JP2007082806A - Ultrasonic diagnostic apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、CW(Continuous Wave)ドプラモード、及びBモード等によるによる映像化が可能な超音波診断装置に関する。 The present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus capable of imaging in a CW (Continuous Wave) Doppler mode, a B mode, and the like.
昨今の超音波診断装置は、そのクラスによらず広範囲にディジタル化されてきている。例えば、プローブで受信された反射エコーは、プリアンプで増幅された後ただちにディジタル信号に変換され、その後必要な処理はディジタル信号処理によって行われる。この様にディジタル化されると、アナログ部品では逃れられない部品ばらつき、温度変化等の誤差から解放され、設計した精度の範囲で一様に装置を生産することができる。また、ディジタル回路はIC化に向いていること、及び近年のLSI技術の大幅な発展により、ひとつのICに広範囲な処理回路を作りこむことが可能である。よって、ユーザに小型・低価格の製品を提供することが可能になってきている。 Recent ultrasonic diagnostic apparatuses have been digitized extensively regardless of their class. For example, the reflected echo received by the probe is converted into a digital signal immediately after being amplified by the preamplifier, and then necessary processing is performed by digital signal processing. When digitized in this way, it is freed from errors such as component variations and temperature changes that cannot be avoided by analog components, and the device can be produced uniformly within the designed accuracy range. In addition, it is possible to build a wide range of processing circuits in one IC due to the fact that digital circuits are suitable for IC integration and recent significant advances in LSI technology. Therefore, it has become possible to provide users with small and low-priced products.
この様な状況の背景としては、高速・高精度のAD変換器(ADC)が、比較的低価格で利用できるようになってきたことによるところが大きい。例えばディジタル超音波診断装置が世に出てきた当初、ハイエンド機であっても採用できるAD変換器は8−bit 20MSPS程度であった。しかし現在では、普及機クラスでも10−bit 40MSPSが採用されていることも多く、さらに高級機では12−bit 40MSPS以上が当然となりつつある。 The background of such a situation is largely due to the fact that high-speed, high-precision AD converters (ADC) have become available at a relatively low price. For example, when a digital ultrasonic diagnostic apparatus appeared in the world, AD converters that can be adopted even for high-end machines were about 8-bit 20 MSPS. However, at present, 10-bit 40 MSPS is often adopted even in the popular machine class, and more than 12-bit 40 MSPS is becoming natural in high-end machines.
ところで、この様なディジタル化の状況にあっても、CWドプラ信号処理に関しては旧来のアナログ信号処理回路に頼らざるを得ない。これは次のようなCWドプラ信号処理特有の動作事情による。すなわち、ドプラ法のターゲットは血流であり、超音波の反射体は血球等の微小物体になる。従って、反射体を組織とするBモード等と比較した場合、受信信号は微弱になる。また、CWドプラ法では、常に送信波を体内に送ることになる。このため、安全上送信振幅が制限され、この点からも受信信号の振幅は制限される。さらに、受信信号の増幅器による増幅には限界がある。なぜなら、ドプラ信号成分が重畳されている比較的振幅の大きいキャリア成分が、増幅により飽和するという問題があるからである。 By the way, even in such a digitization situation, the CW Doppler signal processing must be relied on an old analog signal processing circuit. This is due to the following operational circumstances unique to CW Doppler signal processing. That is, the target of the Doppler method is blood flow, and the ultrasonic reflector is a minute object such as a blood cell. Therefore, the received signal is weak when compared with a B mode or the like having a reflector as a tissue. In the CW Doppler method, a transmission wave is always sent into the body. For this reason, the transmission amplitude is limited for safety, and the amplitude of the received signal is also limited from this point. Furthermore, there is a limit to the amplification of the received signal by the amplifier. This is because a carrier component having a relatively large amplitude on which a Doppler signal component is superimposed has a problem that it is saturated by amplification.
これらの事情から、CWドプラ信号処理における受信信号を扱うAD変換器には、微弱なドプラ信号成分からキャリア成分までを表現し得る、大きなダイナミックレンジが要求されることになる。しかしながら、従来型のAD変換器に関しては、この要求を満たすようなものは今のところ存在しない。従って、後段のディジタル信号処理回路を他の映像化モード(例えばBモード)の信号処理系と共有することができず、CWドプラ信号の処理には、専用のアナログ信号処理回路が必要とされる。 Under these circumstances, the AD converter that handles the received signal in the CW Doppler signal processing is required to have a large dynamic range that can express from a weak Doppler signal component to a carrier component. However, there is no conventional AD converter that satisfies this requirement at present. Therefore, the subsequent digital signal processing circuit cannot be shared with the signal processing system of another imaging mode (for example, B mode), and a dedicated analog signal processing circuit is required for processing the CW Doppler signal. .
すなわち、CWドプラ対応の超音波診断装置は、少なくとも二つの信号処理系を有することになる。以下、図10を参照しながら、従来のCWドプラ対応の超音波診断装置の信号処理系について説明する。 That is, an ultrasonic diagnostic apparatus compatible with CW Doppler has at least two signal processing systems. Hereinafter, a signal processing system of a conventional ultrasonic diagnostic apparatus compatible with CW Doppler will be described with reference to FIG.
