JP2007028864A

JP2007028864A - Power factor improving power unit of step-up chopper type

Info

Publication number: JP2007028864A
Application number: JP2005210906A
Authority: JP
Inventors: Soichi Ishii; 宗一石井
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2005-07-21
Filing date: 2005-07-21
Publication date: 2007-02-01

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent generation of abnormal noises, even when the voltage of a commercial AC power source suddenly rises. <P>SOLUTION: The power factor improving power unit 1 of a step-up chopper type sets the magnitude of an output DC voltage V1 to a predetermined value VS and improves power factor. The power unit generates an overvoltage detecting signal, when the magnitude of a pulsated voltage V0 is larger than a predetermined threshold VT, and changes the magnitude of the output DC voltage V1 larger than the predetermined value VS, based on the generated overvoltage detection signal. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、昇圧チョッパ型力率改善電源装置に関するものである。 The present invention relates to a boost chopper type power factor improving power supply device.

近年、家庭電化製品が、広く全世界に普及し、国境を越えて同じ機種が流通する傾向が顕著となっている。これによって、消費者は量産効果の恩恵を受け、品質の良い製品を安く購入することが可能となっている。 In recent years, home appliances have been widely spread all over the world, and the tendency for the same model to circulate across borders has become prominent. As a result, consumers can benefit from mass-production effects and purchase high-quality products at low prices.

一方、家庭内で利用される商用電源は、国ごとあるいは地域ごとに異なるものとなっているのが実情であり、商用電源の周波数は、５０Ｈｚ（ヘルツ）または６０Ｈｚで、その電圧は、１００Ｖ（ボルト）から２４０Ｖ（定格電圧）の広範囲に渡っている。このような状況の中で、同じ機種の電器製品、例えば、同一の構成部材からなるテレビジョン受信装置を全世界に流通させる場合に、電源部分の共用が大きな技術問題となっていた。 On the other hand, the actual situation is that the commercial power source used in the home is different for each country or region. The frequency of the commercial power source is 50 Hz (hertz) or 60 Hz, and the voltage is 100 V ( Volt) to 240V (rated voltage). In such a situation, when electric appliances of the same model, for example, television receivers made of the same constituent members are distributed all over the world, sharing of the power source has been a major technical problem.

このような、技術問題を解決するものとして、後述する昇圧チョッパ型電源装置が広く用いられ、全世界を少ない機種でカバーする傾向が一段と進んでいる。さらに、送電線から各家庭に送られる電力の有効利用、および同一送電線の系統に接続される他の機器に波形歪み等の悪影響を与えることを防止するために、力率の改善を行うことも社会的に大きな要請となってきている。 As a solution to such a technical problem, a step-up chopper type power supply device, which will be described later, is widely used, and the tendency to cover the whole world with fewer models is further advanced. In addition, improve the power factor to prevent the use of power sent from the transmission line to each household and the adverse effects such as waveform distortion on other equipment connected to the same transmission line system. Has become a great social demand.

上述した、全世界の商用電源への対応の点において、昇圧チョッパ型電源装置が多用され、さらに、力率改善という目的を達するために、力率改善機能を設ける昇圧チョッパ型力率改善電源装置が注目を集めている。以下に、昇圧チョッパ型力率改善電源装置の概要を図６および図７に沿って説明する。 The above-mentioned boost chopper type power supply device is frequently used in the point of correspondence to commercial power supplies around the world, and further, a boost chopper type power factor improvement power supply device provided with a power factor improvement function in order to achieve the purpose of power factor improvement Has attracted attention. Below, the outline | summary of a pressure | voltage rise chopper type | mold power factor improvement power supply device is demonstrated along FIG. 6 and FIG.

図６に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００は、入力端子ＡＣ１および入力端子ＡＣ２に単相の１００Ｖから２４０Ｖ（いずれも実効値）の電圧範囲の交流電力（商用電源）を印加し、入力端子ＶＣからＩＣ用の電圧を入力する。そして、出力端子ＶＯＵＴと端子ＧＮＤとの間から略一定電圧の出力直流電圧Ｖ１、例えば３８０Ｖの電圧の直流電力を取り出して、例えば、テレビジョン受信装置の回路部に供給するものである。 The step-up chopper type power factor correction power supply apparatus 100 shown in FIG. 6 applies AC power (commercial power supply) in a voltage range of 100 V to 240 V (both effective values) of a single phase to the input terminal AC1 and the input terminal AC2. IC voltage is input from the terminal VC. Then, a substantially constant output DC voltage V1, for example, DC power of 380 V, is taken out between the output terminal VOUT and the terminal GND, and supplied to, for example, a circuit unit of a television receiver.

昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００は、ブリッジ整流回路１０１、コンデンサ１０２、インダクタ１０３およびコンデンサ１０４で形成されるノーマルモードフィルタ、磁気エネルギを蓄えるインダクタとして機能する１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２を具備するトランス１０５、第１スイッチ素子の一例として機能するＰチャンネルＦＥＴ１０６、第２スイッチ素子の一例として機能する高速ダイオード１０７、平滑コンデンサ１０８、スイッチ素子制御器の主要部の一例として機能する制御ＩＣ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）１２０、その他の部品として、抵抗１１０、抵抗１１１、抵抗１１２、抵抗１１３、抵抗１１４、抵抗１１５、抵抗１１６、抵抗１１７、コンデンサ１１８、コンデンサ１１９を備える。 The step-up chopper type power factor improving power supply apparatus 100 includes a bridge rectifier circuit 101, a capacitor 102, a normal mode filter formed by an inductor 103 and a capacitor 104, and a primary winding N1 and a secondary winding that function as an inductor for storing magnetic energy. A transformer 105 having N2, a P-channel FET 106 functioning as an example of a first switch element, a high-speed diode 107 functioning as an example of a second switch element, a smoothing capacitor 108, and a control functioning as an example of a main part of a switch element controller An IC (Integrated Circuit) 120 and other components include a resistor 110, a resistor 111, a resistor 112, a resistor 113, a resistor 114, a resistor 115, a resistor 116, a resistor 117, a capacitor 118, and a capacitor 119.

また、制御ＩＣ１２０は、端子ＦＢ、端子ＣＯＭＰ、端子ＭＵＬ、端子ＩＳ、端子ＯＵＴ、端子ＺＣＤ、端子ＧＮＤおよび電源供給のための端子ＶＣＣを備える。そして、制御ＩＣ１２０は、その内部に、誤差増幅器１２１、掛け算器１２２、コンパレータ１２３、コンパレータ１２４、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ（アール・エス・フリップ・フロップ）１２５、インバータ１２６を有する。 The control IC 120 includes a terminal FB, a terminal COMP, a terminal MUL, a terminal IS, a terminal OUT, a terminal ZCD, a terminal GND, and a terminal VCC for supplying power. The control IC 120 includes therein an error amplifier 121, a multiplier 122, a comparator 123, a comparator 124, an RS flip-flop (RS flip-flop) 125, and an inverter 126.

昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００は、以下のように動作して、出力直流電圧Ｖ１の値を略一定の所定値ＶＳに保つと同時に力率の改善を行う。 The step-up chopper type power factor improving power supply device 100 operates as follows, and maintains the value of the output DC voltage V1 at a substantially constant predetermined value VS and at the same time improves the power factor.

ブリッジ整流回路１０１により整流された脈流電圧Ｖ０が制御ＩＣ１２０の端子ＭＵＬに入力され、出力直流電圧Ｖ１が抵抗１１０および抵抗１１１で分圧され、端子ＦＢに入力され、フィードバック制御系の作用によって、出力直流電圧Ｖ１を略一定の電圧を保つ。それとともに、脈流電圧Ｖ０の時間波形とトランス１０５に流れる電流ＩＬの包絡線の時間波形とを略相似形とする。これによって、商用電源における電圧波形と商用電源から昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００に流れ込む電流波形とを略相似形として力率の改善を図る。 The pulsating voltage V0 rectified by the bridge rectifier circuit 101 is input to the terminal MUL of the control IC 120, the output DC voltage V1 is divided by the resistor 110 and the resistor 111, and input to the terminal FB. By the action of the feedback control system, The output DC voltage V1 is maintained at a substantially constant voltage. At the same time, the time waveform of the pulsating voltage V0 and the time waveform of the envelope of the current IL flowing through the transformer 105 are substantially similar. As a result, the power factor is improved by making the voltage waveform in the commercial power source and the current waveform flowing from the commercial power source into the boost chopper type power factor improving power supply apparatus 100 substantially similar.

昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００における出力直流電圧Ｖ１、脈流電圧Ｖ０、電流ＩＬの各々を図７の（Ａ）および（Ｂ）に示す。図７の（Ａ）の縦軸は、電圧を表し、ＶＳは所定値ＶＳの値であり、フィードバック制御系が適切に動作している場合には、出力直流電圧Ｖ１の値は所定値ＶＳと略一致したものとなる。図７の（Ｂ）の縦軸は、電流を表し、図７の（Ａ）、（Ｂ）の横軸は、時間を表すものである。 Each of output DC voltage V1, pulsating voltage V0, and current IL in boost chopper type power factor improving power supply apparatus 100 is shown in FIGS. The vertical axis in FIG. 7A represents the voltage, VS is the value of the predetermined value VS, and when the feedback control system is operating properly, the value of the output DC voltage V1 is the predetermined value VS. It will be approximately the same. The vertical axis in (B) of FIG. 7 represents current, and the horizontal axes in (A) and (B) of FIG. 7 represent time.

