JP2006319446A - Frequency-dividing circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力信号を1/3分周する分周回路に係わり、特に、入力信号の1/3の周波数の鋸波信号を生成するための分周回路に係わる。 The present invention relates to a frequency dividing circuit that divides an input signal by 1/3, and more particularly to a frequency dividing circuit for generating a sawtooth signal having a frequency that is 1/3 of the input signal.
従来より、各種電気回路において鋸波信号が利用されている。そして、様々な周波数の鋸波信号が必要となる場合がある。
図3は、所望の周波数の鋸波信号を生成する従来の信号生成回路の構成を示す図である。図3に示す信号生成回路100は、入力矩形波信号の1/3の周波数の鋸波信号を生成するものとする。
Conventionally, sawtooth signals have been used in various electric circuits. In some cases, sawtooth signals of various frequencies are required.
FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a conventional signal generation circuit that generates a sawtooth signal having a desired frequency. Assume that the
分周回路101は、入力信号aを1/3分周する分周回路であり、例えば、特許文献1に記載されている。なお、特許文献1に記載の1/3分周回路は、排他的論理和ゲートおよび2個のフリップフロップから構成され、入力矩形波信号を1/3分周して50パーセントデューティの矩形波信号を生成する。
The frequency dividing
分周回路101から出力される分周信号bは、排他的論理和回路102の入力端子Aに与えられる。また、遅延回路103は、分周信号bを遅延させることにより遅延信号cを生成し、排他的論理和回路102の入力端子Bに与える。なお、遅延回路103は、分周信号bの立上りエッジのみを遅延させる。そして、鋸波信号生成回路110は、排他的論理和回路102から出力されるパルス信号dを利用して鋸波信号eを生成する。なお、鋸波信号生成回路110は、電流源111、電流源111が生成する電流を充電するコンデンサC、パルス信号dに従ってコンデンサCを放電するnMOSトランジスタから構成される。
The frequency-divided signal b output from the frequency dividing
図4は、図3に示す信号生成回路100の動作を説明するタイミングチャートである。図4において、分周信号bは、入力信号aの周波数の1/3であり、そのデューティは50パーセントである。なお、特許文献1に記載の1/3分周回路は、50パーセントデューティの分周信号を生成する。
FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the
遅延信号cは、分周信号bの立上りエッジのみを遅延させた矩形波信号である。したがって、排他的論理和回路102により生成されるパルス信号dは、分周信号bの立上りエッジから遅延信号cの立上りエッジまでの期間のみHレベルとなる。これにより、幅の狭いパルスが所定周期で繰り返されるパルス信号dが得られる。そして、このパルス信号dは、鋸波信号生成回路110が備えるnMOSトランジスタのゲートに与えられる。
The delay signal c is a rectangular wave signal obtained by delaying only the rising edge of the divided signal b. Therefore, the pulse signal d generated by the exclusive OR
nMOSトランジスタは、そのゲートにLレベルが与えられている期間は、オフ状態である。この期間は、コンデンサCが充電されてゆき、出力電圧は時間経過に対して直線的に上昇していく。続いて、ゲートにHレベルが与えられると、nMOSトランジスタがオン状態になり、コンデンサCは放電される。これにより、出力電圧は急速に低下する。そして、パルス信号dに従ってこの動作が繰り返されることによって、鋸波信号eが生成される。このように、鋸波信号を生成するためには、パルス幅の狭い所定周波数のパルス信号が必要である。 The nMOS transistor is in the off state during the period when the L level is applied to the gate. During this period, the capacitor C is charged and the output voltage rises linearly over time. Subsequently, when an H level is applied to the gate, the nMOS transistor is turned on and the capacitor C is discharged. As a result, the output voltage decreases rapidly. Then, the sawtooth signal e is generated by repeating this operation in accordance with the pulse signal d. As described above, in order to generate the sawtooth signal, a pulse signal having a narrow pulse width and a predetermined frequency is required.
