JP2006308357A - Optical distance measuring device and electronic device - Google Patents

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秀夫 和田
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隆之 民長
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an inexpensive optical distance measuring device having a small size and small power consumption, and an electronic device having the optical distance measuring device. <P>SOLUTION: A light emission signal A is generated by an oscillator 1, and the generated light emission signal A is transmitted to a light emitting element 2, and light is emitted from the light emitting element 2 synchronously with the light emission signal A. The light emitted from the light emitting element 2 and reflected by a detection object 13 enters a light receiving element 3, and is converted into a current signal and changed into a light reception signal B. The light reception signal B is converted into a voltage signal by a preamplifier 4, and enters a mixer part 7. The light emission signal A is input directly into the mixer part 7 from the oscillator 1, and synthesized with the light reception signal B by logic operation. A composite signal C from the mixer part 7 is converted into an integral signal D proportional to the distance by an integrator 11, and the distance to the detection object is calculated by a determination part 12. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、光学式距離測定装置に関し、特に、パーソナルロボット、機械式接点のない非接触スイッチ、または、非接触制御用デバイス等、障害物を検出する必要のある電子機器の上記障害物の検出に用いられると好適な光学式距離測定装置に関する。また、本発明は、電子機器に関し、特に、パーソナルロボット、機械式接点のない非接触スイッチ、または、非接触制御用デバイス等、障害物を検出する必要のある電子機器に関する。   The present invention relates to an optical distance measuring device, and in particular, the detection of the above-mentioned obstacle of an electronic device that needs to detect the obstacle, such as a personal robot, a non-contact switch without a mechanical contact, or a non-contact control device. The present invention relates to an optical distance measuring device that is suitable for use. The present invention also relates to an electronic apparatus, and more particularly to an electronic apparatus that needs to detect an obstacle, such as a personal robot, a non-contact switch without a mechanical contact, or a non-contact control device.

光を用いて対象物までの距離を測定する方法は、三角測距方式と飛行時間(Time Of Flight:TOF)方式の2種類に大別できる。(ここではTOF方式とは原理的に光の往復時間を測定する方式全般のことを含んでいる。)前者は被検出物との距離により反射光の受光面での光量重心が変化する様子を位置検出素子(PSD)で検出する方式である。   Methods for measuring the distance to an object using light can be broadly classified into two types: a triangulation method and a time of flight (TOF) method. (Here, the TOF method includes in principle all methods for measuring the round-trip time of light.) The former shows how the light intensity center of gravity on the light receiving surface of reflected light changes depending on the distance to the object to be detected. This is a detection method using a position detection element (PSD).

以下に、図17を用いて、前者三角測距方式について簡単に説明する。   Hereinafter, the former triangulation method will be briefly described with reference to FIG.

尚、図17において、点Aは、発光素子101から出射された光の光軸上の点、点Bは、被検出物103における発光素子101の出射光の反射点、点Cは、反射光軸上の点で受光レンズ104の中心に位置する点である。また、点Dは、点Cから光軸ABと平行に受光素子102面上に移動した点で、点Eは、反射光軸が受光素子102に入射する光量重心である。また、xは、点Dから点Eまでの距離DEであり、yは、辺ABの長さであり、dは、辺CDの長さ、lは、辺ACの長さである。   In FIG. 17, point A is a point on the optical axis of light emitted from the light emitting element 101, point B is a reflection point of light emitted from the light emitting element 101 on the detected object 103, and point C is reflected light. The point on the axis is located at the center of the light receiving lens 104. Point D is a point moved from the point C on the surface of the light receiving element 102 in parallel with the optical axis AB, and point E is the center of gravity of the amount of light incident on the light receiving element 102 with the reflected optical axis. Further, x is the distance DE from the point D to the point E, y is the length of the side AB, d is the length of the side CD, and l is the length of the side AC.

発光素子101から光を出射して被検出物103に照射し、被検出物103で反射された反射光を、受光レンズ104によって受光素子(PSD)102上に集光する。そして、受光素子102で、点Dから点Eまでの距離であるxを検出する。最後に、三角形ABCと三角形DCEとが、相似関係にあることからxとyとの間に成立する次の(1)式を用いて検出距離であるyを導出する。

Figure 2006308357
Light is emitted from the light emitting element 101 to irradiate the detected object 103, and the reflected light reflected by the detected object 103 is condensed on the light receiving element (PSD) 102 by the light receiving lens 104. Then, the light receiving element 102 detects x, which is the distance from the point D to the point E. Finally, since the triangle ABC and the triangle DCE are in a similar relationship, y, which is a detection distance, is derived using the following equation (1) established between x and y.
Figure 2006308357