特開平２−１５５４７６号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2-155476

このような、昇圧チョッパ型力率改善電源装置は、略一定の電圧値の直流電圧を得るとともに力率の改善ができる点において、全世界向けの電気製品の電源装置として用いるには、好適なものである。ここで、むやみに出力直流電圧を高くすることは、スイッチングする電圧の振幅が大きくなり、この結果、ノイズ（不要電磁輻射）の量も増え、ノイズを抑えるための部品の点数も増加する。さらに、昇圧チョッパ型力率改善電源装置の効率の面からも、スイッチング損失が増加し望ましくない。そこで、全世界における定格商用電源の最大値である２４０Ｖ（実効値）の√２倍のピーク電圧値の３４０Ｖにさらに余裕を持たせ、例えば、３８０Ｖに出力直流電圧の値を設定して、全世界対応を確保している。 Such a step-up chopper type power factor correction power supply device is suitable for use as a power supply device for electrical products for the world in that it can obtain a DC voltage having a substantially constant voltage value and improve the power factor. Is. Here, increasing the output DC voltage unnecessarily increases the amplitude of the switching voltage, resulting in an increase in the amount of noise (unnecessary electromagnetic radiation) and an increase in the number of parts for suppressing the noise. Further, from the viewpoint of the efficiency of the step-up chopper type power factor improving power supply device, switching loss increases, which is not desirable. Therefore, the 340V peak voltage value that is √2 times the maximum value of 240V (effective value), which is the maximum value of the rated commercial power supply in the world, is further provided, for example, the value of the output DC voltage is set to 380V. Ensure global support.

しかしながら、世界各地においては、いまだなお、電力事情の悪い地域が多数存在し、定格商用電源電圧が２４０Ｖとされていながらも、突発的に、例えば、２割以上の定格電圧からの上昇を発生させる場合もあり得るのが実情である。 However, in many parts of the world, there are still many areas where power conditions are poor and the rated commercial power supply voltage is 240 V, but suddenly, for example, a rise from the rated voltage of 20% or more is generated. The situation is also possible.

このような場合には、図１に示すように、商用電源から供給される交流電圧のピーク値、すなわち、脈流電圧Ｖ０のピーク値が、出力直流電圧Ｖ１の値を上回り、昇圧動作を停止してしまう。そして、磁気エネルギ蓄積用のインダクタ（トランス１０５）に電流が流れなくなり間欠的に電流ＩＬが流れる。 In such a case, as shown in FIG. 1, the peak value of the AC voltage supplied from the commercial power source, that is, the peak value of the pulsating voltage V0 exceeds the value of the output DC voltage V1, and the boosting operation is stopped. Resulting in. Then, no current flows through the magnetic energy storage inductor (transformer 105), and current IL flows intermittently.

図１の（Ａ）に示す、電流ＩＬは、商用電源の交流周波数の４倍の周波数を基本波成分（例えば、２００Ｈｚまたは２４０Ｈｚ）とし、高調波を多く含むものである。この基本波および高調波の周波数は、一般的な聴力を有する人の検知可能な可聴帯域に含まれるようになってしまう。この結果、ノーマルモードフィルタを構成しているコンデンサ１０２、コンデンサ１０４、インダクタ１０３およびトランス１０５（磁気エネルギの蓄積および放出を行うインダクタとして機能する）は、間欠的に流れる電流ＩＬに応じてそれらを構成する機構部分が振動してしまい、可聴帯域の異音を発生する。このような異音は、静かな家庭内の環境において、家庭電化製品を用いるユーザの楽しみを削ぐこととなり、深刻なものである。 The current IL shown in FIG. 1A has a frequency that is four times the AC frequency of the commercial power supply as a fundamental wave component (for example, 200 Hz or 240 Hz) and contains many harmonics. The fundamental and harmonic frequencies are included in the audible band that can be detected by a person with general hearing ability. As a result, the capacitor 102, the capacitor 104, the inductor 103, and the transformer 105 (functioning as an inductor for storing and releasing magnetic energy) constituting the normal mode filter are configured according to the current IL that flows intermittently. The mechanism part that vibrates vibrates and generates an audible noise. Such abnormal noise is serious because it causes the pleasure of users who use home appliances in a quiet home environment.

本発明は、上述の課題に鑑み、商用電源の電圧が突発的に上昇しても、異音を発することがない昇圧チョッパ型力率改善電源装置を提供することを目的とする。 In view of the above-described problems, an object of the present invention is to provide a step-up chopper type power factor correction power supply device that does not generate abnormal noise even when the voltage of a commercial power supply suddenly increases.

本発明の昇圧チョッパ型力率改善電源装置は、入力交流電圧を整流して脈流電圧を得る整流器と該脈流電圧をインダクタに印加して磁気エネルギを蓄えるための電流を流す第１スイッチ素子と磁気エネルギに応じた電流を流す第２スイッチ素子と該第２スイッチからの電流を平滑して出力直流電圧を得る平滑コンデンサと第１スイッチ素子の切断および導通を制御するスイッチ素子制御器とを備えてなり、出力直流電圧を所定値とするとともに、力率を改善する昇圧チョッパ型力率改善電源装置において、脈流電圧の大きさが所定閾値よりも大きいときに過電圧検出信号を発生し、過電圧検出信号に基づいて、出力直流電圧の大きさを所定値よりも大きなものに変更する。 A step-up chopper type power factor improving power supply apparatus according to the present invention includes a rectifier that rectifies an input AC voltage to obtain a pulsating voltage, and a first switching element that passes a current for storing magnetic energy by applying the pulsating voltage to an inductor. And a second switch element for passing a current according to magnetic energy, a smoothing capacitor for smoothing the current from the second switch to obtain an output DC voltage, and a switch element controller for controlling disconnection and conduction of the first switch element In the step-up chopper type power factor correction power supply device that improves the power factor while setting the output DC voltage to a predetermined value, an overvoltage detection signal is generated when the magnitude of the pulsating voltage is greater than a predetermined threshold, Based on the overvoltage detection signal, the magnitude of the output DC voltage is changed to a value larger than a predetermined value.

すなわち、この昇圧チョッパ型力率改善電源装置は、以下のように作用して本発明の目的を達する。整流器は、入力交流電圧を整流して脈流電圧を得る。第１スイッチ素子は、該脈流電圧をインダクタに印加して磁気エネルギを蓄えるための電流を流す。第２スイッチ素子は、磁気エネルギに応じた電流を流す。平滑コンデンサは、該第２スイッチからの電流を平滑して出力直流電圧を得る。スイッチ素子制御器は、第１スイッチ素子の切断および導通を制御する。そして、出力直流電圧を所定値とするとともに、力率を改善する。さらに、脈流電圧のピーク値が所定閾値よりも大きいときに過電圧検出信号を発生し、過電圧検出信号に基づいて、出力直流電圧の値を所定値の値よりも大きなものに変更する。そして、インダクタに間欠的な電流が流れることを防止する。 That is, this boost chopper type power factor correction power supply device achieves the object of the present invention by acting as follows. The rectifier rectifies the input AC voltage to obtain a pulsating voltage. The first switch element applies a current for storing the magnetic energy by applying the pulsating voltage to the inductor. The second switch element passes a current corresponding to the magnetic energy. The smoothing capacitor smoothes the current from the second switch to obtain an output DC voltage. The switch element controller controls disconnection and conduction of the first switch element. Then, the output DC voltage is set to a predetermined value and the power factor is improved. Further, an overvoltage detection signal is generated when the peak value of the pulsating voltage is larger than a predetermined threshold value, and the value of the output DC voltage is changed to a value larger than the predetermined value based on the overvoltage detection signal. And it prevents that an intermittent electric current flows into an inductor.

本発明の昇圧チョッパ型力率改善電源装置によれば、商用電源の電圧が突発的に上昇しても、異音を発することがない昇圧チョッパ型力率改善電源装置を提供できる。 According to the step-up chopper type power factor correction power supply apparatus of the present invention, it is possible to provide a step-up chopper type power factor correction power supply apparatus that does not generate abnormal noise even when the voltage of the commercial power supply suddenly increases.

図２ないし図５に沿って本発明の実施形態の説明を行う。 The embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

図２は、ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１のブロック図を示すものである。また、図３、図４は、この実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を波形図で示すものである。また、図５は、別の実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置２のブロック図を示すものである。 FIG. 2 is a block diagram of the boost chopper type power factor correction power supply device 1 according to one embodiment. 3 and 4 are waveform diagrams showing the operation of the step-up chopper type power factor correction power supply device 1 of this embodiment. FIG. 5 shows a block diagram of a boost chopper type power factor correction power supply apparatus 2 according to another embodiment.

まず、図２に沿って、ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の各部について順に説明する。背景技術として図６に示した昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００におけると同様の構成を有し、同様な作用を奏する部分については、図６におけると同一の符号を付す。 First, according to FIG. 2, each part of the step-up chopper type power factor correction power supply device 1 of one embodiment will be described in order. 6 having the same configuration as that of the step-up chopper type power factor correction power supply apparatus 100 shown in FIG. 6 as the background art and having the same function are denoted by the same reference numerals as in FIG.

図２に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１は、入力端子ＡＣ１および入力端子ＡＣ２に単相の１００Ｖないし２４０Ｖ（いずれも実効値）の電圧範囲の交流電力を印加し、出力端子ＶＯＵＴと端子ＧＮＤとの間から、例えば、３８０Ｖの出力直流電圧Ｖ１を有する直流電力を取り出して、例えば、テレビジョン受信装置の回路部に供給するものである。 The step-up chopper type power factor correction power supply device 1 shown in FIG. 2 applies single-phase AC power in the voltage range of 100 V to 240 V (both effective values) to the input terminal AC1 and the input terminal AC2, and outputs the output terminal VOUT and the terminal. For example, DC power having an output DC voltage V1 of 380 V is extracted from the GND and supplied to, for example, a circuit unit of a television receiver.

交流電力を供給する商用電源は、入力端子ＡＣ１および入力端子ＡＣ２を介して全波整流して脈流電圧Ｖ０を発生するブリッジ整流回路１０１の入力側に接続されている。そして、ブリッジ整流回路１０１の出力側は、ノーマルモードフィルタの入力側に接続されている。ノーマルモードフィルタは、コンデンサ１０２、インダクタ１０３、コンデンサ１０４で形成され、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１で発生するノーマルモードノイズが、商用電源に流出することを遮断する目的で設けられるものである。ノーマルモードフィルタの出力側は、トランス１０５に接続されている。トランス１０５は、磁気エネルギを蓄え、放出するインダクタの一例として機能する A commercial power source that supplies AC power is connected to the input side of the bridge rectifier circuit 101 that generates a pulsating voltage V0 by full-wave rectification via the input terminal AC1 and the input terminal AC2. The output side of the bridge rectifier circuit 101 is connected to the input side of the normal mode filter. The normal mode filter is formed of a capacitor 102, an inductor 103, and a capacitor 104, and is provided for the purpose of blocking normal mode noise generated in the boost chopper type power factor improving power supply device 1 from flowing into the commercial power supply. . The output side of the normal mode filter is connected to the transformer 105. The transformer 105 functions as an example of an inductor that stores and releases magnetic energy.

