JP2007049514A - ミキサ回路、変調器、及び送信機 - Google Patents

Abstract

【課題】 電圧降下を生じさせるエミッタ抵抗を挿入することなく、低歪みのミキサ回路を提供する。
【解決手段】 トランジスタＱ１〜Ｑ６及び抵抗Ｒ１から構成されるダブルバランス型のミキサ回路１に、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２を付加する。インピーダンス素子Ｚ１は、トランジスタＱ１及びＱ３の共通コレクタとトランジスタＱ１及びＱ２の共通エミッタとの間に挿入される。インピーダンス素子Ｚ２は、トランジスタＱ２及びＱ４の共通コレクタとトランジスタＱ３及びＱ４の共通エミッタとの間に挿入される。このインピーダンス素子Ｚ１及びＺ２は、高周波信号（ＲＦ信号）の一部を増幅後のベースバンド信号（ＢＢ信号）に帰還させる機能を有し、トランジスタＱ１〜Ｑ４のバランス性を意図的に崩す役割を果たす。
【選択図】 図１

Description

本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等に使用される、ダイレクトコンバージョン方式のミキサ回路、変調器及び送信機に関する。

近年、爆発的に普及している携帯電話や無線ＬＡＮ等の送信部には、ダイレクトコンバージョン方式が用いられている。このダイレクトコンバージョン方式とは、ベースバンド信号（ＢＢ信号）をローカル信号（ＬＯ信号）と掛け合わせることによって、ベースバンド信号を高周波信号（ＲＦ信号）に直接周波数変換する方式である。一般に、周波数変換を行う回路はアップコンバータと呼ばれ、アップコンバータの中心となる回路がミキサ回路である。

図１３に、トランジスタＱ１〜Ｑ６及び抵抗Ｒ１で構成される従来のミキサ回路１０１を示す。トランジスタＱ５及びＱ６は、エミッタが共通接続され、抵抗Ｒ１を介して接地されている。ＢＢ信号入力端子対Ｔ１から与えられるベースバンド信号（ＢＢｉｎ）は、トランジスタＱ５及びＱ６のベースにそれぞれ入力される。トランジスタＱ１及びＱ２は、エミッタが共通接続され、トランジスタＱ５のコレクタに接続されている。トランジスタＱ３及びＱ４は、エミッタが共通接続され、トランジスタＱ６のコレクタに接続されている。ＬＯ信号入力端子対Ｔ２から与えられるローカル信号（ＬＯｉｎ）は、トランジスタＱ１及びＱ４のベースとトランジスタＱ２及びＱ３のベースとに、それぞれ入力される。トランジスタＱ１及びＱ３はコレクタが共通接続されて、またトランジスタＱ２及びＱ４はコレクタが共通接続されて、増幅された高周波信号（ＲＦｏｕｔ）を出力する出力端子対Ｔ３を構成する。

上記構成による従来のミキサ回路１０１は、ベースバンド信号及びローカル信号の両方がバランス入力であるダブルバランス型のミキサ回路になっている。なお、バランス入力とは、入力端子が２つあり、その２端子間に信号を加えることを言う。以下、従来のミキサ回路１０１の動作を、図１４をさらに参照して説明する。図１４は、図１３に破線で示した第１ＢＢ段、第２ＢＢ段、ＬＯ段、及びＲＦ段における周波数と電力との関係を示す図である。

ＢＢ信号入力端子対Ｔ１から与えられるバランス型のベースバンド信号Ｂ１は、トランジスタＱ５及びＱ６のベースに入力され、増幅されてベースバンド信号ＢＢ１としてトランジスタＱ５及びＱ６のコレクタに現れる。ＬＯ信号入力端子対Ｔ２から与えられるバランス型のローカル信号Ｌ１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４のベースにそれぞれ入力され、増幅されたベースバンド信号ＢＢ１とミキシングされる。このミキシングによって、ＲＦ信号出力端子対Ｔ３には、ローカル信号Ｌ１とベースバンド信号ＢＢ１との和及び差の周波数である高周波信号Ｒ１が現れる。

