JP2007020305A - Pulse power supply unit - Google Patents

Pulse power supply unit Download PDF

Info

Publication number
JP2007020305A
JP2007020305A JP2005198921A JP2005198921A JP2007020305A JP 2007020305 A JP2007020305 A JP 2007020305A JP 2005198921 A JP2005198921 A JP 2005198921A JP 2005198921 A JP2005198921 A JP 2005198921A JP 2007020305 A JP2007020305 A JP 2007020305A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
converter
power supply
pulse power
supply device
discontinuous mode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Abandoned
Application number
JP2005198921A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Fujio Nomura
富二夫 野村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP2005198921A priority Critical patent/JP2007020305A/en
Publication of JP2007020305A publication Critical patent/JP2007020305A/en
Abandoned legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To miniaturize a decoupling capacitor, suppress overshooting of output voltage waveform, shorten the off period and suppress the waveform distortions at rise time. <P>SOLUTION: By disposing the decoupling capacitor 11 on the primary side of a DC-DC converter 12 decoupling capacitor 11 is miniaturized. The DC-DC capacitor 12 is operated in a discontinuous mode and is combined with response characteristics of an LC filter 15 to suppress overshooting of an output voltage waveform. Furthermore, a switching device 14 is provided on an output stage to shorten an off-period, and a discharging element 13 is connected on the secondary side of the converter 12 to suppress waveform distortions of the rise time. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えばレーダ装置のパルス負荷に定電圧で大電流を供給するパルス電源装置に関する。   The present invention relates to a pulse power supply device that supplies a large current at a constant voltage to a pulse load of a radar device, for example.

従来のパルス負荷に電力を給電するパルス電源装置は、入力側より、ＤＣ−ＤＣコンバータ、エネルギーを蓄電するためのデカップリングコンデンサ、及びスイッチ素子により構成されている（例えば特許文献１参照）。但し、この構成の場合、安定度が要求されるＤＣ−ＤＣコンバータの出力側にデカップリングコンデンサがあるため、デカップリングコンデンサの容量をCd1、負荷の許容最大出力電圧をVomax、許容最小出力電圧をVomin、出力電力をPo、最大パルスオン幅をTonmaxとすると、必要なデカップリングコンデンサの容量Cd1は、

Figure 2007020305
となる。通常、
Figure 2007020305
 は小さな値となるため、デカップリングコンデンサの容量Cd1は非常に大きな値となる。この結果、給電する電源装置の大半がデカップリングコンデンサで占められてしまうため、機器の大型化が避けられなかった。
特開平０２−３１１０１１公報 A conventional pulse power supply device that supplies power to a pulse load includes, from the input side, a DC-DC converter, a decoupling capacitor for storing energy, and a switch element (see, for example, Patent Document 1). However, in this configuration, since there is a decoupling capacitor on the output side of the DC-DC converter where stability is required, the capacity of the decoupling capacitor is Cd1, the allowable maximum output voltage of the load is Vomax, and the allowable minimum output voltage is Assuming Vomin, output power Po, and maximum pulse-on width Tonmax, the required decoupling capacitor capacitance Cd1 is
Figure 2007020305
 It becomes. Normal,
Figure 2007020305
 Is a small value, the capacitance Cd1 of the decoupling capacitor is a very large value. As a result, since most of the power supply apparatus that supplies power is occupied by the decoupling capacitor, an increase in the size of the apparatus cannot be avoided.
Japanese Patent Laid-Open No. 02-311011

以上のように従来のパルス電源装置では、安定度が要求されるＤＣ−ＤＣコンバータの出力側にデカップリングコンデンサがあるため、デカップリングコンデンサの容量が非常に大きな値となり、装置の大半がデカップリングコンデンサで占められてしまい、大型化が避けられなかった。   As described above, in the conventional pulse power supply device, since there is a decoupling capacitor on the output side of the DC-DC converter that requires stability, the capacity of the decoupling capacitor is very large, and most of the devices are decoupled. Capacitance was occupied by capacitors, and an increase in size was inevitable.

本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、デカップリングコンデンサの容量を低減して装置の小型化を実現するパルス電源装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a pulse power supply device that reduces the capacity of a decoupling capacitor and realizes downsizing of the device.