このトランス１０５の１次側としては、１次巻線Ｎ１がコアに巻回され、このトランス１０５の２次側としては、同一コアに２次巻線Ｎ２が巻回されている。トランス１０５の１次側は、インダクタとして作用し、２次巻線Ｎ２を有する２次側は、１次巻線Ｎ１に流れる電流の方向を検出する電流方向検出器として機能する。１次巻線Ｎ１の一端は、インダクタ１０３に接続され、１次巻線Ｎ１の他端は、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のドレインおよび高速ダイオード１０７のアノードに接続されている。ＰチャンネルＦＥＴ１０６は、第１スイッチ素子の一例として機能し、高速ダイオード１０７は、第２スイッチ素子の一例として機能する。 As the primary side of the transformer 105, the primary winding N1 is wound around the core, and as the secondary side of the transformer 105, the secondary winding N2 is wound around the same core. The primary side of the transformer 105 functions as an inductor, and the secondary side having the secondary winding N2 functions as a current direction detector that detects the direction of the current flowing through the primary winding N1. One end of the primary winding N1 is connected to the inductor 103, and the other end of the primary winding N1 is connected to the drain of the P-channel FET 106 and the anode of the high speed diode 107. The P-channel FET 106 functions as an example of a first switch element, and the high-speed diode 107 functions as an example of a second switch element.

高速ダイオード１０７のカソードは、平滑コンデンサ１０８の正極性端子および出力端子ＶＯＵＴに接続され、平滑コンデンサ１０８の負極性端子は、端子ＧＮＤに接続されている。また、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のソースは、抵抗１１２を介して接地点（ＧＮＤ）に接続されている。 The cathode of the high speed diode 107 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor 108 and the output terminal VOUT, and the negative terminal of the smoothing capacitor 108 is connected to the terminal GND. The source of the P-channel FET 106 is connected to the ground point (GND) through the resistor 112.

ＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートは、制御ＩＣ１２０によって制御されるようになされており、制御ＩＣ１２０の有する各々の端子は、以下の目的を有して以下のように接続されている。まず、制御ＩＣ１２０の端子ＶＣＣは制御ＩＣ１２０を駆動する電力を供給するためのものであり、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００の入力端子ＶＣに接続されている。そして、入力端子ＶＣと端子ＧＮＤとの間に制御ＩＣ１２０を駆動するための電源（図示せず）が接続され、制御ＩＣ１２０の端子ＶＣＣおよび制御ＩＣ１２０の端子ＧＮＤを介して制御ＩＣの内部に電力が供給されるようになされている。制御ＩＣ１２０は、スイッチ素子制御器の主要部の一例として機能する。 The gate of the P-channel FET 106 is controlled by the control IC 120, and each terminal of the control IC 120 is connected as follows for the following purpose. First, the terminal VCC of the control IC 120 is for supplying power for driving the control IC 120, and is connected to the input terminal VC of the step-up chopper type power factor correction power supply device 100. A power supply (not shown) for driving the control IC 120 is connected between the input terminal VC and the terminal GND, and power is supplied to the inside of the control IC via the terminal VCC of the control IC 120 and the terminal GND of the control IC 120. It is made to be supplied. The control IC 120 functions as an example of a main part of the switch element controller.

制御ＩＣ１２０の端子ＩＳは、インダクタとして機能するトランス１０５の１次巻線Ｎ１が磁気エネルギを蓄える場合に流す電流ＩＬの大きさを検出するためのものである。磁気エネルギを蓄える場合の電流ＩＬの大きさは、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のドレインに流れる電流ＩＱの大きさと同じものである。ここで、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のドレインに流れる電流ＩＱは、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のソースに流れる電流と略等しいので、抵抗１１２の両端の電圧を検出することによって、間接的に磁気エネルギを蓄える場合の電流ＩＬの大きさを検出している。端子ＩＳに接続されている抵抗１１３およびコンデンサ１１９は、ノイズ成分を遮断するためのものである。 The terminal IS of the control IC 120 is for detecting the magnitude of the current IL that flows when the primary winding N1 of the transformer 105 functioning as an inductor stores magnetic energy. The magnitude of the current IL when storing magnetic energy is the same as the magnitude of the current IQ flowing through the drain of the P-channel FET 106. Here, since the current IQ flowing through the drain of the P-channel FET 106 is substantially equal to the current flowing through the source of the P-channel FET 106, the current IL when the magnetic energy is indirectly stored by detecting the voltage across the resistor 112. The size of is detected. The resistor 113 and the capacitor 119 connected to the terminal IS are for blocking noise components.

また、制御ＩＣ１２０の端子ＭＵＬは、脈流電圧Ｖ０（図４の（Ａ）を参照）を検出するためのものであり、端子ＭＵＬには脈流電圧Ｖ０に応じた電圧として、抵抗１１５および抵抗１１６で分圧した電圧が印加されている。ここで、脈流電圧Ｖ０は、交流電圧の周波数の２倍の周波数を有する全波整流波形であり、そのピーク値は、商用電源の交流電圧の実効値の略√２倍の値となっている。 The terminal MUL of the control IC 120 is for detecting a pulsating voltage V0 (see FIG. 4A). The terminal MUL has a resistance 115 and a resistance as a voltage corresponding to the pulsating voltage V0. A voltage divided by 116 is applied. Here, the pulsating voltage V0 is a full-wave rectified waveform having a frequency twice that of the AC voltage, and its peak value is approximately √2 times the effective value of the AC voltage of the commercial power supply. Yes.

また、制御ＩＣ１２０の端子ＦＢは、出力直流電圧Ｖ１（図４の（Ａ）を参照）を検出するためのものであり、端子ＦＢには出力直流電圧Ｖ１に応じた電圧として、抵抗１１、抵抗１２および抵抗１３で分圧した電圧が印加されている。 The terminal FB of the control IC 120 is for detecting the output DC voltage V1 (see (A) in FIG. 4). The terminal FB has a resistor 11 and a resistor as a voltage corresponding to the output DC voltage V1. A voltage divided by 12 and the resistor 13 is applied.

また、制御ＩＣ１２０の端子ＺＣＤは、インダクタとして機能するトランス１０５に蓄えられた磁気エネルギ量に応じて放出される高速ダイオード１０７に流れる電流の方向を検出するためのものであり、トランス１０５の２次巻線Ｎ２から出力する電圧の極性を、抵抗１１４を介して検出する。ここで、１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２の巻線端の各々に付された黒丸は、各々の巻線の巻始めを示すものである。この黒丸に従って、１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２の極性方向を定めた場合には、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のドレインに電流ＩＱが流れている場合、すなわち、トランス１０５に磁気エネルギが蓄えられている場合には、電圧ＶＮ２の値は負値となり、高速ダイオード１０７に電流が流れているとき、すなわち、磁気エネルギが放出されているときには、端子ＺＣＤに印加される電圧ＶＮ２の値は正値となる。 The terminal ZCD of the control IC 120 is for detecting the direction of the current flowing in the high-speed diode 107 that is released according to the amount of magnetic energy stored in the transformer 105 functioning as an inductor. The polarity of the voltage output from the winding N2 is detected via the resistor 114. Here, the black circles attached to the winding ends of the primary winding N1 and the secondary winding N2 indicate the winding start of each winding. When the polarity directions of the primary winding N1 and the secondary winding N2 are determined according to the black circles, when the current IQ flows through the drain of the P-channel FET 106, that is, magnetic energy is stored in the transformer 105. When the voltage VN2 is negative, the voltage VN2 applied to the terminal ZCD is positive when the current flows through the high speed diode 107, that is, when magnetic energy is released. Become.

また、制御ＩＣ１２０の端子ＯＵＴは、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートに印加する電圧を発生するものであり、抵抗１１７を介してゲートに端子ＯＵＴからの電圧ＶＧは印加される。 The terminal OUT of the control IC 120 generates a voltage to be applied to the gate of the P-channel FET 106, and the voltage VG from the terminal OUT is applied to the gate via the resistor 117.

また、制御ＩＣ１２０の端子ＣＯＭＰは、位相補償用の端子であり、コンデンサ１１８が接続され、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１によって構成されるフィードバック制御系の特性の最適化が図られている。 The terminal COMP of the control IC 120 is a terminal for phase compensation, and a capacitor 118 is connected to optimize the characteristics of the feedback control system constituted by the boost chopper type power factor correction power supply device 1.

さらに、制御ＩＣ１２０の内部について説明する。制御ＩＣ１２０は、誤差増幅器１２１、掛け算器１２２、コンパレータ１２３、コンパレータ１２４、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５およびインバータ１２６を有する。これらの各々の動作は、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作の中で後述する。 Furthermore, the inside of the control IC 120 will be described. The control IC 120 includes an error amplifier 121, a multiplier 122, a comparator 123, a comparator 124, an RS flip-flop 125, and an inverter 126. Each of these operations will be described later in the operation of the step-up chopper type power factor correction power supply device 1.

また、さらに、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１は、抵抗１５、抵抗１６、ＮＰＮトランジスタ１４、コンパレータ１７、タイマー回路１８、基準電源１９を備える。これらは、上述した抵抗１１、抵抗１２および抵抗１３も含め、この本実施形態の要部として機能するものである。そして、脈流電圧Ｖ０が所定閾値よりも大きいときに過電圧検出信号を発生し、この過電圧検出信号に基づいて、出力直流電圧Ｖ１の値を所定値ＶＳの値よりも大きなものに変更することを目的として設けられている。これらの各部の動作は、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作の中で後述する。 Further, the boost chopper type power factor correction power supply device 1 includes a resistor 15, a resistor 16, an NPN transistor 14, a comparator 17, a timer circuit 18, and a reference power supply 19. These, including the resistor 11, the resistor 12 and the resistor 13 described above, function as the main part of this embodiment. Then, an overvoltage detection signal is generated when the pulsating voltage V0 is larger than a predetermined threshold value, and the value of the output DC voltage V1 is changed to a value larger than the predetermined value VS based on the overvoltage detection signal. It is provided for the purpose. The operation of each of these units will be described later in the operation of the step-up chopper type power factor correction power supply device 1.