ところが、上記従来のミキサ回路１０１では、ベースバンド信号Ｂ１が入力されるトランジスタＱ５及びＱ６のコレクタ電流がベース電圧に対して指数関数的に変化するため、高調波の歪みが発生しやすい。図１４における歪み成分ＢＤ１がこれに相当し、この歪み成分ＢＤ１とローカル信号Ｌ１とがミキシングされることによって、ローカル信号Ｌ１と歪み成分ＢＤ１との和及び差の周波数である歪み成分Ｄ１がＲＦ段で発生する。これは、送信帯域における妨害波として作用するため、通信性能の劣化の原因となる。

この歪み問題を改善させたミキサ回路の一例として、図１５に示すミキサ回路１０２の構成が提案されている（特許文献１を参照）。この図１５に示す従来のミキサ回路１０２では、トランジスタＱ５及びＱ６のエミッタにエミッタ抵抗Ｒ２及びＲ３をそれぞれ挿入接続している。この構成によって、コレクタ電圧−ベース電圧特性を線形化させて低歪み動作を行わせている。
特開平４−１７４０５号公報（第４頁、第２図）

しかしながら、上述した従来のミキサ回路１０２のようにエミッタ抵抗Ｒ２及びＲ３を挿入すると、挿入した抵抗によって電圧降下が生じ、回路全体の低電圧化に限界が生じるという課題がある。

それ故に、本発明の目的は、電圧降下を生じさせるエミッタ抵抗を挿入することなく、低歪みのミキサ回路、変調器、及び送信機を提供することである。

本発明は、ダイレクトコンバージョン方式のダブルバランス型ミキサ回路に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明は、第１〜第６のトランジスタ及び第１〜第４のインピーダンス素子の一部又は全部を用いて、以下のようにミキサ回路を構成している。

まず、エミッタにベースバンド信号の一方を入力し、ベースにローカル信号の一方を入力し、コレクタから高周波信号の一方を出力する第１のトランジスタと、エミッタにベースバンド信号の一方を入力し、ベースにローカル信号の他方を入力し、コレクタから高周波信号の他方を出力する第２のトランジスタと、エミッタにベースバンド信号の他方を入力し、ベースにローカル信号の他方を入力し、コレクタから高周波信号の一方を出力する第３のトランジスタと、エミッタにベースバンド信号の他方を入力し、ベースにローカル信号の一方を入力し、コレクタから高周波信号の他方を出力する第４のトランジスタと、第１及び第３のトランジスタの共通コレクタと第１及び第２のトランジスタの共通エミッタとの間に挿入される第１のインピーダンス素子と、第２及び第４のトランジスタの共通コレクタと第３及び第４のトランジスタの共通エミッタとの間に挿入される第２のインピーダンス素子とを含む、ミキサ回路である。

このミキサ回路では、第２及び第４のトランジスタの共通コレクタと第１及び第２のトランジスタの共通エミッタとの間に第３のインピーダンス素子を、また、第１及び第３のトランジスタの共通コレクタと第３及び第４のトランジスタの共通エミッタとの間に第４のインピーダンス素子を、それぞれ挿入してもよい。

また、ベースにローカル信号の一方を入力し、コレクタから高周波信号の一方を出力する第１のトランジスタと、エミッタが第１のトランジスタのエミッタと接続され、ベースにローカル信号の他方を入力し、コレクタから高周波信号の他方を出力する第２のトランジスタと、ベースにローカル信号の他方を入力し、コレクタから高周波信号の一方を出力する第３のトランジスタと、エミッタが第３のトランジスタのエミッタと接続され、ベースにローカル信号の一方を入力し、コレクタから高周波信号の他方を出力する第４のトランジスタと、ベースにベースバンド信号の一方を入力し、コレクタが第１及び第２のトランジスタの共通エミッタに接続された、エミッタ接地の第５のトランジスタと、ベースにベースバンド信号の他方を入力し、コレクタが第３及び第４のトランジスタの共通エミッタに接続された、エミッタ接地の第６のトランジスタと、第１及び第３のトランジスタの共通コレクタと第５のトランジスタのベースとの間に挿入される第１のインピーダンス素子と、第２及び第４のトランジスタの共通コレクタと第６のトランジスタのベースとの間に挿入される第２のインピーダンス素子とを含む、ミキサ回路である。

このミキサ回路では、第２及び第４のトランジスタの共通コレクタと第５のトランジスタのベースとの間に第３のインピーダンス素子を、また、第１及び第３のトランジスタの共通コレクタと第６のトランジスタのベースとの間に第４のインピーダンス素子を、それぞれ挿入してもよい。

