JP2006506018A - バイアスの影響を低減させたｓｉｒを判定するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

無線通信における希望波信号電力対干渉波信号電力比（ＳＩＲ）推定を、Ｒａｋｅ出力やマルチユーザ受信（ＭＵＤ）受信機出力などの復調器（５０５）出力を用いて行うための方法および装置。復調器（５０５）出力がＳＩＲ推定部（４００）へと入力されて、ＳＩＲ推定が、推定した平均信号電力（６１０）および推定した平均実効干渉電力（６１５）に基づいて行われる。推定した平均信号電力（６１０）は、中央値に基づく平均電力値および平均値に基づく平均電力値のうちの最小値の決定に使用する最小値関数に基づく。ＳＩＲ推定部（４００）により、ＳＩＲ推定に対するバイアスの影響が低減され、これは、ＢＰＳＫおよびＱＰＳＫの変調方式、並びに、８−ＰＳＫや１６−ＱＡＭなどのより高次の変調方式に適用可能である。平均値および中央値の関数である補正項を使用すると、バイアスの影響の問題はさらに解消される。

Description

本発明は、全体としては、デジタル通信システムにおけるＳＩＲ（signal-to-interference ratio、希望波信号電力対干渉波信号電力比）を求めるための方法および装置に関する。より詳細には、本発明は、バイアスの寄与を低減させたＳＩＲ推定に関する。

ＳＩＲ尺度（SIR measurement）は、デジタル通信システムに関する品質パフォーマンスの重要なメトリック（metric）である。第３世代（３Ｇ）無線システムなどの無線通信システムでは、ＳＩＲ尺度は、伝送電力制御や適応的な変調および符号化など、いくつかのリンク適応化技法で使用されている。通常、受信装置で測定したＳＩＲの方が、送信装置におけるものより有意義であるが、これは、受信装置で測定したＳＩＲが、通信後のリンク信号の品質を、特に多重アクセス干渉またはマルチパスフェージングチャネルの存在下で、直接に反映しているためである。

定義により、受信信号は、所望の信号と干渉からなる。干渉は、他の信号および受信側での熱雑音を含むことがある。しかし、受信装置は、一般に、信号電力または干渉電力のナレッジ（knowledge）を有しておらず、この結果、受信装置は、信号と干渉の電力の両方の推定を、受信信号に基づき、ブラインド法を用いて行う必要がある。所与の受信信号のためのＳＩＲ尺度におけるブラインド法とは、受信信号の観測サンプルだけから、どのようなトレーニング系列も、受信信号中の所望の受信信号と干渉のどのような事前知識（preknowledge）もなしに得た信号電力と干渉電力（最終的にはＳＩＲ）を指す。

受信ＳＩＲの測定を行うには、幾つかの手法が存在する。従来技術では、所与の信号に対する信号電力の推定は、受信信号を時間にわたって平均することによって、また、干渉電力の推定は、受信信号の総電力を測定し、次いで推定した信号電力を総電力から差し引くことによって行われる。すると、ＳＩＲが、推定した信号電力と干渉電力の比として判定される。

所与の受信信号に対するＳＩＲ推定は、受信機アンテナの終端、データ復調器への入力、データ復調器からの出力など、受信機の構造の異なる観測ポイントで行うことができる。しかし、異なる場所で測定したＳＩＲ推定値では、普通、精度のレベルが異なっており、これは、ある測定場所での信号利得または干渉の量が、他の場所での測定値（readings）と異なる可能性が高いためである。