上記の目的を達成するために本発明は、任意の周期のパルス負荷に定電圧で大電流を供給するパルス電源装置において、電流不連続モードで駆動され、一次側に直流電圧源からの直流電圧を受けて二次側に任意の電圧を安定化出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの一次側に並列接続されるデカップリングコンデンサと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に並列接続され規定の過渡特性を有する時定数回路と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側と前記時定数回路との接続をオン・オフするためのスイッチ手段と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを電流不連続動作するようにオン・オフ制御すると共に、これに同期して前記スイッチ手段をオン・オフ制御する制御手段とを具備して構成される。   In order to achieve the above object, the present invention provides a pulse power supply device that supplies a large current with a constant voltage to a pulse load having an arbitrary period, and is driven in a current discontinuous mode, and a DC voltage from a DC voltage source on the primary side. Receiving, a DC-DC converter that stabilizes and outputs an arbitrary voltage to the secondary side, a decoupling capacitor connected in parallel to the primary side of the DC-DC converter, and a secondary side of the DC-DC converter A time constant circuit connected and having a prescribed transient characteristic; switch means for turning on and off the connection between the secondary side of the DC-DC converter and the time constant circuit; and current discontinuity of the DC-DC converter. On / off control is performed so as to operate, and control means for on / off control of the switch means in synchronism with this is provided.

上記構成によるパルス電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータをオーバーシュートが発生しない１次遅れの電流不連続モードで駆動し、リップルノイズ電圧を抑えるために、ＤＣ−ＤＣコンバータの後にＬＣフィルタ等による時定数回路を入れる。尚、時定数回路は２次遅れとなるが、臨界制動付近になるようＬＣの定数を設定することにより、オーバーシュートを抑える。   In the pulse power supply device configured as described above, the DC-DC converter is driven in a first-order-lag current discontinuous mode in which overshoot does not occur, and in order to suppress ripple noise voltage, a time constant by an LC filter or the like is provided after the DC-DC converter. Insert the circuit. Although the time constant circuit has a second-order delay, overshoot is suppressed by setting the LC constant so that it is close to critical braking.

以上述べたように、本発明によれば、デカップリングコンデンサの容量を低減して装置の小型化を実現するパルス電源装置を提供することができる。   As described above, according to the present invention, it is possible to provide a pulse power supply device that can reduce the capacitance of the decoupling capacitor and realize downsizing of the device.

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１は本発明に係るパルス電源装置の構成を示すブロック図である。図１において、入力段のデカップリングコンデンサ１１は特に安定化処理されていない入力電圧源１０より直流電圧が供給されており、例えばフルブリッジ構成の電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２の１次側に並列接続される。電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２の２次側には、例えば抵抗による放電用素子１３が並列接続され、さらに、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）によるスイッチ素子１４を介してＬＣフィルタ１５が並列接続される。上記スイッチ素子１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２のスイッチングのためのオン／オフ信号を生成する制御回路１６にて、それに同期して生成されるオン／オフ信号によりスイッチング制御される。ＬＣフィルタ１５の出力端には負荷１７が接続される。   FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a pulse power supply device according to the present invention. In FIG. 1, a decoupling capacitor 11 in the input stage is supplied with a DC voltage from an input voltage source 10 that is not particularly stabilized. For example, the primary side of a current discontinuous mode DC-DC converter 12 having a full bridge configuration. Connected in parallel. On the secondary side of the current discontinuous mode DC-DC converter 12, for example, a discharge element 13 by a resistor is connected in parallel, and further, for example, an LC filter 15 is connected in parallel via a switch element 14 by a field effect transistor (FET). Is done. The switching element 14 is switching-controlled by an on / off signal generated in synchronization with the control circuit 16 that generates an on / off signal for switching the DC-DC converter 12. A load 17 is connected to the output end of the LC filter 15.

尚、上記電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、非絶縁でよい場合は、電流不連続モード降圧チョッパーでも同様の効果が得られる。放電用素子１３はトランジスタで構成された定電流放電回路でも同様の効果が得られる。また、立ち上がりの歪み波形が問題にならない場合は、削除してもかまわない。スイッチ素子１４は、電流をオン／オフできるものであれば同様の効果が得られる。ＬＣフィルタ１５のインダクタンス、キャパシタンスはそれぞれ寄生インダクタンス、寄生キャパシタンスを利用しても同様の効果が得られる。また、Ｌはスイッチ素子１４の手前においても同様の効果が得られる。また、ＬＣフィルタ１５は１段ではなく、多段にしても同様の効果が得られる。   If the current discontinuous mode DC-DC converter 12 may be non-insulated, the same effect can be obtained with a current discontinuous mode step-down chopper. A similar effect can be obtained even when the discharging element 13 is a constant current discharging circuit composed of a transistor. If the rising distortion waveform does not matter, it can be deleted. If the switch element 14 can turn on / off the current, the same effect can be obtained. The same effect can be obtained by using the parasitic inductance and the parasitic capacitance of the LC filter 15 respectively. The same effect can be obtained with L before the switch element 14. Further, the same effect can be obtained even if the LC filter 15 is not single-stage but multistage.