上記三角測距方式では、(1)式に示されているように、yがxに反比例しているので、検出距離yが大きくなるに従って、xが小さくなって、位置検出素子(PSD)102の分解能が一定であることから、分解能が悪くなってしまうという問題がある。すなわち、三角測距方式では、検出距離yに対してその分解能に線形性(リニアリティ)がなく、遠い距離を検出したいときには分解能が低くなってしまうという問題がある。また、遠い距離を検出するには、lやdを大きくする必要があり、光学式距離測定装置のサイズが大きくなってしまうという問題がある。   In the above triangulation system, as shown in the equation (1), y is inversely proportional to x. Therefore, as the detection distance y increases, x decreases, and the position detection element (PSD) 102. There is a problem in that the resolution is deteriorated because the resolution is constant. That is, the triangulation method has a problem that the resolution is not linear with respect to the detection distance y, and the resolution is lowered when it is desired to detect a far distance. Further, in order to detect a distant distance, it is necessary to increase l and d, and there is a problem that the size of the optical distance measuring device increases.

一方、後者のTOF方式は、上記分解能が低いという問題、および、光学式距離測定装置が大きいという問題を回避することができる方法である。   On the other hand, the latter TOF method is a method that can avoid the problem that the resolution is low and the problem that the optical distance measuring device is large.

すなわち、後者のTOF方式では、光が出射してから被検出物に反射して返ってくるまでの時間を測定するため、yを発光素子から被検出物までの検出距離、cを光速、Δtを光が出射してから被検出物で反射して戻ってくるまでの時間としたとき、検出距離yを以下の(2)式から求めることができる。

Figure 2006308357
That is, in the latter TOF method, in order to measure the time from when light is emitted until it is reflected back to the object to be detected, y is the detection distance from the light emitting element to the object to be detected, c is the speed of light, and Δt Is the time from when light is emitted until it is reflected by the object to be detected and returned, the detection distance y can be obtained from the following equation (2).
Figure 2006308357

このため、TOF方式では、(2)式に示すように、yとΔtとは比例関係にあり、距離に対する分解能が、原理的に一様であることから、近距離から遠距離まで均一の分解能を獲得することができる。また、測定距離によってそのサイズを大きくする必要もないので、光学式距離測定装置をコンパクトにできる。   Therefore, in the TOF method, as shown in the equation (2), y and Δt are in a proportional relationship, and the resolution with respect to the distance is theoretically uniform. Therefore, the uniform resolution from a short distance to a long distance. Can be earned. In addition, since it is not necessary to increase the size according to the measurement distance, the optical distance measuring device can be made compact.

従来、TOF方式を採用している光学式距離測定装置としては、クロックパルスに同期して発光素子を発光させて、発光したパルス光が被検出物で反射して受光素子で検出されるまでの間のクロックパルスをカウンタでカウントして距離を算出するようになっているものがある。   Conventionally, as an optical distance measuring device adopting the TOF method, a light emitting element emits light in synchronization with a clock pulse, and the emitted pulsed light is reflected by a detection object until detected by the light receiving element. In some cases, the distance is calculated by counting the clock pulses between them with a counter.

具体的には、この光学式距離測定装置は、cを光速、nをカウンタがカウントしたクロックパルス数、Tをクロックパルスの周期としたとき、検出距離yを以下に示す(3)式から求めるようになっている。

Figure 2006308357
Specifically, this optical distance measuring device obtains the detection distance y from the following equation (3), where c is the speed of light, n is the number of clock pulses counted by the counter, and T is the period of the clock pulse. It is like that.
Figure 2006308357

ここで、この方法では測定距離はクロックパルスの周波数の整数倍となるため、距離分解能がクロック周波数で決まり、高い分解能を得るには高速のパルス信号が必要となるという問題がある。例えば、分解能を10cmとしたいとき、(3)式においてy=10cm、n=1とすると、T=0.67nsecとなり、1.5GHzの高周波のパルス信号とその高周波信号処理回路が必要となってしまう。しかしながら、このような高周波の信号処理回路部品は一般に高価であるので、装置自体の価格を上昇させてしまうという問題がある。   Here, in this method, since the measurement distance is an integral multiple of the frequency of the clock pulse, the distance resolution is determined by the clock frequency, and there is a problem that a high-speed pulse signal is required to obtain high resolution. For example, when it is desired to set the resolution to 10 cm, if y = 10 cm and n = 1 in the equation (3), T = 0.67 nsec, and a high-frequency pulse signal of 1.5 GHz and its high-frequency signal processing circuit are required. End up. However, since such high-frequency signal processing circuit components are generally expensive, there is a problem that the price of the device itself is increased.