ここで、図3に示す信号生成回路100においては、排他的論理和回路102に入力される分周信号bおよび遅延信号cからパルス信号dが生成されるが、分周信号bおよび遅延信号cの立下りエッジのタイミングを互いに完全に一致させることは困難である。そして、分周信号bおよび遅延信号cの立下りエッジのタイミングが互いに一致しないと、図4において破線で示すように、そのタイミングのずれに応じてパルスxが生成されてしまう。そうすると、このパルスxによりnMOSトランジスタがターンオンされ、コンデンサCが放電されて電圧が低下するので、鋸波信号の波形が変形してしまう。すなわち、安定した鋸波信号が得られなくなってしまう。
Here, in the
このように、従来の技術では、入力信号の1/3の周波数を持った鋸波信号を生成するためのパルス幅の狭いパルス信号を生成することは困難であった。このため、入力信号の1/3の周波数を持った安定した鋸波信号を得ることができなかった。
本発明の目的は、入力信号の1/3の周波数を持った安定した鋸波信号または入力信号の1/3の周波数を持った鋸波信号を生成するためのパルス信号を生成する分周回路を提供することである。 An object of the present invention is to provide a frequency dividing circuit for generating a stable sawtooth signal having a frequency 1/3 of an input signal or a pulse signal for generating a sawtooth signal having a frequency 1/3 of an input signal. Is to provide.
本発明の分周回路は、所定の周波数の入力信号の立上りエッジまたは立下りエッジの一方に同期して出力の状態が反転する第1のフリップフロップと、上記第1のフリップフロップから出力される信号の立上りエッジまたは立下りエッジの一方に同期して出力の状態が反転する第2のフリップフロップと、上記第1のフリップフロップの出力信号と上記第2のフリップフロップの出力信号が入力され、上記第1のフリップフロップのリセット時に出力される信号と反転された信号が第1のフリップフロップから出力されるとともに、第2のフリップフロップから反転信号と非反転信号のどちらか一方が出力された時に出力の状態を反転する論理信号を出力する論理回路と、上記論理信号に基づいて上記第1のフリップフロップをリセットするリセット回路、を有する。 The frequency dividing circuit of the present invention outputs a first flip-flop whose output state is inverted in synchronization with one of a rising edge and a falling edge of an input signal having a predetermined frequency, and the first flip-flop. A second flip-flop whose output state is inverted in synchronization with one of a rising edge and a falling edge of the signal, an output signal of the first flip-flop, and an output signal of the second flip-flop; The signal output when the first flip-flop is reset and the inverted signal are output from the first flip-flop, and either the inverted signal or the non-inverted signal is output from the second flip-flop. A logic circuit that outputs a logic signal that sometimes inverts the state of the output, and resets the first flip-flop based on the logic signal A set circuit, a.
上記分周回路において、第1および第2のフリップフロップが所定の初期状態にあるときに、入力信号の1つ目のエッジ(立上りエッジまたは立下りエッジの一方)が与えられると、第1のフリップフロップの出力が反転する。続いて、2つ目のエッジにより第1のフリップフロップの出力が反転すると、第2のフリップフロップの出力も反転する。さらに、3つ目のエッジにより第1のフリップフロップの出力が反転すると、論理回路の出力が変化し、第1のフリップフロップがリセットされる。そうすると、第1のフリップフロップの出力が反転して初期状態に戻り、第2のフリップフロップの出力も再び反転して初期状態に戻る。これにより、論理回路の出力も元の状態に戻る。このように、入力信号の3個のエッジに対して、論理回路の出力において1個のパルスが生成される。すなわち、1/3分周が実現される。 In the frequency dividing circuit, when the first edge (one of the rising edge and the falling edge) of the input signal is given when the first and second flip-flops are in a predetermined initial state, The output of the flip-flop is inverted. Subsequently, when the output of the first flip-flop is inverted by the second edge, the output of the second flip-flop is also inverted. Further, when the output of the first flip-flop is inverted by the third edge, the output of the logic circuit changes and the first flip-flop is reset. Then, the output of the first flip-flop is inverted to return to the initial state, and the output of the second flip-flop is also inverted again to return to the initial state. As a result, the output of the logic circuit also returns to the original state. In this way, one pulse is generated at the output of the logic circuit for three edges of the input signal. That is, 1/3 frequency division is realized.