図３および図４の波形図を引用して、上述した構成を有する昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を説明する。説明は、まず、上述した内部構造を有する制御ＩＣ１２０の動作を中心にして、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１のフィードバック制御系としての作用を明らかにし、その後に、どのようにして、過電圧検出信号に基づいて出力直流電圧の値を所定値ＶＳの値よりも大きなものに変更するかについて説明する。なお、図３および図４の波形図の横軸は、いずれも時間軸である。 The operation of the boost chopper type power factor correction power supply device 1 having the above-described configuration will be described with reference to the waveform diagrams of FIGS. 3 and 4. The description will first clarify the operation of the step-up chopper type power factor correction power supply device 1 as a feedback control system, focusing on the operation of the control IC 120 having the internal structure described above, and then how to detect overvoltage. Whether to change the value of the output DC voltage to a value larger than the value of the predetermined value VS based on the signal will be described. The horizontal axis of the waveform diagrams of FIGS. 3 and 4 is a time axis.

まず、制御ＩＣ１２０の動作を中心にして、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を説明する。端子ＦＢから入力された出力直流電圧Ｖ１に応じた電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を誤差増幅器１２１で増幅し、この増幅された誤差電圧と端子ＭＵＬから入力された脈流電圧Ｖ０との掛け算を掛け算器１２２で行って掛け算信号を得る。ここで、出力直流電圧Ｖ１に応じた電圧は、ＮＰＮトランジスタ１４のコレクタとエミッタとの間の導通がない場合には、出力直流電圧Ｖ１を抵抗１１と抵抗１２および抵抗１３とで分圧した電圧である。 First, the operation of the step-up chopper type power factor correction power supply device 1 will be described focusing on the operation of the control IC 120. An error between the voltage corresponding to the output DC voltage V1 input from the terminal FB and the reference voltage Vref1 is amplified by the error amplifier 121, and the amplified error voltage is multiplied by the pulsating voltage V0 input from the terminal MUL. A multiplication signal is obtained by the multiplier 122. Here, the voltage corresponding to the output DC voltage V1 is a voltage obtained by dividing the output DC voltage V1 by the resistor 11, the resistor 12, and the resistor 13 when there is no conduction between the collector and the emitter of the NPN transistor 14. It is.

上述した誤差電圧と脈流電圧Ｖ０との掛け算信号は、コンパレータ１２３の正極端子（＋の符号を付す）に入力され、コンパレータ１２３の負極端子（−の符号を付す）に接続される端子ＩＳに入力される電圧との大小比較がなされる。端子ＩＳに入力される電圧は、磁気エネルギを蓄えるために、トランス１０５の１次巻線Ｎ１に流れる電流ＩＬに応じて抵抗１１２に発生する電圧である。 The multiplication signal of the error voltage and the pulsating voltage V0 described above is input to the positive terminal (labeled with +) of the comparator 123 and applied to the terminal IS connected to the negative terminal (labeled with-) of the comparator 123. A comparison is made with the input voltage. The voltage input to the terminal IS is a voltage generated in the resistor 112 in accordance with the current IL flowing through the primary winding N1 of the transformer 105 in order to store magnetic energy.

ここで、抵抗１１２に発生する電圧が、上述の掛け算信号を下回る場合には、コンパレータ１２３の出力は、ハイレベルであり、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はセットされたままであり、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５の出力はハイレベルを維持する。 Here, when the voltage generated in the resistor 112 is lower than the multiplication signal, the output of the comparator 123 is at a high level, the RS flip-flop 125 remains set, and the RS flip-flop is set. -The output of the flop 125 maintains a high level.

そして、このハイレベルの出力は、インバータ１２６で極性反転されるとともに、電力増幅がなされ、電圧ＶＧとして端子ＯＵＴからのローレベルの信号が抵抗１１４を介してＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートに印加される（図３の（Ａ）の時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照）。この結果、ＰチャンネルＦＥＴ１０６は、スイッチ素子として導通、すなわち、ドレイン・ソース間の電圧である電圧ＶＤＳを略零とする（図３の（Ｂ）の時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照）。 Then, the polarity of this high level output is inverted by the inverter 126 and power amplification is performed, and a low level signal from the terminal OUT is applied to the gate of the P-channel FET 106 via the resistor 114 as the voltage VG ( (See from time t1 to time t2 in FIG. 3A). As a result, the P-channel FET 106 is turned on as a switch element, that is, the voltage VDS that is a drain-source voltage is substantially zero (see from time t1 to time t2 in FIG. 3B).

ＰチャンネルＦＥＴ１０６が導通を維持しているときには、ドレインからソースに流れる電流ＩＱの値、すなわち、電流ＩＬの値は、時間とともに増加し、磁気エネルギをトランス１０５に蓄える（図３の（Ｃ）および(Ｄ)の時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照）。このときに、トランス１０５の２次巻線Ｎ２に発生して抵抗１１４を介して端子ＺＣＤに印加される電圧ＶＮ２は負値を取り（図３の（Ｅ）の時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照、図３の（Ｅ）のハイレベル信号は正値、ローレベル信号は、負値である）、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値を下回るので、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はセットされたままである。 When the P-channel FET 106 is kept conducting, the value of the current IQ flowing from the drain to the source, that is, the value of the current IL increases with time, and magnetic energy is stored in the transformer 105 (FIG. 3C and (Refer from time t1 to time t2 in (D)). At this time, the voltage VN2 generated in the secondary winding N2 of the transformer 105 and applied to the terminal ZCD via the resistor 114 takes a negative value (see from time t1 to time t2 in FIG. 3E). 3 (E), the high level signal is a positive value and the low level signal is a negative value), which is below the value of the reference voltage Vref2, the RS flip-flop 125 remains set.

一方、抵抗１１２に発生する電圧が、上述の掛け算信号を上回る場合には、コンパレータ１２３の出力は、ハイレベルからローレベルに反転し、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はリセットされ、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５の出力はローレベルに変化する。Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５の出力は、インバータ１２６で極性反転されるとともに、電力増幅がなされ、端子ＯＵＴからは、電圧ＶＧとしてハイレベルの信号が抵抗１１４を介してＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートに印加される（図３の（Ａ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）。 On the other hand, when the voltage generated in the resistor 112 exceeds the multiplication signal, the output of the comparator 123 is inverted from the high level to the low level, the RS flip-flop 125 is reset, and the RS flip-flop is reset. -The output of the flop 125 changes to a low level. The output of the R-S flip-flop 125 is inverted in polarity by the inverter 126 and also amplified in power. From the terminal OUT, a high level signal is applied to the gate of the P-channel FET 106 via the resistor 114 as the voltage VG. (See from time t2 to time t3 in FIG. 3A).

この結果、ＰチャンネルＦＥＴ１０６をスイッチ素子として切断、すなわち、電圧ＶＤＳを略、出力直流電圧Ｖ１（正確な電圧ＶＤＳの大きさは、出力直流電圧Ｖ１に高速ダイオード１０７の順方向電圧を加算した電圧）とし（図３の（Ｂ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）、ドレインからソースに流れる電流ＩＱの値を零とするとともに（図３の（Ｄ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）、トランス１０５に蓄えられた磁気エネルギに応じた電流ＩＬを高速ダイオード１０７に流す（図３の（Ｃ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）。なお、このときに、トランス１０５の２次巻線Ｎ２に発生し抵抗１１４を介して端子ＺＣＤに印加される電圧ＶＮ２は、正値となり（図３の（Ｅ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値を上回るので、コンパレータ１２４の出力はハイレベルであり、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はリセットされたままである。 As a result, the P-channel FET 106 is disconnected as a switch element, that is, the voltage VDS is substantially reduced, and the output DC voltage V1 (the exact voltage VDS is a voltage obtained by adding the forward voltage of the high-speed diode 107 to the output DC voltage V1). (Refer to time t2 to time t3 in FIG. 3B), and the value of the current IQ flowing from the drain to the source is set to zero (refer to time t2 to time t3 in FIG. 3D) Then, a current IL corresponding to the magnetic energy stored in the transformer 105 is passed through the high-speed diode 107 (see from time t2 to time t3 in FIG. 3C). At this time, the voltage VN2 generated in the secondary winding N2 of the transformer 105 and applied to the terminal ZCD via the resistor 114 becomes a positive value (from time t2 to time t3 in FIG. 3E). Since the reference voltage Vref2 is exceeded, the output of the comparator 124 is at a high level, and the RS flip-flop 125 remains reset.

そして、磁気エネルギの減少とともに減少する電流ＩＬの値が略零となると、電圧ＶＮ２の値は急速に低下して、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値を下回り、コンパレータ１２４の出力はローレベルとなって、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はセットされ（図３の（Ｅ）の時刻ｔ３を参照）、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５の出力はハイレベルとなる。そして、このハイレベルの出力は、インバータ１２６で極性反転されるとともに、電力増幅がなされ、電圧ＶＧとして端子ＯＵＴからのローレベルの信号が抵抗１１４を介してＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートに印加される（図３の（Ａ）の時刻ｔ３を参照）。 When the value of the current IL that decreases as the magnetic energy decreases becomes substantially zero, the value of the voltage VN2 rapidly decreases and falls below the value of the reference voltage Vref2, and the output of the comparator 124 becomes low level. The -S flip-flop 125 is set (see time t3 in FIG. 3E), and the output of the RS flip-flop 125 becomes high level. Then, the polarity of this high level output is inverted by the inverter 126 and power amplification is performed, and a low level signal from the terminal OUT is applied to the gate of the P-channel FET 106 via the resistor 114 as the voltage VG ( (See time t3 in FIG. 3A).

