JP2006521081A - 非常に高速なスイッチモードｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

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Abstract

１つ以上の非シリコンベースのスイッチングトランジスタ、及びシリコンベース（例えば、ＣＭＯＳ）の制御器を使用するスイッチモードＤＣ−ＤＣ電力コンバータが開示される。非シリコンベースのスイッチングトランジスタは、必ずしもそれに制限されるとは限らないが、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタのようなIII-V化合物半導体素子、または高電子移動度トランジスタのようなヘテロ構造電界効果型トランジスタを備えることができる。本発明の一実施例によれば、非シリコンベースのスイッチングトランジスタの効果尺度（ＦｏＭ）である“τＦＥＴ”は、本発明のコンバータが、例えばＥＤＧＥ、及びＵＭＴＳのような広帯域幅技術のために考案された無線装置のエンベロープ追跡型増幅回路において使用されることを可能にすると共に、それによって無線装置の効率及びバッテリ貯蓄能力を向上させる。

Description

本発明は、一般的に電力変換に関するものである。更に特に、本発明は、非常に高速なスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
スイッチモードＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、一般的に電子装置に使用される。それらは、装置の１つ以上の構成要素の電圧要件に応じる電圧まで、利用可能な電圧源の電圧を変換するように動作する。更に特に、スイッチモードＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、直流（ＤＣ）入力電圧を、ＤＣ入力電圧より更に高いＤＣ出力電圧に変換する（昇圧型コンバータ（boost converter））か、もしくはＤＣ入力電圧より更に低いＤＣ出力電圧に変換する（降圧型コンバータ（buck converter））ように動作する。降圧型コンバータの一般的なアプリケーションは、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）において利用可能な電圧源の、ＰＣのマザーボード上の素子及び集積回路（例えば、中央演算処理装置（ＣＰＵ））の電圧源の要件と互換性がある電圧への変換である。
従来のＤＣ−ＤＣ降圧型コンバータ１０が図１に示される。一般的にコンバータ１０の“高電位側スイッチ”と言われる第１のシリコンベースのＮチャンネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）１２は、“低電位側スイッチ”と言われる第２のシリコンベースのＭＯＳＦＥＴ１４と接続される。高電位側スイッチ１２制御電流、及び低電位側スイッチ１４制御電流は、共にインダクタンスコイル１６を流れる。コンバータ１０の動作の充電段階の間、制御器１８は、高電位側スイッチ１２をオン状態に維持すると共に、低電位側スイッチ１４をオフ状態に維持し、そして、それによってＤＣ入力電圧“ＶＩＮ”をインダクタンスコイル１６に結合する。この充電段階は、インダクタンスコイル１６にエネルギーを与え、インダクタンスコイル１６はエネルギーをその磁界に保存する。充電段階の後に続いて、コンバータ１０は放電段階に入ると共に、その間制御器１８は、高電位側スイッチ１２をオフ状態に維持すると共に、低電位側スイッチ１４をオン状態に維持し、そして、それによってＤＣ入力電圧“ＶＩＮ”をインダクタンスコイル１６から分離する。この放電段階の間、インダクタンスコイル１６は、電流源として動作し、コンデンサ２２及び負荷２４に対して、その磁界に保存されるエネルギーから電流を供給する。ショットキーダイオード２０は、スイッチ１２のターンオフ、及びスイッチ１４のターンオンの間にインダクタンスコイル１６から発生する可能性があるあらゆる負の電圧をクランプ（clamp）する。
コンバータ１０の動作の充電段階、及び放電段階の間、インダクタンスコイル１６を流れる電流は、直線的に増加すると共に直線的に減少し、三角形の電流信号となる。コンデンサ２２は、コンバータ１０の出力電圧“ＶＯＵＴ”が本質的にＤＣとなるように、インダクタンス電流をフィルタリングする。“ＶＯＵＴ”の平均値が、時間の経過と共に、高電位側スイッチのスイッチング周期のデューティサイクル“Ｄ”と、“ＶＩＮ”の値との積に等しくなるということが示され得る。フィードバックループ２６として、“ＶＯＵＴ”は、動的に“ＶＯＵＴ”を基準電圧“ＶＲＥＦ”と比較すると共に、所望の出力電圧レベルより“ＶＯＵＴ”の値が更に高いか、または所望の出力電圧レベルより“ＶＯＵＴ”の値が更に低いかに応じてデューティサイクル“Ｄ”を修正する制御器１８にフィードバックされる。
スイッチモード電力コンバータのＰＣ市場における広範囲の使用に加えて、それらは、同様に無線装置産業において普及している。この技術の産業部門において、スイッチモード電力コンバータは、無線装置のベースバンド部分の電力供給に関して効率的変換を供給するために使用されるばかりでなく、無線装置の無線周波数（ＲＦ）送信器部分の電力増幅器（ＰＡ）の効率を向上させるためにも同様に使用される。（ＰＡは、通常、無線装置の支配的な電力消費者（電力消費部分）である。）
無線装置のＰＡは、ＰＡのＲＦ入力に存在する最大のＲＦ信号に対して、供給されたバッテリ電圧が最大の線形出力電圧が振動することを可能にするのに十分に大きいように設計される。しかしながら、更に小さなＲＦ入力レベル（すなわち、更に低いＰＡ駆動レベル）は、同じ利得に対してより少ないＤＣ電力を必要とするので、ＰＡは、より低い駆動レベルにおいて非効率的になる。より低い駆動レベルにおける効率を向上させるために、“エンベロープ追跡（envelope tracking）”として知られている動的制御技術が開発された。この技術によれば、ＰＡのＲＦ入力信号のエンベロープは、追跡されると共に、バッテリ電圧を動的に変更可能な電圧源へ調整するために使用される。エンベロープ追跡技術は、それによってＰＡの効率を向上させる。従来の線形増幅器に適用されたとき、この技術は、能動素子のバイアスを変えるので、直線性を低下させる傾向がある。しかしながら、極座標送信機（polar transmitters）に適用されたとき、直線性の性能の犠牲はないと共に、所望の効率の改善が更に容易に実現する。
正確なエンベロープ追跡は、スイッチモードＤＣ−ＤＣ電力コンバータのスイッチング周波数が、必要とされる信号エンベロープ帯域幅より約２０〜５０倍更に高いことを必要とする。ＥＤＧＥ（Enhanced Data GSM (Global System for Mobile Communications) Environment）のような信号に関して、このエンベロープ帯域幅は１［ＭＨｚ］であり、一方、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）に関して、このエンベロープ帯域幅は１０［ＭＨｚ］に拡大する。ＥＤＧＥに関して、これはＤＣ−ＤＣ電力コンバータが２０〜５０［ＭＨｚ］の速度でスイッチしなければならないことを意味する。このスイッチング周波数要件は、ＵＭＴＳアプリケーションに関しては、２００〜５００［ＭＨｚ］に増加する。残念なことに、大部分のＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、１［ＭＨｚ］より下のスイッチング周波数によって動作すると共に、２［ＭＨｚ］のスイッチング周波数は、非常に高いと考えられている。従って、この効率の必要性を満たすために、約２０〜２００の係数によってＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を増加する必要性がある。