これらのミキサ回路に用いる第１〜第４のインピーダンス素子は、コイル、容量又は抵抗の各素子を１つ又は複数用いた回路で構成されることが好ましい。
なお、これらのミキサ回路を２つと、ローカル信号を９０度の位相差を持った２つのローカル信号に変換し、２つのミキサ回路へそれぞれ出力する９０度位相器とを備えれば、変調器を実現することができる。
また、この変調器と、変調器にローカル信号を出力する発振器と、発振器から出力される高周波信号を増幅する電力増幅器と、電力増幅器と接続される共用器と、共用器から出力される高周波信号を放射するアンテナとを備えれば、送信機を実現することができる。

本発明によれば、意図的にバランス性を崩した回路構成を用いて歪み成分を減衰させる。これにより、低歪みのミキサ回路、変調回路及び送信回路等を容易に実現することができる。

〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係るミキサ回路１の構成図である。図１に示すミキサ回路１は、ダブルバランス型のミキサ回路であり、トランジスタＱ１〜Ｑ６と、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２と、抵抗Ｒ１とで構成される。

トランジスタＱ５及びＱ６は、エミッタが共通接続され、抵抗Ｒ１を介して接地されている。ＢＢ信号入力端子対Ｔ１から与えられるベースバンド信号（ＢＢｉｎ）は、トランジスタＱ５及びＱ６のベースにそれぞれ入力される。トランジスタＱ１及びＱ２は、エミッタが共通接続され、トランジスタＱ５のコレクタに接続されている。トランジスタＱ３及びＱ４は、エミッタが共通接続され、トランジスタＱ６のコレクタに接続されている。ＬＯ信号入力端子対Ｔ２から与えられるローカル信号（ＬＯｉｎ）は、トランジスタＱ１及びＱ４のベースとトランジスタＱ２及びＱ３のベースとに、それぞれ入力される。トランジスタＱ１及びＱ３はコレクタが共通接続されて、またトランジスタＱ２及びＱ４はコレクタが共通接続されて、増幅された高周波信号（ＲＦｏｕｔ）を出力する出力端子対Ｔ３を構成する。

インピーダンス素子Ｚ１は、トランジスタＱ１及びＱ３の共通コレクタとトランジスタＱ１及びＱ２の共通エミッタとの間に挿入される。また、インピーダンス素子Ｚ２は、トランジスタＱ２及びＱ４の共通コレクタとトランジスタＱ３及びＱ４の共通エミッタとの間に挿入される。このインピーダンス素子Ｚ１及びＺ２は、高周波信号の一部を増幅後のベースバンド信号に帰還させる機能を有し、トランジスタＱ１〜Ｑ４のバランス性を意図的に崩す役割を果たす。

以下、上記ミキサ回路１で示した構成のようにインピーダンス素子Ｚ１及びＺ２を挿入することで、高周波信号に重畳される歪み成分が減衰することを、図２をさらに参照して説明する。図２は、図１に破線で示した第１ＢＢ段、第２ＢＢ段、ＬＯ段、及びＲＦ段に現れる信号の周波数と電力との関係を示す図である。

ＢＢ信号入力端子対Ｔ１から与えられるバランス型のベースバンド信号Ｂ１は、トランジスタＱ５及びＱ６のベースに入力され、増幅されてベースバンド信号ＢＢ１としてトランジスタＱ５及びＱ６のコレクタに現れる。このとき、ベースバンド信号ＢＢ１の高調波歪み成分ＢＤ１も発生する。ＬＯ信号入力端子対Ｔ２から与えられるバランス型のローカル信号Ｌ１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４のベースにそれぞれ入力され、増幅されたベースバンド信号ＢＢ１とミキシングされる。このミキシングによって、ＲＦ信号出力端子対Ｔ３には、ローカル信号Ｌ１とベースバンド信号ＢＢ１との和及び差の周波数である高周波信号Ｒ１と共に、ローカル信号Ｌ１と歪み成分ＢＤ１との和及び差の周波数である歪み成分Ｄ１が現れる。ここまでは、従来のミキサ回路と同様である。