このようにして、トランス１０５に流れる電流の増減が切り替わる動作（時刻ｔ１から時刻ｔ３までの動作）を繰り返す。このような、電流ＩＬが所定電流値に達するごとに電流減少方向に切り替わり、零となるごとに電流増加方向に切り替わり、これを繰り返す自励発振は、臨界モードと称される。そして、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のスイッチ素子として導通と切断とを交互に行う周期（周波数）は、脈流電圧Ｖ０、出力直流電圧Ｖ１および出力端子ＶＯＵＴから取り出す直流電流の大きさに応じて、自動的に変化することとなる。 In this way, the operation of switching the increase / decrease of the current flowing through the transformer 105 (operation from time t1 to time t3) is repeated. Such self-oscillation that switches to a current decreasing direction every time the current IL reaches a predetermined current value and switches to a current increasing direction every time it becomes zero and repeats this is called a critical mode. The period (frequency) at which conduction and disconnection are alternately performed as the switching element of the P-channel FET 106 is automatically made according to the pulsating voltage V0, the output DC voltage V1, and the magnitude of the DC current extracted from the output terminal VOUT. Will change.

次に、このような昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作において、出力直流電圧Ｖ１を所定値ＶＳに維持する定電圧作用、および、力率を改善する力率改善作用がどのようにして生じるかについて説明する。 Next, in the operation of the step-up chopper type power factor improving power supply device 1, how is the constant voltage action for maintaining the output DC voltage V1 at the predetermined value VS and the power factor improving action for improving the power factor? A description will be given of how this occurs.

まず、定電圧作用が生じる理由を説明する。上述したように、誤差増幅器１２１のゲインは高いものであるので、端子ＦＢに表れる抵抗１１と抵抗１２および抵抗１３とで出力直流電圧Ｖ１を分圧した電圧は、極めて基準電圧Ｖｒｅｆ１に近い値となる。ここで、出力直流電圧Ｖ１を分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ１とが完全に一致する場合、すなわち、フィードバック制御系の開ループゲインが無限に大きい場合の出力直流電圧Ｖ１の値が、所定値ＶＳであり、所定値ＶＳは、（式１）で表される。 First, the reason why the constant voltage action occurs will be described. As described above, since the gain of the error amplifier 121 is high, the voltage obtained by dividing the output DC voltage V1 by the resistor 11, the resistor 12 and the resistor 13 appearing at the terminal FB is very close to the reference voltage Vref1. Become. Here, when the voltage obtained by dividing the output DC voltage V1 completely matches the reference voltage Vref1, that is, when the open loop gain of the feedback control system is infinitely large, the value of the output DC voltage V1 is the predetermined value VS. The predetermined value VS is expressed by (Equation 1).

（式１）
所定値ＶＳ（Ｖ）＝
（抵抗１１の値（Ω）＋抵抗１２の値（Ω）＋抵抗１３の値（Ω））
／（抵抗１２の値（Ω）＋抵抗１３の値（Ω））×基準電圧Ｖｒｅｆ１の値（Ｖ） (Formula 1)
Predetermined value VS (V) =
(Value of resistor 11 (Ω) + value of resistor 12 (Ω) + value of resistor 13 (Ω))
/ (Value of resistor 12 (Ω) + value of resistor 13 (Ω)) × value of reference voltage Vref1 (V)

ここで、フィードバック制御系の開ループゲインを無限に大きくすることはできないが、上述したように、誤差増幅器１２１のゲインを高くして、出力直流電圧Ｖ１の電圧値と所定値ＶＳとの差（定常偏差）を小さくしている（図４の（Ａ）を参照）。本実施形態においては、この所定値ＶＳの値は、３８０Ｖに設定している。 Here, although the open loop gain of the feedback control system cannot be increased infinitely, as described above, the gain of the error amplifier 121 is increased, and the difference between the voltage value of the output DC voltage V1 and the predetermined value VS ( (Steady deviation) is reduced (see FIG. 4A). In the present embodiment, the value of the predetermined value VS is set to 380V.

次に、力率改善作用が生じる理由を説明する。上述したようにコンパレータ１２３の正極端子には、誤差増幅器１２１から出力された誤差電圧と端子ＭＵＬから入力された脈流電圧Ｖ０との積値が入力されるが、ここで、定電圧作用を維持している場合には、誤差電圧は脈流電圧Ｖ０の周期範囲では略定電圧とみなせる。そのために、コンパレータ１２３の正極性端子に入力される誤差電圧と脈流電圧との積値は、脈流電圧Ｖ０と略相似形となり、一方、コンパレータ１２３の負極性端子には、トランス１０５に流れる電流ＩＬに応じた電圧が入力されるので、フィードバック制御系の作用の結果として、電流ＩＬの包絡線と脈流電圧Ｖ０とは略相似形となる（図４の（Ａ）と（Ｂ）とを参照、なお、図４の（Ａ）と（Ｂ）とは、同じ時間軸である）。さらに、トランス１０５は、飽和しないインダクタとして機能するようにされているので、自励発振の一周期における電流ＩＬの平均値も、脈流電圧Ｖ０と略相似形となる。 Next, the reason why the power factor improving action occurs will be described. As described above, the product value of the error voltage output from the error amplifier 121 and the pulsating voltage V0 input from the terminal MUL is input to the positive terminal of the comparator 123. Here, the constant voltage operation is maintained. In this case, the error voltage can be regarded as a substantially constant voltage in the period range of the pulsating voltage V0. For this reason, the product value of the error voltage and the pulsating voltage input to the positive terminal of the comparator 123 is substantially similar to the pulsating voltage V 0, while the negative terminal of the comparator 123 flows to the transformer 105. Since a voltage corresponding to the current IL is input, as a result of the action of the feedback control system, the envelope of the current IL and the pulsating voltage V0 are substantially similar ((A) and (B) in FIG. 4). Note that (A) and (B) in FIG. 4 are on the same time axis). Furthermore, since the transformer 105 functions as an inductor that does not saturate, the average value of the current IL in one cycle of self-oscillation is substantially similar to the pulsating voltage V0.

上述した動作の最終結果として、商用電源の交流電圧の波形と商用電源から昇圧チョッパ型力率改善電源装置１に流れ込む交流電流とは、略相似形となって、力率は極めて１に近い良好なものとなる。すなわち、フィードバック系の作用によって力率が改善される。 As a final result of the operation described above, the waveform of the AC voltage of the commercial power supply and the AC current flowing from the commercial power supply into the step-up chopper type power factor correction power supply device 1 are substantially similar, and the power factor is very close to 1. It will be something. That is, the power factor is improved by the action of the feedback system.

次に、過電圧検出信号に基づいて出力直流電圧Ｖ１の値を所定値ＶＳの値よりも大きなものに変更する動作を図２に沿って説明する。 Next, an operation for changing the value of the output DC voltage V1 to a value larger than the predetermined value VS based on the overvoltage detection signal will be described with reference to FIG.

今まで述べてきた、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作は、ＮＰＮトランジスタ１４のコレクタとエミッタとの間の導通がないときの場合であり、この場合において、商用電源の交流電圧が上昇し、脈流電圧Ｖ０の大きさが、出力直流電圧Ｖ１の値にトランス１０５および高速ダイオード１０７における電圧降下を加算した値よりも大きいときは、臨界モードをはずれ、電流ＩＬは間欠的に流れてしまう（図４の（Ｂ）、時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照）。 The operation of the step-up chopper type power factor correction power supply device 1 described so far is a case where there is no conduction between the collector and emitter of the NPN transistor 14, and in this case, the AC voltage of the commercial power source increases. When the magnitude of the pulsating voltage V0 is larger than the value obtained by adding the voltage drop in the transformer 105 and the high speed diode 107 to the value of the output DC voltage V1, the critical mode is removed and the current IL flows intermittently. (See (B) in FIG. 4, from time t1 to time t2).

この場合に、出力直流電圧Ｖ１をより大きなものにすれば、再び、臨界モードとなって、電流ＩＬは間欠的に流れてしまうことはない（図４の（Ｂ）、時刻ｔ５から時刻ｔ６までを参照）。以下にどのようにして出力直流電圧Ｖ１をより大きなものにするかについて説明する。 In this case, if the output DC voltage V1 is made larger, the critical mode is set again and the current IL does not flow intermittently ((B) in FIG. 4, from time t5 to time t6). See). Hereinafter, how to make the output DC voltage V1 larger will be described.

コンパレータ１７は、脈流電圧Ｖ０の大きさが、所定閾値ＶＴを越えた場合に過電圧検出信号を発生させるために設けられている。所定閾値ＶＴは、（式２）によって定められる。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ３は、基準電源１９の発生する電圧値である。 The comparator 17 is provided to generate an overvoltage detection signal when the magnitude of the pulsating voltage V0 exceeds a predetermined threshold value VT. The predetermined threshold value VT is determined by (Equation 2). Here, the reference voltage Vref3 is a voltage value generated by the reference power supply 19.

（式２）
所定閾値ＶＴ（Ｖ）＝
（抵抗１１６の値（Ω）＋抵抗１１５の値（Ω））／抵抗１１６の値（Ω）
×基準電圧Ｖｒｅｆ３（Ｖ） (Formula 2)
Predetermined threshold VT (V) =
(Value of resistor 116 (Ω) + value of resistor 115 (Ω)) / value of resistor 116 (Ω)
× Reference voltage Vref3 (V)

この所定閾値ＶＴは、所定値ＶＳ（３８０Ｖ）の値にトランス１０５および高速ダイオード１０７における電圧降下を加算した値とするとともに、瞬時に出力直流電圧Ｖ１を変化させることによって、理論的には、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１を常に臨界モードで働かせることができる。一方、本実施形態では、タイマー回路１８によって、過電圧信号が発生して、出力直流電圧Ｖ１が切り替わるまでの時間を遅らせているので、厳密に、所定閾値ＶＴと所定値ＶＳとの関係を設定する必然性に乏しく、所定閾値ＶＴを所定値ＶＳと等しい値である３８０Ｖとしている。 The predetermined threshold value VT is a value obtained by adding the voltage drop in the transformer 105 and the high speed diode 107 to the value of the predetermined value VS (380 V), and theoretically increasing the output DC voltage V1 to increase the voltage. The chopper type power factor correction power supply device 1 can always be operated in the critical mode. On the other hand, in the present embodiment, the timer circuit 18 delays the time from when the overvoltage signal is generated until the output DC voltage V1 is switched. Therefore, strictly, the relationship between the predetermined threshold VT and the predetermined value VS is set. Inevitably, the predetermined threshold VT is set to 380 V, which is equal to the predetermined value VS.