上述の高速、高電流アプリケーションに対する様々なトランジスタの種類の適用性を評価するために、トランジスタのスイッチオン抵抗“ＲＤＳｏｎ”とトランジスタの平均入力キャパシタンス“ＣＧＳ”との積によって定義される効果尺度（ＦｏＭ）が使用され得る。（ここで、“ＣＧＳ”は、ＦＥＴをターンオンにするのに必要とされるゲート電荷“ＱＧ”対制御電界をセットアップするのに必要とされるゲート−ソース間電圧“ＶＧＳ”の比率として定義され、“ＣＧＳ＝ＱＧ／ＶＧＳ”と表される。）この“ＦｏＭ”は、単位時間を備えていると共に、それは“τＦＥＴ＝ＲＤＳｏｎ×ＣＧＳ”として表され得る。このアプローチの妥当性は、商業上利用可能なシリコンＭＯＳＦＥＴに関して達成されたゲート電荷と対応するチャンネル抵抗とのいくらかの組み合わせをプロットする図２において説明される。最良適合“τＦＥＴ”モデルは、連続カーブとしてポイント間に描かれる。ＰＭＯＳ素子及びＮＭＯＳ素子に関して“τＦＥＴ”の異なる値が必要とされ、この場合において、それぞれの“τＦＥＴ”は、５８０［ナノセコンド（ｎｓ）］、及び８０［ｎｓ］である。異なる製造業者がそれらの競合する素子に関して、僅かに異なる“τＦＥＴ”の値を有しているということが同様に理解でき、それは、プロセスの種類を越えて素子の比較を可能にするべきであるという点で、この“ＦｏＭ”に関して別の意図を明示する。
ＦＥＴの導通チャンネルがゲート端子とソース端子との間の電界によって制御されるので、この導通チャンネルのターンオン、及びターンオフは、このゲート電荷を、トランジスタの中へ、及びトランジスタの外へ繰り返して動かすことによって決まる。この電荷を動かすのに必要とされるゲート電流の値は、電荷を動かすことを許された時間の量によって決まる。明確に、高い動作速度を達成するために、チャンネルを制御するために必要なゲート電荷の最小量を有することが強く望まれる。動作時間の４０［％］以上がスイッチング遷移において費やされると仮定すると（非常に寛大な仮定）、その場合に、所望の動作周波数“ｆＣＬＫ”に応じて、“τＦＥＴ”に関する実用的最大値を決定することが可能である。この決定は、図３において提示される。現代のシリコンＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタに関する“τＦＥＴ”の一般的に利用可能な値は、０．０２５［ｎｓ］から０．０９［ｎｓ］の間の範囲で変動する。図３に示すように、これらの値は、（ＣＭＯＳ駆動回路を使用する）シリコンＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタの動作周波数を、１［ＭＨｚ］未満に制限することを示す。この動作周波数の限度を越えるために、今日広く産業において使用される技術であるバイポーラベースの駆動回路を使用することが必要である。これは、コストと統合互換性の見地との両方から好ましくない。それは、コストの理由のために、ＣＭＯＳ技術のみを使用して設計することが強く望まれる。チップ上のバイポーラトランジスタのあらゆる使用は、更に高価なプロセスの使用を強要する。大部分のＤＣ−ＤＣスイッチングコンバータに関して、パワースイッチトランジスタは、既に外付けであり、従って、これらの巨大なトランジスタとのプロセス互換性は、どのみち問題ではない。どのようにこれらの巨大なトランジスタを制御して動かすかが非常に重要な問題である。
低いスイッチオン抵抗“ＲＤＳｏｎ”、低いゲート電荷（ＱＧ）、及び低いゲート−ソース間電圧（ＶＧＳ）の共有の好ましさを強調する“ＦＥＴ−ＦｏＭ”と呼ばれる代替効果尺度が考察され得る。これは、これらの３つのパラメータの積として“ＦＥＴ−ＦｏＭ＝ＲＤＳｏｎ×ＱＧ×ＶＧＳ”と定義される。ゲート電荷、及びゲート−ソース間電圧が共に縮小するとき、“τＦＥＴ”の値は変わらないことになるが、しかし両方のパラメータがここで低くなるという事実により“ＦＥＴ−ＦｏＭ”の値は減少することになるという点で、異なる技術の様々な素子を比較するために、この代替方法にはメリットがある。
上述の所望の効率改善を実現するために、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのスイッチングトランジスタは、スイッチング周波数の周期のわずかな部分の中で、アンペアスケール（アンペア規模）のスイッチング電流を流すことが可能でなければならない。例えば、１００［ＭＨｚ］のスイッチング周波数を使用するために、トランジスタは、供給電流のオンまたはオフを、概して１［ナノセコンド］未満でスイッチングしなければならない。これらの要件は、コンバータの制御器における駆動回路が、制御器１８の低水準のＣＭＯＳ論理出力をスイッチングトランジスタ１２及びスイッチングトランジスタ１４を駆動することが可能である駆動信号に変換するのに十分に強いことを必要とする。しかしながら、スイッチングトランジスタ１２及びスイッチングトランジスタ１４の大きなゲートキャパシタンスのために、駆動素子の必要とされたサイズは法外に大きいと共に、多くの場合においてサイズにかかわりなく、単に、所望のスピードでスイッチングトランジスタをスイッチするのに十分な速さでゲート電荷“ＱＧ”を移動することができない。この駆動素子の問題は、シリコンベースのスイッチング素子が達成できる“τＦＥＴ”の限界に加えて、図１における従来のコンバータ１０に、例えば、上述のエンベロープ追跡型無線装置アプリケーションを含む多くのアプリケーションのための実用的な使用を提供しない。
コンバータのスイッチングトランジスタを駆動するためのガリウムヒ素素子技術を含む、完全なＤＣ−ＤＣコンバータを構築するためにガリウムヒ素技術が使用される従来技術がある。下記の非特許文献１、非特許文献２、非特許文献３を参照すること。しかしながら、全てのガリウムヒ素技術（例えば、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ：GaAs metal-semiconductor field effect transistor）、及び／またはヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：heterojunction bipolar transistor））を使用するこれらの従来技術のアプローチに加えて、ＨＢＴが使用される従来技術の全ては、昇圧（入力電圧より出力電圧がより高い）コンバータ構成のみに適用できる。その従来技術は、降圧（入力電圧より出力電圧がより低い）コンバータ構成に適用できない。ＨＢＴ素子（または、他のバイポーラ素子）は、逆方向の電流がこれらの種類の素子を通じて流れるので、シャント素子（同期整流器）として使用することができない。