このような問題を回避できるTOF方式の光学式距離測定装置としては、例えば、特開平7−294642号公報(特許文献1)に記載されているものがある。このTOF方式の光学式距離測定装置は、高周波の信号を用いずに距離分解能を高くできる点に特徴を有している。   An example of a TOF optical distance measuring device that can avoid such a problem is disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 7-294642 (Patent Document 1). This TOF optical distance measuring device is characterized in that the distance resolution can be increased without using a high-frequency signal.

図18は、その光学式距離測定装置のタイミングチャートを示す図である。   FIG. 18 is a diagram showing a timing chart of the optical distance measuring device.

図18に示すように、位相が2π/nずつずれているカウンタ用のクロック信号をn個発生させ、それぞれのクロック信号に対してカウンタを設け、ストップ信号(受光信号)が検出されるまでカウントアップする。それぞれのカウンタのパルスカウント値は上記の位相関係になっているので、カウンタによってパルスカウント数が異なり、いくつかのカウンタはNパルス、残りのカウンタは(N+1)パルスとカウントすることになる。ここで、Nパルスとカウントしたカウンタがm個で、(N+1)パルスとカウントしたカウンタが(n−m)個である場合、以下の式(4)を用いてカウント数の平均nを算出する。

Figure 2006308357
As shown in FIG. 18, n counter clock signals whose phases are shifted by 2π / n are generated, a counter is provided for each clock signal, and counting is performed until a stop signal (light reception signal) is detected. Up. Since the pulse count value of each counter has the above phase relationship, the number of pulse counts differs depending on the counter. Some counters count as N pulses, and the remaining counters count as (N + 1) pulses. Here, when the number of counters counted as N pulses is m and the number of counters counted as (N + 1) pulses is (n−m), the average n of the number of counts is calculated using the following equation (4). .
Figure 2006308357

これを上記(3)式に代入することにより、クロック周波数を高くすることなく、距離分解能をn倍向上させることができる。   By substituting this into the above equation (3), the distance resolution can be improved n times without increasing the clock frequency.

また、他のTOF方式の光学式距離測定装置としては、受光素子で検出される信号を、被検出物間の光の往復時間だけ遅延させて検出するものがある。この方式において、例えば、発光信号として正弦波を用いた場合、遅延時間は、受光信号における発光信号からの位相遅延として表現され、発光信号と受光信号の位相を比較することにより、被検出物までの距離を検出することが可能となる。具体的には、E0、E1を振幅、fを変調周波数とすると、発光信号および受光信号は、以下の式(5A)、(5B)のように示される。このことから、発光信号と受光信号との位相を比較することにより、検出距離yを測定できるのである。

Figure 2006308357
As another TOF optical distance measuring device, there is a device that detects a signal detected by a light receiving element with a delay by a round trip time of light between objects to be detected. In this method, for example, when a sine wave is used as the light emission signal, the delay time is expressed as a phase delay from the light emission signal in the light reception signal, and by comparing the phase of the light emission signal and the light reception signal, the delay time is It is possible to detect the distance. Specifically, assuming that E0 and E1 are amplitudes and f is a modulation frequency, the light emission signal and the light reception signal are represented by the following equations (5A) and (5B). From this, the detection distance y can be measured by comparing the phases of the light emission signal and the light reception signal.
Figure 2006308357

しかしながら、光の速度は約3.0e8[m/s]であるため、例えば1m以内の距離を検出する場合には、最大で6.7[ns]の遅延時間となり、この遅延時間を位相遅延として検出するには、(5)式において周波数fをこの遅延時間(6.7ns)と同じレベルの周期とするような高周波信号を用いなければならない。すなわち、このような高周波信号の位相を検出するのに、非常に高速な応答性を有する検出手段が必要になるという問題がある。   However, since the speed of light is about 3.0e8 [m / s], for example, when detecting a distance within 1 m, the maximum delay time is 6.7 [ns], and this delay time is the phase delay. In this case, a high-frequency signal must be used so that the frequency f in the equation (5) has a period of the same level as this delay time (6.7 ns). That is, in order to detect the phase of such a high frequency signal, there is a problem that a detection means having a very high speed response is required.

上記非常に高速な応答性を有する検出手段が必要になるという問題を回避することができるTOF方式の光学式距離測定装置としては、例えば特開2004−32682号公報(特許文献2)に記載されたTOF方式の光学式距離測定装置がある。   An example of a TOF optical distance measuring device that can avoid the problem of requiring a detection means having a very fast response is described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-32682 (Patent Document 2). There is an optical distance measuring device of the TOF method.