図１の回路構成において、以下、図２〜図４を参照して、その処理動作について説明する。   The processing operation of the circuit configuration of FIG. 1 will be described below with reference to FIGS.

まず、制御回路１６では、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２に対するオン／オフ信号に同期して、スイッチ素子１４に対するオン／オフ信号を生成している。このときのコンバータ１２の出力電圧波形は図２（ｃ）に示すようになり、ＬＣフィルタ１５の出力電圧波形は図２（ｄ）に示すようになる。図３に図２（ｃ）、（ｄ）に示す電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧波形とＬＣフィルタ１５の出力電圧波形それぞれの立ち上がり波形を拡大して示す。   First, as shown in FIGS. 2A and 2B, the control circuit 16 generates an on / off signal for the switch element 14 in synchronization with the on / off signal for the current discontinuous mode DC-DC converter 12. is doing. At this time, the output voltage waveform of the converter 12 is as shown in FIG. 2C, and the output voltage waveform of the LC filter 15 is as shown in FIG. FIG. 3 is an enlarged view of rising waveforms of the output voltage waveform of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 and the output voltage waveform of the LC filter 15 shown in FIGS. 2 (c) and 2 (d).

上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、図４に示す高圧チョッパー型の等化回路で表され、図５（ａ）に示す電流連続モード、図５（ｂ）に示す電流不連続モードのいずれかで動作可能である。尚、図４及び図５において、ILは平滑インダクタンスに流れる電流、Ioは負荷に流れる電流を示している。   The DC-DC converter 12 is represented by a high-voltage chopper type equalization circuit shown in FIG. 4, and operates in either the current continuous mode shown in FIG. 5 (a) or the current discontinuous mode shown in FIG. 5 (b). Is possible. 4 and 5, IL represents a current flowing through the smoothing inductance, and Io represents a current flowing through the load.

図１に示す構成では、許容入力変動範囲の広いＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力側にデカップリングコンデンサがあるため、デカップリングコンデンサ自体はＤＣ−ＤＣコンバータ１２の許容入力変動範囲内でよい。デカップリングコンデンサ１２の容量をCd2、入力電圧源１０の許容最大入力電圧をVinmax、許容最小入力電圧をVinmin、負荷１７の出力電力をPo、最大パルスオン幅をTon、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の効率をηとすると、必要なデカップリングコンデンサ１１の容量Cd2は、

Figure 2007020305
となる。通常、
Figure 2007020305
 となるため、従来方式より大幅な小型化（１／５〜１／１０程度）が可能となる。 In the configuration shown in FIG. 1, since the decoupling capacitor is on the input side of the DC-DC converter 12 having a wide allowable input fluctuation range, the decoupling capacitor itself may be within the allowable input fluctuation range of the DC-DC converter 12. The capacity of the decoupling capacitor 12 is Cd2, the maximum allowable input voltage of the input voltage source 10 is Vinmax, the allowable minimum input voltage is Vinmin, the output power of the load 17 is Po, the maximum pulse on width is Ton, and the efficiency of the DC-DC converter 12 is increased. Assuming that η, the required capacitance Cd2 of the decoupling capacitor 11 is
Figure 2007020305
 It becomes. Normal,
Figure 2007020305
 Therefore, the size can be significantly reduced (about 1/5 to 1/10) as compared with the conventional method.

但し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の等化回路は、図４に示すようにＬ及びＣで構成されているため、図５（ａ）に示すような通常の電流連続モードで動作させると、２次遅れ、すなわち共振点が存在し、出力電圧立ち上がり時にオーバーシュートが発生する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の平滑インダクタンスＬを大きくしてＱを下げればオーバーシュートを低減できるが、応答速度が低下してしまう問題があり、実現困難である。   However, since the equalization circuit of the DC-DC converter 12 is composed of L and C as shown in FIG. 4, when operated in the normal current continuous mode as shown in FIG. There is a delay, that is, a resonance point, and overshoot occurs when the output voltage rises. If the smoothing inductance L of the DC-DC converter 12 is increased and Q is lowered, the overshoot can be reduced, but there is a problem that the response speed is lowered, which is difficult to realize.

