JP2007124831A - スイッチング電源回路、車載用スイッチング電源装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び電動ブレーキ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 １種類のキャリアを使用して、位相が半周期分ずれたパルス幅変調信号を生成すると共に、昇圧回路の出力側での電圧降下及び電流損失を防止することができるスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】 直流電源２と負荷との間に第１及び第２の昇圧回路６Ａ，６Ｂを並列に接続し、各昇圧回路６Ａ，６Ｂの出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサＣｏｕｔを接続する。第１及び第２の昇圧回路６Ａ，６Ｂは、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用コイルと、この昇圧用コイルを地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、前記昇圧用コイルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第２のスイッチング素子とを有する。各昇圧回路６Ａ，６Ｂのスイッチング素子に供給する半周期位相がずれたパルス幅変調信号をパルス幅変調信号生成部７で１つのキャリアから生成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電源及び負荷間に第１及び第２の昇圧回路を並列に接続したスイッチング電源回路、車載用スイッチング電源装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び電動ブレーキ装置に関する。

この種のスイッチング電源回路としては、例えば直流電源と負荷との間に、直流リアクトル、タンーオフサイリスタ（ＧＴＯ）及びダイオードで構成される複数のチョッパ回路を並列接続してなるチョッパ装置において、チョッパ装置の出力電圧と基準電圧とを複数系統の制御回路系に共通に設けられた比較器で比較し、その差電圧で複数系統の制御回路系の移相器を制御し、チョッパ回路のパルス幅制御を行うと共に、チョッパ回路の入力あるいは出力側より電流を取り出して、各々の電流偏差を検出した後、これらの偏差量を夫々対応する移相器の補正信号として加え、チョッパ回路の各々の電流がバランスするようにチョッパ回路の出力電圧を定電圧に制御するようにしたチョッパ装置の制御方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開昭６２−５８８７１号公報（第１頁、第１図）

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、ハードウェアによって生成されたパルス幅変調信号によりスイッチング素子であるＧＴＯを半周期分ずれた位相でスイッチングさせ、スイッチング回路への入力電流のリップルを直流リアクトルに流れる電流リップルの半分以下にすることができるものであるが、スイッチング素子としてＧＴＯを使用しているので、並列接続されたＧＴＯのスイッチング時間を揃えるために、並列接続された直流リアクトルの電流の平均値が等しくなるように、直流リアクトルを流れる電流を検出し、検出した電流に基づいてＧＴＯを個別に制御することでスイッチング時間の不均等をなくすようにしている。
このため、上記従来例では、ハードウェアによって半周期分ずれたキャリアを生成し、ハードウェアによってパルス幅変調信号を生成しているので、部品点数が多くなるという未解決の課題がある。

この未解決の課題を解決するために、現在では、マイクロコンピュータのみを用いてパルス幅変調信号を生成することが可能であるが、マイクロコンピュータで位相が半周期分ずれたパルス幅変調信号を生成するには、位相が半周期分ずれた２種類のキャリア（三角波信号）を用意する必要があり、マイクロコンピュータ内部のタイマを２個使用する必要があり、タイマ及びそのタイマに依存するマイクロコンピュータポートに制約が発生するという未解決の課題がある。また、従来例では、チョッパ回路の出力側にダイオードをしようしているので、ダイオードの電圧降下及び電流に対する損失が大きいという未解決の課題がある。

そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、１種類のキャリアを使用して、位相が半周期分ずれたパルス幅変調信号を生成すると共に、昇圧回路の出力側での電圧降下及び電流損失を防止することができるスイッチング電源回路、車載用スイッチング電源装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び電動ブレーキ装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１に係るスイッチング電源回路は、直流電源と負荷との間に第１及び第２の昇圧回路を並列に接続し、各昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記第１及び第２の昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するようにしたスイッチング電源回路であって、前記第１及び第２の昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用コイルと、該昇圧用コイルを地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、前記昇圧用コイルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第２のスイッチング素子とを有し、前記パルス幅変調信号生成部は、前記第１の昇圧回路における第１のスイッチング素子を駆動する第１のデューティ比に設定された第１のパルス幅変調信号と、前記第１の昇圧回路における第２のスイッチング素子を駆動する前記第１のパルス幅変調信号に対してノンオーバラップタイムを持つ逆相の第２のパルス幅変調信号と、前記第２の昇圧回路における第１のスイッチング素子を駆動する１００％から前記第１のデューティ比を減算した第２のデューティ比に設定された第４のパルス幅変調信号と、前記第２の昇圧回路における第１のスイッチング素子を駆動する前記第４のパルス幅変調信号に対してノンオーバラップタイムを持つ逆相の第３のパルス幅変調信号とを生成するように構成されていることを特徴としている。

また、請求項２に係るスイッチング電源回路は、請求項１の発明において、前記パルス幅変調信号生成部は、三角波信号を形成する三角波信号形成手段と、該三角波信号形成手段で形成された三角波信号の中間値を挟んで対称な第１及び第２の基準値を発生する基準値発生手段と、前記三角波信号と第１及び第２の基準値とを比較して前記第１〜第４のパルス幅変調信号を生成する比較手段とを備えていることを特徴としている。

さらに、請求項３に係るスイッチング電源回路は、請求項１又は２の発明において、前記第１及び第２のスイッチング素子は、電界効果トランジスタで構成されていることを特徴としている。
さらにまた、請求項４に係る車載用スイッチング電源装置は、前記請求項１乃至３の何れか１項に記載のスイッチング電源回路を備えたことを特徴としている。

なおさらに、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項４に記載の車載用スイッチング電源装置を、操舵補助力を発生する電動モータを駆動するモータ駆動回路の電源として使用することを特徴としている。
また、請求項６に係る電動ブレーキ装置は、請求項４に記載の車載用スイッチング電源装置を、制動力を発生する電動モータを駆動するモータ駆動回路の電源として使用することを特徴としている。

請求項１に係る発明によれば、直流電源と負荷との間に並列に接続した第１及び第２の昇圧回路を、一端が直流電源に接続された昇圧用コイルと、この昇圧用コイルを地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、昇圧用コイルの他端と平滑用コンデンサとの間に接続された第２のスイッチング素子とで構成されているので、昇圧回路の出力側に接続された第２のスイッチング素子での電圧降下及び電流損失をダイオードに比較して大幅に低減することができると共に、パルス幅変調部で、第１の昇圧回路おける第１及び第２のスイッチング素子を駆動する第１のデューティ比に設定された互いに逆相の第１及び第２のパルス幅変調信号と、第２の昇圧回路における第１及び第２のスイッチング素子を駆動する１００％から第１のデューティ比を減算した第２のデューティ比に設定された互いに逆相の第４及び第３のパルス幅変調信号を生成するので、パルス幅変調部を例えばマイクロコンピュータで構成した場合に、１つのキャリアを生成する１つのタイマを設けるだけで位相が半周期分ずれたパルス幅変調信号を生成することができ、部品点数の削減及びマイクロコンピュータの効率的な使用を行うことかできるという効果が得られる。