論理回路から出力されるパルスの幅(時間)は、第1のフリップフロップをリセットするのに要する時間に相当するので、狭く(短く)なる。よって、必要に応じて遅延回路を併用することで、安定した鋸波信号を生成するために好適なパルス幅の狭いパルス信号が得られる。 Since the width (time) of the pulse output from the logic circuit corresponds to the time required to reset the first flip-flop, it becomes narrower (shorter). Therefore, a pulse signal having a narrow pulse width suitable for generating a stable sawtooth signal can be obtained by using a delay circuit in combination as necessary.
また、論理和回路への1組の入力は、第1および第2のフリップフロップの出力信号である。ここで、第2のフリップフロップは、第1のフリップフロップの出力信号に従って動作するので、第1および第2のフリップフロップの出力信号のタイミングが互いにずれることはない。このため、論理和回路の出力において不要なパルスが生成されることはない。したがって、この信号を利用して鋸波信号を生成すれば、安定した鋸波信号が得られる。 One set of inputs to the OR circuit is the output signals of the first and second flip-flops. Here, since the second flip-flop operates in accordance with the output signal of the first flip-flop, the timings of the output signals of the first and second flip-flops are not shifted from each other. For this reason, unnecessary pulses are not generated at the output of the OR circuit. Therefore, if a sawtooth signal is generated using this signal, a stable sawtooth signal can be obtained.
上記分周回路において、上記論理信号の立上りエッジまたは立下りエッジの一方を遅延させる遅延回路をさらに備え、上記リセット回路は上記遅延回路の出力に応じて上記第1のフリップフロップをリセットするようにしてもよい。この構成によれば、第1のフリップフロップを確実にリセットできる。 The frequency dividing circuit further includes a delay circuit that delays one of a rising edge and a falling edge of the logic signal, and the reset circuit resets the first flip-flop according to an output of the delay circuit. May be. According to this configuration, the first flip-flop can be reliably reset.
また、上記分周回路において、上記入力信号は、鋸波信号を生成する際に得られるパルス信号であるようにしてもよい。この場合、一例としては、一定の電流を生成する第1の電流源と、上記第1の電流源により充電される第1のコンデンサと、上記第1のコンデンサの電圧と参照電圧とを比較するコンパレータと、上記第1のコンデンサの電圧が上記参照電圧よりも大きくなったときに上記第1のコンデンサを放電させる第1のスイッチ、をさらに設ける。そして、上記コンパレータの出力を上記第1のフリップフロップへの入力信号とする。この構成によれば、鋸波信号の1/3の周波数の信号を生成できる。 In the frequency divider circuit, the input signal may be a pulse signal obtained when generating a sawtooth signal. In this case, as an example, a first current source that generates a constant current, a first capacitor that is charged by the first current source, a voltage of the first capacitor, and a reference voltage are compared. A comparator and a first switch for discharging the first capacitor when the voltage of the first capacitor becomes higher than the reference voltage are further provided. The output of the comparator is used as an input signal to the first flip-flop. According to this configuration, a signal having a frequency 1/3 of the sawtooth signal can be generated.
さらに、上記分周回路は、上記論理信号の立上りエッジまたは立下りエッジの一方を遅延させる遅延回路と、一定の電流を生成する第2の電流源と、上記第2の電流源により充電される第2のコンデンサと、上記遅延回路の出力に従って上記第2のコンデンサを放電させる第2のスイッチ、をさらに有するようにしてもよい。この構成によれば、入力信号の1/3の周波数の安定した鋸波信号が生成される。 Further, the frequency dividing circuit is charged by a delay circuit that delays one of the rising edge and the falling edge of the logic signal, a second current source that generates a constant current, and the second current source. You may make it further have a 2nd switch which discharges the said 2nd capacitor according to the output of the said 2nd capacitor | condenser and the said delay circuit. According to this configuration, a stable sawtooth signal having a frequency 1/3 of the input signal is generated.