CWドプラモードにおいて受信される信号は、多種・多様のアナログ部品で構成されている専用のアナログ回路であるCWビームフォーマ51において、ビーム形成処理を受ける。後段の信号処理・画像生成部53は、ビーム形成処理を受けた信号に基づいて、高速フーリエ変換処理等によりドプラ周波数、血液流速を算出する。
A signal received in the CW Doppler mode is subjected to beam forming processing in a CW beam former 51 which is a dedicated analog circuit composed of various and various analog parts. The subsequent signal processing /
一方、他の映像化モード、例えばBモード等において受信された信号は、信号受信部52のAD変換器52aにおいて例えば10−bit 40MSPSでディジタル・データに変換され、Rxビームフォーマ52bでビーム形成のための処理を受ける。従来、このような用途のAD変換器としては、「パイプライン型」と呼ばれる構成のものが使われている。これは(1)数ビットの「フラッシュ型」AD変換器により入力信号をディジタル量に変換する、(2)それをDA変換器によりアナログ量にもどしてやり、入力信号から引いて残差を求める、(3)残差を適当に増幅し、次段の「フラッシュ型」AD変換器に入力する、の(1)乃至(3)の処理を数回行い、最終的な変換データを求めるものである。
On the other hand, a signal received in another imaging mode, for example, the B mode, is converted into digital data by, for example, 10-bit 40 MSPS in the
図11は、パイプライン型AD変換器の構成を示した図である。同図に示したフラッシュ型はいちばん単純な構成例であり、例えば2ビットであれば、入力レンジを4分割した電圧をそれぞれ用意し、入力電圧をそれらと比較して近い値からコードを出力するというものである。この型では、分割数だけコンパレータが必要であり、従って分解能を大きくしようとすると、極端に回路規模と消費電力が増加することになる。例えば、8ビットから10ビットに分解能を上げようとすると、コンパレータの数は256から1024個に増加する。 FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration of a pipelined AD converter. The flash type shown in the figure is the simplest configuration example. For example, in the case of 2 bits, a voltage obtained by dividing the input range into four parts is prepared, and the input voltage is compared with those to output a code from a close value. That's it. In this type, as many comparators as the number of divisions are required. Therefore, when the resolution is increased, the circuit scale and the power consumption are extremely increased. For example, if the resolution is increased from 8 bits to 10 bits, the number of comparators increases from 256 to 1024.
そこで、パイプライン型AD変換器では、数ビットのレンジごとのフラッシュAD変換を繰り返すことで最終的な変換データを求める手法を採用している。この手法であれば、8ビットの場合にフラッシュ2ビットを4段で構成していたとして、10ビットになり1段増えてもコンパレータの増加は4個で済む。パイプライン方式による出力遅延という短所はあるものの、データ・レート自体はサンプル・ホールド“S/H”のサンプリング・レートと同様であり、高速変換が可能である。 Therefore, the pipeline type AD converter employs a method for obtaining final conversion data by repeating flash AD conversion for each range of several bits. According to this method, if the flash is composed of 4 stages in the case of 8 bits, the number of comparators can be increased by 4 even if the number of stages is increased by 10 bits. Although there is a disadvantage of output delay by the pipeline system, the data rate itself is the same as the sampling rate of the sample hold “S / H”, and high-speed conversion is possible.
しかしながら、上記構成を有する、従来のCWドプラ対応の超音波診断装置では、例えば次のような不利な点がある。 However, the conventional ultrasonic diagnostic apparatus corresponding to CW Doppler having the above configuration has the following disadvantages, for example.
第1に、CWビームフォーマ51は、アナログ部品を多く含むためコストが高く、またその実装にある程度の面積が必要とされる。従って、CWビームフォーマ51を実装する場合には、超音波診断装置を小型化・低価格化を図ることは困難である。
First, since the
第2に、パイプライン型AD変換器は、フラッシュ型と比較して回路規模は小さいといっても、図11のように構成要素は多い。従って、高集積ICへの組み入れ等には不向きであり、超音波診断装置を小型化・低価格化を図ることは困難である。超音波診断装置の場合、例えば受信ビームフォーマのASICにAD変換器まで組み込んでしまうという考え方がある。これは、図10の例で言えば、点線で囲んだ部分を専用IC(ASIC)として開発する手法等である。この手法により上記パイプライン型AD変換器を採用した場合、同図AD変換器の部分の回路規模が小さくならず、集積度があがらなくなってしまう。換言すると、1個のASICに実現できるチャンネル数が限られており、この点も小型で低価格の装置を開発する上での阻害要因となっている。 Second, although the pipeline AD converter has a smaller circuit scale than the flash type, it has many components as shown in FIG. Therefore, it is not suitable for incorporation into a highly integrated IC, and it is difficult to reduce the size and price of an ultrasonic diagnostic apparatus. In the case of an ultrasonic diagnostic apparatus, for example, there is a concept that an AD converter is incorporated into an ASIC of a reception beamformer. In the example of FIG. 10, this is a technique for developing a portion surrounded by a dotted line as a dedicated IC (ASIC). When the pipeline type AD converter is employed by this method, the circuit scale of the AD converter portion of the figure is not reduced, and the degree of integration is not increased. In other words, the number of channels that can be realized in one ASIC is limited, and this is also an impediment to developing a small and low-priced device.
第3に、従来のCWドプラ対応の超音波診断装置においては、少なくとも二つの信号処理系と、これを実装するための空間とが必要である。これは、超音波診断装置の大型化・高価格化を招く。 Thirdly, in a conventional ultrasonic diagnostic apparatus compatible with CW Doppler, at least two signal processing systems and a space for mounting them are required. This leads to an increase in size and cost of the ultrasonic diagnostic apparatus.
また、前述したCWドプラ信号処理にも適用可能なAD変換器を探求しようという動きがある。これは、パイプライン型の分解能を上げることで実現するというものが主流である。しかしこのやり方であると、技術的に革新的な進歩がない限り、16ビットより大きなものが必要になってくると思われる。このレベルになると、多チャンネル入りASICを考えた場合、回路規模・消費電力は莫大になり、低コストをねらったのにかえって高くつくという結果になりかねない。 There is also a movement to search for an AD converter applicable to the above-described CW Doppler signal processing. This is mainly achieved by increasing the resolution of the pipeline type. However, this approach would require something larger than 16 bits unless there is a technological breakthrough. At this level, when considering an ASIC with multiple channels, the circuit scale and power consumption become enormous, which may result in a high cost in spite of the low cost.