また、請求項２に係る発明によれば、キャリアとなる１つの三角波信号と、この三角波信号の中間電圧を挟んで対称的な第１及び第２の基準電圧を設定することにより、半周期分位相がずれたパルス幅変調信号を容易に生成することができるという効果が得られる。
さらに、請求項３に係る発明によれば、第１及び第２のスイッチング素子として電界効果トランジスタを適用したので、ＧＴＯに比べ、スイッチング時間の不均等は殆ど起こらず、昇圧用コイル電流を検出する必要がないので、余分な制御を省くことができると共に、出力側にも電界効果トランジスタを適用するので、ダイオードを適用する場合に比較して電圧降下及び電流損失を大幅に低減することができるという効果が得られる。

さらにまた、請求項４に係る発明によれば、車載用スイッチング電源装置を、請求項１乃至３の何れか１項に記載のスイッチング電源回路を備えた構成としたので、バッテリの消費電力を低減することができると共に、入力電流リップルによるラジオノイズを低減することができるという効果が得られる。
なおさらに、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項４に記載の車載用スイッチング電源装置を、操舵補助力を発生する電動モータを駆動するモータ駆動回路の電源として使用するので、バッテリの消費電力を低減することができると共に、操舵補助力を発生する電動モータを円滑に駆動することができるという効果が得られる。

また、請求項６に係る発明によれば、請求項４に記載の車載用スイッチング電源装置を、制動力を発生する電動モータを駆動するモータ駆動回路の電源として使用するので、バッテリの消費電力を低減することができると共に、制動力を発生する電動モータを円滑に駆動することができるという効果が得られる。

次に、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の第１の実施形態を示す車載用スイッチング電源装置に適用した場合のブロック図である。
図中、１は車載用スイッチング電源装置であって、この車載用スイッチング電源装置１は、通常の車両に搭載されている定格電圧が１２Ｖの直流電源としてのバッテリ２と、このバッテリ２の出力電力が供給されるスイッチング電源回路４とを備えている。

スイッチング電源回路４は、バッテリ２の正極側端子２ｐに一端が接続されたノーマルモードコイルＬｉｎと、このノーマルモードコイルＬｉｎの他端と接地との間に接続された入力側コンデンサＣｉｎと、ノーマルモードコイルＬｉｎと入力側コンデンサＣｉｎとの接続点Ｐｉｎと出力端子５との間に並列接続された第１及び第２の昇圧回路６Ａ及び６Ｂと、これら昇圧回路６Ａ及び６Ｂの出力側の接続点Ｐｏｕｔと接地との間に接続された平滑用コンデンサＣｏｕｔと、第１及び第２の昇圧回路６Ａ及び６Ｂにパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ１、ＰＷＭｂ２を供給するパルス幅変調信号生成部７とで構成されている。

第１の昇圧回路６Ａは、一端がノーマルモードコイルＬｉｎを介してバッテリ２の正極側端子１ｐに接続された昇圧用コイルＬａと、この昇圧用コイルＬａの他端側と接地との間に接続された第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴａ１と、昇圧用コイルＬａと電界効果トランジスタＦＥＴａ１との接続点と前述した接続点Ｐｏｕｔとの間に接続された第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴａ２とで構成されている。

また、第２の昇圧回路６Ｂも、上述した第１の昇圧回路６Ａと同様に、一端がノーマルモードコイルＬｉｎを介してバッテリ２の正極側端子２ｐに接続された昇圧用コイルＬｂと、この昇圧用コイルＬｂの他端側と接地との間に接続された第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴｂ１と、昇圧用コイルＬｂと電界効果トランジスタＦＥＴｂ１との接続点と前述した接続点Ｐｏｕｔとの間に接続された第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴｂ２とで構成されている。

そして、第１の昇圧回路６Ａの電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴａ２と第２の昇圧回路６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴｂ１及びＦＥＴｂ２とにパルス幅変調信号生成部７から第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１及び第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２と第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１及び第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２とが個別に供給される。

パルス幅変調信号生成部７は、パルス幅変調信号を生成するマイクロコンピュータ８と、このマイクロコンピュータ８から出力されるパルス幅変調信号を電界効果トランジスタＦＥＴａ１、ＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ１、ＦＥＴｂ２のゲートに供給する電圧に調整するプリドライバ９とで構成されている。なお、マイクロコンピュータ８には、図示しないがバッテリ２から出力される電力をマイクロコンピュータ８で使用する電力に変換する定電圧回路を介して電力が供給されている。

マイクロコンピュータ８では、図２に示す基準値設定処理及び図３に示すパルス幅変調処理を実行する。
基準値設定処理は、図２に示すように、先ず、ステップＳ１で、負荷が必要としている電圧ＶＬを読込み、次いでステップＳ２に移行して、バッテリ電圧Ｖｂを読込んで、入力電圧Ｖｉｎとして設定し、次いでステップＳ３に移行して、負荷電圧ＶＬ及び入力電圧Ｖｉｎをもとに下記（１）式及び（２）式の演算を行って、第１のデューティ比Ｄ１を算出する。
Ｔｏｆｆ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝Ｖｉｎ／ＶＬ …………（１）
Ｄ１＝｛１−Ｔｏｆｆ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝×１００ …………（２）

次いで、ステップＳ４に移行して、算出した第１のデューティ比Ｄ１が予め設定した昇圧用コイルＬａ，Ｌｂの過昇圧を防止するための最大デューティ比Ｄ１ｍａｘ（例えば７５％）を越えているか否かを判定し、Ｄ１＞Ｄ１ｍａｘであるときにはステップＳ５に移行して、第１のデューティ比Ｄ１を最大デューティ比Ｄ１ｍａｘに設定してからステップＳ６に移行し、Ｄ１≦Ｄ１ｍａｘであるときには直接ステップＳ６に移行する。

ステップＳ６では、算出した第１のデューティ比Ｄ１をもとに下記（３）式の演算を行って第２のデューティ比Ｄ２を算出する。
Ｄ２＝１００−Ｄ１ …………（３）
次いで、ステップＳ７に移行して、算出した第１のデューティ比Ｄ１及び第２のデューティ比Ｄ２に基づいて下記（４）式及び（５）式の演算を行って三角波信号となるキャリアに対する第１の基準値Ｖｓ１及び第２の基準値Ｖｓ２を算出する。
Ｖｓ１＝Ｎｕ−（Ｄ１／１００）Ｎｕ …………（４）
Ｖｓ２＝Ｎｕ−Ｖｓ１ …………（５）
ここで、Ｎｕは、後述するキャリア生成処理におけるカウント上限値である。

次いで、ステップＳ８に移行して、算出した第１の基準値Ｖｓ１からノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔＶｓを減算して第３の基準値Ｖｓ１′（＝Ｖｓ１−ΔＶｓ）を算出すると共に、第２の基準値Ｖｓ２にノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔＶｓを加算して第４の基準値Ｖｓ２′（＝Ｖｓ２＋ΔＶｓ）を算出してからステップＳ９に移行する。
ステップＳ９では、算出した第１、第２、第３及び第４の基準値Ｖｓ１、Ｖｓ２、Ｖｓ１′及びＶｓ２′をメモリの基準値記憶領域に記憶してから基準値設定処理を終了する。