本第１の実施形態に係るミキサ回路では、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２によってＲＦ信号出力端子対Ｔ３から見たバランス性が崩れているため、ＬＯ信号入力端子対Ｔ２には二次高調波信号Ｌ２等の偶数次歪み成分が生じる。従って、第２ＢＢ段に帰還した高周波信号Ｂ２とＬＯ段に生じた二次高調波信号Ｌ２とがミキシングされて、歪み成分Ｄ１とは逆位相の歪み成分をＲＦ段に生じさせる。この逆位相の歪み成分により、従来の歪み成分Ｄ１が歪み成分Ｄ２まで減衰されるのである。

図３〜図５は、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２を具体的に示したミキサ回路１の構成図である。
図３は、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２を抵抗で構成した例である。この構成によれば、高周波信号と共に直流電流も帰還するため、トランジスタＱ１〜Ｑ４に流れる直流電流が減少し、トランジスタによるショットノイズを低減させることができる。
図４は、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２を容量で構成した例である。この構成によれば、高周波信号の周波数付近に自己共振周波数を持つ容量を用いることによって、高周波信号だけを帰還させることができる。
図５は、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２を容量と抵抗との直列回路で構成した例である。この構成によれば、高周波信号の周波数付近に自己共振周波数を持つ容量を用いることで高周波信号だけを帰還させることができ、さらに抵抗によって高周波信号の帰還量を調整することができる。

典型的には、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２には、同じ値かつ同じ種類の素子が用いられるが、トランジスタＱ１〜Ｑ４をアンバランスにさせるという点で、同じ種類で異なる値の素子を用いてもよいし、異なる種類の素子を用いてもよい。また、図５の構成においては、容量と抵抗の接続順序は図示したものに限られない。さらに、コイルを用いてインピーダンス素子Ｚ１及びＺ２を構成しても構わない。

〔第２の実施形態〕
図６は、本発明の第２の実施形態に係るミキサ回路２の構成図である。図６に示すミキサ回路２は、ダブルバランス型のミキサ回路であり、トランジスタＱ１〜Ｑ６と、インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４と、抵抗Ｒ１とで構成される。この第２の実施形態に係るミキサ回路２の構成は、インピーダンス素子Ｚ３及びＺ４をさらに加えた点が異なり、その他は上述した第１の実施形態に係るミキサ回路１の構成と同様である（同一の参照番号を付している）。以下、この異なる構成を中心に、第２の実施形態に係るミキサ回路２を説明する。

インピーダンス素子Ｚ３は、トランジスタＱ２及びＱ４の共通コレクタとトランジスタＱ１及びＱ２の共通エミッタとの間に挿入される。また、インピーダンス素子Ｚ４は、トランジスタＱ１及びＱ３の共通コレクタとトランジスタＱ３及びＱ４の共通エミッタとの間に挿入される。このインピーダンス素子Ｚ３及びＺ４も、高周波信号の一部を増幅後のベースバンド信号に帰還させる機能を有し、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２と共にトランジスタＱ１〜Ｑ４のバランス性を意図的に崩す役割を果たす。

上記ミキサ回路２で示した構成のようにインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４を挿入することで、高周波信号に重畳される歪み成分が減衰するメカニズムは、第１の実施形態で図２を用いて説明した通りである。すなわち、インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４によってＲＦ信号出力端子対Ｔ３から見たバランス性が崩れているため、ＬＯ信号入力端子対Ｔ２には二次高調波信号Ｌ２等の偶数次歪み成分が生じる。従って、第２ＢＢ段に帰還した高周波信号Ｂ２とＬＯ段に生じた二次高調波信号Ｌ２とがミキシングされて、歪み成分Ｄ１とは逆位相の歪み成分をＲＦ段に生じさせる。この逆位相の歪み成分により、従来の歪み成分Ｄ１が歪み成分Ｄ２まで減衰されるのである。

そして、この効果に加えて、第２の実施形態に係るミキサ回路２の構成では、インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４を詳細に調整することができるので、逆位相の歪み成分をより高精度で発生させることができるという効果を発揮する。もちろん、上記図３〜図５で示したインピーダンス素子Ｚ１及びＺ２の具体例は、インピーダンス素子Ｚ３及びＺ４にもそれぞれ適用可能である。