そこで、本発明では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を図５（ｂ）に示すような電流不連続モードで使用する。すなわち、図１の回路構成において、デカップリングコンデンサ１１に必要な容量Cd2は、式(2)で表される。ＬＣフィルタ１５のコイルのインダクタンスをLfl、コンデンサの容量をCflとすると、電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２のカットオフ周波数fconvは負荷１７に要求される立ち上がり時間Trload及び抵抗値Rloadより決定される。尚、出力電圧立ち上がり時間Trloadは、出力電圧が０％から９０％に達する時間と規定する。配線の抵抗分、コイルの抵抗分に比べ、負荷抵抗が十分大きいと仮定すると、ζは、

Figure 2007020305
となる。表１に、出力電圧立ち上がり設定値、ζを変えたときの出力電圧立ち上がり時間Tloadの関係を表す。
Figure 2007020305
 Therefore, in the present invention, the DC / DC converter 12 is used in a current discontinuous mode as shown in FIG. That is, in the circuit configuration of FIG. 1, the capacitance Cd2 required for the decoupling capacitor 11 is expressed by the equation (2). When the inductance of the coil of the LC filter 15 is Lfl and the capacitance of the capacitor is Cfl, the cut-off frequency fconv of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 is determined by the rise time Trload required for the load 17 and the resistance value Rload. . The output voltage rise time Trload is defined as the time for the output voltage to reach from 0% to 90%. Assuming that the load resistance is sufficiently larger than the resistance of the wiring and the resistance of the coil, ζ is
Figure 2007020305
 It becomes. Table 1 shows the relationship between the output voltage rise setting value and the output voltage rise time Tload when ζ is changed.
Figure 2007020305

ζ=0.707の帯域内の通過特性は、遅延特性が平坦なバタワース特性が望ましい。通常、バタワース特性にするとオーバーシュートが発生してしまうが、電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２が１次遅れを生じるため、相殺されてオーバーシュートは発生しないことになる。LflとCflの共振周期Tflは、

Figure 2007020305
となる。電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２のカットオフ周波数fconvとTflとの関係は、
Figure 2007020305
 に設定するのが望ましい。(5)式の左辺が右辺より大きい場合は、電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２の端の出力電圧と負荷１７の出力電圧との相似性は無くなり、制御不能領域が発生する。(5)式の左辺が右辺より小さい場合は、相似性は改善されるが、立ち上がり時間が遅くなる。 The pass characteristic in the band of ζ = 0.707 is preferably a Butterworth characteristic with a flat delay characteristic. Normally, when the Butterworth characteristic is used, overshoot occurs, but the current discontinuous mode DC-DC converter 12 causes a first-order lag, so that it is canceled and no overshoot occurs. The resonance period Tfl of Lfl and Cfl is
Figure 2007020305
 It becomes. The relationship between the cutoff frequency fconv and Tfl of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 is
Figure 2007020305
 It is desirable to set to. When the left side of the equation (5) is larger than the right side, the similarity between the output voltage at the end of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 and the output voltage of the load 17 is lost, and an uncontrollable region occurs. When the left side of equation (5) is smaller than the right side, the similarity is improved, but the rise time is delayed.

(3)〜(5)の条件下では、概ね下記の式となる。

Figure 2007020305
Under the conditions (3) to (5), the following formula is obtained.
Figure 2007020305

(6)式中の定数2.3は電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧が０％から９０％に達する時間の時定数-ln(1-0.9)、定数0.24はＬＣフィルタ１５によるディレイ時間である。(3)〜(6)式より、Lfl、Cfl、fconvを決定する。 The constant 2.3 in equation (6) is the time constant -ln (1-0.9) for the time when the output voltage of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 reaches 0% to 90%, and the constant 0.24 is the delay time by the LC filter 15. It is. Lfl, Cfl, and fconv are determined from equations (3) to (6).

