JP2007116381A - 起動信号検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ＲＦ信号を検波しようとする場合、ダイオードなどの非線形効果を利用するとＲＦ信号をＤＣレベルに変換することが出来るが、受信電力が非常に低い場合には、ダイオードなどの非線形特性が大きくとれず、整流効率が著しく低下する。本発明は、共振回路を用いて検波回路の入力信号を増幅することにより、検波用整流回路の整流効率を高くし、後段の増幅回路の利得を低く設定して、安定な起動信号の検波を行うことを可能とする。
【解決手段】所望周波数帯で共振するように設計したインダクタ１３およびコンデンサを用いた直列共振回路を、単相信号を差動信号に変換するトランス１５の入力端子に接続し、トランス１５の各々の出力を、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の各々の入力端に接続して、−６０ｄＢｍの微弱信号でも誤動作なく安定に起動信号を検波できる回路を得ることが可能とする。
【選択図】 図４

Description

本発明は、特定周波数の高周波信号電力(ＲＦ)を入力して直流電位(ＤＣ)または前記ＲＦ信号波形の包絡線信号を出力する起動信号検出回路に関する。

近年、開発が検討されているＤＳＲＣ（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｓｈｏｒｔ Ｒａｎｇｅ
Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）は、ＥＴＣや商用車管理システム等の路車間通信に用いられる狭い範囲を対象とした通信方式で、光を用いる方式と電波を用いる方式があり、通信可能な範囲は一般に数ｍから数１００ｍとなる。このシステムの仕様は、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ５５規格及び、ＳＴＤ−Ｔ７５規格で制定され、無線通信方式の搬送周波数は５７７２．５〜５．８４７．５ＭＨｚとなっている。

このDSRCの一環として開発が進められているスマートプレート（ＳＭＡＲＴ ＰＬＡＴＥ； Ｓｙｓｔｅｍ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｆｕｎｃｔｉｏｎａｌ ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｕｔｏｍｏｂｉｌｅｓ ａｎｄ Ｒｏａｄｓ ｉｎ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｉｎ ２１ｓｔ Ｃｅｎｔｕｒｙ ＰＬＡＴＥ）システムは、現行ナンバープレートの情報及び自動車登録ファイルに記載されている情報をナンバープレート上のＩＣチップに記録したもので、ＩＴＳの普及を図る上で不可欠な個車情報に関するインフラとして、また、自動車交通行政における車両識別の手段として検討が進められている。

このシステムは、起動信号を検波してシステムを間欠動作させることで、内蔵電池で５年間の動作を目標としている。起動信号には、５．８ＧＨｚ帯の−６０ｄＢｍという微弱な信号が用いられ、このような信号を安定に検波する回路が必要とされている。

高周波信号の検波には、ダイオードを用いた検波回路が知られており、図１０（ａ）には、その代表的な回路図を示した。１０１はRF入力端子、１０２は出力端子、１０３は電源端子、１及び２はダイオード、３及び４はコンデンサ、５は抵抗である。この回路で、図１０（ｂ）に示した入力ＲＦ信号の半周期Ａでは、ダイオード１を介して電流が入力端子１０１に流れ、コンデンサ３を充電する。次の半周期Ｂでは、ダイオード１は逆方向にバイアスされるために電流は流れない一方、コンデンサ３からダイオード２を介して電流がコンデンサ４を充電する。最終的に、コンデンサ４の電位は、各々の半周期で充電された電荷の分だけ上昇する。この回路は、ダイオードの非線形効果を利用して各々のコンデンサを半周期だけ充電することにより、整流を行うもので、この回路は半波２倍圧整流回路と呼ばれている。

このような半波２倍圧整流回路を用いたＲＦ信号の検波回路の例として、特許文献１
（特願２００３−３８５９７０）の回路を図１１に示した。この回路は、起動信号を検波するための、整合回路２００および、検波・増幅回路２１０と、検波後の起動信号を増幅し、２値化する判定回路２２０および、２値化回路２３０から構成されている。

以下、検波・増幅回路に関して、動作説明を行う。検波・増幅回路は、バイポーラトランジスタを用いた半波２倍圧整流回路と、ｐＭＯＳトランジスタを負荷としたバイポーラ差動増幅回路から構成され、半波２倍圧整流回路は、入力整合の動作を兼ねたコンデンサ４１と、コンデンサ４２、ダイオード接続したトランジスタ３５および３４から構成されており、この回路の動作バイアス電流は、差動トランジスタ３１のベース電流で決定され、差動回路の動作電流は、トランジスタ３８および抵抗素子Ｒ１で構成されるカレントミラーで制御できる。