また、パルス幅変調処理は、入力されるクロック周期に応じたタイマ割込処理として実行される。すなわち、図３に示すように、先ず、ステップＳ１１で、メモリの基準値記憶領域に記憶されている基準値Ｖｓ１、Ｖｓ２、Ｖｓ１′及びＶｓ２′を読込み、次いでステップＳ２に移行して、第１の基準値Ｖｓ１が上限カウント値Ｎｕであるか否かを判定し、Ｖｓ１＝ＮｕであるときにはステップＳ１３に移行して、パルス幅変調信号ＰＷＭａ１及びＰＷＭｂ１をオフ状態、パルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ２をオン状態に夫々制御してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

また、ステップＳ１２の判定結果が、Ｖｓ１＜Ｎｕであるときには、ステップＳ１４に移行して、前回の処理時にＶｓ１＝Ｎｕであったか否かを判定し、前回の処理時にＶｓ１＝ＮｕであったときにはステップＳ１５に移行して、カウント値Ｎを初期値“０”に設定し、次いでステップＳ１６に移行して、パルス幅変調信号ＰＷＭａ１及びＰＷＭｂ２をオフ状態、パルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ１をオン状態に夫々制御し、次いでステップＳ１７に移行して、アップカウントかダウンカウントかを設定するカウント状態フラグＦＣを、アップカウントを表す“０”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

一方、ステップＳ１４の判定結果が、前回処理時にＶｓ１＝Ｎｕではないときには、ステップＳ１８に移行して、カウント状態フラグＦＣが“０”にリセットされているか否かを判定し、ＦＣ＝“０”であるときにはステップＳ１９に移行して、カウント値ＮをインクリメントしてからステップＳ２０に移行する。
このステップＳ２０では、カウント値Ｎが第１の基準値Ｖｓ１に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ１であるときにはステップＳ２１に移行して、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１をオン状態としてからステップＳ２２に移行し、Ｎ≠Ｖｓ１であるときには直接ステップＳ２２に移行する。

ステップＳ２２では、カウント値Ｎが第２の基準値Ｖｓ２に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ２であるときにはステップＳ２３に移行して、第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１をオフ状態としてからステップＳ２４に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２であるときには直接ステップＳ２４に移行する。
ステップＳ２４では、カウント値Ｎが第３の基準値Ｖｓ１′に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ１′であるときにはステップＳ２５に移行して、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２をオフ状態としてからステップＳ２６に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２であるときには直接ステップＳ２６に移行する。

ステップＳ２６では、カウント値Ｎが第４の基準値Ｖｓ２′に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ２′であるときにはステップＳ２７に移行して、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２をオン状態としてからステップＳ２８に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２′であるときには直接ステップＳ２８に移行する。
このステップＳ２８では、基準値カウント値Ｎが予め設定されたカウント上限値Ｎｕに達したか否かを判定し、Ｎ＜Ｎｕであるときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、Ｎ＝Ｎｕであるときには、ステップＳ２９に移行して、カウント状態フラグＦＣを“１”にセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

また、前記ステップＳ１８の判定結果が、カウント状態フラグＦＣが“１”にセットされているときには、ステップＳ３０に移行して、カウント値ＮをデクリメントしてからステップＳ３１に移行する。
このステップＳ３１では、カウント値Ｎが第１の基準値Ｖｓ１に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ１であるときにはステップＳ３２に移行して、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１をオフ状態としてからステップＳ３３に移行し、Ｎ≠Ｖｓ１であるときには直接ステップＳ３３に移行する。

ステップＳ３３では、カウント値Ｎが第２の基準値Ｖｓ２に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ２であるときにはステップＳ３４に移行して、第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１をオン状態としてからステップＳ３５に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２であるときには直接ステップＳ３５に移行する。
ステップＳ３５では、カウント値Ｎが第３の基準値Ｖｓ１′に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ１′であるときにはステップＳ３６に移行して、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２をオン状態としてからステップＳ３７に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２であるときには直接ステップＳ３７に移行する。
ステップＳ３７では、カウント値Ｎが第４の基準値Ｖｓ２′に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ２′であるときにはステップＳ３８に移行して、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２をオフ状態としてからステップＳ３９に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２′であるときには直接ステップＳ３９に移行する。

ステップＳ３９では、カウント値Ｎが“０”に達したか否かを判定し、Ｎ＞０であるときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、Ｎ＝０であるときにはステップＳ４０に移行して、カウント状態フラグＦＣを“０”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
ここで、図２の基準値設定処理が基準値発生手段に対応し、図３のパルス幅変調信号生成処理におけるステップＳ１２〜Ｓ１９、Ｓ２９〜Ｓ３１、Ｓ３９及びＳ４０の処理が三角波信号形成手段に対応し、図３のパルス幅変調信号形成処理におけるステップＳ２０〜Ｓ２７、Ｓ３１〜Ｓ３８の処理が比較手段に対応している。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、イグニッションスイッチがオフ状態であって、バッテリ２からの電力がマイクロコンピュータ８に供給されていないものとすると、マイクロコンピュータ８からパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、ＰＷＭａ２、ＰＷＭｂ１及びＰＷＭｂ２が出力されず、スイッチング電源回路４の各電界効果トランジスタＦＥＴａ１、ＦＥＴａ２、ＦＥＴｂ１及びＦＥＴｂ２がオフ状態を維持し、出力端子５から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは“０”となっている。

この状態から、イグニッションスイッチをオン状態とすると、バッテリ２から出力される電力がマイクロコンピュータ８に供給される。
この場合、負荷からの出力要求電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂであるときには、マイクロコンピュータ８で実行する図２の基準値設定処理で、前記（１）式及び（２）式演算を行って第１のデューティ比Ｄ１を算出する。このとき、（１）式の右辺が“１”となるので、（２）式で第１のデューティ比Ｄ１が０％として算出される（ステップＳ３）。このため、前記（３）式の演算を行うことにより、第２のデューティ比Ｄ２が１００％となる（ステップＳ６）。

したがって、前記（４）式及び（５）式で算出される第１の基準値Ｖｓ１がＮｕとなり、第２の基準値Ｖｓ２が０となる（ステップＳ７）。
そして、第１の基準値Ｖｓ１からノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔＶｓを減算して第３の基準値Ｖｓ１′を算出すると共に、第２の基準値Ｖｓ２に設定値ΔＶｓを加算して第４の基準値Ｖｓ２′を算出し（ステップＳ８）、算出した各基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２、Ｖｓ２′をメモリの基準値記憶領域に更新記憶する。

一方、図３のパルス幅変調処理では、ステップＳ１１で各基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２及びＶｓ２′を読込んだときに、第１の基準値Ｖｓ１が上限カウント値Ｎｕであるので、ステップＳ１２からステップＳ１３に移行して、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１及び第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１をオフ状態に制御し、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２及び第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２をオン状態に制御する。

このため、第１及び第２の昇圧回路６Ａ及び６Ｂで、電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴｂ１が共にオフ状態となり、電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２が共にオン状態となることから、バッテリ２のバッテリ電圧Ｖｂがそのままで平滑用コンデンサＣｏｕｔに充電されて、出力端子５から出力される出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ電圧Ｖｂとなる。