G. Hanington, A. Metzger, P. Asbeck and H. Finlay, "Integrated DC-DC Converter having GaAs HBT Technology", Electronics Letters, vol. 35, pp. 2110-2112, 1999 M. Ranjan, K. H. Koo, C. Fallesen, G. Hanington and P. Asbeck, "Microwave Power Amplifiers with Digitally-Controlled Power Supply Voltage for High Efficiency and Linearity", 2000 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp. 495, June 2000 S. Ajram, R. Kozlowski, H. Fawaz, D. Vandermoere and G. Salmer, "A fully GaAs-based 100 MHz, 2W DC-to-DC Power Converter", Proceedings of the 27th European Solid-State Device Research Conference, Stuttgart, Germany, 22-24 Sep. 1997
要約すると、シリコンＭＯＳＦＥＴトランジスタによって必要とされるゲート電荷は、ＥＤＧＥ、ＵＭＴＳ、及び高周波エンベロープを追跡する他のＤＣ−ＤＣコンバータアプリケーションに対応するために必要な動作周波数を達成するのに、単純にあまりにも高すぎる。従って、標準のＣＭＯＳ技術が使用されることを可能にすることによって、所望の動作周波数を満たすこと、及び駆動回路のコストを減少させることの両方が可能になる代替アプローチを発見することが望ましい。
１つ以上の非シリコンベースのスイッチングトランジスタ、及びシリコンベース（例えば、ＣＭＯＳ）の制御器を使用するスイッチモードＤＣ−ＤＣ電力コンバータが開示される。非シリコンベースのスイッチングトランジスタは、必ずしもそれに制限されるとは限らないが、ガリウムヒ素（GaAs）金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳＦＥＴ：metal-semiconductor field effect transistor）のようなIII-V化合物半導体素子、または高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：high electron mobility transistor）のようなヘテロ構造電界効果型トランジスタ（ＨＦＥＴ：heterostructure field effect transistor）を備えることができる。本発明の一実施例によれば、非シリコンベースのスイッチングトランジスタの効果尺度（ＦｏＭ）である“τＦＥＴ”は、本発明のコンバータが、例えばＥＤＧＥ、及びＵＭＴＳのような広帯域幅技術のために考案された無線装置のエンベロープ追跡型増幅回路において使用されることを可能にすると共に、それによって無線装置の効率及びバッテリ貯蓄能力を向上させる。
本発明の更なる特徴は、以下に説明されて主張されると共に、本発明の性質及び利点の更なる理解は、明細書及び添付の図面の残りの部分の参照によって実現されることができる。
図４を参照すると、本発明の一実施例による代表的な同期型ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ４０の構成図が示される。コンバータ４０は、シリコンベース（例えば、ＣＭＯＳ）の制御器４１、非シリコンベースのスイッチングトランジスタ４２、及び非シリコンベースのスイッチングトランジスタ４４、ショットキーダイオード４６、インダクタンスコイル４８、及びコンデンサ４９を備えている。図５は、本発明の代替の実施例による代替接続形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ５０の構成図を示す。コンバータ５０は、シリコンベース（例えば、ＣＭＯＳ）の制御器５２、非シリコンベースのスイッチングトランジスタ５４、ダイオード５５、インダクタンスコイル５６、及びコンデンサ５８を備えている。従来技術の電力コンバータ（例えば、図１における電力コンバータ１０）と異なり、コンバータ４０、及びコンバータ５０は、例えばＥＤＧＥ、及びＵＭＴＳのような広帯域技術の広帯域エンベロープ変化を追跡することが可能である。従って、以下に更に詳細に説明されるように、本発明の電力コンバータは、例えば無線装置の効率を向上させると共に、電池の寿命を延ばすために使用されることができる。
上述の所望の効率、及び動作周波数を達成する能力は、少なくとも一部が、シリコンベースの素子は必要なＦｏＭ、すなわちそのような効率及び動作周波数を達成するのに必要とされる“τＦＥＴ”が不足しているという発明者の決定に関係している。図６は、図４及び図５に示される実施例における、コンバータ４０のスイッチングトランジスタ４２及びスイッチングトランジスタ４４に使用されるか、もしくはコンバータ５０のスイッチングトランジスタ５４に使用されることができるトランジスタの種類である“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”素子の“τＦＥＴ”の特性を示す。“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”のゲートが、その最終のゲート−ソース間電圧に充電されるとき、“τＦＥＴ”の値は、約０．０００５［ナノセコンド（ｎｓ）］である。“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”のこの“τＦＥＴ”の値、及びガリウムヒ素擬似格子整合型高電子移動度トランジスタ（ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ：GaAs pseudomorphic high electron mobility transistor）の“τＦＥＴ”の値は、図７Ａにおける様々な他のシリコントランジスタ素子技術のモデルと比較される。図７Ａから、“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”が他のシリコン素子によって達成された最も低い“τＦＥＴ”より、１６０倍良い（“ｐＨＥＭＴ”に関しては４００倍良い）“τＦＥＴ”の値を有しているということが理解される。これは、負荷アプリケーションによって必要とされる特別なトランジスタオン抵抗（ＲＤＳｏｎ）に関して、“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”及び“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”技術が、更に低いスイッチ入力キャパシタンスを示すと共に、従って図７Ａにおいて評価されたシリコンベースのＦＥＴ技術のゲート電荷の更に低い量を必要とすることを意味する。この特徴は、更に、多数の技術のスイッチングＦＥＴの多くの場合に関して代替ＦＥＴ−ＦｏＭ（ＲＤＳｏｎ×ＱＧ×ＶＧＳ）がプロットされる図７Ｂにおいて強調される。シリコンベースの素子は、上の方において“１”を超えた値で全て一緒に集中する。“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”素子は、主にシリコンと比較してはるかに低いこの技術のゲート電荷の要件のために、おおよそ２桁低い大きさのＦＥＴ−ＦｏＭの値を有する。“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”素子は、それらの更に低いＶＧＳ電圧、及び僅かに低いゲート電荷のために、更にもう２桁低い大きさのＦＥＴ−ＦｏＭの値を有する。明らかに、ガリウムヒ素素子は、この高速度スイッチアプリケーションに関して、シリコンベースのトランジスタよりはるかに更に望ましい。