さらに、この回路のＤＣレベルを、差動回路のバイアス電位として用いる構成となっている。それゆえ、差動の参照信号入力にも、トランジスタ３７、３６、コンデンサ４３から構成されるバイアス回路が接続されている。参照信号入力部の回路には、外部からのＲＦ信号は入力されないので、常に一定のバイアスが参照信号として印加されることになる。ＲＦ信号が印加されない場合、トランジスタ３５および３４、コンデンサ４１、４２から構成される半波２倍圧整流回路と、トランジスタ３７、３６およびコンデンサ４３から構成されるバイアス回路は、同一であるので、チップ内の素子の面内ばらつきが無視できる場合には、プロセスの変動により素子特性が全体に変動した場合や、環境温度が変動した場合においても、常に同一のバイアスを生成することができる。従って、この回路では、非常に微小な信号振幅をも正確に検波することが出来る。

この回路のさらなる利点は、半波２倍圧整流回路のバイアス電流が、差動トランジスタのベース電流で決定されていることであり、このため、カレントミラーで制御できる電流の電流増幅率分の１までの微小電流の制御が可能となる。

また、図１２には、１９７６年のＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓの３７４ページから３７８ページに記載されているＤｉｃｋｓｏｎらの論文に示されている整流回路の多段接続構成を示した。この例は、半波２倍圧整流回路の３段接続構成である。１０１はＲＦ入力端子、１０２は出力端子、１０４はＤＣバイアス端子、１、２、５、６、９、１０はダイオード、３、４、７、８、１１、１２はコンデンサである。この回路では、ダイオード１及び２、コンデンサ３及び４で半波２倍圧整流回路となっている。節点２１の電位は、１０４に印加されたDCバイアスから、RF信号の整流電圧分だけ高くなる。さらに、ダイオード５及び６、コンデンサ7及び８は半波２倍圧整流回路を構成しており、節点２２の電位は、節点２１の電位から、ＲＦ信号の整流電圧分だけ高くなる。同様に、ダイオード９及び１０、コンデンサ１１及び１２も半波２倍圧整流回路を構成しており、出力端子１０２の電位は最終的には、ＤＣバイアス端子１０４から、各半波２倍圧整流回路３段分だけ高くなる。従って、この回路では、接続する段数分だけ整流電圧を高くできる。

特願２００３−３８５９７０

このように、ダイオードの非線形効果を利用するとＲＦ信号をＤＣレベルに変換することが出来るが、受信電力が−６０ｄＢｍの場合、アンテナの入力インピーダンスが５０Ωだとすると、信号振幅はピーク値で３００μＶ程度しかとれない。このような微小振幅の入力時に、ダイオードの非線形抵抗が、どのようになるのかをシミュレーションした結果を図１３に示した。

図１３（ａ）は、ダイオードのＩＶ特性図であり、横軸はバイアス電位Ｖｄ、縦軸は対数表示としている。ダイオードのＩＶ特性は図中に示したように、指数関数で表されるために、ＩＶ特性は直線になる。図中には、さらに微分抵抗を算出するための定義式を示している。例えばダイオードが電位Ｖｄにバイアスされていたとし、そのときのダイオード電流がＩｄ（Ｖｄ）であれば、微分抵抗Ｒ１はＶｄ／Ｉｄ（Ｖｄ）で与えられる。次に、このダイオードにＲＦ信号が印加され、バイアス電位がΔＶだけ上昇し、電流がＩｄ（Ｖｄ＋ΔＶ）に変化したとすると、微分抵抗Ｒ２は、（Ｖｄ＋ΔＶ）／Ｉｄ（Ｖｄ＋ΔＶ）になる。

計算では、理想的なシリコンｐｎ接合ダイオードを想定し、DCバイアス電位は０．３５Ｖとした。このとき、バイアス電位の変化分ΔVを１ｍＶ、１０ｍＶ、１００ｍＶの場合に関して各々、微分抵抗比Ｒ１／Ｒ２と、電流差Ｉ２−Ｉ１を示した結果が、図１３（ｂ）である。これから、電位差１ｍＶでは抵抗値はほとんど変化せず、理想ダイオードでも、１ｍＶの入力信号は、線形抵抗に近い動きをすることがわかる。従って、入力振幅が１ｍＶ以下の場合には、ダイオードを用いた整流回路の整流効率は非常に悪くなることが予想される。一方、振幅が１００ｍＶの場合には、抵抗比は約４０倍であるので、十分な整流効率が得られることも予想できる。