本発明は、上記事情を鑑みてなされたもので、ドプラモードにおける信号処理、及びそれ以外の映像化モードにおける信号処理に適用可能なダイナミックレンジを有し、かつ回路規模が小さい新方式のAD変換器を採用することにより、小型で低価格な超音波診断装置を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and has a dynamic range applicable to signal processing in Doppler mode and signal processing in other imaging modes, and a new AD conversion with a small circuit scale. The purpose is to provide a small-sized and low-priced ultrasonic diagnostic apparatus.
本発明は、上記目的を達成するため、次のような手段を講じている。 In order to achieve the above object, the present invention takes the following measures.
本発明の視点は、被検体の所定部位を所定の映像化モードに従って超音波で走査し、超音波画像を取得する超音波診断装置において、前記被検体に対し超音波を送信し、当該超音波からのエコー信号を受信する超音波プローブと、前記映像化モードに応じて、画像化する信号の周波数帯域及びダイナミックレンジを決定する制御手段と、前記エコー信号から、前記決定された周波数帯域に属する信号成分を抽出して前記決定されたダイナミックレンジでアナログ−ディジタル変換を施し、ディジタル信号を取得する信号変換手段と、を具備することを特徴とする超音波診断装置である。 According to an aspect of the present invention, in an ultrasonic diagnostic apparatus that scans a predetermined part of a subject with an ultrasonic wave according to a predetermined imaging mode and acquires an ultrasonic image, the ultrasonic wave is transmitted to the subject. An ultrasonic probe that receives an echo signal from the control unit, a control unit that determines a frequency band and a dynamic range of a signal to be imaged according to the imaging mode, and a frequency band that is determined from the echo signal. An ultrasonic diagnostic apparatus comprising: signal conversion means for extracting a signal component and performing analog-digital conversion in the determined dynamic range to obtain a digital signal.
以上本発明によれば、ドプラモードにおける信号処理、及びそれ以外の映像化モードにおける信号処理に適用可能なダイナミックレンジを有し、かつ回路規模が小さい新方式のAD変換器を採用することにより、小型で低価格な超音波診断装置を実現することができる。 As described above, according to the present invention, by adopting a new AD converter having a dynamic range applicable to signal processing in Doppler mode and signal processing in other imaging modes and having a small circuit scale, A small and low-priced ultrasonic diagnostic apparatus can be realized.
以下、本発明の第1実施形態及び第2実施形態を図面に従って説明する。なお、以下の説明において、略同一の機能及び構成を有する構成要素については、同一符号を付し、重複説明は必要な場合にのみ行う。 Hereinafter, first and second embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description, components having substantially the same function and configuration are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be given only when necessary.
また、以下の各実施形態においては、説明を具体的にするため、CWドプラモードを用いた映像化について本発明を適用する場合を例とする。しかしながら、これに拘泥されず、本発明の技術的思想は、ドプラモードを用いた全ての映像化において適用可能である。 Further, in each of the following embodiments, a case where the present invention is applied to imaging using the CW Doppler mode is taken as an example in order to make the description concrete. However, regardless of this, the technical idea of the present invention can be applied to all imaging using the Doppler mode.
(第1実施形態)
まず、本実施形態に係る超音波診断装置の構成を、図1を参照しながら説明する。
(First embodiment)
First, the configuration of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
図1は、本超音波診断装置10のブロック構成図を示している。同図に示すように、超音波診断装置10は、超音波プローブ11、T/Rスイッチ13、送受信部15、Bモード処理部17、ドプラ処理部19、画像生成部21、表示部23、入力装置25、CPU27を有している。
FIG. 1 is a block diagram of the ultrasonic diagnostic apparatus 10. As shown in the figure, the ultrasonic diagnostic apparatus 10 includes an
超音波プローブ11は、超音波送受信部15からの駆動信号に基づき超音波を発生し、被検体からの反射波を電気信号に変換する複数の圧電振動子、当該圧電振動子に設けられる整合層、当該圧電振動子から後方への超音波の伝播を防止するバッキング材等を有している。当該超音波プローブ11から被検体に超音波が送信されると、当該送信超音波は、体内組織の音響インピーダンスの不連続面で次々と反射され、エコー信号として超音波プローブ11に受信される。このエコー信号の振幅は、反射することになった不連続面における音響インピーダンスの差に依存する。また、送信された超音波パルスが、移動している血流や心臓壁等の表面で反射された場合のエコーは、ドプラ効果により移動体の超音波送信方向の速度成分に依存して、周波数偏移を受ける。
The
T/Rスイッチ13は、送信と受信とで信号経路を切り替えるためのスイッチである。
The T /
送受信部15は、図示しないトリガ発生回路及び遅延回路、パルサ150等を有している。パルサ150では、所定のレート周波数fr Hz(周期;1/fr秒)で、送信超音波を形成するためのレートパルスが繰り返し発生される。また、遅延回路では、チャンネル毎に超音波をビーム状に集束し且つ送信指向性を決定するのに必要な遅延時間が、各レートパルスに与えられる。トリガ発生回路は、このレートパルスに基づくタイミングで、プローブ11に駆動パルスを印加する。
The transmission /