図19および図20は、上記特許文献2のTOF方式の光学式距離測定装置を説明するための図であり、上記TOF式測距装置のビートダウンによる位相差検出方式を説明するための図である。   FIG. 19 and FIG. 20 are diagrams for explaining the TOF optical distance measuring device of Patent Document 2, and are diagrams for explaining a phase difference detection method by beatdown of the TOF distance measuring device. is there.

上記TOF式測距装置では、図19に示すように、受光素子で検出した信号と、それより若干低い(または高い)周波数の局発振号とを混合することにより、両信号の周波数差に相当する包絡線を有するビート信号を生成する。このビート信号の位相は、受光信号の位相情報を保存しているため、図20に示すように、包絡線の4点の信号強度を積分器により検出することにより、包絡線を形成する低周波信号の位相情報を抽出できる。例えば、周波数変換部で印加する周波数偏移を1/1000とすると、時間軸が1000倍に伸張されることになるため、1m以内の距離を検出する遅延時間が最大6.7μsとなり、検出を容易に行うことができる。   In the TOF type distance measuring device, as shown in FIG. 19, the signal detected by the light receiving element and the local oscillation signal having a frequency slightly lower (or higher) are mixed to correspond to the frequency difference between the two signals. A beat signal having an envelope to be generated is generated. Since the phase of this beat signal preserves the phase information of the received light signal, as shown in FIG. 20, the signal intensity at the four points of the envelope is detected by an integrator to form a low frequency signal that forms the envelope. The phase information of the signal can be extracted. For example, if the frequency shift applied by the frequency converter is 1/1000, the time axis will be expanded 1000 times, so the maximum delay time for detecting a distance within 1 m is 6.7 μs, and detection is performed. It can be done easily.

しかしながら、上述のパルスカウント方式では、距離の検出精度を高精度にすればするほど発振器数とカウンタ数が増加することになり、回路が大規模になり高価なものとなってしまうという問題がある。さらに、各クロック信号は発光信号と独立しているため、ジッタなどのノイズにより検出精度が大きく左右されるという問題がある。例えば、上述のように10cmの分解能を得ようとするとき、パルスとカウンタを100個使用したとしても各パルスの周波数は1/100に低減できるが、各パルス間に0.67nsごと遅延させなければならず、正確な測定を行うのは困難であるという問題がある。   However, the above-described pulse count method has a problem that the higher the distance detection accuracy, the more the number of oscillators and the number of counters increase, and the circuit becomes large and expensive. . Furthermore, since each clock signal is independent of the light emission signal, there is a problem that detection accuracy is greatly influenced by noise such as jitter. For example, when trying to obtain a resolution of 10 cm as described above, even if 100 pulses and counters are used, the frequency of each pulse can be reduced to 1/100, but it must be delayed by 0.67 ns between each pulse. Therefore, there is a problem that it is difficult to perform accurate measurement.

また、被検出物の反射率は様々であるので、受光素子で検出される受光量が非常に広いダイナミックレンジを有するものとして、受光回路の増幅度を調整する必要がある。ここで、上述のビート信号による位相検出を行うには、図20で示されるような包絡線の波形を正しく表示させる必要があるが、一般にオペアンプなどのスイング幅は大きくても10〜数10V程度であるのに対し、受光量のダイナミックレンジはこれよりもはるかに大きく、受光量に応じた増幅度の調整回路が必要になるという問題がある。   Further, since the reflectance of the object to be detected varies, it is necessary to adjust the amplification degree of the light receiving circuit on the assumption that the amount of received light detected by the light receiving element has a very wide dynamic range. Here, in order to perform phase detection using the beat signal described above, it is necessary to correctly display the envelope waveform as shown in FIG. 20, but generally the swing width of an operational amplifier or the like is about 10 to several tens V at most. On the other hand, the dynamic range of the received light amount is much larger than this, and there is a problem that an adjustment circuit for the amplification degree corresponding to the received light amount is required.

更に、被検出物の反射率が低い場合や被検出物が遠距離にある場合には、受光量自体が小さくなる。このような場合には、発光量を増大させるか、増幅度を高くするか、受光素子の感度をあげるかの対策が必要となる。発光量を増大させるには、発光素子の出力を上げるか発光素子の数を増やすことにより実現できるが、図20に示すように、上記TOF方式の光学式距離測定装置では、ビート信号を検出するため連続的に発光素子を駆動させなければならず、発光素子の消費電流の増大を伴うという問題がある。   Furthermore, when the reflectance of the detected object is low or when the detected object is at a long distance, the amount of received light itself becomes small. In such a case, it is necessary to take measures to increase the light emission amount, increase the amplification degree, or increase the sensitivity of the light receiving element. Increasing the amount of light emission can be realized by increasing the output of the light emitting elements or increasing the number of light emitting elements. However, as shown in FIG. 20, the TOF optical distance measuring device detects a beat signal. Therefore, the light emitting element must be continuously driven, and there is a problem that current consumption of the light emitting element increases.