スイッチ素子１４を設けない場合は、立ち下がり時間はスイッチ素子ＬＣフィルタ１５のコンデンサの容量と電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力コンデンサ容量の合計値と負荷１７の抵抗で決まるため、立ち下がりに時間がかかる。スイッチ素子１４を設けることにより、立ち下がり時間はＬＣフィルタ１５のコンデンサの容量Cflだけになるため、立ち下がり時間の短縮が図れる。負荷１７に要求される立ち下がり時間Tfloadを出力電圧が１００％から１０％に達する時間と規定すると、

Figure 2007020305
となる。(7)式中の定数2.3は出力電圧が１００％から１０％に達する時間の時定数-ln(0.1)である。 When the switch element 14 is not provided, the fall time is determined by the total capacitance of the capacitor of the switch element LC filter 15, the output capacitor capacity of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 and the resistance of the load 17. Takes time. By providing the switch element 14, the fall time becomes only the capacitance Cfl of the capacitor of the LC filter 15, so that the fall time can be shortened. When the fall time Tfload required for the load 17 is defined as the time for the output voltage to reach 100% to 10%,
Figure 2007020305
 It becomes. The constant 2.3 in the equation (7) is the time constant −ln (0.1) of the time for the output voltage to reach 100% to 10%.

スイッチ素子１４のオンが電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２のオンより早い場合、コンバータ１２の出力コンデンサに蓄えられたエネルギーが出力され、立ち上がり波形を歪ませる。放電用素子１３を付けることにより、出力オフ期間に電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力コンデンサに蓄えられたエネルギーを放電させることにより、立ち上がり波形歪みは抑えられる。放電用素子１３を抵抗とし、その抵抗値をRdcgとし、電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力コンデンサ容量をCoconvとし、最小パルスオフ幅をToffminとすると、出力電圧の１０％まで放電する場合、

Figure 2007020305
となる。(8)式中の定数2.3は電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧が１００％から１０％に達する時間の時定数-ln(0.1)である。 When the switch element 14 is turned on earlier than the current discontinuous mode DC-DC converter 12 is turned on, the energy stored in the output capacitor of the converter 12 is output, and the rising waveform is distorted. By attaching the discharge element 13, the rising waveform distortion is suppressed by discharging the energy stored in the output capacitor of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 during the output off period. When the discharge element 13 is a resistance, the resistance value is Rdcg, the output capacitor capacity of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 is Coconv, and the minimum pulse-off width is Toffmin, when discharging to 10% of the output voltage,
Figure 2007020305
 It becomes. The constant 2.3 in the equation (8) is the time constant −ln (0.1) for the time for the output voltage of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 to reach 100% to 10%.

また、放電用素子１３が接続されているため、放電時に損失が発生する。この損失をPdchとし、抵抗値をRdcg、出力電圧をVo、オン時間をTon、パルスの周期をTwとすると、

Figure 2007020305
となる。 Further, since the discharging element 13 is connected, loss occurs during discharging. If this loss is Pdch, the resistance value is Rdcg, the output voltage is Vo, the on-time is Ton, and the pulse period is Tw,
Figure 2007020305
 It becomes.

ところで、電流連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、そのコイルのインダクタンスをLconv、出力コンデンサの容量をCoconvとすると、概略

Figure 2007020305
の周波数に２次の極が存在し、立ち上がりのようなステップ変動時にオーバーシュートが発生する。一方、電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、その入力電圧をVin、出力電圧をVo、負荷抵抗Rload、出力コンデンサの容量をCoconvとすると、概略
Figure 2007020305
 の周波数に１次の極しか存在しないため、立ち上がりのようなステップ変動時にオーバーシュートは発生しない。 By the way, the current continuous mode DC-DC converter 12 is roughly assumed that the inductance of the coil is Lconv and the capacitance of the output capacitor is Coconv.
Figure 2007020305
 There is a secondary pole at the frequency of, and overshoot occurs at the time of step fluctuation such as rising. On the other hand, when the current discontinuous mode DC-DC converter 12 has Vin as the input voltage, Vo as the output voltage, load resistance Rload, and the capacitance of the output capacitor as Coconv.
Figure 2007020305
 Since there is only the first-order pole at the frequency, no overshoot occurs at the time of step variation such as rising.