ガリウムヒ素エンハンスメントモード擬似格子整合型高電子移動度トランジスタ（ＧａＡｓ ＥｐＨＥＭＴ：GaAs Enhancement-mode pHEMT）は、２５０ＭＨｚ以上の動作周波数を達成した。これは全てのシリコンスイッチングトランジスタの設計に関して非常に高いと考えられた周波数より２桁大きい値であり、このアプローチを従来設計の発展の改良状態の十分上に位置づける。これらの結果は、明確にこの使用のために設計されていない“ｐＨＥＭＴ”素子を用いて達成されると共に、従って、この開示に説明された発明が産業によって利用されるように、更なる改良が期待される。
当業者は、上述の特別な“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”及び“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”素子が、単に代表的であり、ガリウムヒ素に類似した材料、またはガリウムヒ素以外の材料（例えば、他のIII／V化合物半導体、高温超伝導体等）を使用するその他の非シリコンベースの素子技術が、そのような素子技術が双方向性のスイッチとして機能することが可能である限り、及びそのような素子技術が従来技術に関して説明されたシリコンベースのＭＯＳＦＥＴスイッチと比較して優れた“τＦＥＴ”及び／またはゲート電荷特性を提示するか、または本発明の様々な実施例に照らして説明された“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”及び“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”素子の“τＦＥＴ”と同様の“τＦＥＴ”及び／またはゲート電荷特性を提示することができる限り使用され得る、ということを理解することになる。
たとえもしシリコンベースのトランジスタが、特別なアプリケーションに関して必要とされる速度で電流をスイッチするとしても（上述のように、必ずしもその場合であるとは限らない）、シリコントランジスタをスイッチするのに必要とされる駆動回路は、特に駆動回路がコンバータのシリコンベースの制御器の一部を含む場合には、大きく、かつ高価であろう。例えば、この理由は、シリコンベースのＭＯＳＦＥＴのゲートキャパシタンスが、上述の“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”及び“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”のスイッチのような非シリコンベースの素子のゲートキャパシタンスより、はるかに大きいからである。
最小の遷移時間が支配的な性能測定基準であるとき、駆動ゲートは、電力スイッチングトランジスタによって与えられた負荷キャパシタンスを充電する／放電するように寸法決定される。高いスイッチ遷移速度を達成するために、大きなゲートキャパシタンスは、相応して大きな駆動素子と共に、より小さな駆動素子のオン抵抗を必要とする。従って、同じスイッチングトランジスタに関して、より速いスイッチ動作は、より大きな駆動素子を必要とする。もし速度要件が十分に速い場合、駆動素子は、実際の電力スイッチより実際には少しも小さくない可能性があると共に、どんな利得も標準の論理駆動信号から拡大するために利用することができない。明らかに、これは値がない限定の場合である。
一例として、シリコンベースのＭＯＳＦＥＴから作られたスイッチの駆動要件と比較される、“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”を用いて作られた１アンペアスイッチの駆動要件を考察する。図８は、図７Ａにおいて示されるＦｏＭを満足しているシリコントランジスタを用いて作られた、縦続接続されたＣＭＯＳゲートに関して、このユニティ‘ゲイン’ポイント（スイッチ駆動トランジスタがスイッチトランジスタそのものと同じサイズである点）が動作周波数７５［ＭＨｚ］において発生することを示す。図９は、シリコンＮＭＯＳスイッチングトランジスタが使用されるとき、動作周波数がこの限界の“１／１０”を過ぎると、この速度に達するのに必要とされる駆動素子のステージ数が非常に増加することを示す。（この例において、電力スイッチは、０．０５［オーム］のオンチャンネル抵抗を有していると共に、駆動ＩＣは、３０［オーム］の駆動抵抗に制限される。これらのパラメータは、ここに開示された発明の範囲を制限しない何らかの方法で含まれるが、しかしシリコンベースのスイッチングトランジスタと非シリコンベースのスイッチングトランジスタとの間の駆動要件の違いを強調するための手段としてのみ含まれる。）これらのステージは、数が増加するのと同時に、同様に個々のサイズが増加し、制御器のダイ寸法の増加、及び究極的にコストの増加につながる。
“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”及び“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”のスイッチに関する電力スイッチの入力キャパシタンスは、同等の電流容量のシリコンベースのスイッチに関する電力スイッチの入力キャパシタンスより非常に低い。例えば、図７Ａから分かるシリコンＮＭＯＳの入力キャパシタンスと“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”の入力キャパシタンスとの間の比率は、約“０．０８：０．０００２”〜“４００：１”である。スイッチ素子の等価入力キャパシタンスが大幅に低下すると、図９におけるＣＭＯＳラインアップから、もはや必要ではないＣＭＯＳドライバステージが放棄される。図９において示されたように、“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”素子から作られたスイッチに関する駆動素子のラインアップは、本質的に消去される。実際に、スイッチングトランジスタが“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”素子に変更されるとき、ＣＭＯＳデジタル制御器は、１００［ＭＨｚ］を越えた速度の場合でも、容易に電力スイッチを単独で駆動できる。従って、追加のコスト及びシリコン領域は、本発明の実施例によってセーブされる。ガリウムヒ素の駆動及び制御技術の使用を回避することは、同様にコストをセーブすると共に、複雑さを減少させる。ガリウムヒ素材料のコストは、シリコンより（約５〜１０倍程度）はるかに高い。もしガリウムヒ素が使用されるべきである場合、コスト問題は、最小量のガリウムヒ素が許されることを指示する。これらのコストの懸案事項及び他の性能要求の懸案事項に取り組んで、本発明の実施例は、コンバータの電力スイッチが非シリコン技術で実施されることだけを可能にする。駆動回路構成を含む他の回路構成全ては、例えばＣＭＯＳのようなシリコン技術において実施される。