次に、より大きなものとする出力直流電圧Ｖ１の値をどの程度にすれば良いかという点があるが、出力直流電圧Ｖ１の値を大きくするほど、商用電源の電圧上昇量をより大きく許容できるという利点があるものの、この昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の出力端子ＶＯＵＴからテレビジョン受信装置等に供給される電圧がより高くなってしまう。本実施形態では、この点を考慮して、ＰチャンネルＦＥＴ１０６の導通と切断の周期を変化させ臨界モードで動作するに必要とされる大きさに出力直流電圧Ｖ１を変更するものとし、出力直流電圧Ｖ１の値は、例えば、４１０Ｖに設定している。以下に、どのように出力直流電圧Ｖ１の値を変更するかについて説明する。 Next, there is a point as to what value the output DC voltage V1 should be larger, but as the value of the output DC voltage V1 is increased, the amount of increase in the voltage of the commercial power supply can be allowed larger. However, the voltage supplied from the output terminal VOUT of the step-up chopper type power factor correction power supply device 1 to the television receiver or the like becomes higher. In the present embodiment, in consideration of this point, the output DC voltage V1 is changed to a magnitude required to operate in the critical mode by changing the conduction and disconnection cycle of the P-channel FET 106. The value of V1 is set to 410V, for example. Hereinafter, how to change the value of the output DC voltage V1 will be described.

出力直流電圧Ｖ１の変更は、ＩＣ１２０の端子ＦＢに入力される電圧の出力直流電圧Ｖ１に対する分圧比を変更することによって実現できる。具体的には、ＮＰＮトランジスタ１４のコレクタとエミッタとの間を導通させ、抵抗１３に発生する電圧をＮＰＮトランジスタ１４のコレクタとエミッタとの間が導通した場合の電圧である電圧ＶＣＥに置き換えることによって実現される。ここで、電圧ＶＣＥの大きさは、端子ＦＢにおける電圧に比べて、小さいので電圧ＶＣＥの大きさを０Ｖとみなすことができ、脈流電圧Ｖ０が所定閾値ＶＴを越えた場合の、出力直流電圧Ｖ１の大きさは、（式３）で与えられるものと略等しくなる。 The change of the output DC voltage V1 can be realized by changing the voltage dividing ratio of the voltage input to the terminal FB of the IC 120 to the output DC voltage V1. Specifically, by making the collector and emitter of the NPN transistor 14 conductive, the voltage generated in the resistor 13 is replaced with the voltage VCE which is the voltage when the collector and emitter of the NPN transistor 14 are conductive. Realized. Here, since the magnitude of the voltage VCE is smaller than the voltage at the terminal FB, the magnitude of the voltage VCE can be regarded as 0 V, and the output DC voltage when the pulsating voltage V0 exceeds the predetermined threshold value VT. The magnitude of V1 is substantially equal to that given by (Equation 3).

（式３）
出力直流電圧Ｖ１の値（Ｖ）＝
（抵抗１１の値（Ω）＋抵抗１２の値（Ω））／（抵抗１２の値（Ω））
×基準電圧Ｖｒｅｆ３の値（Ｖ） (Formula 3)
Value of output DC voltage V1 (V) =
(Value of resistor 11 (Ω) + value of resistor 12 (Ω)) / (value of resistor 12 (Ω))
× Reference voltage Vref3 value (V)

ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ３の値（Ｖ）は、（式２）を満たし、抵抗１１ないし抵抗１３の値（Ω）は（式１）を満たすように決定しなければならないので、実際には、抵抗１２と抵抗１３との抵抗値（Ω）の比を適宜定めることによって、（式３）の関係が成り立つようにしている。 Here, the value (V) of the reference voltage Vref3 must satisfy (Equation 2), and the values (Ω) of the resistors 11 to 13 must be determined so as to satisfy (Equation 1). By appropriately determining the ratio of the resistance value (Ω) between the resistor 12 and the resistor 13, the relationship of (Expression 3) is established.

このように、（式３）に従い、出力直流電圧Ｖ１の値を自由に変更できるが、コンパレータ１７の出力で単純にＮＰＮトランジスタ１４のベースを駆動する場合には、商用電源に重畳したノイズ等によって出力直流電圧Ｖ１の値はノイズに応じて高く設定されてしまう。このような事態の発生を防止するとともに、人が聴取できない程の短期間の電流ＩＬの停止については、出力直流電圧Ｖ１を大きくする必要がないので、このような場合には、出力直流電圧Ｖ１を大きくすることを防止するために、タイマー回路１８をコンパレータ１７とＮＰＮトランジスタ１４との間に介在させている。 Thus, according to (Equation 3), the value of the output DC voltage V1 can be freely changed. However, when the base of the NPN transistor 14 is simply driven by the output of the comparator 17, the noise or the like superimposed on the commercial power supply The value of the output DC voltage V1 is set high according to noise. In order to prevent such a situation from occurring and to stop the current IL for a short period of time that cannot be heard by humans, there is no need to increase the output DC voltage V1, so in such a case, the output DC voltage V1 Is prevented from increasing, a timer circuit 18 is interposed between the comparator 17 and the NPN transistor 14.

例えば、タイマー回路１８は、リ・トリガブル・モノマルチ回路とカウンタ回路とを組み合わせて実現され、その動作は、例えば、過電圧検出信号が脈流電圧Ｖ０の繰り返し周期の間隔と略等しい間隔で連続して所定回数検出されたときに、ＮＰＮトランジスタ１４のベースに、コレクタとエミッタとの間を導通させに十分な電圧を印加するとともに、出力直流電圧Ｖ１をより大きなものに変更した後、所定時間間隔、連続して過電圧検出信号が検出されないときに再び出力直流電圧Ｖ１の大きさを所定値ＶＳとしている。 For example, the timer circuit 18 is realized by combining a re-triggerable mono-multi circuit and a counter circuit. The operation of the timer circuit 18 is, for example, continuous at an interval substantially equal to the interval of the repetition cycle of the pulsating voltage V0. When a predetermined number of times are detected, a sufficient voltage is applied to the base of the NPN transistor 14 between the collector and the emitter, and the output DC voltage V1 is changed to a larger value, and then a predetermined time interval is applied. When the overvoltage detection signal is not continuously detected, the output DC voltage V1 is set to the predetermined value VS again.

図４に沿って、タイマー回路１８の動作を説明する。図４の（Ａ）ないし（Ｃ）の各々において横軸は時間を示す。図４の（Ａ）の縦軸は、脈流電圧Ｖ０および出力直流電圧Ｖ１の電圧値を示し、符号ＶＴ、符号ＶＳは、所定閾値ＶＴ、所定値ＶＳの各々に対応する電圧値を示す。本実施形態では、所定閾値ＶＴおよび所定値ＶＳは、上述したように３８０Ｖである。また、より大きくしたときの出力直流電圧Ｖ１の値は、上述したように４１０Ｖであり、出力直流電圧Ｖ１をより大きくしたときの増加電圧ΔＶ１の値は３０Ｖである。また、脈流電圧の周波数は１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚ、すなわち、周期は１０ｍＳｅｃまたは略８．３ｍＳｅｃである。 The operation of the timer circuit 18 will be described with reference to FIG. In each of FIGS. 4A to 4C, the horizontal axis indicates time. 4A indicates the voltage values of the pulsating voltage V0 and the output DC voltage V1, and the symbols VT and VS indicate voltage values corresponding to the predetermined threshold VT and the predetermined value VS, respectively. In the present embodiment, the predetermined threshold value VT and the predetermined value VS are 380 V as described above. Further, as described above, the value of the output DC voltage V1 when the output DC voltage V1 is increased is 410V, and the value of the increase voltage ΔV1 when the output DC voltage V1 is increased is 30V. The frequency of the pulsating voltage is 100 Hz or 120 Hz, that is, the period is 10 mSec or approximately 8.3 mSec.

また、図４の（Ｂ）の縦軸は、電流ＩＬの電流値を示す。ここで、電流ＩＬは、図３の（Ｃ）に示すような臨界モードにおける電流波形を有し、その実際の繰り返しの周波数は、可聴周波数帯域外とされ、図４の（Ｂ）に示すものよりも高いものであるが、図４の（Ｂ）では、模式的に拡大して記載されている。 The vertical axis in FIG. 4B indicates the current value of the current IL. Here, the current IL has a current waveform in the critical mode as shown in FIG. 3C, and the actual repetition frequency is outside the audible frequency band, and is shown in FIG. 4B. Although it is higher than that, in FIG. 4B, it is schematically enlarged and described.

また、図４の（Ｃ）の縦軸は、過電圧検出信号を示す。ハイレベル（図４の（Ｃ）の上方）は、脈流電圧Ｖ０が過電圧、すなわち、所定閾値ＶＴ以上となっていること表すものである。過電圧検出信号は、時刻ｔ１でハイレベルとなり、時刻ｔ２でローレベルとなり、順次、時刻ｔ３でハイレベルとなり、時刻ｔ４でローレベルとなり、時刻ｔ５でハイレベルとなり、時刻ｔ６でローレベルとなり、時刻ｔ７でハイレベルとなり、時刻ｔ８でローレベルとなっている。時間間隔τ１、時間間隔τ２および時間間隔τ３の各々は、過電圧検出信号が発生した後、次に過電圧検出信号が発生するまでの時間間隔を表すものである。そして、時間間隔τ１、時間間隔τ２および時間間隔τ３の各々は、略、脈流電圧Ｖ０の周期の整数倍の周期ごとに発生する。 Further, the vertical axis of (C) in FIG. 4 indicates an overvoltage detection signal. The high level (above (C) in FIG. 4) indicates that the pulsating voltage V0 is an overvoltage, that is, a predetermined threshold value VT or more. The overvoltage detection signal goes high at time t1, goes low at time t2, goes high at time t3, goes low at time t4, goes high at time t5, goes low at time t6, It becomes high level at t7 and becomes low level at time t8. Each of the time interval τ1, the time interval τ2, and the time interval τ3 represents a time interval from when the overvoltage detection signal is generated until the next overvoltage detection signal is generated. Then, each of the time interval τ1, the time interval τ2, and the time interval τ3 is generated approximately every cycle that is an integral multiple of the cycle of the pulsating voltage V0.