〔第３の実施形態〕
図７は、本発明の第３の実施形態に係るミキサ回路３の構成図である。図７に示すミキサ回路３は、ダブルバランス型のミキサ回路であり、トランジスタＱ１〜Ｑ６と、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２と、抵抗Ｒ１とで構成される。この第３の実施形態に係るミキサ回路３の構成は、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２の接続箇所だけが異なり、その他は上述した第１の実施形態に係るミキサ回路１の構成と同様である（同一の参照番号を付している）。以下、この異なる部分を中心に、第３の実施形態に係るミキサ回路３を説明する。

インピーダンス素子Ｚ１は、トランジスタＱ１及びＱ３の共通コレクタとトランジスタＱ５のベースとの間に挿入される。また、インピーダンス素子Ｚ２は、トランジスタＱ２及びＱ４の共通コレクタとトランジスタＱ６のベースとの間に挿入される。このインピーダンス素子Ｚ１及びＺ２は、高周波信号の一部を入力するベースバンド信号に帰還させる機能を有し、トランジスタＱ１〜Ｑ６のバランス性を意図的に崩す役割を果たす。

以下、上記ミキサ回路３で示した構成のようにインピーダンス素子Ｚ１及びＺ２を挿入することで、高周波信号に重畳される歪み成分が減衰することを、図８をさらに参照して説明する。図８は、図７に破線で示した第１ＢＢ段、第２ＢＢ段、ＬＯ段、及びＲＦ段に現れる信号の周波数と電力との関係を示す図である。

ＢＢ信号入力端子対Ｔ１から与えられるバランス型のベースバンド信号Ｂ１は、トランジスタＱ５及びＱ６のベースに入力され、増幅されてベースバンド信号ＢＢ１としてトランジスタＱ５及びＱ６のコレクタに現れる。このとき、ベースバンド信号ＢＢ１の高調波歪み成分ＢＤ１も発生する。ＬＯ信号入力端子対Ｔ２から与えられるバランス型のローカル信号Ｌ１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４のベースにそれぞれ入力され、増幅されたベースバンド信号ＢＢ１とミキシングされる。このミキシングによって、ＲＦ信号出力端子対Ｔ３には、ローカル信号Ｌ１とベースバンド信号ＢＢ１との和及び差の周波数である高周波信号Ｒ１と共に、ローカル信号Ｌ１と歪み成分ＢＤ１との和及び差の周波数である歪み成分Ｄ１が現れる。ここまでは、従来のミキサ回路と同様である。

本第３の実施形態に係るミキサ回路３では、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２によってＲＦ信号出力端子対Ｔ３から見たバランス性が崩れているため、ＬＯ信号入力端子対Ｔ２には二次高調波信号Ｌ２等の偶数次歪み成分が生じる。一方、第１ＢＢ段に帰還した高周波信号Ｂ３は、トランジスタＱ５及びＱ６のベースに入力され、増幅されてベースバンド信号ＢＢ３及び高調波歪み成分ＢＤ３としてトランジスタＱ５及びＱ６のコレクタに現れる。従って、このベースバンド信号ＢＢ３及び高調波歪み成分ＢＤ３とＬＯ段に生じた二次高調波信号Ｌ２とがミキシングされて、歪み成分Ｄ１とは逆位相の歪み成分をＲＦ段に生じさせる。この逆位相の歪み成分により、従来の歪み成分Ｄ１が歪み成分Ｄ２まで減衰されるのである。

〔第４の実施形態〕
図９は、本発明の第４の実施形態に係るミキサ回路４の構成図である。図９に示すミキサ回路４は、ダブルバランス型のミキサ回路であり、トランジスタＱ１〜Ｑ６と、インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４と、抵抗Ｒ１とで構成される。この第４の実施形態に係るミキサ回路４の構成は、インピーダンス素子Ｚ３及びＺ４をさらに加えた点が異なり、その他は上述した第３の実施形態に係るミキサ回路３の構成と同様である（同一の参照番号を付している）。以下、この異なる構成を中心に、第４の実施形態に係るミキサ回路４を説明する。

インピーダンス素子Ｚ３は、トランジスタＱ２及びＱ４の共通コレクタとトランジスタＱ５のベースとの間に挿入される。また、インピーダンス素子Ｚ４は、トランジスタＱ１及びＱ３の共通コレクタとトランジスタＱ６のベースとの間に挿入される。このインピーダンス素子Ｚ３及びＺ４も、高周波信号の一部を入力するベースバンド信号に帰還させる機能を有し、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２と共にトランジスタＱ１〜Ｑ６のバランス性を意図的に崩す役割を果たす。