上記電流不連続モードＤＣ／ＤＣコンバータ１２では、パルスがオンしている期間だけ動作すればよいため、高周波数化で問題となるスイッチング損失Plosssw、ドライブ損失Plossdrvは連続動作させた場合のスイッチング損失をPlossswcont、ドライブ損失をPlossdrvcont、パルスがオンしている期間をTon、パルスの周期をTwとすると、

Figure 2007020305
となり、例えばスイッチング周波数2MHz、Ton／Twを0.2とすると、400kHzのコンバータ相当のスイッチング損失、ドライブ損失となり、容易にスイッチング周波数の高周波数化すなわち小型化が可能となる。 The current discontinuous mode DC / DC converter 12 only needs to operate during the pulse-on period. Therefore, the switching loss Plosssw and the drive loss Plossdrv, which are problematic when the frequency is increased, are the switching loss when continuously operated. Plossswcont, drive loss is Plossdrvcont, pulse duration is Ton, and pulse period is Tw.
Figure 2007020305
 For example, if the switching frequency is 2 MHz and Ton / Tw is 0.2, the switching loss and drive loss are equivalent to a 400 kHz converter, and the switching frequency can be easily increased, that is, reduced in size.

また、パルスのオフ期間は電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２もオフのため、ノイズが非常に少ない。特に、レーダ用として使用する場合は、オフ期間に受信するため、ノイズの影響を受けにくく有利である。   Further, since the current discontinuous mode DC-DC converter 12 is also off during the pulse off period, the noise is very small. In particular, when it is used for radar, it is advantageous in that it is not easily affected by noise because it is received during the off period.

以上に述べたように、上記構成によるパルス電源装置では、電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ１２とスイッチ素子１４のオン／オフを制御することにより、パルス電源動作をさせることができ、デカップリングコンデンサ１１をＤＣ−ＤＣコンバータ１２の１次側に配置することにより、デカップリングコンデンサ１１を小型化し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を不連続モードとＬＣフィルタの組み合わせでオーバーシュートを抑え、スイッチ素子１４を設けることによりオフ期間の短縮を図り、放電素子で立ち上がりの波形を歪みの抑えることができる。   As described above, in the pulse power supply device having the above-described configuration, the pulse power supply operation can be performed by controlling on / off of the current discontinuous mode DC-DC converter 12 and the switch element 14, and the decoupling capacitor 11 is arranged on the primary side of the DC-DC converter 12, the decoupling capacitor 11 is reduced in size, and the DC-DC converter 12 is combined with the discontinuous mode and the LC filter to suppress overshoot and the switch element 14 is provided. As a result, the OFF period can be shortened, and distortion of the rising waveform can be suppressed by the discharge element.

尚、本発明は上記した実施の形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を種々変形して具体化することができる。また、上記した実施の形態に開示されている複数の構成要素を適宜に組み合わせることにより、種々の発明を形成することができる。例えば、実施の形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除しても良いものである。さらに、異なる実施の形態に係る構成要素を適宜組み合わせても良いものである。   Note that the present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and can be embodied by variously modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. Various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the above-described embodiments. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements according to different embodiments may be appropriately combined.

本発明に係るパルス電源装置の一実施形態の構成を示すブロック回路図。The block circuit diagram which shows the structure of one Embodiment of the pulse power supply device which concerns on this invention. 図１に示す回路構成の動作を説明するためのタイミング波形を示すタイミング図。FIG. 2 is a timing diagram showing timing waveforms for explaining the operation of the circuit configuration shown in FIG. 1. 図１に示す電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧波形を示す波形図。The wave form diagram which shows the output voltage waveform of the current discontinuous mode DC-DC converter shown in FIG. 図１に示す電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータの等化回路を示す回路図。The circuit diagram which shows the equalization circuit of the electric current discontinuous mode DC-DC converter shown in FIG. 図４に示す等化回路の電流連続モード／不連続モードそれぞれの出力電流波形を示す波形図。FIG. 5 is a waveform diagram showing output current waveforms in the current continuous mode / discontinuous mode of the equalization circuit shown in FIG. 4.

符号の説明Explanation of symbols

１０…入力電圧源、１１…デカップリングコンデンサ、１２…電流不連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ、１３…放電用素子、１４…スイッチ素子、１５…ＬＣフィルタ、１６…制御回路、１７…負荷。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Input voltage source, 11 ... Decoupling capacitor, 12 ... Current discontinuous mode DC-DC converter, 13 ... Discharge element, 14 ... Switch element, 15 ... LC filter, 16 ... Control circuit, 17 ... Load.