本発明の他の実施例によれば、図４及び図５に示されるＤＣ−ＤＣ電力コンバータのいずれも（または、非シリコンベースのスイッチングトランジスタを使用する同様の電力コンバータ）が、無線装置の送信機のエンベロープ追跡型増幅回路において、無線周波数（ＲＦ）送信機の電力増幅器（ＰＡ）の効率を向上させるために使用され得る。ＰＡの効率を向上させるための本実施例によるエンベロープ追跡型増幅回路１００が、図１０に示される。ＲＦ入力信号は、当該技術において知られているように、ＲＦ入力信号を電力増幅器（ＰＡ）１０４の入力ポートへ導くように動作すると共に、ＲＦ入力信号をエンベロープ検出器１０６（検波器１０６）の入力と結合する無線周波数（ＲＦ）結合器１０２の入力ポートに印加される。ＰＡ１０４は、アンテナ１０７によって放射されるＲＦ出力信号を生成する。エンベロープ検出器１０６は、結合されたＲＦ入力信号のエンベロープ変化を追跡すると共に、上述のように図４または図５に示される電力コンバータの内の１つ、あるいは非シリコンベースのスイッチングトランジスタを使用する同様の電力コンバータのいずれかを備え得るＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１０８の制御入力に、制御信号を提供するように動作する。エンベロープ変化に基づいて、制御信号は、バッテリ１１０をＰＡ１０４に電力を供給するために使用される動的に変更可能な電圧源へ調整するために使用される。非シリコンベースの、低い“τＦＥＴ”の素子がＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１０８に使用されるので、エンベロープ追跡型増幅回路１００は、ＵＭＴＳ、ＥＤＧＥ、及び他の広帯域幅技術を使用する無線装置の効率を向上させると共に、電池の寿命を延ばすために使用されることができる。
本発明の他の実施例によれば、図４及び図５に示されるＤＣ−ＤＣ電力コンバータのいずれも（または、非シリコンベースのスイッチングトランジスタを使用する同様の電力コンバータ）が、無線装置の送信機の極座標エンベロープ変調回路において、送信機のＰＡの効率を向上させるために使用され得る。最も効率的な方法でＲＦ電力生成ステージ（例えば、ＰＡ）を使用するための、十分に要約された、これらの実施例による極座標送信機回路２００が図１１に示される。無線周波数（ＲＦ）電力生成ステージ２０４は、２つの入力ポート、及び１つの出力ポートを備える３ポートの素子である。第１の入力ポート２１５は、（もしあれば）全ての角度変調されたＲＦ搬送波信号を受信するように構成される。第２の入力ポート２１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０８からエンベロープ制御信号を受信するように構成される。変調シンボルは、変調シンボルをそれらの対応する位相変調（ＰＭ）成分、及び振幅変調（ＡＭ）成分に変換するように機能する極座標変調器２０５の入力ポートに印加される。ＡＭ成分は、上述のように、図４または図５に示されるＤＣ−ＤＣ電力コンバータの内の１つ、または非シリコンベースのスイッチングトランジスタを使用する同様の電力コンバータのいずれかを備え得るＤＣ−ＤＣ電力コンバータ２０８の制御入力に、制御信号として印加される。ＲＦ電力生成ステージ２０４は、無線周波数（ＲＦ）出力ポート２１９におけるＲＦ出力信号を生成し、その場合にそれはアンテナ２０７から放射される。極座標変調器２０５から受信された振幅変調信号に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０８は、ＲＦ電力生成ステージ２０４に電力を供給するために使用されるバッテリ２１０を動的に変更可能な電圧へ調整する。非シリコンベースの、低い“τＦＥＴ”の素子がＤＣ−ＤＣ電力コンバータ２０８に使用されるので、極座標送信機回路２００は、ＵＭＴＳ、ＥＤＧＥ、及び他の広帯域幅技術を使用する無線装置に関して、長い電池寿命を提供するために使用されることができる。
本発明の更に他の実施例によれば、図４及び図５に示されるＤＣ−ＤＣ電力コンバータのいずれも（または、非シリコンベースのスイッチングトランジスタを使用する同様の電力コンバータ）が、ビデオ駆動増幅回路として、そのような広帯域駆動回路において著しく高い効率を提供するために使用され得る。高い効率を提供するための、これらの実施例によるビデオ増幅／駆動回路３００が図１２に示される。ビデオ入力信号は、演算増幅器３２２の非反転の入力ポート、及び電圧加算器３２４の両方に印加される。オフセット電圧は、上述のように図４または図５に示されるＤＣ−ＤＣ電力コンバータの内の１つ、または非シリコンベースのスイッチングトランジスタを使用する同様の電力コンバータのいずれかを備え得るＤＣ−ＤＣ電力コンバータ３０８の制御入力に制御信号を提供する電圧加算器３２４によって、ビデオ信号に加えられる。オフセットビデオ信号に基づいて、制御信号は、バッテリ３１０を通過トランジスタ（pass transistor）３２０に印加される動的に変更可能な電圧へ調整する。通過トランジスタ３２０の出力端子上の信号は、抵抗器として図１２に示されるビデオ負荷３３０に印加される。通過トランジスタ３２０の出力端子上の信号は、演算増幅器３２２の反転入力に同様にフィードバックされる。演算増幅器３２２の出力は、通過トランジスタ３２０の制御端子に接続される。非シリコンベースの、低い“τＦＥＴ”の素子がＤＣ−ＤＣ電力コンバータ３０８に使用されるので、エンベロープ追跡型増幅回路３００は、ビデオ駆動増幅回路の効率を向上させるために使用されることができ、それによって、それらが浪費する熱を減少させる。
上記が本発明の好ましい実施例の完全な記述である一方で、様々な選択肢、修正、及び等価物が使用され得る。従って、前述の記述は、添付された特許請求の範囲によって定義された発明の範囲を制限すると考えられるべきでない。
従来の同期型ＤＣ−ＤＣ降圧コンバータの構成図である。 従来技術の様々なシリコンベースのトランジスタスイッチの“τＦＥＴ”特性を示すグラフである。 標準のＣＭＯＳデジタル集積回路からの直接駆動による所望の動作周波数に必要とされる最小の“τＦＥＴ”の値を示すグラフである。 本発明の一実施例による代表的なＤＣ−ＤＣ電力コンバータの構成図である。 本発明の一実施例による代替の代表的なＤＣ−ＤＣ電力コンバータの構成図である。 図４及び図５において示されたＤＣ−ＤＣ電力コンバータ、または同様のコンバータに使用され得る、特別な代表的なスイッチングトランジスタの種類である“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”の“τＦＥＴ”の特性を示すグラフである。 トランジスタがそれらの最終のゲート−ソース間電圧でバイアスをかけられるときのＦｏＭ、すなわち特別な“ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ”及び“ｐＨＥＭＴ”によるトランジスタスイッチの“τＦＥＴ”の値と、従来技術の様々なシリコンベースのトランジスタスイッチの“τＦＥＴ”の値とを比較するテーブルである。 代替ＦＥＴ−ＦｏＭを使用する多数のトランジスタ技術を比較するグラフである。 図７Ａに示される“τＦＥＴ”の値を満足するトランジスタを用いて作られた、縦続接続されたＣＭＯＳゲートのスイッチング遷移時間の関数として、ＣＭＯＳ駆動素子サイズ対シリコンＮＭＯＳスイッチングトランジスタサイズの比率を示すグラフである。 シリコンＮＭＯＳと“ＧａＡｓ ｐＨＥＭＴ”のスイッチングトランジスタの種類に関して、必要とされるＣＭＯＳ駆動素子のステージ数対動作周波数を関係づけるグラフである。 無線装置の電力増幅器の効率を向上させるために、図４において示されたＤＣ−ＤＣコンバータ、図５において示されたＤＣ−ＤＣコンバータ、または同様のコンバータを使用できる、本発明の一実施例によるエンベロープ追跡型増幅回路の構成図である。 無線装置の電力増幅器の効率を向上させるために、図４において示されたＤＣ−ＤＣコンバータ、図５において示されたＤＣ−ＤＣコンバータ、または同様のコンバータを使用できる、本発明の一実施例による直接的な極座標送信機回路の構成図である。 図４において示されたＤＣ−ＤＣコンバータ、図５において示されたＤＣ−ＤＣコンバータ、または同様のコンバータを使用できる、本発明の一実施例による高効率ビデオ増幅回路／駆動回路の構成図である。