また、送受信部15は、LNA(Low Noise Amplifier)152、TGC(Time Gain Compensation)153、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154(以下、単に「制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154」と呼ぶ。)、ビームフォーマ155を有している。LNA152は、プローブ11を介して取り込まれたエコー信号をチャンネル毎に低ノイズで増幅する。TGC153は、増幅されたエコー信号が返ってくる時間に合わせて、制御された利得により、LNA152の出力信号を増幅する。制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154は、共振器コントローラ16からの制御信号に基づいて、映像化モード毎の所定の中心周波数、所定のダイナミックレンジによるフィルタリングを行って所定帯域のアナログ信号を抽出し、これをAD変換(アナログ−ディジタル変換)する。この制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の詳しい構成については、後述する。ビームフォーマ155は、AD変換されたエコー信号に対し受信指向性を決定するのに必要な遅延時間を与え、その後加算処理を行う。この加算により、エコー信号の受信指向性に応じた方向からの反射成分が強調され、受信指向性と送信指向性とにより超音波送受信の総合的なビームが形成される。
The transmission /
共振器コントローラ16は、CPU27の統括制御に基づいて、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154が抽出するアナログ信号の帯域幅Bw、中心周波数Fcを、映像化モードに応じて制御する。
The
Bモード処理部17は、送受信部15からエコー信号を受け取り、対数増幅、包絡線検波処理などを施し、信号強度が輝度の明るさで表現されるデータを生成する。このデータは、画像生成部21に送信され、反射波の強度を輝度にて表したBモード画像として表示部23に表示される。
The B-
ドプラ処理部19は、送受信部15から受け取ったエコー信号から速度情報を周波数解析し、ドプラ効果による血流や組織、造影剤エコー成分を抽出し、平均速度、分散、パワー等の血流情報を多点について求める。得られた血流情報は画像生成部21に送られ、平均速度画像、分散画像、パワー画像、これらの組み合わせ画像として表示部23にカラー表示される。
The Doppler processing unit 19 performs frequency analysis on velocity information from the echo signal received from the transmission /
画像生成部21は、超音波スキャンの走査線信号列を、テレビなどに代表される一般的なビデオフォーマットの走査線信号列に変換し、表示画像としての超音波診断画像を生成する。
The
表示部23は、画像生成部21からのビデオ信号に基づいて、Bモード信号処理により得られた組織画像、ドプラ信号処理等により得られた血流画像を表示するモニタ等である。
The
入力装置25は、装置本体に接続され、オペレータからの各種指示、条件、関心領域(ROI)の設定指示、種々の画質条件設定指示等を装置本体にとりこむための各種スイッチ、ボタン、トラックボール、マウス、キーボード等を有している。
The
CPU27は、情報処理装置(計算機)としての機能を持ち、本超音波診断装置本体の動作を制御する制御手段である。
The
(バンドパス型シグマ・デルタAD変換器)
次に、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の構成について詳しく説明する。本制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154は、共振器コントローラ16の制御によって抽出するアナログ信号の中心周波数と帯域を制御し、各映像化モードで最適な値でもってエコー信号(アナログ信号)のAD変換を実行するものである。
(Bandpass sigma-delta AD converter)
Next, the configuration of the controlled bandpass sigma-
図2は、本制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の構成を示したブロック図である。同図に示すように、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154は、加算器154a、共振器154b、コンパレータ154c、1−bitDAC154d、ディジタルフィルタ154cを有している。
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the present controlled band-pass sigma-
加算器154aは、フィードバックされアナログに逆変換された1ビット信号を、入力したアナログ信号から差し引く。これにより、量子化雑音を不用帯域に追いやり、関心周波数の量子化雑音を低減させる。
The
共振器154bは、共振器コントローラ16からの制御信号に基づき、中心周波数Fc、帯域幅Bwによるフィルタリング(抽出)を行う。このFc、Bwは、映像化モードによって制御される。例えば、CWドプラモードの場合には必要な信号帯域は狭いが広いダイナミックレンジが必要であるから、使用するプローブ11に応じた中心周波数Fcと、帯域を搾るためのBwとが共振器154bに供給される。また、Bモードの場合にはより広い周波数帯域の信号が必要とされるので、使用するプローブ11に応じた中心周波数Fcと、帯域を広げるためのBwとが共振器154bに供給される。
The
コンパレータ154cは、所定の基準電圧と比較することで共振器出力信号を1ビットのディジタル信号に変換する。
The
1−bitDAC154dは、帰還ループに設けられており、コンパレータ154cによって生成された1ビットのディジタル信号をディジタル−アナログ変換して、入力信号から差し引くために加算器154aに送り出す。
The 1-bit DAC 154d is provided in the feedback loop, converts the 1-bit digital signal generated by the
ディジタルフィルタ154cは、コンパレータ154cから出力されたディジタル信号(ビット列)のデシメーションを行う。このデシメーションにより抽出された所定帯域のディジタル信号は、ビームフォーマ155に送り出される。
The
次に、この制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の動作について説明する。本制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154は、共振器コントローラ16の制御に基づき、抽出するアナログ信号の帯域幅Bw及び中心周波数Fcを映像化モードに応じて変更するものである。以下、ドプラモード、特に高ダイナミックレンジが必要なCWドプラモードと、振幅自体を画像化するような映像化モード(例えば、Bモード、Aモード、Mモード等。ここでは、簡単のためBモードとする。)との双方における動作について述べる。
Next, the operation of this controlled bandpass sigma-
CWドプラモードにおいては、狭帯域且つ大きなダイナミックレンジで信号を抽出するように、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154を制御する。ドプラモードにおいては、必要信号成分が、中心周波数の周辺の狭い帯域に限られており、変換器の帯域を絞ることが可能である。狭帯域にすることにより、ノイズ低減効果も大きくとれるので、ダイナミックレンジを広く取ることができる。
In the CW Doppler mode, the controlled band-pass sigma-
図3(a)は、CWドプラモードにおける制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の制御例であり、図中の実線は制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の信号伝達関数、点線はノイズ伝達関数を示している。同図に示すように、CWドプラモードにおいては、例えば中心周波数Fc=2MHzとし帯域幅Bw=100kHzとして、狭帯域にて信号を抽出する。これにより、ノイズ低減効果を大きくすることができ、S/N比も大きくとることができる。なお、中心周波数Fc=2MHzは、プローブの中心周波数に合わせたものである。
FIG. 3A is a control example of the controlled bandpass sigma-
一方、Bモードにおいては、広帯域で信号を抽出するように、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154を制御する。このよう広帯域とするのは、Bモード等では、高分解能な画像を得るために、広い帯域にわたる受信信号を利用することが重要だからである。なお、広帯域に信号を抽出することにより、CWドプラと比較するとノイズ低減効果は小さくなる。しかしながら、Bモードのように反射エコーの振幅自体を画像化するようなモードでは、この点はCWドプラモードほど問題にはならない。
On the other hand, in the B mode, the controlled band-pass sigma-