この出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ電圧Ｖｂに制御されている状態から、出力端子５に接続された負荷からバッテリ電圧Ｖｂ（＝１２ボルト）より例えば１ボルト高い昇圧電圧ＶＬ１（＝Ｖｂ＋１）の要求があったときには、図２の基準値設定処理におけるステップＳ３で、前記（１）式及び（２）式の演算を行うことにより、第１のデューティ比Ｄ１が１００／１３として算出され、第２のデューティ比Ｄ２は１２００／１３として算出される。このため、第１の基準値Ｖｓ１は１２Ｎｕ／１３となり、第２の基準値Ｖｓ２はＮｕ／１３となり、第３の基準値Ｖｓ１′は１２Ｎｕ／１３−ΔＶｓ、第４の基準値Ｖｓ２′はＮｕ／１３＋ΔＶｓとなり、これら基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２及びＶｓ２′がメモリの基準値記憶領域に更新記憶される。

このため、図３のパルス幅変調処理では、先ず、基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２及びＶｓ′を読込み、第１の基準値Ｖｓ１が上限カウント値Ｎｕより小さいので、ステップＳ１２からステップＳ１４に移行し、前回の処理時にＶｓ１＝Ｎｕであったので、ステップＳ１４からステップＳ１５に移行して、カウント値Ｎが図４（ａ）に示すように初期値“０”にクリアされると共に、第１及び第４のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１及びＰＷＭｂ２を図４（ｂ）及び（ｃ）に示すように初期状態のオフ状態とすると共に、第２及び第３のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ１を図４（ｄ）及び（ｅ）に示すように初期状態のオン状態とし、次いでステップＳ１７に移行して、カウント状態フラグＦＣをアップカウントを示す“０”にリセットする。

このため、次に図３のパルス幅変調処理が実行されたときに、ステップＳ１４からステップＳ１８を経てステップＳ１９に移行してカウント値Ｎをインクリメントすることにより、カウント値Ｎが図４（ａ）で太い実線で示すように増加する。
そして、時点ｔ１で、カウント値Ｎが第２の基準値Ｖｓ２に達すると、ステップＳ２２からステップＳ２３に移行して、第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１が図４（ｅ）に示すようにオフ状態に反転され、その後、時点ｔ２で、カウント値Ｎが第４の基準値Ｖｓ２′に達すると、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２が図４（ｆ）に示すようにオン状態に反転される。

その後、時点ｔ３で、カウント値Ｎが第３の基準値Ｖｓ１′に達すると、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２が図４（ｃ）に示すようにオン状態からオフ状態に反転され、これより僅かに遅れた時点ｔ４で、カウント値Ｎが第１の基準値Ｖｓ１に達すると、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１が図４（ｂ）に示すようにオフ状態からオン状態に反転する。
その後、時点ｔ５でカウント値Ｎが上限カウント値Ｎｕに達すると、カウント状態フラグＦＣがダウンカウントを表す“１”に設定される。

このため、次にパルス幅変調処理が実行されたときに、ステップＳ１４からステップＳ１８を経てステップＳ３０に移行して、カウント値Ｎがデクリメントされることにより、カウント値Ｎが図４（ａ）で太い実線で示すように徐々に減少し、時点ｔ６でカウント値Ｎが第１の基準値Ｖｓ１に達すると、ステップＳ３１からステップＳ３２に移行して、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１をオン状態からオフ状態に反転し、次いで時点ｔ７でカウント値Ｎが第３の基準値Ｖｓ１′に達すると、ステップＳ３５からステップＳ３６に移行して、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２をオフ状態からオン状態に反転させる。

その後、時点ｔ８で、カウント値Ｎが第４の基準値Ｖｓ２′に達すると、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２がオン状態からオフ状態に反転し、次いで、時点ｔ９で、カウント値Ｎが第２の基準値Ｖｓ２に達すると、ステップＳ３３からステップＳ３４に移行して、第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１をオフ状態からオン状態に反転させる。
次いで、時点ｔ１０で、カウント値Ｎが“０”に達すると、ステップＳ３９からステップＳ４０に移行して、カウント状態フラグＦＣをアップカウントを表す“０”にリセットする。

このため、次にパルス幅変調処理が実行されると、ステップＳ１４からステップＳ１８を経てステップＳ１９に移行し、カウント値Ｎをインクリメントすることになり、以下時点ｔ１〜時点ｔ１０の動作を繰り返すことにより、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１に対して１８０度位相が異なる第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１を連続して発生させることができる。

そして、発生された第１〜第４のパルス幅変調信号ＰＷＭａ〜ＰＷＭｂ２が第１及び第２の昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴａ１，ＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ１，ＦＥＴｂ２に供給されることにより、第１の昇圧回路６Ａの電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴａ２と第２の昇圧回路６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴｂ１及びＦＥＴｂ２とが位相を１８０度ずらしてオン・オフ制御されると共に、各昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタ同士はノンオーバラップタイムを持った互いに逆相に制御されることになる。

このため、昇圧回路６Ａでは、電界効果トランジスタＰＷＭａ１がオン状態となると、電界効果トランジスタＦＥＴａ２がオフ状態となっているので、リアクトルＬａにエネルギを蓄え、この蓄えたエネルギを入力電力に重畳させて、出力端子５にエネルギを供給する。
このとき、公知のようにリアクトルＬａに蓄えられたエネルギが十分あり、リアクトルＬａに流れる電流が“０”以下にならない場の電流連続モードでは、昇圧回路６Ａの入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとは下記の近似式（６）が成り立つ。
Ｖｏｕｔ＝（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）Ｖｉｎ／Ｔｏｆｆ …………（６）
ここで、Ｔｏｎは電荷効果トランジスタＦＥＴａ１のオン時間、Ｔｏｆｆは電界効果トランジスタａ１のオフ時間である。

昇圧回路６Ｂでも、昇圧回路６Ａと同様のスイッチング動作を行うが、スイッチングの位相がキャリア周期（三角波周期）の半周期となる１８０度ずれているので、スイッチング電源回路４の出力は、昇圧回路６Ａと昇圧回路６Ｂとのから電力が供給され、その電圧は上記（６）式で表されるＶｏｕｔとなる。仮に昇圧回路６Ａ及び６Ｂの内部の損失が“０”であるとすると、昇圧回路の出力電力Ｐｏｕｔは、下記（７）式で表される。
Ｐｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ・Ｉｏｕｔ＝Ｖｉｎ・Ｉｉｎ＝Ｖｉｎ（Ｉ_La＋Ｉ_Lb） ……（７）
ここで、Ｉｏｕｔは出力電流、Ｉｉｎは入力電流、Ｉ_LaはリアクトルＬａに流れる電流、Ｉ_LbはリアクトルＬｂに流れる電流である。

そして、昇圧回路６Ａ及び６Ｂが連続モードで動作している際の電流波形は、図４に示すように、電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴｂ１がオン状態となるとリアクトルＬａ及びＬｂに流れる電流は図４（ｆ）及び（ｇ）に示すようにある傾きで上昇し、その後電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴｂ１がオフ状態となると、リアクトルＬａ及びＬｂに流れる電流は図４（ｆ）及び（ｇ）に示すように、ある傾きで減少する。入力電流Ｉｉｎ（＝Ｉ_La＋Ｉ_Lb）は、図４（ｈ）に示すように、リアクトルＬａ又はＬｂに流れる電流Ｉ_La又はＩ_Lbに比較してリップル電流が半分以下となり、リップル周波数は２倍になる。よって、電源ラインの電流リップルが小さくなるので、電磁ノイズを低減することができる。特に、車載などでスイッチング電源回路をバッテリ電源から離して配置する際に、バッテリ電源とスイッチング電源回路とのハーネスから輻射する電磁ノイズが、ラジオ雑音などに影響するので、入力電流リップルが低減されることは、ラジオノイズの低減に効果がある。