本発明によれば、入力信号の1/3の周波数を持った鋸波信号または入力信号の1/3の周波数を持った鋸波信号を生成するためのパルス信号を安定的に生成できる。 According to the present invention, it is possible to stably generate a sawtooth signal having a frequency of 1/3 of an input signal or a pulse signal for generating a sawtooth signal having a frequency of 1/3 of an input signal.
図1は、本発明の実施形態の分周回路の構成を示す図である。図1に示す実施形態の分周回路1は、発振器10、分周器20、鋸波信号生成回路30を備える。
発振器10は、電流源(第1の電流源)11、コンデンサ(第1のコンデンサ)C1、コンパレータ12、nMOSトランジスタ(第1のスイッチ)M1を備え、所定の周波数の鋸波信号Aおよびパルス信号Bを生成する。電流源11は、一定の電流を生成する。コンデンサC1は、電流源11とグランド(接地)との間に設けられ、電流源11が生成する電流により充電される。したがって、nMOSトランジスタM1がオフ状態である期間は、コンデンサC1の両端電圧Vc1は、時間経過に対して直線的に上昇していく。コンパレータ12は、電圧Vc1と予め設定されている参照電圧Vref とを比較する。そして、電圧Vc1よりも参照電圧Vref の方が高ければ「L」を出力し、参照電圧Vref よりも電圧Vc1の方が高ければ「H」を出力する。
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a frequency divider circuit according to an embodiment of the present invention. The frequency divider 1 of the embodiment shown in FIG. 1 includes an
The
nMOSトランジスタM1のドレインは、コンデンサC1の正側端子に接続され、そのソースは接地されている。さらに、nMOSトランジスタM1のゲートには、コンパレータ12の出力信号が与えられる。そして、nMOSトランジスタM1がオン状態に制御されると、コンデンサC1に充電されている電荷がそのnMOSトランジスタM1を介して放電される。
The drain of the nMOS transistor M1 is connected to the positive terminal of the capacitor C1, and its source is grounded. Further, the output signal of the
上記構成の発振器10において、電圧Vc1は、鋸波信号Aとして出力される。また、コンパレータ12の出力は、鋸波信号Aに同期したパルス信号Bとして出力される。
分周器20は、Tフリップフロップ21、22、反転回路23、24、25、論理和回路26(論理回路)、遅延回路27、論理積回路28を備える。なお、Tフリップフロップは、入力エッジ(立上りエッジまたは立下りエッジ)により出力の状態(Hレベル/Lレベル)が反転する回路素子である。また、Tフリップフロップのリセット端子(R_)にLレベル信号が与えられると、Q出力およびQ_出力は、それぞれ強制的に「L」および「H」になる。すなわち、リセット時には、Q出力は「L」となり、Q_出力は「H」となる。
In the
The frequency divider 20 includes T flip-
発振器10により生成されるパルス信号Bは、Tフリップフロップ21のT入力に与えられる。また、このパルス信号Bは、反転回路23により論理が反転させられた後、Tフリップフロップ21のT_入力に与えられる。そして、Tフリップフロップ21のQ_出力は、論理信号CとしてTフリップフロップ22のT入力に与えられる。また、この論理信号Cは、反転回路24により論理が反転させられた後、Tフリップフロップ22のT_入力に与えられる。
The pulse signal B generated by the
Tフリップフロップ22のQ_出力は、論理信号Dとして論理和回路26の一方の入力端子に与えられる。論理和回路26の他方の入力端子には、論理信号Cが与えられる。すなわち、論理和回路26は、Tフリップフロップ21のQ_出力である論理信号Cが、リセット時に出力される信号(Hレベル)が反転された信号(Lレベル)となるとともに、Tフリップフロップ22のQ_出力が反転信号と非反転信号の一方であるLレベルとなると、出力状態をHレベルからLレベルへ反転する論理信号を出力する。
The Q_ output of the T flip-
そして、遅延回路27は、論理和回路26の出力を遅延させることにより遅延信号Eを生成する。ここで、遅延回路27は、論理和回路26の出力信号の立上りエッジのみを遅延させる。さらに、反転回路25は、遅延信号Eの論理を反転させることによりパルス信号Fを生成する。
The
論理積回路(リセット回路)28の一方の入力端子には固定的にHレベル信号が与えられ、他方の入力端子には遅延信号Eが与えられる。そして、論理積回路28の出力は、リセット信号としてTフリップフロップ21のリセット端子R_に与えられる。
An H level signal is fixedly given to one input terminal of the AND circuit (reset circuit) 28, and a delay signal E is given to the other input terminal. The output of the AND