図3(b)は、Bモードにおける制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の制御例であり、図3(a)と同じく実線は制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の信号伝達関数、点線はノイズ伝達関数を示している。同図に示すように、Bモードにおいては、例えば中心周波数Fc=10MHzとし、帯域幅Bw=8MHzとして帯域を広げてやり必要な信号が通過するように制御する。これは、結果として共振器154bのQ値を小さくすることに相当する。従って、図のようにノイズ伝達関数の特性は「ゆるく」なり、CWドプラと比較するとノイズ低減効果は小さくなる一方、広い帯域の信号を通過させることが可能となる。なお、中心周波数Fc=10MHzは、プローブの中心周波数に合わせたものである。
FIG. 3B is an example of control of the controlled bandpass sigma-
従来のCWドプラ以外のモードにおいては、10ビット、ハイエンド機で12ビットのパイプライン型AD変換器が利用されている。実用上これ以上のものは必要ない。つまり、それらのAD変換器が持つS/N程度を実現できるのなら、高帯域モードでのノイズ低減効果減少は問題ではないと考えられる。 In modes other than the conventional CW Doppler, a 10-bit, high-end 12-bit pipeline AD converter is used. No more is needed for practical use. That is, if the S / N level of these AD converters can be realized, it is considered that the reduction in noise reduction effect in the high-band mode is not a problem.
次に、上記制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154を超音波診断装置10に採用した場合の効果について、他の二つの型のシグマ・デルタAD変換器との比較の観点から説明する。
Next, the effect when the above-described controlled band-pass sigma-
まず、第1型のシグマ・デルタAD変換器について説明する。図4は、第1型のシグマ・デルタAD変換器50の構成を示したブロック図である。図5(a)乃至(c)は、本第1型のシグマ・デルタAD変換器50の特性を説明するための図である。
First, the first type sigma-delta AD converter will be described. FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the first type sigma-
この第1型のシグマ・デルタAD変換器50は、図4に示すようにモジュレータの部分に積分器が組み込まれている。従って、低周波側の信号を通し、量子化ノイズを高周波側においてやるように意図されている。その意味で、第1型のシグマ・デルタAD変換器50はローパス型のフィルタ機能を有する。
In the first type sigma-
一般に、サンプリング理論では、その量子化ノイズは、図5(a)に示すようにナイキスト帯域内に一様に分布し、そのトータル・パワーは入力レンジと分解能で決まる。従って、必要な帯域より大きな周波数でサンプリングし、後に必要な帯域のみフィルタで抽出(間引き:デシメーション)すると、図5(b)に示すようにフィルタによる帯域制限の分だけ量子化ノイズを減らすことができる。いわゆるオーバー・サンプリングである。 In general, in the sampling theory, the quantization noise is uniformly distributed in the Nyquist band as shown in FIG. 5A, and the total power is determined by the input range and resolution. Therefore, if sampling is performed at a frequency larger than the necessary band, and only the necessary band is extracted (decimation) later by the filter, the quantization noise is reduced by the band limitation by the filter as shown in FIG. it can. This is so-called oversampling.
第1型のシグマ・デルタAD変換器50は、図5(c)に示すように、さらにシグマ・デルタ変調によりノイズ分布を制御し、それを帯域外におしやり、信号帯域内のノイズをさらに小さくするものである。この様な機能により、AD変換器のノイズ源として支配的であった量子化ノイズを、その他のノイズと同等以下まで落とすことが可能である。
As shown in FIG. 5C, the first type sigma-delta A /
しかしながら、この第1型のシグマ・デルタAD変換器50を、超音波診断装置へ素朴に適用するには問題がある。なぜなら、シグマ・デルタAD変換器50はオーバー・サンプリングを前提としているからである。すなわち、変換すべき信号の周波数は最大10数MHzに達するので、クロック周波数として数100MHzのものが必要になってくる。回路基板上でこのような高周波を生成し配線するにはリスクがあり、またAD変換器自体もそのような高いレートで動作するようなものが必要になり、消費電力も増える。従来のシグマ・デルタAD変換器の応用がオーディオ帯域に限られていた理由はここにあると考えられる。
However, there is a problem in applying the first type sigma-
なお、そのシンプルさゆえに回路規模を小さくするという目的で、この型のAD変換器を超音波診断装置に適用しようという提案がある(例えば、S.E. Noujaim, S. L. Garverick, and M. O’Donnell “Phased array ultrasonic beam forming using oversampled A/D converters,” U.S.P.5,203,35, April 20, 1993、K.W.Rigby “Delta-sigma beamformers with minimal dynamic focusing artifacts,” U.S.P.6,366,227, April2 2002, S.R.Freeman et al., “Delta-sigma oversampled ultrasound beamformer with dynamic delays,” IEEE Trans. Ultrasonic, Ferroelectrics and Frequency Control, vol.46,p.p.320-332, March 1999.)。しかしながらいずれも高周波クロックの存在とその周波数での動作を前提としていて、上で述べた実際的問題は考慮されていない。 There is a proposal to apply this type of AD converter to an ultrasonic diagnostic apparatus for the purpose of reducing the circuit scale due to its simplicity (for example, SE Noujaim, SL Garverick, and M. O'Donnell “Phased array ultrasonic beam forming using oversampled A / D converters, ”USP5,203,35, April 20, 1993, KWRigby“ Delta-sigma beamformers with minimal dynamic focusing artifacts, ”USP6,366,227, April2 2002, SRFreeman et al.,“ Delta -sigma oversampled ultrasound beamformer with dynamic delays, "IEEE Trans. Ultrasonic, Ferroelectrics and Frequency Control, vol. 46, pp 320-332, March 1999.). However, both are premised on the existence of a high frequency clock and operation at that frequency, and the practical problems described above are not considered.