また、発光素子をレーザダイオードとしてエネルギーの利用効率を高めたとしても、レーザ光は点光源であるため、その安全規格(例えば日本の場合はJIS規格のクラス1)を満たして発光する量には制限があり、例えば、赤外光などの非可視光を用いたとしても連続光の照射に対しては許容量は1mW以下である。このように従来の装置では、発光量を増大させるには制限が多く現実的ではないという問題がある。   Even if the energy use efficiency is increased by using the light emitting element as a laser diode, the laser light is a point light source, and therefore the amount of light that satisfies the safety standard (for example, JIS standard class 1 in Japan) For example, even if invisible light such as infrared light is used, the allowable amount for continuous light irradiation is 1 mW or less. As described above, the conventional apparatus has a problem that there are many limitations on increasing the light emission amount, which is not practical.

また、受光部の増幅度をあげる際にも、その回路のノイズを低く抑えることが必須となる。ビート信号の高周波成分の周波数は検出可能距離に対応するが、例えば1mを検出する場合には6.7nsの周期を有する正弦波が必要である。これには150MHzの高周波が必要であり、一般に増幅器には帯域と増幅度にはトレードオフの関係があり、高周波になるほど増幅度を大きくできないため、高周波の微弱光を増幅するのは困難である。   Also, when increasing the amplification factor of the light receiving unit, it is essential to keep the noise of the circuit low. The frequency of the high-frequency component of the beat signal corresponds to the detectable distance. For example, when detecting 1 m, a sine wave having a period of 6.7 ns is required. This requires a high frequency of 150 MHz. In general, amplifiers have a trade-off relationship between bandwidth and amplification, and the amplification cannot be increased as the frequency increases, so it is difficult to amplify weak high-frequency light. .

また、受光素子の感度を上げる場合、以下に述べるように、価格およびサイズが増大するという問題がある。受光素子として最も一般的なフォトダイオードは安価である一方、感度は波長によるが0.2〜0.5A/W程度である。これに対し、アバランシェフォトダイオードはフォトダイオードに比べ感度が100倍程度大きくなるが、高バイアスが必要になり消費電流が大きいという問題がある。更に、温度による感度ばらつきが大きいため、ペルチェなどにより温度制御を必要とする場合が多く、価格およびサイズが更に増大するという問題がある。また、光電子増倍管は、そのサイズが非常に大きく、また高価であるので、コンパクト化が困難であるという問題がある。
特開平7−294642号公報 特開2004−32682号公報
Further, when the sensitivity of the light receiving element is increased, there is a problem that the price and size increase as described below. The most common photodiode as a light receiving element is inexpensive, but the sensitivity is about 0.2 to 0.5 A / W depending on the wavelength. In contrast, an avalanche photodiode has a sensitivity that is about 100 times greater than that of a photodiode, but has a problem that a high bias is required and current consumption is large. Furthermore, since sensitivity variation due to temperature is large, there are many cases where temperature control is required by Peltier or the like, and there is a problem that the price and size further increase. In addition, since the photomultiplier tube is very large and expensive, there is a problem that it is difficult to make the photomultiplier tube compact.
Japanese Patent Laid-Open No. 7-294642 JP 2004-32682 A

そこで、本発明の課題は、安価かつ小型で消費電力が小さい光学式距離測定装置およびその光学式距離測定装置を有する電子機器を提供することにある。   SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an optical distance measuring device that is inexpensive, small and consumes less power, and an electronic apparatus having the optical distance measuring device.

上記課題を解決するため、この発明の光学式距離測定装置は、
発振器と、
上記発振器からの信号に基づいて被検出物に向けて出射光を出射する発光素子と、
上記出射光の上記被検出部からの反射光を受光する受光素子と、
上記発振器からの信号と上記受光素子からの上記反射光を表す信号とに対して論理演算を施して上記発光素子と上記被検出物との間の距離に対して一定の関係を有する一次信号を出力する論理演算部と、
上記論理演算部からの一次信号を受けて上記距離を算出する算出部と
を備えることを特徴としている。
In order to solve the above problems, the optical distance measuring device of the present invention is
An oscillator,
A light emitting element that emits outgoing light toward an object to be detected based on a signal from the oscillator;
A light receiving element that receives reflected light from the detected portion of the emitted light; and
A logical operation is performed on the signal from the oscillator and the signal representing the reflected light from the light receiving element to obtain a primary signal having a certain relationship with the distance between the light emitting element and the detected object. A logical operation unit to output;
A calculation unit that receives the primary signal from the logic operation unit and calculates the distance.