データ信号のＳＩＲを測定する際の主な問題は、ＳＩＲ推定値が、対応する真のＳＩＲ値から逸脱する可能性が高いということである。ＳＩＲ推定でこのような不正確な点が生じるのは、主に次の２つの理由による。第１に、信号とその干渉とは、完全に分離できない。第２に、所望の信号は、一般にデータ変調されており、この結果、ＳＩＲ推定は、「ブラインド」（blind)で、すなわち、データ信号の事前知識なしに行われる。
従来技術の多くのシステムで、ＳＩＲ推定では、主として、平均値フィルタ（mean filter）を利用して信号と雑音の電力を計算し、望ましくないほど大きなバイアス寄与を生じていた。一般に、ＳＩＲ推定は、ＳＩＲ値が小さいほど、より大きく過剰推定されるが、これは第１には、より大きなバイアス寄与が原因である。

通常、ｋ番目の復調後のシンボルｙ_ｋは、復調器に基づくＳＩＲ推定部への入力として、次のように表すことができる。

但し、それぞれ、

はｋ番目の復調後のＱＰＳＫ信号を表し、

は実効総干渉を表す（残差のセル内干渉、セル間干渉、および背景雑音の影響を含む）。すると、ＳＩＲが、平均した（averaged）信号電力Ｐ_ｓおよび実効干渉電力Ｐ_ｉにより、

として推定される。

式（２）を３ＧＰＰで使用されているＳＩＲ定義（すなわち、ＲＳＣＰ＊ＳＦ／干渉）と比較すると、こちらの尺度では、ＲＳＣＰもＩＳＣＰも明示的に評価されているわけではない。換言すると、式（２）はＤＰＣＨのＳＩＲ尺度を３ＧＰＰの定義よりもより明示的に表現したものとなっている。さらに、ＳＩＲ測定は、受信信号のデータ部分の上で行われる以上、受信装置では送信データが未知のため、ブラインドでの推定が必要となる。

３ＧＰＰで使用されているＳＩＲ定義は、受信装置で使用されているデータ復調器のタイプとは暗黙に独立であるが、式（２）のＳＩＲ尺度は、復調器出力のところで実現される。したがって、式（２）で与えられるＳＩＲは、異なる復調器のタイプごとに異なる可能性が高い。たとえば、主として干渉で劣化した所与の受信信号に対して、従来のマッチドフィルタ受信機で測定したＳＩＲは、干渉キャンセラなどの先進的な受信機におけるものよりも干渉の影響が低減されていることで、小さい可能性が高い。復調器出力でのＳＩＲが、通信リンクのパフォーマンスの一次的な決定要素であることに注意されたい。しかし、受信信号のデータ部分のＳＩＲ尺度は、未知の送信データを扱わなければならない。

図１に、典型的な送信されるＱＰＳＫ信点号配置（constellation）を示しており、ここでＥ_ｓは、送信したＱＰＳＫシンボルのエネルギーを表している。３ＧＰＰシステムなどの無線システムでは、ＱＰＳＫ信号を拡散した後で、その結果の拡散された信号は、ある無線チャネルを通して受信機に到着する。次いで、受信信号は、復調器によって処理されるが、これにより、復調後のシンボルｙ_ｋがｋ＝１，２，．．．，Ｎ_{ｂｕｒｓｔ}として得られ、ここでＮ_{ｂｕｒｓｔ}は受信信号のデータバースト中にあるシンボルの数である。

フェージングチャネルの影響および復調器の利得を考慮に入れると、実効干渉がない場合、典型的なソフト値としての（soft-valued）復調後のシンボルの信点号配置を、平均したものとして（on average）観測することができるが、これは、図２に示す通りであり、ここでＳ_ｍはｍ番目の復調後の信号のシンボルを表している。

干渉がある場合、典型的な復調器出力のシンボルは、図３のように図で示すことができる。所与の送信されるシンボルＳ_ｋに対して、その出力シンボルは、関連付けられている平均した復調後のシンボル

を中心に広がる、ＱＰＳＫ信点号配置内のいずれかの点に該当するとしてよい。この場合、復調器出力に対するブラインドベースの平均電力の推定が行われるはずである。復調後のシンボルのそれぞれに対して、どのシンボルが送られたのかに関する判定を行うときに、実効干渉およびフェージングチャネルを最も可能性の高い理由として、何らかの判定誤りが生じる可能性がある。たとえば、図３に示すように、実際には