符号の説明
１０ ＤＣ−ＤＣ降圧型コンバータ
１２ 第１のシリコンベースのＮチャンネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）（高電位側スイッチ）
１４ 第２のシリコンベースのＭＯＳＦＥＴ（低電位側スイッチ）
１６ インダクタンスコイル
１８ 制御器
２０ ショットキーダイオード
２２ コンデンサ
２４ 負荷
２６ フィードバックループ
４０ 同期型ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ
４１ シリコンベースの制御器
４２ スイッチングトランジスタ
４４ スイッチングトランジスタ
４６ ショットキーダイオード
４８ インダクタンスコイル
４９ コンデンサ
５０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５２ シリコンベースの制御器
５４ スイッチングトランジスタ
５５ ダイオード
５６ インダクタンスコイル
５８ コンデンサ
１００ エンベロープ追跡型増幅回路
１０２ 無線周波数（ＲＦ）結合器
１０４ 電力増幅器（ＰＡ）
１０６ エンベロープ検出器
１０７ アンテナ
１０８ ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ
１１０ バッテリ
２００ 極座標送信機回路
２０４ 無線周波数（ＲＦ）電力生成ステージ
２０５ 極座標変調器
２０８ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１０ バッテリ
２１５ 第１の入力ポート
２１７ 第２の入力ポート
２１９ 無線周波数（ＲＦ）出力ポート
３００ ビデオ増幅／駆動回路
３０８ ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ
３１０ バッテリ
３２０ 通過トランジスタ
３２２ 演算増幅器
３２４ 電圧加算器
３３０ ビデオ負荷

Claims (53)

  1. ＤＣ入力電圧に接続するように構成されるドレインを有すると共に、ソース及びゲートを有する第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタと、
    前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのゲートに接続された出力を有するシリコンベースの制御器と、
    前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのソースに接続された第１の端部を有すると共に、コンバータの出力を具体化する第２の端部を有するインダクタンスコイルと
    を備えることを特徴とするスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ構造電界効果型トランジスタ（ＨＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 前記シリコンベースの制御器の相補的な第２の出力と接続されたゲート、前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのソースに接続されたドレイン、及び基準電圧に接続されたソースを有する第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタを更に備える
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  6. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  7. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ構造電界効果型トランジスタ（ＨＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  8. 前記シリコンベースの制御器が、ＣＭＯＳ技術によって製造される
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  9. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、効果尺度（ＦｏＭ）として、約５［ピコセコンド］より小さい“τＦＥＴ”を有する
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  10. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、約５［ＭＨｚ］を超える速度でＤＣ入力電圧をチョッピングすることが可能である
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  11. 約５［ＭＨｚ］を超える速度でＤＣ入力電圧をチョッピングすることが可能である第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタを更に備える
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  12. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、効果尺度（ＦｏＭ）として、約５［ピコセコンド］より小さい“τＦＥＴ”を有する
    ことを特徴とする請求項１１に記載のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータ。
  13. 無線装置の無線周波数（ＲＦ）送信機のためのエンベロープ追跡型増幅回路であって、
    ＲＦ入力信号のエンベロープ変化を検出すると共に追跡するように動作可能なエンベロープ検出器と、
    前記ＲＦ入力信号を受信すると共に、エンベロープ追跡制御信号を生成するように構成される電力増幅器と、
    前記エンベロープ追跡制御信号に応答すると共に、前記電力増幅器に電力を供給するために、動的に変更可能な電圧を提供するように構成されるスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、
    前記スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータが、
    ＤＣ入力電圧に接続するように構成されるドレインを有すると共に、ソース及びゲートを有する第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタと、
    前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのゲートに接続された出力を有するシリコンベースの制御器と、