この脈流電圧Ｖ０の周期で発生する過電圧検出信号が、脈流電圧Ｖ０の繰り返し周期の間隔と略等しい間隔である時間間隔τ１において、連続して２回（時刻ｔ１で１回目、時刻ｔ３で２回目）検出される場合に、タイマー回路１８は、ＮＰＮトランジスタ１４のベースに、コレクタとエミッタとの間を導通させるに十分な電圧を印加し、時刻ｔ１０で、出力直流電圧Ｖ１を大きくする動作を開始し、電流ＩＬは流れ始める。そして、時刻ｔ１１で、出力直流電圧Ｖ１と脈流電圧Ｖ０との大きさが逆転する。その後、所定時間間隔Ｔ、連続して過電圧検出信号が検出されないときに該当する時刻ｔ１２において、再び出力直流電圧Ｖ１を所定値ＶＳとする。 The overvoltage detection signal generated in the cycle of the pulsating voltage V0 is continuously twice (at the time t1, the first at the time t1 and at the time t3) in the time interval τ1, which is substantially equal to the repetition cycle of the pulsating voltage V0. (Second time) When detected, the timer circuit 18 applies an enough voltage to the base of the NPN transistor 14 to conduct between the collector and the emitter, and increases the output DC voltage V1 at time t10. The current IL starts to flow. At time t11, the magnitudes of the output DC voltage V1 and the pulsating voltage V0 are reversed. Thereafter, the output DC voltage V1 is set to the predetermined value VS again at a predetermined time interval T and at a time t12 corresponding to when no overvoltage detection signal is detected continuously.

このような、タイマー回路１８を設けることによって、極めて短時間の間、交流電圧が上昇した場合や、出力直流電圧Ｖ１の大きさをより大きくした後に、極めて短時間の間、交流電圧が瞬断した場合、電圧低下が生じた場合に、頻繁に、出力直流電圧Ｖ１の大きさが切り替わることを防止し、回路部への安定した電力の供給が可能となる。 By providing the timer circuit 18 as described above, when the AC voltage rises for a very short time or when the output DC voltage V1 is increased, the AC voltage is momentarily interrupted for a very short time. In this case, when the voltage drop occurs, it is possible to prevent frequent switching of the output DC voltage V1 and to supply stable power to the circuit unit.

ここで、連続する所定回数は２回に限られず適宜、決め得る回数であり、所定時間間隔Ｔも適宜、決め得るものである。また、ＮＰＮトランジスタ１４のベースに接続されている抵抗１６は、ベース電流を制限するためのものであり、抵抗１５は、ＮＰＮトランジスタ１４のスイッチング速度向上のためのものである。 Here, the predetermined number of consecutive times is not limited to two, but can be determined as appropriate, and the predetermined time interval T can also be determined as appropriate. The resistor 16 connected to the base of the NPN transistor 14 is for limiting the base current, and the resistor 15 is for improving the switching speed of the NPN transistor 14.

上述した本実施形態の変形例として、タイマー回路１８を設けることなく、コンパレータ１７の出力からの信号を、直接に抵抗１６を介してＮＰＮトランジスタ１４のベースに印加することも可能である。すなわち、上述した所定回数を零回とし、所定時間間隔Ｔを零としたものとすることができる。この場合には、商用電源の電圧が突発的に上昇する場合には、時間をほとんどおくことなく、出力直流電圧Ｖ１は、突発的な上昇に応じた上昇と下降とを繰り返すが、異音の発生の低減を以下のようにして図ることができる。 As a modification of the present embodiment described above, it is possible to apply the signal from the output of the comparator 17 directly to the base of the NPN transistor 14 via the resistor 16 without providing the timer circuit 18. That is, the predetermined number of times described above can be set to zero, and the predetermined time interval T can be set to zero. In this case, when the voltage of the commercial power supply suddenly rises, the output DC voltage V1 repeatedly rises and falls according to the sudden rise without much time. The generation can be reduced as follows.

（式２）で定める所定閾値ＶＴを、（式１）で定める所定値ＶＳよりも小さく設定すれば、電流ＩＬが間欠的に流れることを防止するためのマージンが両者の差に応じて増大する。逆に、（式２）で定める所定閾値ＶＴを、（式１）で定める所定値ＶＳよりも大きく設定すれば、電流ＩＬが間欠的に流れる時間が両者の差に応じて増大する。 If the predetermined threshold value VT determined by (Expression 2) is set to be smaller than the predetermined value VS determined by (Expression 1), the margin for preventing the current IL from flowing intermittently increases according to the difference between the two. . Conversely, if the predetermined threshold value VT defined by (Expression 2) is set to be larger than the predetermined value VS determined by (Expression 1), the time during which the current IL flows intermittently increases according to the difference between the two.

ひとつの変形例としては、例えば、トランス１０５および高速ダイオード１０７における電圧降下を加算した値の最大値を予め予測しておき、所定閾値ＶＴを、所定値ＶＳからこの予測した最大値を引いた値よりも小さくいものに設定すれば、常時、臨界モードで動作させることができる。さらに、この予測した最大値を十分に大きくしておけば、臨界モードにおける自励発信の周波数は、可聴周波数帯域以上とすることができる。 As one modification, for example, a maximum value of a value obtained by adding a voltage drop in the transformer 105 and the high speed diode 107 is predicted in advance, and a predetermined threshold value VT is obtained by subtracting the predicted maximum value from a predetermined value VS. If it is set to be smaller than that, it can always be operated in the critical mode. Furthermore, if the predicted maximum value is sufficiently large, the frequency of self-excited transmission in the critical mode can be made higher than the audible frequency band.

また、別の変形例としては、所定閾値ＶＴを、所定値ＶＳよりも大きいものに設定する場合においても、電流ＩＬが間欠的に流れる時間が短いものに設定すれば、仮に異音が発生したとしても、テレビジョン受信装置等を利用する者が認知できない程度とすることができる。ここで、異音の大きさと、電流ＩＬの電流が停止する時間の長さとの関係は、停止する時間の長さが長くなるほど、異音の大きさは大きくなるという関係があるものの、どこまでの停止する時間の長さが、人に聞き得ることになるかという点については、明確な線引きができるものではない。よって、実験により、所定閾値ＶＴを所定値ＶＳよりもどの程度大きくするかについては、決め得るものである。 As another modification, even when the predetermined threshold value VT is set to a value larger than the predetermined value VS, if the time during which the current IL intermittently flows is set to be short, abnormal noise is temporarily generated. However, it can be set to a level that cannot be recognized by a person who uses a television receiver or the like. Here, the relationship between the magnitude of the abnormal noise and the length of time during which the current IL stops is related to the fact that the magnitude of the abnormal noise increases as the length of the stop time increases. It is not possible to draw a clear line as to whether the length of the stoppage time can be heard by people. Therefore, it can be determined by experiment how much the predetermined threshold value VT is made larger than the predetermined value VS.

図５に沿って、別の実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置２について説明する。これまでに説明した部分と同一の構成を有し、同一の作用を奏する部分には、同一の符号を付して説明を省略する。 A boost chopper type power factor correction power supply device 2 according to another embodiment will be described with reference to FIG. Parts having the same configuration as those described so far and having the same action are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

図５に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置２は、他励式の昇圧チョッパ型力率改善電源装置である。先の実施形態と異なる点は、制御ＩＣ１２０に替えて、制御ＩＣ２０が用いられていることと、トランス１０５に替えて、インダクタ３２が用いられていることである。これに伴い、抵抗１１２、抵抗１１３、抵抗１１４抵抗、コンデンサ１１９も削除されている。 A boost chopper type power factor correction power supply device 2 shown in FIG. 5 is a separately excited boost chopper type power factor improvement power supply device. The difference from the previous embodiment is that the control IC 20 is used instead of the control IC 120 and the inductor 32 is used instead of the transformer 105. Accordingly, the resistor 112, the resistor 113, the resistor 114, and the capacitor 119 are also deleted.

制御ＩＣ２０は、制御ＩＣ１２０におけるコンパレータ１２４およびＲ−Ｓフリップ・フロップ１２５に替えて、三角波発生器２４、狭パルス幅発生器２７およびＯＲ（オア）回路２８を有する点が異なる。 The control IC 20 is different in that the control IC 20 includes a triangular wave generator 24, a narrow pulse width generator 27, and an OR (or) circuit 28 in place of the comparator 124 and the RS flip-flop 125 in the control IC 120.

三角波発生器２４は一定周期で繰り返す三角波を発生する。狭パルス幅発生器２７は、三角波の周期ごとの狭い幅のパルスを発生し、そのパルス幅は、零も含み予め設定が可能とされている。 The triangular wave generator 24 generates a triangular wave that repeats at a constant period. The narrow pulse width generator 27 generates a narrow-width pulse for each period of the triangular wave, and the pulse width can be set in advance including zero.