をｋ番目のシンボルに対するものとして送った場合でも、干渉のために、ｙ_ｋで示す復調器出力のシンボルが、実際に送信したシンボル

よりも第１象限にある

に近くなることがある。結果として、ｙ_ｋに対する不正確な判定（すなわち、判定誤り）が起きる恐れがある。判定誤りは、平均（average）信号電力の推定、したがってＳＩＲ推定を過剰推定させる誤りの主原因である。ＳＩＲの範囲がより低い（生のＢＥＲの範囲が高い）と、平均信号電力（またはＳＩＲ）推定は、より過剰推定される可能性が高い。

したがって、ＳＩＲ推定を、従来技術の方法の不利を被ることなく行う方法を提供することが望まれている。

本発明では、従来技術の方法によって得られる推定よりも、より正確なＳＩＲ推定のための方法および装置を提供する。本発明では、例示的な一実施形態で、ＳＩＲ推定のために好ましくは復調器出力を使用する一方法を、通信リンクのパフォーマンスの第１の決定要素（determinant）が、データ復調器出力でのＳＩＲであると思われることに注意して実装する。この方法により、ＳＩＲ推定におけるそのようなバイアスの寄与が低減され、ＳＩＲ推定値は真のＳＩＲに可能な限り近いものとなる。

本発明方法では、好ましくはメディアンフィルタ（median filter）と平均値フィルタ（mean filter）をともに使用し、ＳＩＲ推定においてメディアンフィルタと平均値フィルタからの出力を組み合わせる。さらに、有利には、平均値（mean）および中央値（median）の関数となっている補正項を導入して、バイアスの影響の問題をさらに解消する。

本発明の好ましい一実施形態によれば、データシンボルの使用に基づく新規性のあるＳＩＲ推定装置が提供される。Ｒａｋｅ出力やＭＵＤ出力など、データ復調器からの出力を、ＳＩＲ推定部への入力とする。上に記したように、データ復調器出力を入力として使用することから得られる利点は、復調器出力が、受信データ信号の品質を直接かつ効果的に反映することである。特に、ＳＩＲ尺度を、電力制御のようなリンク制御技法として使用するときには、そのようなデータ復調器に基づくＳＩＲ尺度は、非常に望ましい。さらに、提案するＳＩＲ推定装置は、ＳＩＲ推定に対するバイアスの影響を低減する能力があり、従来技術の技法よりも、より信頼でき正確なＳＩＲ推定をもたらす。

本発明のより詳細な理解を、添付の図面と併せて理解すべき、以下の好ましい一実施形態の説明から得ることができる。

略語
３ＧＰＰ：3rd Generation Partnership Project
ＢＥＲ：ブロック誤り率（block error rate）
ＢＰＳＫ：２相位相シフトキーイング（binary phase shift keying）
ＤＰＣＨ：個別物理チャネル（dedicated physical channel）
ＩＳＣＰ：干渉波電力（interference signal code power）
ＭＵＤ：マルチユーザ受信（multi-user detection）
ＰＳＫ：位相シフトキーイング（phase shift keying）
ＱＡＭ：直交位相変調（quadrature amplitude modulation）
ＱＰＳＫ：４相位相シフトキーイング（quadrature phase shift keying）
ＲＳＣＰ：ＣＰＩＣＨの受信電力（received signal code power）
ＳＦ：拡散率（spreading factor）
ＳＩＲ：希望波信号電力対干渉波信号電力比（signal-to-interference ratio）
ＵＥ：移動局（user equipment）