上記ミキサ回路４で示した構成のようにインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４を挿入することで、高周波信号に重畳される歪み成分が減衰するメカニズムは、第３の実施形態で図８を用いて説明した通りである。すなわち、インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４によってＲＦ信号出力端子対Ｔ３から見たバランス性が崩れているため、ＬＯ信号入力端子対Ｔ２には二次高調波信号Ｌ２等の偶数次歪み成分が生じる。一方、第１ＢＢ段に帰還した高周波信号Ｂ３は、トランジスタＱ５及びＱ６のベースに入力され、増幅されてベースバンド信号ＢＢ３及び高調波歪み成分ＢＤ３としてトランジスタＱ５及びＱ６のコレクタに現れる。従って、このベースバンド信号ＢＢ３及び高調波歪み成分ＢＤ３とＬＯ段に生じた二次高調波信号Ｌ２とがミキシングされて、歪み成分Ｄ１とは逆位相の歪み成分をＲＦ段に生じさせる。この逆位相の歪み成分により、従来の歪み成分Ｄ１が歪み成分Ｄ２まで減衰されるのである。

そして、この効果に加えて、第４の実施形態に係るミキサ回路４の構成では、インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４を詳細に調整することができるので、逆位相の歪み成分をより高精度で発生させることができるという効果を発揮する。もちろん、上記図３〜図５で示したインピーダンス素子Ｚ１及びＺ２の具体例は、インピーダンス素子Ｚ３及びＺ４にもそれぞれ適用可能である。

以上のように、本発明の第１〜第４の実施形態に係るミキサ回路１〜４によれば、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２又はインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４を接続して、意図的にバランス性を崩した回路構成を用いる。この構成により、アンバランスが原因で発生する逆位相の高調波信号を利用して歪み成分を減衰させることができるので、低歪みのミキサ回路を容易に実現することができる。

なお、上記第１及び第２の実施形態に係るミキサ回路１及び２で説明した箇所にインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４を挿入する構成では、トランジスタＱ５及びＱ６を省略して、トランジスタＱ１及びＱ２の共通エミッタと、トランジスタＱ３及びＱ４の共通エミッタとに、バランス型のベースバンド信号をそれぞれ直接入力する構成にしても、同様の効果を奏することができる。

また、上記第１〜第４の実施形態に係るミキサ回路１〜４のトランジスタＱ１〜Ｑ６には、図示したバイポーラトランジスタを用いてもよいし、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。図１０は、トランジスタＱ１〜Ｑ６にＭＯＳＦＥＴを用い、かつベースバンド信号の供給回路を具体化したミキサ回路５の構成例を示す図である。

図１０に示すミキサ回路５のベースバンド信号供給回路は、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４と、抵抗Ｒ１１及びＲ１２と、容量Ｃ１１及びＣ１２とで構成される。トランジスタＱ１１は、ゲートにベースバンド信号の一方が入力され、ドレインが抵抗Ｒ１１を介して電源Ｖｃｃに接続され、ソースがトランジスタＱ１３のドレインに接続される。トランジスタＱ１２は、ゲートにベースバンド信号の他方が入力され、ドレインが抵抗Ｒ１２を介して電源Ｖｃｃに接続され、ソースがトランジスタＱ１４のドレインに接続される。トランジスタＱ１３は、ソースが接地されており、ドレインが自身のゲートとトランジスタＱ５のゲートとに接続されると共に、容量Ｃ１１を介して接地される。トランジスタＱ１４は、ソースが接地されており、ドレインが自身のゲートとトランジスタＱ６のゲートとに接続されると共に、容量Ｃ１２を介して接地される。容量Ｃ１１及びＣ１２は、ＢＢ信号の高周波雑音を低減させるために挿入されている。

〔第５の実施形態〕
図１１は、本発明の第５の実施形態に係る変調器２０の構成図である。図１１に示す変調器２０は、９０度位相器２１と、Ｉ系統のミキサ回路２２と、Ｑ系統のミキサ回路２３とで構成される。この変調器２０では、ミキサ回路２２及び２３に、上記第１〜第４の実施形態に係るミキサ回路１〜４のいずれかが適用される。