次に、第2型のバンドパス型シグマ・デルタAD変換器について説明する。図6(a)は、第2型のシグマ・デルタAD変換器60の構成を示したブロック図である。この第2型のシグマ・デルタAD変換器60は、同図に示すようにモジュレータの部分に、積分器に換えて共振器が組み込まれている。従って、所定の中心周波数(固定)とその回りの所定帯域幅(固定)の信号のみを通過させるように意図されている。その意味で、第2型のシグマ・デルタAD変換器50は固定式バンドパス型のフィルタ機能を有する。また、その出力には、中心周波数±設定帯域に存在する信号成分と、中心周波数で小さくなるよう制御された量子化ノイズが現われることになる。
Next, a second type band-pass sigma-delta AD converter will be described. FIG. 6A is a block diagram showing the configuration of the second type sigma-delta AD converter 60. In the second type sigma-delta AD converter 60, a resonator is incorporated in the modulator portion in place of the integrator as shown in FIG. Therefore, it is intended to pass only a signal having a predetermined center frequency (fixed) and a predetermined bandwidth (fixed) around it. In that sense, the second type sigma-
この第2型のシグマ・デルタAD変換器60の特性を、第1型のシグマ・デルタAD変換器50の特性と比較しながら説明する。図6(b)は、第1型のシグマ・デルタAD変換器50の特性を示した図である。また、図6(c)は、第2型のシグマ・デルタAD変換器60の特性(中心周波数Fc、帯域幅Bw)を示した図である。図6(b)と図6(c)とを比較するとわかるように、第2型のシグマ・デルタAD変換器60では、所定の中心周波数Fcとそのまわりの狭帯域信号に関し、高S/NのAD変換が可能になる。この特性は、CWドプラ信号処理に適していると言える。なぜなら、ドプラ信号成分はあるキャリア周波数の周辺±数10kHzに存在し、逆にこれ以外の帯域は、ドプラ信号処理に限っていえば興味がないからである。また、オーバー・サンプリング・レシオは、設定帯域とサンプリング周波数の比で考えることができる。従って、第2型のシグマ・デルタAD変換器60によれば、サンプリング周波数を極端に大きくとらなくても高周波信号のAD変換が可能である。
The characteristics of the second type sigma-delta AD converter 60 will be described in comparison with the characteristics of the first type sigma-
しかしながら、第2型のシグマ・デルタAD変換器60は、CWドプラモードとそれ以外の映像化モードを含むオールモード対応の受信ビームフォーマへの採用を考えると、次のような不利な点がある。第1に、第2型のバンドパス・シグマ・デルタAD変換器60の中心周波数は、固定であることである。すなわち、超音波診断における受信エコー信号の中心周波数はプローブに依存する。従って、そのままでは使用するプローブが極端に制限され、診断の自由度を狭めることになってしまう。第2に、第2型のバンドパス・シグマ・デルタAD変換器60は、広帯域の信号処理をカバーできないことである。すなわち、CWドプラ信号成分は狭帯域であるが、その他のモードでは広い帯域が必要とされる。従って、CWドプラモードにおける信号処理、及びそれ以外の映像化モードにおける信号処理に対応することができない。 However, the second type sigma-delta AD converter 60 has the following disadvantages when it is applied to an all-mode reception beamformer including the CW Doppler mode and other imaging modes. First, the center frequency of the second-type bandpass sigma-delta AD converter 60 is fixed. That is, the center frequency of the received echo signal in ultrasonic diagnosis depends on the probe. Therefore, the probe to be used is extremely limited as it is, and the degree of diagnosis is narrowed. Second, the second-type bandpass sigma-delta AD converter 60 cannot cover wideband signal processing. That is, the CW Doppler signal component has a narrow band, but a wide band is required in other modes. Therefore, it cannot cope with signal processing in the CW Doppler mode and signal processing in other imaging modes.
なお、この型のAD変換器を超音波診断装置用ビームフォーマに応用しようという研究は、過去に報告されている(例えば、O. Norman, “A band-pass delta-sigma modulator for ultrasonic imaging at 160 MHz clock rate,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 31, p.p.2036-2041, Dec.1996)。この例では、外付けの素子で帯域を制御する方法を採っている。そのため、制御の自由度が小さく、また依然として中心周波数をひとつしか設定できないという制約から逃れられていない。 Research on applying this type of AD converter to a beam former for an ultrasonic diagnostic apparatus has been reported in the past (for example, O. Norman, “A band-pass delta-sigma modulator for ultrasonic imaging at 160 MHz clock rate, "IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 31, pp2036-2041, Dec. 1996). In this example, a method of controlling the band with an external element is adopted. For this reason, the degree of freedom of control is small, and the restriction that only one center frequency can be set is not escaped.