本発明によれば、上記論理演算部が、上記発振器からの信号と、上記受光素子からの信号とに対して論理演算を施して、上記距離に対して一定の関係を有する一次信号を生成した後、上記算出部が上記一次信号に基づいて上記距離を算出するようになっているので、上記距離を高精度で測定することができる。   According to the present invention, the logical operation unit performs a logical operation on the signal from the oscillator and the signal from the light receiving element to generate a primary signal having a certain relationship with the distance. Thereafter, since the calculation unit calculates the distance based on the primary signal, the distance can be measured with high accuracy.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記発振器からの信号が、矩形のパルス波である。   In one embodiment, the signal from the oscillator is a rectangular pulse wave.

上記実施形態によれば、上記発振器からの信号が、矩形のパルス波であるので、上記受光素子が出力する信号を、略矩形のパルス波にすることができる。したがって、上記受光素子が出力する信号の立上り時間や立下り時間を、極短時間にすることができて、高精度の距離測定を実現できる。   According to the embodiment, since the signal from the oscillator is a rectangular pulse wave, the signal output from the light receiving element can be a substantially rectangular pulse wave. Therefore, the rise time and fall time of the signal output from the light receiving element can be made extremely short, and high-precision distance measurement can be realized.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記論理演算部が、論理積演算回路もしくは否定論理演算回路からなる。   In the optical distance measuring device according to one embodiment, the logical operation unit includes a logical product operation circuit or a negative logical operation circuit.

上記実施形態によれば、上記論理演算部が、論理積演算回路(AND回路)もしくは否定論理演算回路(NAND回路)からなるので、上記発振器からの信号と、上記発光素子から上記被検出物までの往復距離だけ位相遅延した上記受光素子からの信号との、時間軸上における重なった部分のみを抽出することができて、被検出物までの距離の精度良い情報を含む信号を容易に作成できる。   According to the embodiment, since the logical operation unit is composed of a logical product operation circuit (AND circuit) or a negative logical operation circuit (NAND circuit), the signal from the oscillator and the light emitting element to the detected object. It is possible to extract only the overlapping portion on the time axis with the signal from the light receiving element that is phase-delayed by the reciprocating distance, and it is possible to easily create a signal including accurate information on the distance to the object to be detected. .

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記論理演算部が、排他的論理和演算回路からなる。   In one embodiment of the optical distance measuring device, the logical operation unit is composed of an exclusive OR operation circuit.

上記実施形態によれば、上記論理演算部が、排他的論理和演算回路(EXOR回路)からなるので、上記発振器からの信号と、上記発光素子から上記被検出物までの往復距離だけ位相遅延した上記受光素子からの信号とから、遅延量に相当する被検出物までの距離の情報を含む信号を精度高くかつ容易に生成できる。   According to the embodiment, since the logical operation unit is composed of an exclusive OR operation circuit (EXOR circuit), the phase is delayed by a round-trip distance from the signal from the oscillator to the detected object from the light emitting element. From the signal from the light receiving element, a signal including information on the distance to the detected object corresponding to the delay amount can be generated with high accuracy and easily.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記論理演算部が、アナログ乗算器からなる。   In one embodiment of the optical distance measuring device, the logical operation unit is an analog multiplier.

上記実施形態によれば、上記論理演算部が、アナログ乗算器からなるので、上記発振器からの信号と、上記発光素子から上記被検出物までの往復距離だけ位相遅延した上記受光素子からの信号との、時間軸上における重なった部分のみを抽出することができて、被検出物までの距離の精度良い情報を含む信号を容易に作成できる。   According to the embodiment, since the logic operation unit is composed of an analog multiplier, a signal from the oscillator and a signal from the light receiving element delayed in phase by a round trip distance from the light emitting element to the detected object Thus, only overlapping portions on the time axis can be extracted, and a signal including accurate information on the distance to the object to be detected can be easily created.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記受光素子と上記論理演算部との間に接続された増幅器を備える。   An optical distance measuring device according to an embodiment includes an amplifier connected between the light receiving element and the logical operation unit.