理想ダイオードを用いた場合の半波２倍圧整流回路の出力ＤＣレベルの、入力電力依存性を、ダイオードのＤＣバイアス値をパラメータとして、マイクロ波シミュレータで計算した結果、５．８ＧＨｚ帯で−６０ｄＢｍの入力では８μＶ程度しか検出できないことがわかった。このような小電圧を起動信号として利用するために１Ｖ程度に増幅するためには、後段に１００ｄＢ程度の利得をもつ増幅器が必要になり、利得が高すぎることによる回路の発振が懸念された。

一方、図１２に示した多段構成の回路でも、微小振幅の信号を増幅する際には、接続する段数を大きくせざるを得ず、入力容量が非常に大きくなってしまう。入力容量が大きく、所望周波数帯が高周波である場合には、入力インピーダンスが著しく低下するので結果的に入力振幅が低下してしまう。図１４には、非線形抵抗をもつ素子として、ダイオード接続した、閾値電圧が０Vのゲート長０．１８μｍのｎ型Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＭＯＳ）を用いた半波２倍圧整流回路を５０段直列接続した回路の特性を、マイクロ波シミュレータを用いて計算した結果である。この時の整流回路のバイアスは１Ｖとした。横軸は入力ＲＦ電力であり、縦軸は整流回路の出力電位を示している。５０段の整流回路を接続しても、５．８ＧＨｚ帯のＲＦ入力電力が−６０ｄＢｍの場合には、得られるＤＣ電圧は高々１５０ｕＶ程度に過ぎない。従って、１Ｖ程度の出力を得るためには、後段には８０ｄＢ近く利得が必要になる。

本発明の目的は、かかる課題を解決するもので、共振回路を用いて検波回路の入力信号を増幅することにより、検波用整流回路の整流効率を高くし、後段の増幅回路の利得を低く設定することを可能とし、結果的に、安定な起動信号の検波を行うことを可能とする起動信号検波回路を提供することにある。

本発明の起動信号検波回路の第１の手段は、所望周波数帯で共振するように設計したインダクタおよびコンデンサを用いた直列共振回路を、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の入力端に接続した構成を有している。

本発明の起動信号検波回路の第２の手段は、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の入力容量に対し、所望周波数帯で共振するように設計したインダクタを直列接続となるように接続した構成を有している。

本発明の起動信号検波回路の第３の手段は、所望周波数帯で共振するように設計したインダクタおよびコンデンサを用いた直列共振回路を、単相信号を差動信号に変換するトランスの入力端子に接続し、トランスの各々の出力を、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の各々の入力端に接続した構成を有している。

本発明の起動信号検波回路の第４の手段は、単相信号を差動信号に変換するトランスの入力容量に対し、所望周波数帯で共振するように設計したインダクタが直列接続となるように接続した回路と、トランスの各々の出力を、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の各々の入力端に接続した構成を有している。

本発明の起動信号検波回路の第５の手段は、単相信号を差動信号に変換するトランスの各々の出力に所望周波数帯で共振するように設計したインダクタおよびコンデンサを用いた直列共振回路を接続し、前記共振回路の各々の接点を、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の各々の入力端に接続した構成を有している。

本発明の起動信号検波回路の第６の手段は、単相信号を差動信号に変換するトランスの各々の出力に、非線形抵抗を有する素子を用いた各々の整流回路の入力容量に対し所望周波数帯で共振するように設計したインダクタを直列接続となるように接続した構成を有している。

本発明を用いることにより、−６０ｄＢｍの微弱信号でも誤動作なく安定に起動信号を検波できる回路を提供することが可能になり、将来実現が望まれているスマートプレートシステムの低電力化が可能である。

以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。以下、同一のものには同一の符号を付して、詳しい説明は省略する。ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。

図１は本発明の一実施形態における起動信号検波回路の回路図である。本実施形態は、所望周波数帯で共振するように設計したインダクタ１３およびコンデンサ１４を用いた直列共振回路を、非線形抵抗を有する素子（ダイオード１，２・・）を用いた整流回路の入力端１０２に接続したことを特徴とする。