鋸波信号生成回路30は、分周器20から出力されるパルス信号Fを利用して鋸波信号Gを生成する。ここで、電流源(第2の電流源)31は、一定の電流を生成する。コンデンサ(第2のコンデンサ)C2は、電流源31とグランド(接地)との間に設けられ、電流源31が生成する電流により充電される。nMOSトランジスタ(第2のスイッチ)M2のドレインは、コンデンサC2の正側端子に接続され、そのソースは接地されている。さらに、nMOSトランジスタM2のゲートには、パルス信号Fが与えられる。そして、パルス信号FによりnMOSトランジスタM2がオン状態に制御されると、コンデンサC2に充電されている電荷が放電される。
The sawtooth
次に、実施形態の分周回路1の動作を説明する。まず、発振器10の動作は以下の通りである。
電圧Vc1が参照電圧Vref よりも低いときは、コンパレータ12の出力がLレベルであり、nMOSトランジスタM1はオフ状態である。よって、電流源11によりコンデンサC1が充電されてゆき、電圧Vc1(すなわち、鋸波信号Aの電位)は、時間経過に対して直線的に上昇していく。そして、電圧Vc1が参照電圧Vref を超えると、コンパレータ12の出力がLレベルからHレベルに変化し、nMOSトランジスタM1はオン状態に制御される。そうすると、コンデンサC1が急速に放電され、電圧Vc1は瞬時に接地電位に下がる。この結果、電圧Vc1が参照電圧Vref よりも低くなるので、再びnMOSトランジスタM1がオフ状態になり、電圧Vc1が上昇していく。
Next, the operation of the frequency dividing circuit 1 of the embodiment will be described. First, the operation of the
When the voltage Vc1 is lower than the reference voltage Vref, the output of the
上記動作が繰り返されることにより、鋸波信号Aが生成される。ここで、鋸波信号Aの周波数は、電流源11が生成する電流、コンデンサC1の容量、参照電圧Vref により決まる。また、コンパレータ12の出力は、パルス信号Bとして出力される。すなわち、パルス信号Bは、鋸波信号Aを生成する際に得られるものであり、鋸波信号Aと同じ周波数である。
The sawtooth signal A is generated by repeating the above operation. Here, the frequency of the sawtooth signal A is determined by the current generated by the current source 11, the capacitance of the capacitor C1, and the reference voltage Vref. Further, the output of the
続いて、図2に示すタイミングチャートを参照しながら、実施形態の分周回路1の動作を説明する。なお、時刻T1以前は、Tフリップフロップ21、22のQ_出力がいずれもHレベルであるものとする。
Next, the operation of the frequency divider circuit 1 of the embodiment will be described with reference to the timing chart shown in FIG. Prior to time T1, it is assumed that the Q_outputs of the T flip-
時刻T1においてパルス信号Bの立上りエッジがTフリップフロップ21のT入力に与えられる(パルス信号Bの立下りエッジがTフリップフロップ21のT_入力に与えられる)。そうすると、Tフリップフロップ21のQ_出力(論理信号C)は、HレベルからLレベルに変化する。この場合、Tフリップフロップ22のT入力には立下りエッジが与えられるので、そのQ_出力(論理信号D)は変化せずにHレベルを保つ。このときTフリップフロップ21のQ_出力がリセット時に出力される信号(Hレベル)が反転された信号(Lレベル)となるが、Tフリップフロップ22のQ_出力がHレベルであるので、論理和回路26の出力はHレベルを保つ。
At time T1, the rising edge of pulse signal B is applied to the T input of T flip-flop 21 (the falling edge of pulse signal B is applied to the T_ input of T flip-flop 21). Then, the Q_ output (logic signal C) of the T flip-flop 21 changes from the H level to the L level. In this case, since the falling edge is given to the T input of the T flip-
時刻T2においてパルス信号Bの次の立上りエッジがTフリップフロップ21のT入力に与えられると、Tフリップフロップ21のQ_出力(論理信号C)は、LレベルからHレベルに変化する。この場合、Tフリップフロップ22のT入力に立上りエッジが与えられるので、Q_出力(論理信号D)はHレベルからLレベルに変化する。
When the next rising edge of the pulse signal B is applied to the T input of the T flip-flop 21 at time T2, the Q_ output (logic signal C) of the T flip-flop 21 changes from the L level to the H level. In this case, since a rising edge is given to the T input of the T flip-