しかも、昇圧回路６Ａ及び６Ｂの第１及び第２のスイッチング素子として高速スイッチングが可能な電界効果トランジスタを用いることで昇圧回路６Ａ及び６Ｂのスイッチング時間に不平衡が発生しにくく、従来例のようにＧＴＯを使用する場合のようにバランスを取るための複雑な付加回路を必要とせず、スイッチング電源回路４の構成を簡易小型化することができる。

さらに、負荷からさらに高い例えばバッテリ電圧Ｖｂの３倍の負荷電圧ＶＬ（＝３Ｖｂ）が要求された場合には、前記（１）式でＴｏｆｆ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝１／３となるので、第１のデューティ比Ｄ１は前記（２）式から（２／３）１００となり、６６．７％となり、第２のデューティ比Ｄ２は１００−Ｄ１＝３３．３％となる。
このため、図５（ａ）に示すように、第１の基準値Ｖｓ１は、Ｎｕ／３となり、第２の基準値Ｖｓ２は２Ｎｕ／３となり、これら基準値ＶＳ１及びＶｓ２と設定値ΔＶｓとに基づいて第３及び第４の基準値Ｖｓ１′及びＶｓ２′が算出される。

これら基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２及びＶｓ２′とカウント値Ｎとに基づいて、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２及び第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１が図５（ｂ）〜（ｅ）に示すように、生成される。
この場合には、図４に比較して第１及び第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１及びＰＷＭｂ１のオン時間Ｔｏｎが長くなることにより、昇圧回路６Ａ及び６ＢのリアクトルＬａ及びＬｂで蓄えるエネルギが大きくなり、これに応じてスイッチング電源回路４から出力される出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ電圧Ｖｂの３倍に昇圧され、これが負荷に供給される。

このように、上記第１の実施形態においては、負荷から要求される負荷電圧ＶＬに応じてパルス幅変調信号生成部７で、マイクロコンピュータ８を利用して、１つのタイマを使用した１種類のキャリアを用いて昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴａ１，ＦＥＴａ２ｌ及びＦＥＴｂ１，ＦＥＴｂ２に供給する位相を半周期（１８０度）ずらした第１，第２及び第３，第４のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１，ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ１，ＰＷＭｂ２を生成するので、演算処理を簡易化することができると共に、他のタイマを使用する必要がないので、そのタイマに依存するポートに制約が生じることを確実に回避することができる。また、出力コンデンサＣｏｕｔに昇圧電圧を供給するための素子としてダイオードに代えてスイッチング素子を使用しているので、ダイオードを使用した場合のように、電圧降下の発生や電流に対する大きな損失が発生することなく、効率の良い昇圧を行うことができる。

なお、上記第１の実施形態においては、各昇圧回路６Ａ及び６Ｂの第１及び第２のスイッチング素子として、電界効果トランジスタＦＥＴａ１，ＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ１，ＦＥＴｂ２を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子を適用することができる。

次に、本発明の第２の実施形態を図６について説明する。
この第２の実施形態は、本発明によるスイッチング電源回路を電動パワーステアリング装置に適用したものである。
すなわち、第２の実施形態では、図７に示すように、バッテリ２から出力されるバッテリ電力が前述した第１の実施形態におけるスイッチング電源回路４に供給され、このスイッチング電源回路４で昇圧された昇圧された昇圧出力が操舵補助力を発生する車載用モータ２１を駆動するモータ駆動手段としてのモータ駆動回路２０に入力されている。このモータ駆動回路２０には、バッテリ２のバッテリ電力が制御用電力として供給されていると共に、モータ駆動回路２０とスイッチング電源回路４との間にデータ通信を行う通信手段としての通信回線ＷＬが配設されている。

ここで、車載用モータ２１は、例えば３相交流駆動されるブラシレスモータで構成され、電動パワーステアリング装置の操舵補助トルクを発生する操舵補助力発生用モータとして動作する。この車載用モータ２１は、ステアリングホイール２２が接続されたステアリングシャフト２３に減速機構２４を介して連結され、このステアリングシャフト２３がラックピニオン機構２５に連結され、このピニオンラック機構２５がタイロッド等の連結機構２６を介して左右の転舵輪２７に連結されている。

そして、ステアリングシャフト２３には、ステアリングホイール２２に入力された操舵トルクを検出する操舵トルクセンサ２８が配設されていると共に、車載用モータ２１にはモータ回転角を検出するレゾルバ２９が配設され、操舵トルクセンサ２８で検出した操舵トルク検出信号及びレゾルバ２９で検出したモータ回転角検出信号がモータ駆動回路２０へ入力されている。

また、モータ駆動回路２０は、図７に示すように、スイッチング電源回路４の出力端子５及び接地に接続される入力端子４０ｐ及び４０ｎと、バッテリ２の正極端子１ｐに接続されるバッテリ電圧入力端子４０ｂと、入力端子４０ｐとバッテリ電圧入力端子４０ｂとを選択する選択スイッチ４０ｃとを有し、バッテリ電圧入力端子４０ｂと入力端子４０ｎとの間に平滑用コンデンサＣ３が接続されていると共に、この平滑用コンデンサＣ３と並列に後述するインバータ回路を制御するマイクロコンピュータ４６に対する制御用電源を生成する電源回路４１が接続されている。さらに、選択スイッチ４０ｃの出力側及び入力端子４０ｎ間に抵抗Ｒ５及びＲ６を直列に接続した分圧回路４２が接続され、この分圧回路４２と並列に平滑用コンデンサＣ４が接続され、この平滑用コンデンサと並列にインバータ回路４３が接続されている。

インバータ回路４３は、平滑用コンデンサＣ４と並列に接続されたスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴｕ及びＦＥＴｕ′の直列回路、この直列回路と並列に接続された電界効果トランジスタＦＥＴｖ及びＦＥＴｖ′の直列回路及びこの直列回路と並列に接続された電界効果トランジスタＦＥＴｗ及びＦＥＴｗ′の直列回路とで３相ブリッジの構成を有する。そして、各直列回路の電界効果トランジスタＦＥＴｕ，ＦＥＴｕ′の接続点及び電界効果トランジスタＦＥＴｗ，ＦＥＴｗ′の接続点からシャント抵抗Ｒｓ１及びＲｓ２を介してモータ出力端子４４ｕ及び４４ｗが導出され、電界効果トランジスタＦＥＴｖ及びＦＥＴｖ′の接続点から直接モータ出力端子４４ｖが導出されている。また、インバータ回路４３を構成する各電界効果トランジスタＦＥＴｕ〜ＦＥＴｗ及びＦＥＴｕ′〜ＦＥＴｗ′のゲートにオン・オフ信号を供給するゲートドライブ回路４５が設けられ、このゲートドライブ回路４５にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力するマイクロコンピュータ４６が設けられている。