    前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのソースに接続された第１の端部を有すると共に、コンバータの出力を具体化する第２の端部を有するインダクタンスコイルとを備える
    ことを特徴とするエンベロープ追跡型増幅回路。
  14. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項１３に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  15. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ構造電界効果型トランジスタ（ＨＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項１３に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  16. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項１３に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  17. 前記スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータが、前記シリコンベースの制御器の相補的な第２の出力と接続されたゲート、前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのソースに接続されたドレイン、及び基準電圧に接続されたソースを有する第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタを更に備える
    ことを特徴とする請求項１３に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  18. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項１７に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  19. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ構造電界効果型トランジスタ（ＨＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項１７に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  20. 前記シリコンベースの制御器が、ＣＭＯＳ技術によって製造される
    ことを特徴とする請求項１３に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  21. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、効果尺度（ＦｏＭ）として、約５［ピコセコンド］より小さい“τＦＥＴ”を有する
    ことを特徴とする請求項１３に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  22. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、約５［ＭＨｚ］を超える速度でＤＣ入力電圧をチョッピングすることが可能である
    ことを特徴とする請求項１３に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  23. 前記スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータが、約５［ＭＨｚ］を超える速度でＤＣ入力電圧をチョッピングすることが可能である第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタを更に備える
    ことを特徴とする請求項１３に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  24. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、効果尺度（ＦｏＭ）として、約５［ピコセコンド］より小さい“τＦＥＴ”を有する
    ことを特徴とする請求項２３に記載のエンベロープ追跡型増幅回路。
  25. 第１の入力ポートにおいて角度変調されたＲＦ信号を受信するように構成される無線周波数（ＲＦ）電力発生器と、
    エンベロープ制御信号を前記ＲＦ電力発生器の第２の入力ポートに提供するように動作可能なスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、
    前記スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータが、
    ＤＣ入力電圧に接続するように構成されるドレインを有すると共に、ソース及びゲートを有する第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタと、
    前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのゲートに接続された出力を有するシリコンベースの制御器と、
    前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのソースに接続された第１の端部を有すると共に、コンバータの出力を具体化する第２の端部を有するインダクタンスコイルとを備える
    ことを特徴とする送信機回路。
  26. 変調入力シンボルを、位相変調（ＰＭ）成分と振幅変調（ＡＭ）成分とに変換するように動作可能な極座標変調器を更に備え、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、前記ＡＭ成分を受信するように構成される入力ポートを備える
    ことを特徴とする請求項２５に記載の送信機回路。
  27. 前記ＰＭ成分を受信すると共に、角度変調されたＲＦ信号を提供するように構成される位相変調器を更に備える
    ことを特徴とする請求項２６に記載の送信機回路。
  28. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項２５に記載の送信機回路。
  29. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ構造電界効果型トランジスタ（ＨＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項２５に記載の送信機回路。
  30. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項２５に記載の送信機回路。
  31. 前記スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータが、前記シリコンベースの制御器の相補的な第２の出力と接続されたゲート、前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのソースに接続されたドレイン、及び基準電圧に接続されたソースを有する第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタを更に備える