時刻T3においてパルス信号Bのさらに次の立上りエッジがTフリップフロップ21のT入力に与えられると、Tフリップフロップ21のQ_出力(論理信号C)は、HレベルからLレベルに変化する。すなわち、Tフリップフロップ21のQ_出力がリセット時に出力される信号(Hレベル)が反転された信号(Lレベル)となる。このとき、Tフリップフロップ22のQ_出力(論理信号D)はLレベルである。よって、論理和回路26の出力がHレベルからLレベルに変化し、遅延回路27の出力(遅延信号E)もLレベルになる。そうすると、論理積回路28の出力がLレベルとなり、Tフリップフロップ21がリセットされる。
When the next rising edge of the pulse signal B is applied to the T input of the T flip-flop 21 at time T3, the Q_ output (logic signal C) of the T flip-flop 21 changes from the H level to the L level. That is, the Q_ output of the T flip-flop 21 becomes a signal (L level) obtained by inverting the signal (H level) output at reset. At this time, the Q_ output (logic signal D) of the T flip-
Tフリップフロップ21がリセットされると、そのQ_出力(論理信号C)が強制的にHレベルに固定される。そうすると、Tフリップフロップ22のT入力に立上りエッジが与えられることになるので、Tフリップフロップ22のQ_出力(論理信号D)はLレベルからHレベルに変化する。この結果、論理和回路26の出力がLレベルからHレベルに変化し、遅延回路27の出力(遅延信号E)もHレベルになる。すなわち、Tフリップフロップ21は、リセット状態から解放される。これにより、Tフリップフロップ21、22は、時刻T1以前の状態に戻る。
When the T flip-flop 21 is reset, its Q_ output (logic signal C) is forcibly fixed to the H level. Then, since a rising edge is given to the T input of the T flip-
パルス信号Fは、遅延回路27の出力(遅延信号E)の論理を反転させることにより得られる。すなわち、パルス信号Fは、時刻T3においてパルスを有する。ここで、このパルスのパルス幅(パルス信号FがHレベルである時間)は、遅延回路27の遅延時間に相当し、鋸波信号生成回路30のコンデンサC2を十分に放電させることができる時間である。
The pulse signal F is obtained by inverting the logic of the output of the delay circuit 27 (delay signal E). That is, the pulse signal F has a pulse at time T3. Here, the pulse width of this pulse (the time during which the pulse signal F is at the H level) corresponds to the delay time of the
以降、上述の動作が繰り返される。この結果、パルス信号Bの3個のパルスに対して、パルス信号Fのパルスが1個だけ生成される。すなわち、分周器20において1/3分周が実現される。また、遅延回路27を介して論理積回路28へ信号を出力しているので、遅延回路27の遅延時間だけ論理積回路28の出力がLレベルに維持され、Tフリップフロップ21のリセット時間が長い場合でも確実にリセットすることができる。
Thereafter, the above-described operation is repeated. As a result, only one pulse of the pulse signal F is generated for the three pulses of the pulse signal B. In other words, 1/3 frequency division is realized in the frequency divider 20. Since the signal is output to the AND
鋸波信号生成回路30は、パルス信号Fを利用して鋸波信号Gを生成する。まず、パルス信号FがLレベルである期間は、nMOSトランジスタM2がオフ状態であり、コンデンサC2は電流源31により充電されていく。すなわち、コンデンサC2の電位は時間経過に対して直線的に上昇していく。そして、パルス信号Fのパルスが与えられると、nMOSトランジスタM2がターンオンし、コンデンサC2は急速に放電される。この結果、コンデンサC2の電位は瞬時に接地レベルに低下する。以降、この動作を繰り返すことにより、鋸波信号Gが生成される。つまり1/3分周されたPWM信号を生成することなく鋸歯信号Gが生成される。
The sawtooth
このように、実施形態の分周回路1によれば、パルス信号Bの1/3の周波数を持った安定した鋸波信号Gが生成される。
また、Tフリップフロップ22のリセット端子R_はリセットされることがなく、Tフリップフロップ21の出力にのみ依存して動作する。したがって、回路構成が複雑にならず、Tフリップフロップ22のリセット状態での出力について考慮する必要がなく、設計が容易である。
As described above, according to the frequency dividing circuit 1 of the embodiment, a stable sawtooth signal G having a frequency of 1/3 of the pulse signal B is generated.