上記実施形態によれば、被検出物からの反射光量が低いときでも、上記受光素子からの信号の信号強度を、上記論理演算部の演算が可能なレベルまで増幅することができる。したがって、被検出物の反射率が低い場合や、被検出物が遠くに存在している場合でも、被検出物までの距離の測定を行うことができる。   According to the above embodiment, even when the amount of reflected light from the object to be detected is low, the signal intensity of the signal from the light receiving element can be amplified to a level at which the operation of the logic operation unit can be performed. Therefore, even when the reflectance of the detected object is low or when the detected object exists far away, the distance to the detected object can be measured.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記増幅器が、上記増幅器の出力信号強度を一定に制御する自動利得調整機能を有している。   In one embodiment, the amplifier has an automatic gain adjustment function in which the amplifier controls the output signal intensity of the amplifier to be constant.

上記実施形態によれば、上記増幅器が、自動利得調整機能(AGC機能)を有しているので、受光信号の波形を一定することができる。したがって、上記受光素子からの信号が論理演算部で演算されるときに、その受光素子からの信号の立ち上がり時間に起因する誤差を低減することができる。   According to the embodiment, since the amplifier has an automatic gain adjustment function (AGC function), the waveform of the received light signal can be made constant. Therefore, when the signal from the light receiving element is calculated by the logic operation unit, an error caused by the rise time of the signal from the light receiving element can be reduced.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記増幅器の増幅度をα、上記増幅器の入力信号強度をVin[V]、上記増幅器の出力信号強度をVout[V]とするとき、Vout<α×Vinである。   In the optical distance measuring device according to an embodiment, when the amplification degree of the amplifier is α, the input signal strength of the amplifier is Vin [V], and the output signal strength of the amplifier is Vout [V], Vout < α × Vin.

上記実施形態によれば、上記増幅器の増幅度αが、Vout<α×Vinを満たしていて、増幅器の出力信号強度が、増幅器の出力可能範囲を超えているので、飽和状態にある。したがって、受光信号の立ち上がり時間に起因する誤差を低減できる。   According to the embodiment, the amplification degree α of the amplifier satisfies Vout <α × Vin, and the output signal strength of the amplifier exceeds the output possible range of the amplifier, so that the amplifier is in a saturated state. Therefore, errors due to the rise time of the received light signal can be reduced.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記発振器からの信号が矩形のパルス波であり、受光信号の立ち上がり時間をtr[μs]、上記増幅器の高域遮断周波数をf[MHz]とするとき、tr<0.35/fである。 In one embodiment of the optical distance measuring device, the signal from the oscillator is a rectangular pulse wave, the rising time of the received light signal is tr [μs], and the high-frequency cutoff frequency of the amplifier is f c [MHz]. when the a tr <0.35 / f c.

上記実施形態によれば、パルス波の立ち上がり時間trがtr<0.35/fを満たすので、増幅器の出力信号の立ち上がり時間が増幅器に支配的であり、上記受光信号の立ち上がり時間に起因する誤差を低減する事ができる。 According to the embodiment, the rise time tr of a pulse wave because satisfy tr <0.35 / f c, the rise time of the output signal of the amplifier is dominant in amplifier, due to the rise time of the light receiving signal The error can be reduced.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記発振器からの信号が矩形のパルス波であり、受光信号の立ち上がり時間をtr[μs]、上記増幅器のスルーレートをSR[V/μs]、上記増幅器の飽和電圧(電圧飽和レベル)をVmax[V]とするとき、tr<Vmax/SRである。 In one embodiment of the optical distance measuring device, the signal from the oscillator is a rectangular pulse wave, the rising time of the received light signal is tr [μs], the slew rate of the amplifier is SR [V / μs], When the saturation voltage (voltage saturation level) of the amplifier is V max [V], tr <V max / SR.

上記実施形態によれば、上記増幅器のスルーレートSRがtr<Vmax/SRを満たすため、増幅器の出力信号の立ち上がり時間が増幅器に支配的であり、受光信号の立ち上がり時間に起因する誤差を低減する事ができる。   According to the embodiment, since the slew rate SR of the amplifier satisfies tr <Vmax / SR, the rise time of the output signal of the amplifier is dominant to the amplifier, and errors due to the rise time of the received light signal are reduced. I can do things.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記算出部が算出できる最大検出距離をymax[m]、上記矩形のパルス波のパルス幅をtw[s]、光速をc[m/s]とするとき、tw>2ymax/cである。 Further, in the optical distance measuring device according to an embodiment, the maximum detection distance that can be calculated by the calculating unit is y max [m], the pulse width of the rectangular pulse wave is tw [s], and the speed of light is c [m / s. ], Tw> 2y max / c.