    ことを特徴とする請求項２５に記載の送信機回路。
  32. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項３１に記載の送信機回路。
  33. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ構造電界効果型トランジスタ（ＨＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項３１に記載の送信機回路。
  34. 前記シリコンベースの制御器が、ＣＭＯＳ技術によって製造される
    ことを特徴とする請求項２５に記載の送信機回路。
  35. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、効果尺度（ＦｏＭ）として、約５［ピコセコンド］より小さい“τＦＥＴ”を有する
    ことを特徴とする請求項２５に記載の送信機回路。
  36. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、約５［ＭＨｚ］を超える速度でＤＣ入力電圧をチョッピングすることが可能である
    ことを特徴とする請求項２５に記載の送信機回路。
  37. 前記スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータが、約５［ＭＨｚ］を超える速度でＤＣ入力電圧をチョッピングすることが可能である第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタを更に備える
    ことを特徴とする請求項２５に記載の送信機回路。
  38. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、効果尺度（ＦｏＭ）として、約５［ピコセコンド］より小さい“τＦＥＴ”を有する
    ことを特徴とする請求項３７に記載の送信機回路。
  39. 入力ビデオ信号に応答するように動作可能なスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータを備え、
    前記スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータが、
    ＤＣ入力電圧に接続するように構成されるドレインを有すると共に、ソース及びゲートを有する第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタと、
    前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのゲートに接続された出力を有するシリコンベースの制御器と、
    前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのソースに接続された第１の端部を有すると共に、コンバータの出力を具体化すると共に、ＤＣ出力電圧を供給するように構成される第２の端部を有するインダクタンスコイルとを備える
    ことを特徴とするビデオ増幅回路。
  40. 前記入力ビデオ信号が、ＤＣオフセット信号を含む
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  41. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に接続された第１の端子、ビデオ増幅回路の出力を具体化する第２の端子、及び制御端子を有する通過トランジスタを更に備える
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  42. 前記入力ビデオ信号を受信するように構成される非反転入力、前記通過トランジスタの第２の端子に接続される反転入力、及び前記ビデオ増幅器の出力に接続される出力を有する演算増幅器を更に備える
    ことを特徴とする請求項４１に記載のビデオ増幅回路。
  43. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  44. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ構造電界効果型トランジスタ（ＨＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  45. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  46. 前記スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータが、前記シリコンベースの制御器の相補的な第２の出力と接続されたゲート、前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタのソースに接続されたドレイン、及び基準電圧に接続されたソースを有する第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタを更に備える
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  47. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ガリウムヒ素金属半導体電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項４６に記載のビデオ増幅回路。
  48. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、ヘテロ構造電界効果型トランジスタ（ＨＦＥＴ）を含む
    ことを特徴とする請求項４６に記載のビデオ増幅回路。
  49. 前記シリコンベースの制御器が、ＣＭＯＳ技術によって製造される
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  50. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、効果尺度（ＦｏＭ）として、約５［ピコセコンド］より小さい“τＦＥＴ”を有する
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  51. 前記第１の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、約５［ＭＨｚ］を超える速度でＤＣ入力電圧をチョッピングすることが可能である
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  52. 前記スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータが、約５［ＭＨｚ］を超える速度でＤＣ入力電圧をチョッピングすることが可能である第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタを更に備える
    ことを特徴とする請求項３９に記載のビデオ増幅回路。
  53. 前記第２の非シリコンベースのスイッチングトランジスタが、効果尺度（ＦｏＭ）として、約５［ピコセコンド］より小さい“τＦＥＴ”を有する
    ことを特徴とする請求項５２に記載のビデオ増幅回路。
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