以下で説明する本発明の好ましい一実施形態により、データ復調器出力に基づく新規性のあるＳＩＲ推定プロセスが提供される。また、本発明により、ＳＩＲ推定装置が提供される。定義により、データ復調器出力（data demodulator output）という用語は、考慮の対象であるデータ復調器の最終段階で与えられる出力を意味することが了解されている。データ復調器のプロセスでは、ベースバンド信号を受け取り、送信シンボルのソフト値としての推定値を与える。推定したシンボルは、さらに、チャネルデコーダなどの他の受信機機能により、受信装置が送信されたデータ情報を抽出するために処理される。

３ＧＰＰシステムの状況では、復調器は、マッチドフィルタ、Ｒａｋｅ受信機、イコライザなどの、ＭＵＤ（multi-user detection、マルチユーザ受信）受信機またはＳＵＤ（single-user detection、シングルユーザ受信）受信機として構成することができる。ＢＰＳＫ（binary phase shift keying、２相位相シフトキーイング）およびＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying、４相位相シフトキーイング）変調方式について好ましい実施形態では言及しているが、本発明は８−ＰＳＫおよび１６−ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation、直交振幅変調）などのより高次の変調にも適用が可能である。

本発明により、平均信号電力の推定が、バイアスの影響の問題をいくぶんでも解消するように行われる。ＱＰＳＫシンボルが送信されると、復調器出力の平均信号電力ｙ_ｋを次のように推定することができる。

但し、Ｑ_ｉは、ＱＰＳＫ信点号配置における第ｉ象限を表し、

は、ブラインドベースのシンボル判定を行った後で第ｉ象限領域に属する復調器出力の数をそれぞれ表し、ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ）は、第ｉ象限内にある、ｋ番目の出力シンボルである。

式（３）を利用して、ＱＰＳＫ信点号配置の各象限内の復調器出力シンボルの平均値を決定する。第２に、式（３）により、平均信号電力を、個々の象限内の平均信号点の大きさに基づいて決定する。この平均を２段階で行う機構により、ＳＩＲが比較的高い範囲（シンボル誤り率が低いことと等価である）での平均信号電力に対するよい推定値の提供が可能である。しかし、これまでに触れた通り、実際のＳＩＲが低くなると、平均信号電力の値は、シンボル判定誤りがより多くなるためバイアスを受けて（過剰推定されて）、過剰推定されたＳＩＲ値がもたらされことにもなる（式（２）を参照されたい）。信号電力推定におけるバイアスの影響を低減させるために、「中央値」（median）と呼ぶ別の統計的パラメータを利用するのであり、それを本明細書でこの後詳細に説明することにする。

平均値（mean）および中央値は、対称に分布する。したがって、ＳＩＲが高い値のときは、各象限にある復調器出力の平均値および中央値は、ほとんど同じであるが、これは、経験上の個々の象限内の干渉を、ＳＩＲが高い範囲では正規分布をするように近似できるためである。

中央値は、極端なサンプル値に対して、平均値よりも感度が低い。中央値のこの特徴により、中央値ベースで平均電力は、平均値ベースで平均電力よりも、真の平均電力に近くなり、これは特に、対数正規分布などの非常に歪んだ（highly skewed）分布に対して、またはＳＩＲが小さくなり、各象限内の復調器出力のサンプルの分布が歪んだ分布に近づく場合に成り立つ。

正規分布をする大標本（large samples）に対する中央値の標準偏差は、平均値のそれよりも大きい。したがって、中央値は、サンプリングの変動をより受け易い。したがって、正規分布をするランダムなサンプルの数が大きいとき、中央値の標準偏差は、一般に、平均値のそれよりも大きい。