本制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154は、これら第1型及び第2型のバンドパス・シグマ・デルタAD変換器を凌駕し、上記各問題を解決するものである。すなわち、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154は、中心周波数、帯域幅Bw、ダイナミックレンジのそれぞれを自由に制御することができるから、映像化モードに応じて必要な帯域の信号を抽出することが可能である。
The present controlled band-pass sigma-
従って、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154により、一つの受信系によるオールモード対応の受信ビームフォーマを実現することができ、従来必要だったCWドプラモード専用アナログ信号処理回路を削除することができる。その結果、従来に比して小型且つ低価格な受信ビームフォーマ、及び超音波診断装置を実現することができる。
Therefore, the control-type bandpass sigma-
(実施例1)
次に、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の実施例について説明する。図7は、本実施例に係る制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154を示した図である。同図に示すバンドパス型シグマ・デルタAD変換器154は、共振器154bの部分にGm・Cフィルタと呼ばれるアナログ・アクティブフィルタを利用したものである。
Example 1
Next, an embodiment of the controlled band-pass sigma-
このGm・Cフィルタは、トランスコンダクタGmQ(帯域幅Bw制御)又はGmF(中心周波数Fc制御)とコンデンサCとにより所望の伝達関数を実現し、これによりフィルタとしての周波数特性を持つものである。トランスコンダクタはいわゆるV・I変換器であるが、ここでは制御電圧あるいは電流によりV・I特性を可変にできるようなものを作ることが可能である。 This Gm / C filter realizes a desired transfer function with a transconductor Gm Q (bandwidth Bw control) or Gm F (center frequency Fc control) and a capacitor C, thereby having a frequency characteristic as a filter. is there. The transconductor is a so-called V · I converter, but here, it is possible to make a V · I characteristic variable by a control voltage or current.
図8(a)は、例えばCMOSにおける最も基本的な形のトランスコンダクタの例(特性固定型)を示している。基本的なソース結合差動入力回路である。出力電流と入力電圧の関係を求めると次の式(1)のようになる。
ここで、μはMOS−FETチャネルの平均電子移動度、Coxは酸化膜の誘電率と厚さの比、W、Lはそれぞれチャネルの幅と長さである。式(1)に示すように、電流は固定的なプロセス・パラメータおよびバイアス電流を介して、入力電圧で決定されるので、図8(a)の形態の回路はV・I変換器たりえる。トランスコンダクタンスgmは、次の式(2)によりただちに求めることができる。
また、図8(b)は、図8(a)に示したトランスコンダクタの特性を制御パラメータにより可変とした例(特性可変型)を示している。新たに追加したCMOS−M3は、非飽和領域で等価的に電圧制御抵抗として動作させる。この抵抗成分をRで表すと、図8(b)の回路のトランスコンダクタGmはもとのgmを用いて次の式(3)のように表わせる。
ここで、RはM3のゲート・ソース間電圧で決まるのでゲート電圧Vtuneで制御可能である。従って式(3)は次の式(4)のように表すことができ、可変トランスコンダクタンスとなる。
以上のような要素技術を利用することにより、図7のようなモジュレータを実現することが可能となり、よって中心周波数と帯域を制御可能なバンドパス型シグマ・デルタAD変換器154を得ることができる。
By using the elemental technology as described above, it is possible to realize a modulator as shown in FIG. 7, and thus a bandpass sigma-
(実施例2)
次に、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154の他の実施例について説明する。本実施例に係るAD変換器154は、回路規模・消費電力が小さいというシグマ・デルタ型AD変換器の特徴を生かしたものであり、装置の小型化に好適な例である。
(Example 2)
Next, another embodiment of the controlled band-pass sigma-
図9は、本実施例に係る制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154を内蔵した受信ビームフォーマ157を示した図である。図1と対応させると、本受信ビームフォーマ157は、ディジタル受信ビームフォーマASICとしてのビームフォーマ155に、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154を含めたものである。
FIG. 9 is a diagram showing a
制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154は、チャンネル毎に複数個(例えば128個)設けられ、既述の内容にてAD変換を実行する。「Beamforming Logic」の部分は、従来のディジタル・ビームフォーマと同等の機能を有しており、整相加算と受信開口制御を行う。
A plurality of (eg, 128) control-type bandpass sigma-
既述の如く、制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器154は回路規模・消費電力が小さく、IC内蔵化に向いていると言える。従って、これをディジタル受信ビームフォーマASICに内蔵した場合、より多くのチャンネルをひとつのICに組み込むことが可能である。すなわち、図9における「Ch N」のNに関して、装置を大型化せずにより大きな値を期待することができ、受信ビームフォーマ回路として高集積度化が可能である。
As described above, the control-type bandpass sigma-
以上、本発明を実施形態に基づき説明したが、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例及び修正例に想到し得るものであり、それら変形例及び修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。 Although the present invention has been described based on the embodiments, those skilled in the art can come up with various changes and modifications within the scope of the idea of the present invention. It is understood that it belongs to the scope of the present invention.
例えば、上記実施例1では、Gm・Cフィルタによるモジュレータの実現を示したが、これに限定する趣旨ではない。例えば、プログラマブル・スイッチド・キャパシタ回路によっても実現することが可能である。 For example, in the first embodiment, the implementation of the modulator using the Gm / C filter is shown, but the present invention is not limited to this. For example, it can be realized by a programmable switched capacitor circuit.
また、例えば、上記各実施形態における制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器は、構成要素の内部AD変換器/DA変換器について1ビットを仮定している。しかしながら、これに拘泥されず、複数ビットの場合にも適用可能である。 Also, for example, the controlled bandpass sigma-delta AD converter in each of the above embodiments assumes 1 bit for the internal AD converter / DA converter of the constituent elements. However, the present invention is not limited to this and can be applied to a case of a plurality of bits.
さらに、上記各実施形態における制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器は、超音波診断装置に拘泥されず、その他の機器(例えば、ラジオ、携帯電話等の通信機器)にも使用することができる。 Furthermore, the control-type band-pass sigma-delta AD converter in each of the above embodiments is not limited to the ultrasonic diagnostic apparatus, and can be used for other devices (for example, communication devices such as radios and mobile phones). it can.