図１は本発明における起動信号検波回路の第１の実施例の回路図である。以下、同一の構成には、同一の番号を付して説明する。この例の整流回路は、半波２倍圧整流回路を３段接続して構成している。１０１はＲＦ入力端子、１０２は出力端子、１０４はＤＣバイアス端子、１、２、５、６、９、１０はダイオード、３、４、７、８、１１、１２はコンデンサ、１３はインダクタである。インダクタ１３は、整流回路の入力容量及びコンデンサ１４とで、直列共振回路を構成している。この回路では、ダイオード１及び２、コンデンサ３及び４で半波２倍圧整流回路となっている。節点２１の電位は、１０４に印加されたDCバイアスから、ＲＦ信号の整流電圧分だけ高くなる。さらに、ダイオード５及び６、コンデンサ7及び８は半波２倍圧整流回路を構成しており、節点２２の電位は、節点２１の電位から、ＲＦ信号の整流電圧分だけ高くなる。同様に、ダイオード９及び１０、コンデンサ１１及び１２も半波２倍圧整流回路を構成しており、出力端子１０２の電位は最終的には、ＤＣバイアス端子１０４から、各半波２倍圧整流回路３段分だけ高くなる。

さらに、多段接続された整流回路の入力容量と等価的に並列接続されたコンデンサ１４と、インダクタ１３は所望周波数帯で直列共振するように設計されている。従って、整流回路を多段接続しても、節点２４の振幅は、所望周波数帯で大きく出来る。

図２は図１の実施形態の特性シミュレーション結果を示した図である。本実施形態の、非線形抵抗をもつ素子として、ダイオード接続した、閾値電圧が０Vのゲート長０．１８ｕｍのｎ型ＭＯＳを用いた半波２倍圧整流回路を５０段直列接続した回路の特性を、５．８ＧＨｚ帯のＲＦ信号を入力した場合に関して、マイクロ波シミュレータを用いて計算した結果である。この時の整流回路のバイアスは１Ｖとした。横軸は入力ＲＦ電力であり、縦軸は整流回路の出力電位を示している。入力部に共振回路を接続することにより、整流効率が向上し、従来の場合に比較して、約４倍の５９０μＶの振幅が得られていることがわかる。

図３は、本発明における起動信号検波回路の第２の実施例の回路図である。この例では、実施例１の共振回路は、インダクタ１３と、整流回路の入力容量のみで構成されている。コンデンサ１４を必要としないほど所望周波数帯が非常に高い場合には、本構成を採用する。

図４は、本発明における起動信号検波回路の第３の実施例の回路図である。この例の整流回路は、２つの３段接続した半波２倍圧整流回路、トランス及び共振回路から構成されている。１０１はＲＦ入力端子、１０２、１０５は出力端子、１０４、１０６はＤＣバイアス端子、１０７はトランスのＤＣバイアス端子、１、２、５、６、９、１０、５１、５２、５５、５６、５９、６０はダイオード、３、４、７、８、１１、１２、５３、５４、５７、５８、６１、６２はコンデンサ、１５はトランス、１３はインダクタである。インダクタ１３は、トランス１５の入力容量及びコンデンサ１４とで、直列共振回路を構成している。共振回路は、所望周波数帯でトランスへの入力振幅が最大になるように設計されている。トランス１５は、ＤＣバイアス端子１０７を中心に位相が反転した両相信号を生成している。この信号を、２つの整流回路で検波する構成になっている。

ダイオード１及び２、コンデンサ３及び４は半波２倍圧整流回路であり、節点２１の電位は、１０４に印加されたＤＣバイアスから、ＲＦ信号の整流電圧分だけ高くなる。さらに、ダイオード５及び６、コンデンサ７及び８は半波２倍圧整流回路を構成しており、節点２２の電位は、節点２１の電位から、ＲＦ信号の整流電圧分だけ高くなる。同様に、ダイオード９及び１０、コンデンサ１１及び１２も半波２倍圧整流回路を構成しており、出力端子１０２の電位は最終的には、ＤＣバイアス端子１０４から、各半波２倍圧整流回路３段分だけ高くなる。