Further, the reset terminal R_ of the T flip-
なお、分周器20は、上述したように、論理信号C、Dの論理和を求める論理和回路26を含んで構成される。このため、仮に、例えば時刻T2の近傍において、論理信号Cの立上りエッジよりも先に論理信号Dの立下りエッジが生じるものとすると、パルス信号Fが瞬間的にHレベルとなり、鋸波信号Gの波形が崩れてしまう。しかし、実際は、論理信号Dの立下りエッジは、論理信号Cの立上りエッジに起因して生じるので、論理信号Cの立上りエッジよりも先に論理信号Dの立下りエッジが生じることはあり得ない。したがって、パルス信号Fは、パルス信号Bを1/3分周することにより得られるパルス以外の不要なパルスを含むことはなく、鋸波信号Gの波形は安定する。
As described above, the frequency divider 20 includes the
また、上述の実施例における鋸波信号A、Gは、nMOSトランジスタM1、M2がターンオンされると急激に接地レベルに下降する波形であるが、これに限定されるものではない。すなわち、鋸波信号A、Gは、例えば、時間経過に対して直線的に上昇する区間および直線的に下降する区間を交互に繰り返す波形であってもよい。このような波形は、nMOSトランジスタM1、M2と接地との間に抵抗を設けることにより実現される。 Further, the sawtooth signals A and G in the above-described embodiment are waveforms that rapidly drop to the ground level when the nMOS transistors M1 and M2 are turned on, but are not limited thereto. That is, the sawtooth signals A and G may be, for example, waveforms that alternately repeat a section that rises linearly and a section that falls linearly over time. Such a waveform is realized by providing a resistor between the nMOS transistors M1 and M2 and the ground.
また、上述の実施例ではTフリップフロップ21、22とも立上りエッジに同期して出力を反転させていたが、立下りエッジに同期させてもよく、Tフリップフロップ21、22それぞれで立上りエッジ、立下りエッジ別々に同期してもよい。
In the above-described embodiment, the outputs of both the T flip-
また、上述の実施例では入力信号としてパルス信号Bが分周器20に入力されたが、任意のデューティのPWM信号でもよい。所定の周波数で第1のフリップフロップが立上りエッジまたは立下りエッジを認識できる信号であればよい。 In the above-described embodiment, the pulse signal B is input to the frequency divider 20 as an input signal. However, a PWM signal having an arbitrary duty may be used. Any signal can be used as long as the first flip-flop can recognize the rising edge or the falling edge at a predetermined frequency.
また、上述の実施例では、論理和回路26はTフリップフロップ21のQ_出力である論理信号Cが、リセット時に出力される信号(Hレベル)が反転された信号(Lレベル)となるとともに、Tフリップフロップ22のQ_出力が反転信号と非反転信号の一方であるLレベルとなると、出力状態をHレベルからLレベルへ反転する論理信号を出力する構成したが、この構成に限らない。例えば、Tフリップフロップ22のQ_出力が反転信号と非反転信号の他方であるHレベルとなるときに論理和回路26は出力状態をHレベルからLレベルへ反転する論理信号を出力してもよい。
Further, in the above-described embodiment, the
さらに、上述の実施例では、2個のTフリップフロップが設けられているが、同等の機能を他の回路(例えば、JKフリップフロップ)で実現してもよい。 Furthermore, in the above-described embodiment, two T flip-flops are provided, but an equivalent function may be realized by another circuit (for example, a JK flip-flop).