また、各実施形態は可能な限り適宜組み合わせて実施してもよく、その場合組合わせた効果が得られる。さらに、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果の少なくとも1つが得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。 Further, the embodiments may be combined as appropriate as possible, and in that case, the combined effect can be obtained. Furthermore, the above embodiments include inventions at various stages, and various inventions can be extracted by appropriately combining a plurality of disclosed constituent elements. For example, even if some constituent requirements are deleted from all the constituent requirements shown in the embodiment, the problem described in the column of the problem to be solved by the invention can be solved, and the effect described in the column of the effect of the invention If at least one of the following is obtained, a configuration in which this configuration requirement is deleted can be extracted as an invention.
以上本発明によれば、CWドプラ信号処理にも適用可能なダイナミックレンジを有し、かつ回路規模が小さい新方式のAD変換器を採用することにより、小型で低価格な超音波診断装置を実現できる。 As described above, according to the present invention, a small and inexpensive ultrasonic diagnostic apparatus is realized by adopting a new AD converter having a dynamic range applicable to CW Doppler signal processing and a small circuit scale. it can.
10…超音波診断装置、11…超音波プローブ、13…T/Rスイッチ、15…超音波送受信部、16…共振器コントローラ、17…Bモード処理部、19…ドプラ処理部、21…画像生成部、23…表示部、25…入力装置、27…CPU、150…パルサ、152…LNA、153…TGC、154…制御式バンドパス型シグマ・デルタAD変換器、154a…加算器、154b…共振器、154c…コンパレータ、154d…1bit−DAC、154c…ディジタルフィルタ、155…ビームフォーマ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Ultrasonic diagnostic apparatus, 11 ... Ultrasonic probe, 13 ... T / R switch, 15 ... Ultrasonic transmission / reception part, 16 ... Resonator controller, 17 ... B-mode processing part, 19 ... Doppler processing part, 21 ... Image generation , 23 ... display unit, 25 ... input device, 27 ... CPU, 150 ... pulsar, 152 ... LNA, 153 ... TGC, 154 ... controlled band-pass sigma-delta AD converter, 154a ... adder, 154b ...
Claims (6)
前記被検体に対し超音波を送信し、当該超音波からのエコー信号を受信する超音波プローブと、
前記映像化モードに応じて、画像化する信号の周波数帯域及びダイナミックレンジを決定する制御手段と、
前記エコー信号から、前記決定された周波数帯域に属する信号成分を抽出して前記決定されたダイナミックレンジでアナログ−ディジタル変換を施し、ディジタル信号を取得する信号変換手段と、
を具備することを特徴とする超音波診断装置。 In an ultrasonic diagnostic apparatus that scans a predetermined part of a subject with an ultrasonic wave according to a predetermined imaging mode and acquires an ultrasonic image,
An ultrasonic probe for transmitting an ultrasonic wave to the subject and receiving an echo signal from the ultrasonic wave;
Control means for determining a frequency band and a dynamic range of a signal to be imaged according to the imaging mode;
Signal conversion means for extracting a signal component belonging to the determined frequency band from the echo signal, performing analog-digital conversion in the determined dynamic range, and obtaining a digital signal;
An ultrasonic diagnostic apparatus comprising:
前記映像化モードがドプラモードである場合には、前記画像化信号が狭帯域信号となるように前記所定の帯域幅を狭く設定し、
前記映像化モードが前記エコー信号の振幅自体を画像化するモードである場合には、前記画像化信号が広帯域信号となるように前記所定の帯域幅を広く設定すること、
を特徴とする請求項1記載の超音波診断装置。 The control means determines the frequency band based on a center frequency and a bandwidth of the image signal.
When the imaging mode is a Doppler mode, the predetermined bandwidth is set to be narrow so that the imaging signal becomes a narrowband signal,
When the imaging mode is a mode for imaging the amplitude of the echo signal itself, setting the predetermined bandwidth wide so that the imaging signal becomes a wideband signal;
The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1.
前記映像化モードがドプラモードである場合には、前記画像化する信号のダイナミックレンジを広く設定し、
前記映像化モードが前記エコー信号の振幅自体を画像化するモードである場合には、前記画像化する信号のダイナミックレンジを狭く設定すること、
を特徴とする請求項1乃至3のうちいずれか一項記載の超音波診断装置。 The control means
When the imaging mode is a Doppler mode, set a wide dynamic range of the signal to be imaged,
When the imaging mode is a mode for imaging the amplitude of the echo signal itself, setting a dynamic range of the signal to be imaged narrowly;
The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1, wherein:
前記エコー信号を入力する加算器と、
前記加算器の後段に設けられ、当該加算器が出力する信号のうち前記周波数帯域に属する第1の信号のみを通過させる共振器と、
前記第1の信号をアナログ−ディジタル変換する第1の変換器と、
前記変換されたディジタル信号のデシメーションを行うディジタルフィルタと、
前記第1の変換器が出力する前記ディジタル信号を前記共振器の入力に帰還させる帰還ループに設けられ、前記ディジタル信号をディジタル−アナログ変換して第3の信号を取得する第2の変換器と、を有し、
前記加算器、前記共振器、前記第1の変換器、前記第2の変換器はシグマ−デルタ変調システムを構成すること、
を特徴とする請求項1乃至3のうちいずれか一項記載の超音波診断装置。 The signal converting means includes
An adder for inputting the echo signal;
A resonator that is provided at a subsequent stage of the adder and that passes only a first signal belonging to the frequency band among signals output by the adder;
A first converter for analog-to-digital conversion of the first signal;
A digital filter for decimation of the converted digital signal;
A second converter that is provided in a feedback loop that feeds back the digital signal output from the first converter to the input of the resonator, and that performs a digital-analog conversion on the digital signal to obtain a third signal; Have
The adder, the resonator, the first converter, and the second converter form a sigma-delta modulation system;
The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1, wherein:
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JP4728756B2 (en) | 2011-07-20 |
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