また、ダイオード５１及び５２、コンデンサ５３及び５４は半波２倍圧整流回路を構成しており、節点２６の電位は、１０６に印加されたＤＣバイアスから、RF信号の整流電圧分だけ低くなる。さらに、ダイオード５５及び５６、コンデンサ５7及び５８も半波２倍圧整流回路を構成しており、節点２７の電位は、節点２６の電位から、RF信号の整流電圧分だけ低くなる。同様に、ダイオード５９及び６０、コンデンサ６１及び６２も半波２倍圧整流回路を構成しており、出力端子１０５の電位は最終的には、DCバイアス端子１０６から、各半波２倍圧整流回路３段分だけ低くなる。

図５は、図４の実施形態の特性シミュレーション結果を示した図である。本実施形態の、非線形抵抗をもつ素子として、ダイオード接続した、閾値電圧が０Vのゲート長０．１８ｕｍのｎ型Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＭＯＳ）を用いた半波２倍圧整流回路を５０段直列接続した回路の特性を、５．８ＧＨｚ帯のＲＦ信号を入力した場合に関して、マイクロ波シミュレータを用いて計算した結果である。この時の整流回路のバイアスは１Ｖとした。横軸は入力ＲＦ電力であり、縦軸は整流回路の出力電位を示している。２つの特性は各々、昇圧特性を示す整流回路及び、降圧特性を示す整流回路の特性である。信号の判定には、これら回路の差電圧を増幅すれば良いので、この場合の整流電圧は約７２０μＶであることがわかる。入力部に単相−両相変換のトランスを接続しただけの従来構成の差電圧は約２６０μＶであるので、約３倍程度に効率が向上している。

図６は、本発明における起動信号検波回路の第４の実施例の回路図である。この例では、実施例３の共振回路は、インダクタ１３と、トランスの入力容量のみで構成されている。コンデンサ１４を必要としないほど所望周波数帯が非常に高い場合には、本構成を採用する。

図７は、本実施例における起動信号検波回路の第５の実施例の回路図である。この例の整流回路は、２つの３段接続した半波２倍圧整流回路、トランス及び２つの共振回路から構成されている。１０１はＲＦ入力端子、１０２、１０５は出力端子、１０４、１０６はＤＣバイアス端子、１０７はトランスのＤＣバイアス端子、１、２、５、６、９、１０、５１、５２、５５、５６、５９、６０はダイオード、３、４、７、８、１１、１２、５３、５４、５７、５８、６１、６２はコンデンサ、トランス１５は、ＤＣバイアス端子１０７を中心に位相が反転した両相信号を生成している。この信号を、２つの整流回路で検波する構成になっている。

ダイオード１及び２、コンデンサ３及び４は半波２倍圧整流回路であり、節点２１の電位は、１０４に印加されたDCバイアスから、ＲＦ信号の整流電圧分だけ高くなる。さらに、ダイオード５及び６、コンデンサ７及び８は半波２倍圧整流回路を構成しており、節点２２の電位は、節点２１の電位から、ＲＦ信号の整流電圧分だけ高くなる。同様に、ダイオード９及び１０、コンデンサ１１及び１２も半波２倍圧整流回路を構成しており、出力端子１０２の電位は最終的には、ＤＣバイアス端子１０４から、各半波２倍圧整流回路３段分だけ高くなる。

また、ダイオード５１及び５２、コンデンサ５３及び５４は半波２倍圧整流回路を構成しており、節点２６の電位は、１０６に印加されたＤＣバイアスから、ＲＦ信号の整流電圧分だけ低くなる。さらに、ダイオード５５及び５６、コンデンサ５７及び５８も半波２倍圧整流回路を構成しており、節点２７の電位は、節点２６の電位から、ＲＦ信号の整流電圧分だけ低くなる。同様に、ダイオード５９及び６０、コンデンサ６１及び６２も半波２倍圧整流回路を構成しており、出力端子１０５の電位は最終的には、ＤＣバイアス端子１０６から、各半波２倍圧整流回路３段分だけ低くなる。

インダクタ１３及び１８は、各々多段接続された整流回路の入力容量と等価的に並列接続されたコンデンサ１４及び１９と、所望周波数帯で直列共振するように設計されている。従って、整流回路を多段接続しても、節点２４及び２５の振幅は、所望周波数帯で大きく出来る。