1 分周回路
10 発振器
11 電流源
12 コンパレータ
20 分周器
21、22 Tフリップフロップ
23〜25 反転回路
26 論理和回路
27 遅延回路
28 論理積回路
30 鋸波信号生成回路
31 電流源
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1
Claims (5)
上記第1のフリップフロップから出力される信号の立上りエッジまたは立下りエッジの一方に同期して出力の状態が反転する第2のフリップフロップと、
上記第1のフリップフロップの出力信号と上記第2のフリップフロップの出力信号が入力され、上記第1のフリップフロップのリセット時に出力される信号と反転された信号が第1のフリップフロップから出力されるとともに、第2のフリップフロップから反転信号と非反転信号のどちらか一方が出力された時に出力の状態を反転する論理信号を出力する論理回路と、
上記論理信号に基づいて上記第1のフリップフロップをリセットするリセット回路、
を有する分周回路。 A first flip-flop whose output state is inverted in synchronization with one of a rising edge and a falling edge of an input signal having a predetermined frequency;
A second flip-flop whose output state is inverted in synchronization with one of a rising edge and a falling edge of a signal output from the first flip-flop;
The output signal of the first flip-flop and the output signal of the second flip-flop are input, and the signal output when the first flip-flop is reset and the inverted signal are output from the first flip-flop. And a logic circuit that outputs a logic signal that inverts the output state when either the inverted signal or the non-inverted signal is output from the second flip-flop;
A reset circuit for resetting the first flip-flop based on the logic signal;
A frequency divider circuit.
ことを特徴とする請求項1に記載の分周回路。 The frequency dividing circuit according to claim 1, wherein the input signal is a pulse signal obtained when a sawtooth signal is generated.
上記第1の電流源により充電される第1のコンデンサと、
上記第1のコンデンサの電圧と参照電圧とを比較するコンパレータと、
上記第1のコンデンサの電圧が上記参照電圧よりも大きくなったときに、上記第1のコンデンサを放電させる第1のスイッチ、をさらに有し、
上記コンパレータの出力が上記第1のフリップフロップへの入力信号であることを特徴とする請求項1に記載の分周回路。 A first current source that generates a constant current;
A first capacitor charged by the first current source;
A comparator that compares the voltage of the first capacitor with a reference voltage;
A first switch for discharging the first capacitor when the voltage of the first capacitor becomes higher than the reference voltage;
The frequency dividing circuit according to claim 1, wherein an output of the comparator is an input signal to the first flip-flop.
一定の電流を生成する第2の電流源と、
上記第2の電流源により充電される第2のコンデンサと、
上記遅延回路の出力に従って上記第2のコンデンサを放電させる第2のスイッチ、
をさらに有することを特徴とする請求項1に記載の分周回路。
A delay circuit for delaying one of the rising edge and the falling edge of the logic signal;
A second current source that generates a constant current;
A second capacitor charged by the second current source;
A second switch for discharging the second capacitor according to the output of the delay circuit;
The frequency dividing circuit according to claim 1, further comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005137556A JP2006319446A (en) | 2005-05-10 | 2005-05-10 | Frequency-dividing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2005137556A JP2006319446A (en) | 2005-05-10 | 2005-05-10 | Frequency-dividing circuit |
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Family
ID=37539751
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JP2005137556A Withdrawn JP2006319446A (en) | 2005-05-10 | 2005-05-10 | Frequency-dividing circuit |
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JP (1) | JP2006319446A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN114217661A (en) * | 2021-11-02 | 2022-03-22 | 深圳市创芯微微电子有限公司 | Ultralow-power-consumption voltage reference circuit and electronic equipment |
-
2005
- 2005-05-10 JP JP2005137556A patent/JP2006319446A/en not_active Withdrawn
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