中央値および平均値の以上の統計的な種々の特徴を考慮に入れて、本発明では、平均信号電力の推定値を、次のように、中央値と平均値のうちの最小値の関数として決定する。

但し、ｍｅｄｉａｎ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ））およびｍｅａｎ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ））は、それぞれ、第ｉ象限Ｑ_ｉ内の復調器出力シンボルの中央値および平均値であり、ここで、（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ））は複素数値のシンボルであることにより、ｍｅｄｉａｎ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ））＝ｍｅｄｉａｎ（ｒｅａｌ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ）））＋ｊ・ｍｅｄｉａｎ（ｉｍａｇ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ）））であり、同様に、ｍｅａｎ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ））＝ｍｅａｎ（ｒｅａｌ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ）））＋ｊ・ｍｅａｎ（ｉｍａｇ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ）））である。すなわち、平均信号電力は、すべての象限にわたって平均した絶対値の中央値と絶対値の平均値のうちの最小値大きさの２乗に等しい。式（４）で、復調後のシンボルの中央値と平均値のうちの最小値を求める主な理由を以下で説明する。中央値と平均値のうちの最小値を使用する主な理由は、バイアスの影響を低減させることである。本発明に従って推定したＳＩＲ値は、平均値だけによって導出したＳＩＲよりも大きくなることはあり得ず、これは、中央値と平均値のうちの最小値は、中央値と平均値のうちの最も小さいものであるためである。

中央値を最小値として選択することにより、平均信号電力の特にＳＩＲが低い範囲での推定に対するバイアスの影響の問題がいくぶんでも解消される。他方、平均値を最小値として選択することにより、サンプリングの変動を受け易いなど、中央値を計算することの欠点が補償される。したがって、ＱＰＳＫ信点号配置の各象限に対する復調器出力のシンボルの中央値および平均値を効果的に組み合わせることにより、平均信号電力の推定のパフォーマンスはかなり改善される。中央値と平均値のうちの最小値について好ましい種々実施形態で言及している場合でも、中央値および平均値から組み合わせた他の値を使用して、平均信号電力の推定値を決定することができる。たとえば、重み付けした（組合せの）方法は次のようになる。

但し、０＜＝α＜＝１である。

次に、式（４）に基づく平均実効干渉電力を推定する。式（１）および（４）より、平均実効干渉電力は、

で表され、ここで

は平均信号振幅とみなされるものであり、

は単位エネルギーを有する４つのＱＰＳＫシンボルを表す。

ここでＳＩＲ推定を行わなければならない。式（４）および（６）より、復調器に基づくＳＩＲ推定値は、次式で表すことができる。

このＳＩＲ推定はリンクレベルのシミュレーションによって有効性が確認されており、そこでは、式（７）に基づくＳＩＲ推定のパフォーマンスが、ＳＩＲの無理のない（reasonable）動作範囲では、受け入れられるものであることが示されている。しかし、ＳＩＲが低い範囲（たとえば、５ｄＢから０ｄＢまたはそれより下）では、シンボル誤りを原因とするバイアスの影響は、依然としてＳＩＲ推定に現れており、これにより、推定したＳＩＲが真のＳＩＲから逸脱する結果となっている。最小値によっても、特にＳＩＲが低い範囲では、バイアスの影響を完全に取り除くことはできておらず、これは、何らかのシンボル判定誤りが、関連するブラインドベースのシンボル判定を決定する際に、存在する可能性があるためである。この場合、３ＧＰＰワーキンググループ４（ＷＧ４）の現在の標準要件を満たすためには、式（７）に対する何らかの補正が必要となる。（補正項を含む）本発明は、この要件にまさるものである。

モンテカルロシミュレーションによるヒューリスティックな手法により、補正項は、計算した中央値と平均値の差として、上の式の分母（信号電力の項）に次のように導入される。

そのような補正項を使用する根拠は、ＳＩＲが高い範囲では、補正項中の中央値および平均値が、ほとんどの場合おそらく互いに近い、ということである。したがって、補正項は、補正項が必要でない範囲にあるときは無視することができる（これは、これがなくても、推定したＳＩＲはすでに精度要件の範囲内にあることによる）。しかし、実際のＳＩＲ尺度が低くなるにつれ、復調器出力のサンプルのシンボル誤りの影響を原因とする歪んだ分布により、補正項は、対応する中央値と平均値の差が徐々に大きくなる可能性がある以上、増大する可能性がある。同時に、推定した信号電力（最終的にはＳＩＲ尺度）が過剰推定される（バイアスを受ける）とき、この補正項は、ＳＩＲ推定の中のバイアスされた影響を低減するのに役立つ可能性がある。