図８は、図７の実施の形態の特性シミュレーション結果を示した図である。本実施形態の、非線形抵抗をもつ素子として、ダイオード接続した、閾値電圧が０Ｖのゲート長０．１８ｕｍのｎ型Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＭＯＳ）を用いた半波２倍圧整流回路を５０段直列接続した回路の特性を、５．８ＧＨｚ帯のＲＦ信号を入力した場合に関して、マイクロ波シミュレータを用いて計算した結果である。この時の整流回路のバイアスは１Ｖとした。横軸は入力ＲＦ電力であり、縦軸は整流回路の出力電位を示している。２つの特性は各々、昇圧特性を示す整流回路及び、降圧特性を示す整流回路の特性である。信号の判定には、これら回路の差電圧を増幅すれば良いので、この場合の整流電圧は約４６０μＶであることがわかる。入力部に単相−両相変換のトランスを接続しただけの従来構成の差電圧は約２６０μＶであるので、約２倍程度に効率が向上している。

図９は、本発明の起動信号検波回路の第６の実施例である。この例では、実施例５の共振回路は、各々インダクタ１３と、整流回路の入力容量、インダクタ１８と整流回路の入力容量のみで構成されている。コンデンサ１４及び１９を必要としないほど所望周波数帯が非常に高い場合には、本構成を採用する。

以上述べた実施例では、半波整流回路を多段接続しているだけで、各々の回路はバイアス電流をほとんど必要としないので、低消費電力である。尚、本実施例では、非線形抵抗を有する素子として、ダイオードや電界効果トランジスタを用いて説明したが、このような非線形抵抗特性を有する素子であれば、例えばバイポーラトランジスタなど、どのようなものでも原理的には、本発明が構成可能である。

本発明の第１の実施の形態の回路図である。 図１における回路の特性シミュレーション結果を示した特性図である。 本発明の第２の実施の形態の回路図である。 本発明の第３の実施の形態の回路図である。 図4における回路の特性シミュレーション結果を示した特性図である。 本発明の第４の実施の形態の回路図である。 本発明の第5の実施の形態の回路図である。 図7における回路の特性シミュレーション結果を示した特性図である。 本発明の第6の実施の形態の回路図である。 （ａ）（ｂ）は従来の実施の形態の整流回路とその動作原理を示した回路図，特性図である。 従来の実施の形態の別の回路を示した回路図である。 従来の実施の形態のさらに別の回路を示した回路図である。 （ａ）（ｂ）は従来の実施の形態の課題を説明するための特性図、数値図である。 従来の実施の形態の特性を示した特性図である。

符号の説明

１、２、５、６、９、１０、５１、５２、５５、５６、５９、６０ ダイオード
３、４、７、８、１１、１２、５３、５４、５７、５８、６１、６２ コンデンサ
１３ インダクタ
１５ トランス
２１、２２、２３、２４、２５ 節点
１０１ ＲＦ入力端子
１０２、１０５ 出力端子
１０４、１０６ ＤＣバイアス端子
１０７ トランスのＤＣバイアス端子

Claims (10)

1. 所望周波数帯で共振するように設計したインダクタおよびコンデンサを用いた直列共振回路を、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の入力端に接続したことを特徴とする起動信号検波回路。
2. 非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の入力容量に対し、所望周波数帯で共振するように設計したインダクタを直列接続となるように接続したことを特徴とする起動信号検波回路。
3. 所望周波数帯で共振するように設計したインダクタおよびコンデンサを用いた直列共振回路を、単相信号を差動信号に変換するトランスの入力端子に接続し、トランスの各々の出力を、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の各々の入力端に接続したことを特徴とする起動信号検波回路。
4. 単相信号を差動信号に変換するトランスの入力容量に対し、所望周波数帯で共振するように設計したインダクタが直列接続となるように接続した回路と、トランスの各々の出力を、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の各々の入力端に接続したことを特徴とする起動信号検波回路。
5. 単相信号を差動信号に変換するトランスの各々の出力に、所望周波数帯で共振するように設計したインダクタおよびコンデンサを用いた直列共振回路を接続し、前記共振回路の各々の接点を、非線形抵抗を有する素子を用いた整流回路の各々の入力端に接続したことを特徴とする起動信号検波回路。
6. 単相信号を差動信号に変換するトランスの各々の出力に、整流回路の入力容量に対し所望周波数帯で共振するように設計したインダクタを直列接続となるように接続したことを特徴とする起動信号検波回路。
7. 前記整流回路は、多段接続されていることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の起動信号検波回路。
8. 前記整流回路の非線形抵抗を有する素子はダイオードであることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の起動信号検波回路。
9. 前記整流回路の非線形抵抗を有する素子は電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の起動信号検波回路。
10. 前記整流回路の非線形抵抗を有する素子はバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の起動信号検波回路。
    

Images