Claims (4)

任意の周期のパルス負荷に定電圧で大電流を供給するパルス電源装置において、
電流不連続モードで駆動され、一次側に直流電圧源からの直流電圧を受けて二次側に任意の電圧を安定化出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの一次側に並列接続されるデカップリングコンデンサと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に並列接続され規定の過渡特性を有する時定数回路と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側と前記時定数回路との接続をオン・オフするためのスイッチ手段と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータを電流不連続動作するようにオン・オフ制御すると共に、これに同期して前記スイッチ手段をオン・オフ制御する制御手段と
を具備することを特徴とするパルス電源装置。 In a pulse power supply device that supplies a large current at a constant voltage to a pulse load of an arbitrary period
A DC-DC converter that is driven in a current discontinuous mode, receives a DC voltage from a DC voltage source on the primary side, and stably outputs an arbitrary voltage on the secondary side;
A decoupling capacitor connected in parallel to the primary side of the DC-DC converter;
A time constant circuit connected in parallel to the secondary side of the DC-DC converter and having a specified transient characteristic;
Switch means for turning on and off the connection between the secondary side of the DC-DC converter and the time constant circuit;
A pulse power supply apparatus comprising: control means for performing on / off control of the DC-DC converter so as to operate in a current discontinuous manner, and for controlling on / off of the switch means in synchronization therewith. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に並列接続されて前記コンバータ内の出力コンデンサを放電する放電手段をさらに備えることを特徴とする請求項１記載のパルス電源装置。   2. The pulse power supply device according to claim 1, further comprising discharge means connected in parallel to the secondary side of the DC-DC converter and discharging an output capacitor in the converter. 前記時定数回路は、伝送線路上の寄生インダクタンス、寄生キャパシタンスの少なくともいずれかを用いることを特徴とする請求項１記載のパルス電源装置。   2. The pulse power supply device according to claim 1, wherein the time constant circuit uses at least one of a parasitic inductance and a parasitic capacitance on a transmission line. 前記時定数回路は、インダクタンス及びキャパシタンスによるフィルタであり、前記インダクタンス及びキャパシタンスの値は臨界制動付近になるように選定されることを特徴とする請求項１記載のパルス電源装置。   2. The pulse power supply device according to claim 1, wherein the time constant circuit is a filter based on an inductance and a capacitance, and the values of the inductance and the capacitance are selected to be close to critical braking.
JP2005198921A 2005-07-07 2005-07-07 Pulse power supply unit Abandoned JP2007020305A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005198921A JP2007020305A (en) 2005-07-07 2005-07-07 Pulse power supply unit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005198921A JP2007020305A (en) 2005-07-07 2005-07-07 Pulse power supply unit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2007020305A true JP2007020305A (en) 2007-01-25

Family

ID=37756942

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2005198921A Abandoned JP2007020305A (en) 2005-07-07 2005-07-07 Pulse power supply unit

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2007020305A (en)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011193550A (en) * 2010-03-11 2011-09-29 Toshiba Corp Pulse power supply unit and pulse voltage generation method therefor
JP2013009551A (en) * 2011-06-27 2013-01-10 Fujitsu Semiconductor Ltd Power supply device
JP2013042565A (en) * 2011-08-11 2013-02-28 Matsusada Precision Inc Power-supply circuit and pulse output circuit using the same
US8427853B2 (en) 2009-03-18 2013-04-23 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power factor correction converter including operation mode determination unit
WO2017134971A1 (en) * 2016-02-03 2017-08-10 株式会社ダイヘン Power source system and power source apparatus
JP2017229222A (en) * 2016-02-03 2017-12-28 株式会社ダイヘン Power supply system and power supply device
JP2020134374A (en) * 2019-02-22 2020-08-31 三菱重工業株式会社 Pulse power supply device, radar system and method for controlling pulse power supply device
EP3097431B1 (en) * 2014-01-23 2021-11-03 Saab AB Radar system with a switching mode dc/dc power converter for delivering a direct current to a pulse radar unit
US11424671B2 (en) 2019-08-06 2022-08-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Overvoltage protection circuit and operation method thereof
CN117060873A (en) * 2023-08-16 2023-11-14 上海凌世电磁技术有限公司 Multistage common-differential mode hybrid filtering electric fast transient pulse group decoupling network

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02311011A (en) * 1989-05-26 1990-12-26 Toshiba Corp Pulse current generating device
JPH0654530A (en) * 1992-04-02 1994-02-25 Vlt Corp Zero-current switching forward power converter
JPH09103070A (en) * 1995-05-24 1997-04-15 Vlt Corp Zero electric current switching power converter
JP2000295783A (en) * 1999-04-02 2000-10-20 Hitachi Koki Co Ltd Power circuit of charging equipment
JP2004096816A (en) * 2002-08-29 2004-03-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd Multi-output dc-dc converter