バランス型のローカル信号を入力するＬＯ信号入力端子対Ｔ２は、９０度位相器２１を介して、ミキサ回路２２及び２３に接続される。Ｉ系統のベースバンド信号を入力するＢＢ信号入力端子対Ｔ１１は、ミキサ回路２２を介して、ＲＦ信号出力端子対Ｔ３に接続される。Ｑ系統のベースバンド信号を入力するＢＢ信号入力端子対Ｔ１２は、ミキサ回路２３を介して、ＲＦ信号出力端子対Ｔ３に接続される。９０度位相器２１は、ローカル信号を、９０度の位相差を持ったＩ系統の信号とＱ系統の信号とに変換する。Ｉ系統の信号はミキサ回路２２に、Ｑ系統の信号はミキサ回路２３に、それぞれ出力される。従って、Ｉ系統のベースバンド信号がミキサ回路２２によってミキシングされて出力されるＩ系統の信号とＱ系統のベースバンド信号がミキサ回路２３によってミキシングされて出力されるＱ系統の信号とが合成されて、ＲＦ信号出力端子対Ｔ３に出力される信号は、Ｉ信号とＱ信号とが直交する信号となる。

この本発明の第５の実施形態に係る変調器２０のように、上記第１〜第４の実施形態に係るミキサ回路１〜４を適用すれば、低歪み特性を持つ変調器を容易に実現することができる。なお、図１１に示した９０度位相器２１を分周器に代えてもよい。

〔第６の実施形態〕
図１２は、本発明の第６の実施形態に係る送信機３０の構成図である。図１２に示す送信機３０は、変調器３１と、発振器３２と、電力増幅器３３と、アイソレータ３４と、共用器３５と、アンテナ３６とで構成される。この送信機３０では、変調器３１に、上記第５の実施形態に係る変調器２０が適用される。

変調器３１において、入力されるベースバンドのＩ信号及びＱ信号は、発振器３２から出力されるローカル信号とミキシングされ、かつ変調される。変調器３１から出力される変調された高周波信号は、電力増幅器３３で増幅された後、アイソレータ３４及び共用器３５を介して、アンテナ３６から放射される。

この本発明の第６の実施形態に係る送信機３０のように、上記第５の実施形態に係る変調器２０を適用すれば、低歪みの送信機を容易に実現することができる。

本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮに使用されるダイレクトコンバージョン方式のミキサ回路等として利用可能であり、特に回路に用いられるトランジスタで生じる高調波歪みを低減させる場合等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係るミキサ回路１の構成図 図１のミキサ回路１に現れる信号の周波数と電力との関係を示す図 図１のミキサ回路１の具体的な回路例を示す図 図１のミキサ回路１の具体的な回路例を示す図 図１のミキサ回路１の具体的な回路例を示す図 本発明の第２の実施形態に係るミキサ回路２の構成図 本発明の第３の実施形態に係るミキサ回路３の構成図 図７のミキサ回路３に現れる信号の周波数と電力との関係を示す図 本発明の第４の実施形態に係るミキサ回路４の構成図 ベースバンド信号の供給回路を具体化したミキサ回路５の構成図 本発明の第５の実施形態に係る変調器２０の構成図 本発明の第６の実施形態に係る送信機３０の構成図 従来のミキサ回路１０１の構成図 図１３のミキサ回路１０１に現れる信号の周波数と電力との関係を示す図 従来のミキサ回路１０２の構成図

符号の説明

１〜５、２２、２３、１０１、１０２ ミキサ回路
２０、３１ 変調器
２１ ９０度位相器
３０ 送信機
３２ 発振器
３３ 電力増幅器
３４ アイソレータ
３５ 共用器
３６ アンテナ
Ｃ１１、Ｃ１２ 容量
Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１１〜Ｑ１４ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ１１、Ｒ１２ 抵抗
Ｔ１〜Ｔ３、Ｔ１１、Ｔ１２ 端子対
Ｚ１〜Ｚ４ インピーダンス素子

Claims (8)

