との誤差信号ek (t)を算出する(ステップS110)。
r k ′ (t) = h k (t) × d k (t) (A4)
Next, the error
ek (t)=rk (t)−rk’(t)=rk (t)−hk (t)×dk (t) ・・・(A5)
次に、ウエイト演算部31は、次の式(A6)のように最急降下法に基づくLMS(Least Mean Square)アルゴリズムにしたがって、平均2乗誤差({e1 (t)2+e2 (t)2+・・・+e11 (t)2}/11)を最小化する方向にウエイトwkjを更新する(ステップS111)。
e k (t) = r k (t) −r k ′ (t) = r k (t) −h k (t) × d k (t) (A5)
Next, the
wkj (t+1)=wkj (t)+μ×dk (t)×ek (t)×hj (t) ・・・(A6)
次に、繰返し回数tは1つだけインクリメントされる(ステップS112)。
w kj (t + 1) = w kj (t) + μ × d k (t) × e k (t) × h j (t) (A6)
Next, the repeat count t is incremented by one (step S112).
次に、受信バッファ32に新たな未知信号が存在する場合(ステップS113でYES)には、ステップS102に戻り、存在しない場合には(ステップS113でNO)、終了する。 Next, if there is a new unknown signal in the reception buffer 32 (YES in step S113), the process returns to step S102, and if not (NO in step S113), the process ends.
ステップS102からの繰返し処理は、前述した処理と同様であるが、ステップS102およびS103におけるパイロット信号および未知信号の抽出処理については、繰返し回数tに応じた抽出処理になる。以下、繰返し回数tが1以降のステップS102およびS103の抽出処理について説明する。 The iterative process from step S102 is the same as the process described above, but the pilot signal and unknown signal extraction process in steps S102 and S103 is an extraction process corresponding to the number of repetitions t. Hereinafter, the extraction process of steps S102 and S103 in which the number of repetitions t is 1 or later will be described.
まず、繰返し回数tが増加するごとに、サブキャリア方向に13個ずつ移動した位置のパイロット信号および未知信号が抽出される。 First, every time the number of repetitions t increases, a pilot signal and an unknown signal at positions moved by 13 in the subcarrier direction are extracted.
図5(b)は、繰返し回数t=1でのパイロット信号および未知信号の抽出の例を表わす図である。 FIG. 5B is a diagram illustrating an example of extraction of a pilot signal and an unknown signal at the number of repetitions t = 1.
図5(b)を参照して、繰返し回数t=1では、A〜Fで記されたサブキャリアと時刻(シンボル)の位置のパイロット信号rj (t)(j=A〜F)が抽出され、1〜11で記されたサブキャリアと時刻(シンボル)の位置の未知信号rk (t)(k=1〜11)が抽出される。 Referring to FIG. 5B, when the number of repetitions is t = 1, the pilot signals r j (t) (j = A to F) at the positions of the subcarriers and times (symbols) indicated by A to F are extracted. Then, the unknown signals r k (t) (k = 1 to 11) at the positions of the subcarriers and times (symbols) indicated by 1 to 11 are extracted.
次に、繰返し回数t=99でサブキャリア方向への移動が終了したとする。繰返し回数t=100では、時刻(シンボル)方向に1時刻(1シンボル)移動させて、パイロット信号および未知信号が抽出される。 Next, it is assumed that the movement in the subcarrier direction is completed at the number of repetitions t = 99. When the number of repetitions t = 100, the pilot signal and the unknown signal are extracted by moving one time (one symbol) in the time (symbol) direction.
図5(c)は、繰返し回数t=100でのパイロット信号および未知信号の抽出の例を表わす図である。 FIG. 5C is a diagram illustrating an example of extraction of a pilot signal and an unknown signal at the number of repetitions t = 100.
図5(c)を参照して、繰返し回数t=100では、A〜Fで記されたサブキャリアと時刻(シンボル)の位置のパイロット信号rj (t)(j=A〜F)が抽出され、1〜11で記されたサブキャリアと時刻(シンボル)の位置の未知信号rk (t)(k=1〜11)が抽出される。 Referring to FIG. 5C, when the number of repetitions is t = 100, the subcarriers denoted by A to F and the pilot signal r j (t) (j = A to F) at the time (symbol) position are extracted. Then, the unknown signals r k (t) (k = 1 to 11) at the positions of the subcarriers and times (symbols) indicated by 1 to 11 are extracted.
以上のように、本発明の実施形態によるデジタル受信機によれば、未知信号の伝送路応答の推定時に使用される係数(ウエイト)を受信状況に応じて適応的に変化させることができるので、高い精度で受信信号の歪みを除去することができる。 As described above, according to the digital receiver according to the embodiment of the present invention, the coefficient (weight) used when estimating the transmission path response of the unknown signal can be adaptively changed according to the reception situation. The distortion of the received signal can be removed with high accuracy.