このマイクロコンピュータ４６には、前述した分圧回路４２の抵抗Ｒ５及びＲ６の接続点から出力される入力端子４０ｐ及び４０ｎに入力されるスイッチング電源回路４の昇圧出力電圧を１／１０に分圧した印加電圧検出信号ＤＣ_VIがＡ／Ｄ変換入力端子に供給されると共に、シャント抵抗Ｒｓ１及びＲｓ２の両端に接続され、その両端電圧をマイクロコンピュータ４６に入力可能な例えば２．５Ｖ基準で、２０倍に増幅された電流検出信号Ｉｍｕ及びＩｍｗを出力する電流検出回路４７ｕ及び４７ｗの電流検出信号Ｉｍｕ及びＩｍｗがＡ／Ｄ変換入力端子に入力されている。さらに、マイクロコンピュータ４６には、操舵トルクセンサ２８で検出した操舵トルク信号が入力され、これに基づいて操舵トルクを検出するトルク検出回路４８からの操舵トルク検出信号ＴがＡ／Ｄ変換入力端子に入力されると共に、レゾルバ２９の出力信号が入力されたモータ回転角信号を出力するモータ回転角検出回路４９からのモータ回転角信号θ_M が入力端子に入力され、さらに車速を検出する車速センサ５０から出力される車速検出信号が入力されている。

ここで、モータ回転角検出回路４９は、励磁信号をレゾルバ２９に供給し、このレゾルバ２９から出力される余弦及び正弦波信号を受け、これらに基づいてモータ回転角を検出し、このモータ回転角をデジタル値に変換して、１２ビットのデジタル信号をマイクロコンピュータ４６の入力端子へ供給する。
そして、マイクロコンピュータ４６では、図８に示す操舵補助制御処理を実行する。

操舵補助制御処理は、図８に示すように、先ず、ステップＳ４１で電流検出回路４７ｕ及び４７ｗで検出した車載用モータ２１へ出力する相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗを読込み、次いでステップＳ４２に移行して、読込んだ相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗに基づいて相電流Ｉｍｖを算出し、次いでステップＳ４３に移行して、トルク検出回路４８で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ５０で検出した車速Ｖｓを読込んでからステップＳ４４に移行する。

このステップＳ４４では、読込んだ操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓをもとに図９に示す操舵補助指令値算出マップを参照してモータ指令電流値で表される操舵補助指令値Ｉ_M ^*を算出する。
ここで、操舵補助指令値算出マップは、図９に示すように、横軸に操舵トルクＴｓをとり、縦軸に操舵補助指令値Ｉ_M ^*をとると共に、車速検出値Ｖをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成され、操舵トルクＴｓが“０”からその近傍の設定値Ｔｓ１までの間は操舵補助指令値Ｉ_M ^*が“０”を維持し、操舵トルクＴｓが設定値Ｔｓ１を超えると最初は操舵補助指令値Ｉ_M ^*が操舵トルクＴｓの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴｓが増加すると、その増加に対して操舵補助指令値Ｉ_M ^*が急峻に増加するように設定され、この特性曲線が車速が増加するに従って傾きが小さくなるように設定されている。

次いで、ステップＳ４５に移行して、モータ回転角検出回路４９で検出したモータ回転角θ_M を読込み、次いでステップＳ４６に移行して、ステップＳ４４で算出した操舵補助指令値Ｉ_M ^*とモータ回転角θ_M とに基づいて車載用モータ２１のＵ相、Ｖ相及びＷ相の目標相電流値Ｉｍｕ^* 、Ｉｍｖ^* 及びＩｍｗ^* に変換する三相分相処理を行ってからステップＳ４７に移行する。

このステップＳ４７では、ステップＳ４１及びＳ４２で読込んだモータ相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗとステップＳ４３で算出したモータ相電流Ｉｍｖと上記ステップＳ４６で変換した目標相電流値Ｉｍｕ^* 、Ｉｍｖ^* 及びＩｍｗ^* とに基づいて両者の偏差にＰＩＤ処理を行って電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔを算出する電流フィードバック処理を行い、次いでステップＳ４８に移行して、算出した各相の電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔに対応するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成し、これをゲートドライブ回路４５へ出力してから前記ステップＳ４１に戻る。

また、マイクロコンピュータ４６は、図１０に示す負荷電圧設定処理を、所定時間毎のタイマ割込処理として実行する。
この負荷電圧設定処理は、図１０に示すように、ステップＳ５１でモータ回転角検出回路４９で検出したモータ回転角θ_M を読込み、次いでステップＳ５２に移行して、モータ回転角θ_M を微分してモータ回転速度Ｖ_M を算出し、次いでステップＳ５３に移行して、モータ回転速度Ｖ_M を微分してモータ回転加速度α_M を算出してからステップＳ５４に移行する。

このステップＳ５４では、ステップＳ５２で算出したモータ回転速度Ｖ_M が予め設定したモータ回転速度設定値V_MS以上であるか否かを判定し、V_M ＜Ｖ_MSであるときにはモータ回転速度が通常範囲であると判断してステップＳ５５に移行し、ステップＳ５３で算出したモータ回転加速度α_M が予め設定したモータ回転加速度設定値α_MS以上であるか否かを判定し、α_M ＜α_MSであるときにはモータ回転加速度α_M が通常範囲内であるものと判断してステップＳ５６に移行し、モータ駆動回路２０が必要とする負荷電圧ＶＬとしてバッテリ電圧Ｖｂを設定してからステップＳ５９に移行する。
また、ステップＳ５５の判定結果がα_M ≧α_MSであるときには、緊急回避時等の急操舵状態であるものと判断してステップＳ５７に移行して、モータ駆動回路２０が必要とする負荷電圧ＶＬとして最大電圧ＶＬｍａｘ（例えばバッテリ電圧Ｖｂの３倍の電圧３Ｖｂ）に設定してからステップＳ５９に移行する。

一方、ステップＳ５４の判定結果がV_M ≧Ｖ_MSであるときには、ステップＳ５８に移行して、モータ回転速度Ｖ_M をもとに図１１に示す負荷電圧算出用制御マップを参照してバッテリ電圧Ｖｂより大きい負荷電圧ＶＬを算出する。ここで、負荷電圧算出用制御マップは、図１１に示すように、モータ回転速度Ｖ_M が設定値Ｖ_MSであるときに、負荷電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂに設定され、モータ回転速度Ｖ_M が設定値Ｖ_MSより増加するとこれに比例して負荷電圧ＶＬが増加し、負荷電圧ＶＬが前述した最大負荷電圧ＶＬｍａｘに達すると、これ以降はモータ回転速度Ｖ_M の増加にかかわらず最大負荷電圧ＶＬｍａｘを維持するように設定されている。
ステップＳ５９では、ステップＳ５６〜Ｓ５８で算出した負荷電圧ＶＬをシリアルデータ化したデジタル信号に変換してスイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８へ送信してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

次に、上記第２の実施形態の動作を説明する。
今、車両が停車しているものとする。この停車状態でイグニッションスイッチをオン状態とすることにより、エンジンが始動されると共に、スイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８及びモータ駆動回路２０のマイクロコンピュータ４６に制御電源が投入されて、これらマイクロコンピュータ８及び４６で所定の処理が実行開始され、バッテリ２からスイッチング電源回路４を介してモータ駆動回路２０へ直流電力が供給される。