1. ダイレクトコンバージョン方式のダブルバランス型ミキサ回路であって、
   エミッタにベースバンド信号の一方を入力し、ベースにローカル信号の一方を入力し、コレクタから高周波信号の一方を出力する第１のトランジスタと、
   エミッタにベースバンド信号の一方を入力し、ベースにローカル信号の他方を入力し、コレクタから高周波信号の他方を出力する第２のトランジスタと、
   エミッタにベースバンド信号の他方を入力し、ベースにローカル信号の他方を入力し、コレクタから高周波信号の一方を出力する第３のトランジスタと、
   エミッタにベースバンド信号の他方を入力し、ベースにローカル信号の一方を入力し、コレクタから高周波信号の他方を出力する第４のトランジスタと、
   前記第１及び第３のトランジスタの共通コレクタと前記第１及び第２のトランジスタの共通エミッタとの間に挿入される第１のインピーダンス素子と、
   前記第２及び第４のトランジスタの共通コレクタと前記第３及び第４のトランジスタの共通エミッタとの間に挿入される第２のインピーダンス素子とを含む、ミキサ回路。
2. ダイレクトコンバージョン方式のダブルバランス型ミキサ回路であって、
   ベースにローカル信号の一方を入力し、コレクタから高周波信号の一方を出力する第１のトランジスタと、
   エミッタが前記第１のトランジスタのエミッタと接続され、ベースにローカル信号の他方を入力し、コレクタから高周波信号の他方を出力する第２のトランジスタと、
   ベースにローカル信号の他方を入力し、コレクタから高周波信号の一方を出力する第３のトランジスタと、
   エミッタが前記第３のトランジスタのエミッタと接続され、ベースにローカル信号の一方を入力し、コレクタから高周波信号の他方を出力する第４のトランジスタと、
   ベースにベースバンド信号の一方を入力し、コレクタが前記第１及び第２のトランジスタの共通エミッタに接続された、エミッタ接地の第５のトランジスタと、
   ベースにベースバンド信号の他方を入力し、コレクタが前記第３及び第４のトランジスタの共通エミッタに接続された、エミッタ接地の第６のトランジスタと、
   前記第１及び第３のトランジスタの共通コレクタと前記第５のトランジスタのベースとの間に挿入される第１のインピーダンス素子と、
   前記第２及び第４のトランジスタの共通コレクタと前記第６のトランジスタのベースとの間に挿入される第２のインピーダンス素子とを含む、ミキサ回路。
3. 前記第２及び第４のトランジスタの共通コレクタと前記第１及び第２のトランジスタの共通エミッタとの間に挿入される第３のインピーダンス素子と、
   前記第１及び第３のトランジスタの共通コレクタと前記第３及び第４のトランジスタの共通エミッタとの間に挿入される第４のインピーダンス素子とをさらに含む、請求項１に記載のミキサ回路。
4. 前記第２及び第４のトランジスタの共通コレクタと前記第５のトランジスタのベースとの間に挿入される第３のインピーダンス素子と、
   前記第１及び第３のトランジスタの共通コレクタと前記第６のトランジスタのベースとの間に挿入される第４のインピーダンス素子とをさらに含む、請求項２に記載のミキサ回路。
5. 前記第１及び第２のインピーダンス素子は、コイル、容量又は抵抗の各素子を１つ又は複数用いた回路で構成されることを特徴とする、請求項１又は２に記載のミキサ回路。
6. 前記第１〜第４のインピーダンス素子は、コイル、容量又は抵抗の各素子を１つ又は複数用いた回路で構成されることを特徴とする、請求項３又は４に記載のミキサ回路。
7. ダイレクトコンバージョン方式のダブルバランス型ミキサ回路を用いた変調器であって、
   請求項１〜６のいずれかに記載の第１のミキサ回路と、
   請求項１〜６のいずれかに記載の第２のミキサ回路と、
   ローカル信号を９０度の位相差を持った２つのローカル信号に変換し、一方のローカル信号を前記第１のミキサ回路へ、他方のローカル信号を前記第２のミキサ回路へ出力する９０度位相器とを備える、変調器。
8. ダイレクトコンバージョン方式のダブルバランス型ミキサ回路を構成に含む変調器を用いた送信機であって、
   請求項７に記載の変調器と、
   前記変調器にローカル信号を出力する発振器と、
   前記発振器から出力される高周波信号を増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器と接続される共用器と、
   前記共用器から出力される高周波信号を放射するアンテナとを備える、送信機。

Images