本明細書でこれまで説明したＳＩＲ測定方法は、復調器出力が複素数値のＱＰＳＫシンボル系列であるという仮定のもとで導出を行ったが、実用的なＭＵＤの実装では、ＭＵＤにより、実数値のデータビット系列が、連続する２つのデータビットがそれぞれ対となって与えられ、これは送信機内のＱＰＳＫ変調などの複素数値シンボルへと写像することが可能である。

図４に、本発明の好ましい一実施形態による、ＱＰＳＫシンボルではなくデータビットを入力とするＳＩＲ推定部４００の構成図を示す。このＳＩＲ推定部は、入力ビット系列を受け取るための入力ポート４０５、ハードリミッタ４１０、乗算器４１５、メディアンフィルタ４２０、第１の平均値フィルタ４２５，最小化処理ブロック４３０、信号電力処理ブロック４３５、補正項処理ブロック４４０、第２の平均値フィルタ４４５，ＳＩＲ計算処理ブロック４５０，加算器／比較器４５５、４６０、処理ブロック４６５を含む。

入力ポート４０５では、ソフト値の（soft-valued）ビット系列を受け取る。ＳＩＲ推定部４００では、入力ポート４０５を介して受け取ったビット系列の形で、ＳＩＲ推定部へと入力されたシンボルの絶対値を処理する。このビット系列は、ハードリミッタ４１０および乗算器４１５へ送られる。ハードリミッタ４１０からは、ソフト値のビットが０よりも大きいまたは等しい場合、乗算器４１５には、＋１のビットが与えられる。そうでない場合、ハードリミッタ４１０から乗算器４１５には、−１のビットが与えられる。次いで、乗算器４１５では、ソフト値の入力ビットｒ_ｉのそれぞれに、対応するハードリミットを行ったビットを乗じ、個々の入力ビットの絶対値｜ｒ_ｉ｜が得られる。

絶対値｜ｒ_ｉ｜は、ハードビット判定が各入力ビットｒ_ｉに対して行われていることを示しており、結果のビット判定が−１となった場合には、入力ビットは１８０度位相がずらされている。そうでない場合、入力ビットはそのまま変わっていない。したがって、平均信号電力および干渉電力の計算は、ブラインドベースのビット判定に基づいている。乗算器４１５から、絶対値｜ｒ_ｉ｜が、メディアンフィルタ４２０、第１の平均値フィルタ４２５、および加算器／比較器４６０へと出力される。メディアンフィルタ４２０および平均値フィルタ４２５により、連続するいくつものサンプルに基づいて、絶対値にしたビット系列の中央値および平均値がそれぞれ決定される。メディアンフィルタ４２０（ｍ_ｄ）および第１の平均値フィルタ４２５（ｍ_ｅ）からの出力は、最小化処理ブロック４３０内で比較されて、中央値に基づく平均電力値ｍ_ｄと平均値に基づく平均電力値ｍ_ｅのうちの最小値ｍが決定される。補正項処理ブロック４４０でも、メディアンフィルタ４２０（ｍ_ｄ）および第１の平均値フィルタ４２５（ｍ_ｅ）からの出力を受け取り、補正項Ｃが決定される。但し,
Ｃ＝｜ｍ_ｄ−ｍ_ｅ｜^２ 式（９）
である。

最小化処理ブロック４３０の出力ｍは信号電力処理ブロック４３５へと、また加算器／比較器４６０へ送られる。加算器／比較器４５５では、信号電力処理ブロック４３５の出力Ｐ_ｓが補正項Ｃと比較される。但し,
Ｐ_ｓ＝（ｍ）^２ 式（１０）
である。