狭パルス幅発生器２７から発生するパルスの幅を零に設定する場合には、脈流電圧Ｖ０の大きさが、出力直流電圧Ｖ１の値にトランス１０５および高速ダイオード１０７における電圧降下を加算した値よりも大きいときは、端子ＯＵＴがハイレベルになってしまい、電流ＩＬが間欠的となる点は、先の実施形態と同じである。異なる点は、ＰチャンネルＦＥＴ１０６をスイッチングする周波数が一定であることである。その結果、臨界モードのみならず、常に電流が流れつづける電流連続モードや、臨界モードにまで至ることがなく、電流ＩＬがスイッチング周期の一周期内で停止しつづける場合も存在する。このように動作モードは異なるものの、先の実施形態同様に、電流ＩＬが間欠的となる場合には、異音の発生が生じ、その解決の方法は、出力直流電圧Ｖ１をより大きくする点で、先の実施形態と同様である。 When the width of the pulse generated from the narrow pulse width generator 27 is set to zero, the magnitude of the pulsating voltage V0 is a value obtained by adding the voltage drop in the transformer 105 and the high speed diode 107 to the value of the output DC voltage V1. Is larger than that, the terminal OUT becomes a high level, and the current IL becomes intermittent, which is the same as the previous embodiment. The difference is that the frequency for switching the P-channel FET 106 is constant. As a result, not only the critical mode but also the current continuous mode in which the current always flows or the critical mode does not occur, and the current IL continues to stop within one switching period. Although the operation modes are different in this way, as in the previous embodiment, when the current IL becomes intermittent, abnormal noise occurs, and the solution is to increase the output DC voltage V1. This is the same as the previous embodiment.

次に、狭パルス幅発生器２７から発生するパルスの幅を零ではない比較的狭いパルス幅、例えば、繰り返し周期の１０％程度に設定する場合について説明する。この場合には、脈流電圧Ｖ０の大きさが、所定値ＶＳよりも小さい場合には、出力直流電圧Ｖ１は、略、所定値ＶＳとなる。一方、脈流電圧Ｖ０の大きさが、所定値ＶＳよりも大きくなる場合には、過電圧検出信号を検出することなく、出力直流電圧Ｖ１の値は、自動的に所定値ＶＳよりも大きくなり、電流ＩＬが間欠的となることを防止する点で上述したいずれの実施形態とも異なる。 Next, the case where the width of the pulse generated from the narrow pulse width generator 27 is set to a relatively narrow pulse width which is not zero, for example, about 10% of the repetition period will be described. In this case, when the magnitude of the pulsating voltage V0 is smaller than the predetermined value VS, the output DC voltage V1 is approximately the predetermined value VS. On the other hand, when the magnitude of the pulsating voltage V0 becomes larger than the predetermined value VS, the value of the output DC voltage V1 automatically becomes larger than the predetermined value VS without detecting the overvoltage detection signal. It differs from any of the above-described embodiments in that the current IL is prevented from becoming intermittent.

このようにパルス幅を零ではない比較的狭いパルス幅に設定する場合においては、脈流電圧Ｖ０の大きさが、所定値ＶＳよりも大きいときであっても、電流ＩＬは、間欠的にとぎれることはない。そして、少なくとも、スイッチング周期内において短時間であっても電流ＩＬは、流れつづけるので、異音の発生を防止できる。この場合においては、上述したように過電圧信号を用いることがないので、過電圧信号を検出して動作する部分、コンパレータ１７およびＮＰＮトランジスタ１４並びにその周辺部品は、必ずしも必要とはされない。しかしながら、コンパレータ１７およびＮＰＮトランジスタ１４並びにその周辺部品を備えておき、パルス幅を零として使用するか、パルス幅を所定パルス幅に設定するかを、ＩＣ２０内部のメモリ（図示せず）に記憶させて、切り替え可能とすることができる。そして、昇圧チョッパ型力率改善電源装置２を採用する製品の出荷時点において、特に商用電源の電圧変動が大きい地域に出荷する場合には、パルス幅を零ではない比較的狭いパルス幅に設定し、異音対策をより万全なものとできる。 When the pulse width is set to a relatively narrow pulse width that is not zero as described above, the current IL is intermittently interrupted even when the pulsating voltage V0 is larger than the predetermined value VS. There is nothing. At least, the current IL continues to flow even for a short time within the switching cycle, so that the generation of abnormal noise can be prevented. In this case, since the overvoltage signal is not used as described above, the portion that operates by detecting the overvoltage signal, the comparator 17, the NPN transistor 14, and its peripheral components are not necessarily required. However, the comparator 17 and the NPN transistor 14 and their peripheral parts are provided, and the memory (not shown) in the IC 20 stores whether the pulse width is used as zero or the pulse width is set to a predetermined pulse width. Switchable. At the time of shipment of a product that uses the boost chopper type power factor improving power supply device 2, the pulse width is set to a relatively narrow pulse width that is not zero, especially when the product is shipped to a region where the voltage fluctuation of the commercial power supply is large. , The noise countermeasure can be made more thorough.

上述したように、実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置は、入力交流電源の電圧が、規定の範囲で有る場合には、むやみに出力直流電圧を高くしないので、スイッチングする電圧の振幅もそれほど大きくなることはない。この結果、ノイズ（不要電磁輻射）の量も少なくすることができ、ノイズを抑えるための部品の点数も少ないものとできる。さらに、昇圧チョッパ型力率改善電源装置の効率の面から見ると、スイッチングの振幅が通常の規格内の電圧範囲の場合ではそれほど大きくなく、スイッチング損失も小さい。そして、出力直流電圧Ｖ１の値をより大きくした場合には、スイッチング損失は一時的に増加するが、この状態が長期に続くというわけではないので、ことさらに部品を大型化する必要がなく、装置の小型化、低価格化と異音の発生の防止とを矛盾なく解決できる。 As described above, the step-up chopper type power factor correction power supply apparatus of the embodiment does not unnecessarily increase the output DC voltage when the voltage of the input AC power supply is within a specified range. It won't be that big. As a result, the amount of noise (unnecessary electromagnetic radiation) can be reduced, and the number of parts for suppressing noise can be reduced. Further, from the viewpoint of the efficiency of the step-up chopper type power factor improving power supply device, the switching amplitude is not so large in the case of the voltage range within the normal specification, and the switching loss is also small. When the value of the output DC voltage V1 is further increased, the switching loss temporarily increases. However, since this state does not last for a long time, there is no need to further increase the size of the parts. Can be solved without contradiction between miniaturization, low price and prevention of abnormal noise.

背景技術に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００の動作を波形図で示すものである。The operation of the step-up chopper type power factor correction power supply device 100 shown in the background art is shown by a waveform diagram. ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１のブロック図を示すものである。1 is a block diagram of a boost chopper type power factor correction power supply device 1 according to an embodiment. ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を波形図で示すものである。The operation | movement of the pressure | voltage rise chopper type | mold power factor improvement power supply device 1 of one Embodiment is shown with a wave form diagram. ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を波形図で示すものである。The operation | movement of the pressure | voltage rise chopper type | mold power factor improvement power supply device 1 of one Embodiment is shown with a wave form diagram. 別の実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置２のブロック図を示すものである。The block diagram of the pressure | voltage rise chopper type | mold power factor improvement power supply device 2 of another embodiment is shown. 背景技術に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００のブロック図を示すものである。1 is a block diagram of a boost chopper type power factor correction power supply device 100 shown in the background art. 背景技術に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００の動作を波形図で示すものである。The operation of the step-up chopper type power factor correction power supply device 100 shown in the background art is shown by a waveform diagram.

Explanation of symbols

１，２昇圧チョッパ型力率改善電源装置、１１，１２，１３，１５，１６，１１０，１１１，１１２，１１３，１１４，１１５，１１６，１１７抵抗、１４トランジスタ、１７，１２３，１２４コンパレータ、１８タイマー回路、１９基準電源、２０，１２０制御ＩＣ、２４三角波発生器、２７狭パルス幅発生器、２８ＯＲ回路、３２インダクタ、１０１ブリッジ整流回路、１０２，１０４，１１８，１１９コンデンサ、１０５トランス、１０６ＰチャンネルＦＥＴ、１０７高速ダイオード、１０８平滑コンデンサ、１２１誤差増幅器、１２２掛け算器、１２５Ｒ−Ｓフリップ・フロップ、１２６インバータ
1, 2 Booster chopper type power factor improving power supply device 11, 12, 13, 15, 16, 110, 111, 112, 113, 114, 115, 116, 117 resistance, 14 transistor, 17, 123, 124 comparator, 18 Timer circuit, 19 reference power supply, 20, 120 control IC, 24 triangular wave generator, 27 narrow pulse width generator, 28 OR circuit, 32 inductor, 101 bridge rectifier circuit, 102, 104, 118, 119 capacitor, 105 transformer, 106 P-channel FET, 107 high-speed diode, 108 smoothing capacitor, 121 error amplifier, 122 multiplier, 125 RS flip-flop, 126 inverter

Claims

A rectifier for rectifying an input AC voltage to obtain a pulsating voltage, a first switch element for applying a current for storing magnetic energy by applying the pulsating voltage to an inductor, and a second switch for supplying a current corresponding to the magnetic energy A smoothing capacitor that smoothes the current from the element and the second switch to obtain an output DC voltage, and a switch element controller that controls disconnection and conduction of the first switch element;
In the step-up chopper type power factor improving power supply device that sets the magnitude of the output DC voltage to a predetermined value and improves the power factor,
An overvoltage detection signal is generated when the magnitude of the pulsating voltage is greater than a predetermined threshold;
A step-up chopper type power factor correction power supply apparatus characterized in that, based on the overvoltage detection signal, the magnitude of the output DC voltage is changed to a value larger than the predetermined value.

2. The step-up chopper according to claim 1, wherein the output DC voltage is changed to a magnitude required to operate in a critical mode by changing a conduction and disconnection cycle of the first switch element based on the overvoltage detection signal. Mold power factor improvement power supply.

2. The step-up chopper type power factor improvement according to claim 1, wherein the output DC voltage is changed to a magnitude required to repeat disconnection and conduction of the first switch element at predetermined intervals based on the overvoltage detection signal. Power supply.

The output DC voltage is changed to a larger value when the overvoltage detection signal is continuously detected a predetermined number of times at an interval substantially equal to the interval of the repetition period of the pulsating voltage. Item 2. The step-up chopper type power factor correction power supply device according to Item 1.

The output DC voltage is set to the predetermined value again when the overvoltage detection signal is not detected continuously for a predetermined time interval after changing the output DC voltage to a larger one. Boost chopper type power factor improvement power supply device.