このとき、初期状態では、モータ駆動回路２０のマイクロコンピュータ４６から昇圧率αが“１”となるようにバッテリ電圧Ｖｂと等しい負荷電圧ＶＬがスイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８に供給され、これによって第１の実施形態と同様に、昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴｂ１がオフ状態、電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２がオン状態に制御されて、バッテリ電圧Ｖｂがそのまま出力端子５に出力され、これが配線を介してモータ駆動回路２０へ供給される。

モータ駆動回路２０では、ステアリングホイール２２に操舵力が伝達されていないものとすると、操舵トルクセンサ２８で検出される操舵トルクＴｓが“０”であることから、モータ駆動回路２０におけるマイクロコンピュータ４６で図８の操舵補助制御処理を実行したときに、図９の操舵補助電流値算出マップを参照して算出される操舵補助電流値Ｉ_M ^*が“０”となることにより、車載用モータ２１に対する電流指令値Ｉｕｔ，Ｉｖｔ及びＩｗｔも“０”となり、ゲートドライブ回路４５に出力するパルス幅変調信号もオフ状態となっており、インバータ４３を構成する各電界効果トランジスタＦＥＴｕ，ＦＥＴｕ′、ＦＥＴｖ，ＦＥＴｖ′及びＦＥＴｗ，ＦＥＴｗ′も全てオフ状態を維持し、モータ出力端子４４ｕ、４４ｖ及び４４ｗから出力されるモータ相電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ及びＩｍｗも“０”となって車載用モータ２１が操舵補助力を発生してない停止状態に維持される。

この車載用モータ２１の停止状態では、レゾルバ２９から出力される回転検出信号も変化せず、このためモータ回転角検出回路４９で検出されるモータ回転角θ_M も一定値となっており、マイクロコンピュータ４６で図８の昇圧制御処理を実行したときに、ステップＳ５２及びＳ５３で算出されるモータ回転速度Ｖ_M 及びモータ回転加速度α_M も“０”を維持する。

このため、図１０の処理でステップＳ５４及びＳ５５を経てステップＳ５６に移行し、負荷電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂに設定され、この負荷電圧ＶＬがスイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８に送信される。
このステアリングホイール２２へ操舵力が伝達されていない状態から、運転者がステアリングホイール２２を所望方向へ操舵する所謂据切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ２８からトルク検出信号が出力され、これに応じて操舵トルク検出回路４８から操舵トルクＴｓがマイクロコンピュータ４６に入力される。

このマイクロコンピュータ４６では、図８の操舵補助力制御処理において、操舵トルクＴｓに対応した操舵補助トルクを車載用モータ２１で発生させる操舵補助電流値Ｉ_M ^*を演算し、この操舵補助電流値Ｉ_M ^*に基づいて車載用モータ２１の各相の電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔを算出し、これら各相電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔに基づいてインバータ４３の各制御素子を駆動制御する。

このため、図１２（ａ）の区間Ｔ１で示すように、車載用モータ２１で必要とする大きな操舵補助トルクを発生させる。このときの車載用モータ２１のモータ回転速度Ｖ_M は図１２（ｂ）の区間Ｔ１で示すように比較的遅いものとなり、モータ回転速度Ｖ_M が回転速度閾値Ｖ_MS以上となることはないと共に、モータ回転加速度α_M が設定値α_MS以上となることもないので、図１０の操舵補助制御処理でステップＳ５６に移行して、負荷電圧ＶＬをバッテリ電圧Ｖｂに維持する。

この車両の停車状態から車両を発進させて走行状態とし、この状態でステアリングホイール２２を操舵する通常操舵状態では、車速の増加に応じて必要とする操舵補助トルクが小さくなることから、ステアリングホイール２２に伝達される操舵トルクも小さい値となり、これが操舵トルクセンサ２８で検出されてマイクロコンピュータ４６に入力される。このため、操舵補助電流値Ｉ_M ^*も小さい値となり、車載用モータ２１で発生される操舵補助トルクは図１２（ａ）の区間Ｔ２で示すように、据切り時の操舵補助トルクに比較して小さくなると共に、モータ回転速度Ｖ_M も図１２（ｂ）の区間Ｔ２で示すようにより小さい値となることによって、図１０の処理でステップＳ５４及びＳ５５を経てステップＳ５６に移行して、負荷電圧ＶＬをバッテリ電圧Ｖｂに維持する。

一方、走行状態で、他車線からの割込みや対向車線からの対向車のセンターラインを越えるはみ出し走行等によって例えば左切りの緊急回避操作を行うと、このときのステアリングホイール６に伝達される操舵トルクは、図１２（ａ）の区間Ｔ３で示すように、通常時の操舵トルクよりは大きく、据切り時よりは小さい値となるが、車載用モータ２１のモータ回転速度Ｖ_M は、図１２（ｂ）の区間Ｔ３で示すように、正方向に増加してモータ回転速度閾値Ｖ_MS以上となる。

この緊急回避操作では、図１２（ｂ）に示すように、車載用モータ３のモータ回転速度Ｖ_M が設定速度（回転速度閾値）Ｖ_MS以上となると、図１０の昇圧制御処理において、ステップＳ５４からステップＳ５８に移行して図１１に示す負荷電圧算出用制御マップを参照してモータ回転速度Ｖ_M に応じたバッテリ電圧Ｖｂより大きい負荷電圧ＶＬが算出される。

このため、スイッチング電源回路４では、バッテリ電圧Ｖｂと負荷電圧ＶＬとに応じた第１のデューティ比Ｄ１及び第２のデューティ比Ｄ２を算出し、これらデューティ比Ｄ１及びＤ２に応じた第１の基準値Ｖｓ１、第２の基準値Ｖｓ２、第３の基準値Ｖｓ１′及び第４の基準値Ｖｓ４を算出し、これらに基づいて第１〜第４のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、ＰＷＭａ２、ＰＷＭｂ１及びＰＷＭｂ２を生成し、これらパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、ＰＷＭａ２、ＰＷＭｂ１及びＰＷＭｂ２によって昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴａ１、ＦＥＴａ２、ＦＥＴｂ１及びＦＥＴｂ２を制御することにより、負荷電圧ＶＬに応じた出力電圧Ｖｏｕｔをモータ駆動回路２０に出力する。

その後、モータ回転速度Ｖ_M が設定速度Ｖ_MSを下回ると、マイクロコンピュータ４６で実行する図１０の処理でステップＳ５４からステップＳ５５を経てステップＳ５６に移行して、負荷電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂに復帰され、これに応じてスイッチング電源回路４の出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ電圧Ｖｂに復帰する。その後、左切り操舵状態での保舵状態となると、モータ回転速度Ｖ_M が“０”となる。

その後、ガードレール等に接近することにより、ステアリングホイール２２を左切り操舵状態から操舵中立位置側に急操舵で切り戻す状態となると、モータ回転速度Ｖ_M が負方向に増加し、これが設定速度Ｖ_MSを超えると、モータ回転速度Ｖ_Mに応じてバッテリ電圧Ｖｂより大きい負荷電圧ＶＬが設定され、これがスイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８に供給されることにより、スイッチング電源回路４の出力電圧Ｖｏｕｔが増加される。その後、モータ回転速度Ｖ_M が設定回転速度Ｖ_MSを下回ると、負荷電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂに復帰する。