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02311011A (en) * 1989-05-26 1990-12-26 Toshiba Corp Pulse current generating device
JPH0654530A (en) * 1992-04-02 1994-02-25 Vlt Corp Zero-current switching forward power converter
JPH09103070A (en) * 1995-05-24 1997-04-15 Vlt Corp Zero electric current switching power converter
JP2000295783A (en) * 1999-04-02 2000-10-20 Hitachi Koki Co Ltd Power circuit of charging equipment
JP2004096816A (en) * 2002-08-29 2004-03-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd Multi-output dc-dc converter

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8427853B2 (en) 2009-03-18 2013-04-23 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power factor correction converter including operation mode determination unit
JP2011193550A (en) * 2010-03-11 2011-09-29 Toshiba Corp Pulse power supply unit and pulse voltage generation method therefor
JP2013009551A (en) * 2011-06-27 2013-01-10 Fujitsu Semiconductor Ltd Power supply device
JP2013042565A (en) * 2011-08-11 2013-02-28 Matsusada Precision Inc Power-supply circuit and pulse output circuit using the same
EP3097431B1 (en) * 2014-01-23 2021-11-03 Saab AB Radar system with a switching mode dc/dc power converter for delivering a direct current to a pulse radar unit
CN108496305A (en) * 2016-02-03 2018-09-04 株式会社达谊恒 Power-supply system and supply unit
JP2017229222A (en) * 2016-02-03 2017-12-28 株式会社ダイヘン Power supply system and power supply device
US10610947B2 (en) 2016-02-03 2020-04-07 Daihen Corporation Power supply system and power supply device
CN108496305B (en) * 2016-02-03 2020-07-10 株式会社达谊恒 Power supply system and power supply device
WO2017134971A1 (en) * 2016-02-03 2017-08-10 株式会社ダイヘン Power source system and power source apparatus
JP2020134374A (en) * 2019-02-22 2020-08-31 三菱重工業株式会社 Pulse power supply device, radar system and method for controlling pulse power supply device
JP7271217B2 (en) 2019-02-22 2023-05-11 三菱重工業株式会社 Pulse power supply, radar system, and control method for pulse power supply
US11424671B2 (en) 2019-08-06 2022-08-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Overvoltage protection circuit and operation method thereof
CN117060873A (en) * 2023-08-16 2023-11-14 上海凌世电磁技术有限公司 Multistage common-differential mode hybrid filtering electric fast transient pulse group decoupling network

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2007020305A (en) Pulse power supply unit
JP6528561B2 (en) High efficiency power factor correction circuit and switching power supply
US10425008B2 (en) Drive scheme for weakly coupled coils
US11469674B2 (en) Resonant DC-DC converter
US11031860B2 (en) Inrush current control during starting of resonant converters
JP2015047017A (en) Dc-dc converter and method of controlling dc-dc converter
US20140111176A1 (en) Power supply filter and electronic circuitry including the same
JP6888736B2 (en) Voltage converter
JP5866920B2 (en) Switching device and control method thereof
US8541994B2 (en) Switched-mode power supply
TWI491149B (en) Dc-dc controller and multi-ramp signal operating method thereof
US11621630B2 (en) Soft-start for switching converter controller with hybrid hysteretic control (HHC)
US20110109288A1 (en) Power converting circuit
JP2011182482A (en) Switching step-up type dc-dc converter and semiconductor integrated circuit device
JP4619769B2 (en) Power supply
JP6973316B2 (en) Power converter
JP6403524B2 (en) Power supply device and control method
US20090039856A1 (en) Stability enhancement apparatus and method for a self-clocking PWM buck converter
JP6954240B2 (en) Power converter
JP2001309646A (en) Switching power unit
TW201824725A (en) Resonance control device and resonance control method thereof including an output voltage compensating step, an output voltage adjusting step, and a lower limit range increasing step for the output voltage
US8198879B2 (en) Booster circuit and PWM signal generator
JP2004254393A (en) Switching power supply unit
JP2010068701A (en) Dc-dc converter
JP7184168B2 (en) switching power supply

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Effective date: 20070912

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20100525

A977 Report on retrieval

Effective date: 20100527

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

A762 Written abandonment of application

Effective date: 20100723

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A762