(変形例)
本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、たとえば以下のような変形例を含む。
(Modification)
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes, for example, the following modifications.
(1) 変調方式
本発明の実施形態では、変調方式として16QAMを用いた場合を例にして説明したが、これに限定するものではなく、その他の変調方式でも同様にして適用することができる。
(1) Modulation method In the embodiment of the present invention, the case where 16QAM is used as the modulation method has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and other modulation methods can be similarly applied.
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
1 チューナ、2 A/D回路、3 ヒルベルト変換部、4 第1キャリア同期部、5,80 FFT、6 等化部、7 シンボル同期部、8 クロック同期部、9 第2キャリア同期部、11 周波数デインタリーブ、12 時間デインタリーブ、13 デマッピング、14 ビットデインタリーブ、15 ビタビ復号部、16 バイトデインタリーブ、17 TS再生部、18 RS復号部、21 パイロット信号抽出部、22 未知信号抽出部、23 パイロット送信信号メモリ、24 ウエイトメモリ、25 パイロット信号伝送路応答推定部、26 除算部、27 デマッピング部、28 マッピング部、29 未知信号レプリカ生成部、30 誤差信号算出部、31 ウエイト演算部、32 受信バッファ、33 未知信号伝送路応答推定部、41 ウエイト更新部。 1 tuner, 2 A / D circuit, 3 Hilbert transform unit, 4 first carrier synchronization unit, 5,80 FFT, 6 equalization unit, 7 symbol synchronization unit, 8 clock synchronization unit, 9 second carrier synchronization unit, 11 frequency Deinterleaving, 12-hour deinterleaving, 13 demapping, 14 bit deinterleaving, 15 Viterbi decoding unit, 16 byte deinterleaving, 17 TS playback unit, 18 RS decoding unit, 21 pilot signal extracting unit, 22 unknown signal extracting unit, 23 Pilot transmission signal memory, 24 weight memory, 25 pilot signal transmission line response estimation unit, 26 division unit, 27 demapping unit, 28 mapping unit, 29 unknown signal replica generation unit, 30 error signal calculation unit, 31 weight calculation unit, 32 Reception buffer, 33 unknown signal transmission path response estimation unit, 41 Eight update unit.
Claims (3)
前記デジタル変調波信号内に所定のパターンに従って挿入されたパイロット信号を抽出する第1の抽出部と、
前記デジタル変調波信号内の未知信号を抽出する第2の抽出部と、
前記パイロット信号の伝送路応答を推定する第1の推定部と、
前記パイロット信号の伝送路応答のウエイトを記憶するメモリと、
前記メモリ内のウエイトと前記パイロット信号の伝送路応答との積和演算を行ない、前記積和演算結果に基づいて、前記未知信号の伝送路応答を推定する第2の推定部と、
前記未知信号の伝送路応答で前記未知信号を除算して等化する除算部と、
前記メモリ内のウエイトを更新する更新部とを備えたデジタル受信機。 A digital receiver for receiving a digital modulated wave signal of an orthogonal frequency division division transmission system, in which each subcarrier is modulated by a predetermined modulation system,
A first extraction unit for extracting a pilot signal inserted in the digital modulation wave signal according to a predetermined pattern;
A second extraction unit for extracting an unknown signal in the digital modulated wave signal;
A first estimation unit for estimating a transmission line response of the pilot signal;
A memory for storing a weight of a transmission line response of the pilot signal;
A second estimator that performs a product-sum operation on the weight in the memory and the transmission path response of the pilot signal, and estimates a transmission path response of the unknown signal based on the product-sum operation result;
A division unit that divides and equalizes the unknown signal by a transmission line response of the unknown signal;
A digital receiver comprising: an updating unit that updates weights in the memory.
前記除算部による除算結果を前記変調方式に対応する復調方式で復調して、復調ビットデータを生成する復調部と、
前記復調ビットデータを前記変調方式で変調して、送信信号レプリカを生成する変調部と、
前記送信信号レプリカと前記未知信号の伝送路応答とを乗算して未知信号レプリカを生成する生成部と、
前記未知信号と前記未知信号レプリカとの誤差を算出する誤差算出部と、
前記誤差に基づいて前記ウエイトを更新するウエイト演算部とを含む、請求項1記載のデジタル受信機。 The update unit
A demodulator that demodulates the result of the division by the demodulation method corresponding to the modulation method, and generates demodulated bit data;
A modulation unit that modulates the demodulated bit data with the modulation method to generate a transmission signal replica;
A generation unit for generating an unknown signal replica by multiplying the transmission signal replica by the transmission path response of the unknown signal;
An error calculator that calculates an error between the unknown signal and the unknown signal replica;
The digital receiver according to claim 1, further comprising: a weight calculation unit that updates the weight based on the error.
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