処理ブロック４６５では、平均干渉電力を決定するために、まず、加算器／比較器４６０の出力を受け取り、入力ビット系列から干渉成分を取り出す関数（｜ｒ_ｉ｜−ｍ）^２が実行される。第２の平均値フィルタ４４５は、処理ブロック４６５の出力を受け取り、Ｐ_ＮをＳＩＲ計算処理ブロック４５０へと出力する。ＳＩＲの計算は、ＳＩＲ計算処理ブロック４５０によって、加算器／比較器４５５および第２の平均値フィルタ４４５からの出力に基づいて行われる。但し,

である。

図５に、復調器５０５と、ソフト値のビット系列をＳＩＲ推定部４００へと入力する知られているソフトシンボル対ソフトビットマッパ５１０とを含む、システム５００を示す。ＳＩＲ推定部４００を、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、および６４−ＱＡＭなど、より高次の変調にも使用することが、複素数値の復調後のシンボルのソフト値のビットへの変換をソフトシンボル対ソフトビットマッパ５１０によって行った場合には可能である。

図６に、ＳＩＲ推定部４００によって実装される方法６００の流れ図を示している。ＳＩＲ推定部によるシンボル／ビットのＳＩＲの決定は、シンボル／ビットを受け取ること（ステップ６０５）、シンボル／ビットの平均信号電力を、そのシンボル／ビットの中央値に基づく平均電力値ｍ_ｄおよび平均値に基づく平均電力値ｍ_ｅの関数として推定すること（ステップ６１０）、そのシンボル／ビットの平均実効干渉電力を推定すること（ステップ６１５）、および、ＳＩＲの推定を、シンボル／ビットの推定した平均信号電力をシンボル／ビットの推定した平均実効干渉電力で割ることによって行うこと（ステップ６２０）によって行われる。中央値に基づく平均電力値および平均値に基づく平均電力値の関数は、中央値に基づく平均電力値と平均値に基づく平均電力値のうちの最小値ｍを決定するための関数である。平均信号電力は、象限のすべてにわたって平均した、中央値の絶対値と平均値の絶対値のうちの最小値の大きさの２乗に等しい。

以上は、好ましくはデータシンボルに基づく、新規性のあるＳＩＲ推定部を説明するものである。Ｒａｋｅ出力またはＭＵＤ出力などの、興味の対象となるデータ復調器出力が、このＳＩＲ推定部に入力される。上述したように、データ復調器出力を入力として使用することの利点は、復調器出力が、最もよくまた直接に、受信データ信号の品質を反映していることである。特に、ＳＩＲ尺度が、電力制御などのリンク制御技法のために使用されるときは、上で説明したデータ復調器に基づくＳＩＲ尺度は、非常に望ましい。さらに、ここで提案したＳＩＲ推定部には、ＳＩＲ推定に対するバイアスの影響を低減させる能力があり、従来技術よりもより信頼でき正確なＳＩＲ推定をもたらす。そのような修正形態および変形形態はすべて、本発明の範囲内にあると企図するものである。

本発明を好ましい実施形態によって説明してきたが、添付の特許請求の範囲で略述するこの発明の範囲内にある他の変形形態は、当業者には明らかであろう。

送信されるＱＰＳＫシンボルに関する典型的な信点号配置を示す図である。 平均した復調後のＱＰＳＫシンボルに関する典型的な信点号配置を示す図である。 干渉がある場合の復調後のシンボルの典型的な空間表示を示す図である。 本発明の好ましい実施形態に従って動作するＳＩＲ推定部の例示的な機能の構成図である。 図４のＳＩＲ推定部を含むシステムの構成図である。 図４のＳＩＲ推定部によって実装される方法ステップを含む流れ図である。

Claims (15)