このように、緊急回避操舵時には、モータ駆動回路２０に供給される入力電圧ＤＣ_VIがバッテリ電圧Ｖｂの３倍までの範囲で上昇されるので、車載用モータ３の回転速度と出力トルクとの関係を示すモータ特性は、図１３で実線図示の１２Ｖのバッテリ電圧Ｖｂで制限される特性線に制限されている状態から点線図示の３６Ｖの充電電圧Ｖｃで制限される特性線に移行し、同一電流制約時に、より大きい出力（電流×電圧）を出すことができ、車載用モータ２１が高い回転速度となっても、操舵補助トルクの不足を回避することができる。

また、上記実施形態では、モータ駆動回路２０の電源回路４１をバッテリ１の正極側端子に接続されているバッテリ入力端子４０ｂに接続しているので、スイッチング電源回路４が動作不能となった場合にもモータ駆動回路２０のマイクロコンピュータ４６は動作状態を維持し、図示しない通信手段により他の機器に電動パワーステアリングの異常を報知することができる。

なお、上記第２の実施形態においては、モータ回転角がレゾルバ２９を使用して検出される場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ロータリエンコーダやホール素子等を使用した回転角センサを適用するようにしてもよい。
また、上記第２の実施形態においては、スイッチング電源回路４及びモータ駆動回路２０の双方にマイクロコンピュータ８及び４６を設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、両制御を１つのマイクロコンピュータで実行するようにしてもよい。

さらに、上記第２の実施形態においては、車載用モータ３としてブラシレスモータを適用し、このブラシレスモータを三相交流駆動する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、５相以上の交流駆動するようにしてもよく、さらには直流モータを適用してＨブリッジ回路により直流モータを駆動するようにしてもよい。

さらにまた、上記第２の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置に本発明を適用するようにしてもよい。この電動ブレーキ装置としては、例えば図１４に示すように、ブレーキディスク６１の両面に対向する摩擦パッド６２，６３を有し、一方の摩擦パッド６３にボールねじ機構６４のボールねじ軸６５が連結され、ボールねじ機構６４のボールナット６６が例えば遊星歯車機構等の減速機構６７を介して車載用モータ２１に連結されたキャリパ６８を備え、車載用モータ２１が前述したスイッチング電源回路４から昇圧電圧が印加されるモータ駆動回路２０によって駆動制御される。ここで、モータ駆動回路２０のマイクロコンピュータ４６では、前述した図８の操舵補助制御処理に代えてブレーキペダルの踏込量や、ヨーレート制御、トラクション制御等で必要とする制動量等に基づいて制動用電流値を算出するブレーキ制御処理を実行することを除いては図８及び図１０と同様の処理を実行する。この他、本発明は他の任意の車載用モータ制御装置に適用することができる。

本発明を車載用スイッチング電源装置に適用した場合の第１の実施形態を示すブロック図である。 図１のマイクロコンピュータで実行する基準値設定処理手順の一例を示すフローチャートである。 図１のマイクロコンピュータで実行するパルス幅変調処理手順の一例を示すフローチャートである。 第１の実施形態における負荷電圧が小さい場合の動作の説明に供する信号波形図である。 第１の実施形態における負荷電圧が大きい場合の動作の説明に供する信号波形図である。 本発明の第２の実施形態を示す概略構成を示す概略構成図である。 第２の実施形態のモータ駆動回路を示すブロック図である。 モータ駆動回路のマイクロコンピュータで実行する操舵補助制御処理手順の一例を示すフローチャートである。 操舵補助電流値算出用制御マップを示す特性線図である。 モータ駆動回路のマイクロコンピュータで実行する負荷電圧設定処理手順の一例を示すフローチャートである。 負荷電圧算出用制御マップを示す特性線図である。 操舵制御動作の説明に供するタイムチャートである。 昇圧制御における電動機特性を示す特性線図である。 本発明を電動ブレーキ装置に適用した場合の実施形態を示す構成図である。

符号の説明

１…車載用スイッチング電源装置，２…バッテリ、４…スイッチング電源回路、Ｌａ，Ｌｂ…昇圧用コイル、ＦＥＴａ１，ＦＥＴｂ１……第１のスイッチング素子、ＦＥＴａ２，ＦＥＴｂ２…第２のスイッチング素子、Ｃｏｕｔ…平滑用コンデンサ、５…出力端子、６…パルス幅変調信号形成部、８…マイクロコンピュータ、９…プリドライバ、２０…モータ駆動回路、２１…車載用モータ、ＷＬ…通信回線、２２…ステアリングホイール、２３…ステアリングシャフト、２７１…転舵輪、２８…操舵トルクセンサ、２９…レゾルバ、４３…インバータ、４５…ゲートドライブ回路、４６…マイクロコンピュータ、４７ｕ，４７ｗ…モータ電流検出回路、４８…操舵トルク検出回路、４９…モータ回転角検出回路、５０…車速センサ、５１…通信制御回路、６１…ブレーキディスク、６２，６３…摩擦パッド、６４…ボールねじ機構、６７…減速機構、６８…キャリパ

Claims (6)

1. 直流電源と負荷との間に第１及び第２の昇圧回路を並列に接続し、各昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記第１及び第２の昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するようにしたスイッチング電源回路であって、
   前記第１及び第２の昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用コイルと、該昇圧用コイルを地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、前記昇圧用コイルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第２のスイッチング素子とを有し、
   前記パルス幅変調信号生成部は、前記第１の昇圧回路における第１のスイッチング素子を駆動する第１のデューティ比に設定された第１のパルス幅変調信号と、前記第１の昇圧回路における第２のスイッチング素子を駆動する前記第１のパルス幅変調信号に対してノンオーバラップタイムを持つ逆相の第２のパルス幅変調信号と、前記第２の昇圧回路における第１のスイッチング素子を駆動する１００％から前記第１のデューティ比を減算した第２のデューティ比に設定された第４のパルス幅変調信号と、前記第２の昇圧回路における第１のスイッチング素子を駆動する前記第４のパルス幅変調信号に対してノンオーバラップタイムを持つ逆相の第３のパルス幅変調信号とを生成するように構成されていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記パルス幅変調信号生成部は、三角波信号を形成する三角波信号形成手段と、該三角波信号形成手段で形成された三角波信号の中間値を挟んで対称な第１及び第２の基準値を発生する基準値発生手段と、前記三角波信号と第１及び第２の基準値とを比較して前記第１〜第４のパルス幅変調信号を生成する比較手段とを備えていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記第１及び第２のスイッチング素子は、電界効果トランジスタで構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記請求項１乃至３の何れか１項に記載のスイッチング電源回路を備えた車載用スイッチング電源装置。
5. 前記請求項４に記載の車載用スイッチング電源装置を、操舵補助力を発生する電動モータを駆動するモータ駆動回路の電源として使用することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
6. 前記請求項４に記載の車載用スイッチング電源装置を、制動力を発生する電動モータを駆動するモータ駆動回路の電源として使用することを特徴とする電動ブレーキ装置。

Images