1. データ信号のＳＩＲ（signal-to-interference ratio、希望波信号電力対干渉波信号電力比）をデータ復調器出力に基づいて判定する方法であって、
   （ａ）復調されたシンボルを前記データ復調器出力から受け取るステップと、
   （ｂ）前記復調されたシンボルの平均信号電力を、該シンボルの中央値に基づく平均電力値ｍ_ｄおよび平均値に基づく平均電力値ｍ_eの関数としてＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying,４相位相シフトキーイング）信点号配置の象限ごとに推定するステップと、
   （ｃ）該シンボルの平均実効干渉電力を推定するステップと、
   （ｄ）該シンボルの推定平均信号電力を該シンボルの推定平均実効干渉電力で割ることで、前記ＳＩＲを計算するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記中央値に基づく平均電力値および前記平均値に基づく平均電力値の前記関数は、前記中央値に基づく平均電力値と前記平均値に基づく平均電力値のうちの最小値ｍを決定するための最小値関数である、請求項１の方法。
3. 前記平均信号電力は、象限のすべてにわたって平均した前記中央値の絶対値と前記平均値の絶対値のうちの最小値の大きさの２乗に等しい、請求項２の方法。
4. 前記データ信号は、復調されたデータシンボルを含む、請求項１の方法。
5. 前記データシンボルは、ＤＰＣＨ（dedicated physical channel,個別物理チャネル）のバースト中に含まれる、請求項４の方法。
6. 前記データシンボルは、ＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying,４相位相シフトキーイング）データシンボルである、請求項４の方法。
7. 前記データシンボルは、ＢＰＳＫ（binary phase shift keying,２相位相シフトキーイング）データシンボルである、請求項４の方法。
8. ステップ（ｂ）は、次の計算、すなわち
   

   

   を行うことをさらに含み、
   

   

   はｋ番目の復調されたＱＰＳＫシンボルを表し、ｉは前記ＱＰＳＫ信点号配置の象限を表し、ｍｅｄｉａｎ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ））およびｍｅａｎ（ｙ_ｋ（Ｑ_ｉ））が、それぞれ、第ｉ象限Ｑ_ｉにあるシンボルの中央値および平均値を表す、請求項１の方法。
9. ステップ（ｃ）は、次の計算、すなわち
   

   

   を行うことをさらに含み、
   

   

   は平均信号振幅とみなされるものであって、
   

   

   である、請求項８の方法。
10. ステップ（ｄ）は、次の計算、すなわち
    

    

    を行うことをさらに含み、
    

    

    である、請求項９の方法。
11. 補正項Ｃを計算するステップをさらに含み、Ｃ＝｜ｍ_ｄ−ｍ_ｅ｜^２である、請求項１の方法。
12. データビットの系列のＳＩＲ（signal-to-interference ratio,希望波信号電力対干渉波信号電力比）を判定する方法であって、
    （ａ）前記データビットを受け取るステップと、
    （ｂ）該ビットの平均信号電力を、該ビットの中央値に基づく平均電力値ｍ_ｄおよび平均値に基づく平均電力値ｍ_ｅの関数として推定するステップと、
    （ｃ）該ビットの平均実効干渉電力を推定するステップと、
    （ｄ）該ビットの推定平均信号電力を該ビットの推定平均実効干渉電力で割ることで、前記ＳＩＲを計算するステップと
    を含むことを特徴とする方法。
13. 前記中央値に基づく平均電力値および前記平均値に基づく平均電力値の前記関数は、前記中央値に基づく平均電力値と前記平均値に基づく平均電力値のうちの最小値ｍを決定するための最小値関数である、請求項１２の方法。
14. 前記平均信号電力は、前記象限のすべてにわたって平均した前記中央値の絶対値と前記平均値の絶対値のうちの最小値の大きさの２乗に等しい、請求項１３の方法。
15. 補正項Ｃを計算するステップをさらに含み、Ｃ＝｜ｍ_ｄ−ｍ_ｅ｜^２である、請求項１２の方法。
    

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