上記実施形態によれば、tw>2ymax/cであるので、上記発振器からの信号と、上記受光素子からの信号とが、時間軸上で必ず重なり領域を有することになる。したがって、上記論理演算部が、上記被検出物までの距離の情報を含む信号を、高精度かつ容易に生成することができる。 According to the above embodiment, since tw> 2y max / c, the signal from the oscillator and the signal from the light receiving element always have an overlapping region on the time axis. Therefore, the logic operation unit can easily and accurately generate a signal including information on the distance to the detected object.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記増幅器と上記論理演算部との間に接続されると共に、上記増幅器からの信号の強度が所定値よりも大きい場合のみ上記論理演算部に信号を出力する論理バッファ演算部を備える。   The optical distance measuring device according to an embodiment is connected between the amplifier and the logic operation unit, and signals to the logic operation unit only when the intensity of the signal from the amplifier is greater than a predetermined value. Is provided.

上記実施形態によれば、上記増幅器の出力が、論理バッファ演算部を介して論理演算部へ入力されるため、受光信号の光量が小さく増幅器の出力が論理バッファ部の閾値以下の場合、論理バッファ演算部が信号を出力せず、測定が不能になる。したがって、増幅器の出力が論理バッファ演算部の閾値以下で誤差が大きい場合に測定が行われないので、上記受光素子からの信号の立ち上がり時間に起因する誤差を低減することができる。   According to the embodiment, since the output of the amplifier is input to the logic operation unit via the logic buffer operation unit, when the light amount of the received light signal is small and the output of the amplifier is less than the threshold value of the logic buffer unit, the logic buffer The calculation unit does not output a signal and measurement is impossible. Therefore, since the measurement is not performed when the output of the amplifier is equal to or less than the threshold value of the logical buffer calculation unit and the error is large, the error due to the rise time of the signal from the light receiving element can be reduced.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記受光素子と上記論理演算部との間と、上記発振器と上記論理演算部との間とのうちの少なくとも一方の間に接続された位相調整部を備える。   The optical distance measuring device according to an embodiment includes a phase adjustment connected between at least one of the light receiving element and the logic operation unit and between the oscillator and the logic operation unit. A part.

上記受光素子からの信号は、例えば、増幅器や論理バッファ演算部等を介して論理演算部に入力されるため、論理演算部に入力される各回路部で位相遅延が発生する。上記実施形態によれば、上記位相調整部を備えるので、上記位相調整部でこの位相遅延の効果を打ち消すことができて、上記被検出物までの距離を精密に測定できる。また、上記受光素子が、パルス波の信号を出力する場合には、このパルス波のパルス幅で検出できる距離を最大にすることができる。   Since the signal from the light receiving element is input to the logic operation unit via, for example, an amplifier or a logic buffer operation unit, a phase delay occurs in each circuit unit input to the logic operation unit. According to the embodiment, since the phase adjustment unit is provided, the phase adjustment unit can cancel the effect of the phase delay, and the distance to the object to be detected can be accurately measured. When the light receiving element outputs a pulse wave signal, the distance detectable by the pulse width of the pulse wave can be maximized.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記算出部が、積分器を有する。   In the optical distance measuring device according to an embodiment, the calculation unit includes an integrator.

上記実施形態によれば、上記算出部が積分器を有するので、距離の情報を含んだ論理演算部の出力を、距離に対応した信号強度を有する信号に適切に変換でき、後段の距離判定の処理を容易にすることができる。   According to the above embodiment, since the calculation unit has an integrator, the output of the logic operation unit including distance information can be appropriately converted into a signal having a signal intensity corresponding to the distance, and the distance determination in the subsequent stage can be performed. Processing can be facilitated.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記一次信号が、周期を有する信号であり、上記積分器は、上記一次信号の複数周期分を積分する。   Moreover, in the optical distance measuring device according to an embodiment, the primary signal is a signal having a period, and the integrator integrates a plurality of periods of the primary signal.

一般に上記論理演算部の出力信号は、ジッタなどのノイズを含んでおり、論理演算部が出力する信号の一周期での距離算出を行えば、誤差が多大なものになる。   In general, the output signal of the logic operation unit includes noise such as jitter, and if the distance is calculated in one cycle of the signal output from the logic operation unit, the error becomes large.

上記実施形態によれば、上記積分器が、上記論理演算部が出力する信号の複数周期分を積分するので、上記ノイズを平均化できて、距離の測定誤差を低減する事ができる。   According to the embodiment, since the integrator integrates a plurality of periods of the signal output from the logic operation unit, the noise can be averaged and a distance measurement error can be reduced.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記発振器が、周期を有する信号を発振し、上記発振器からの上記周期を有する信号を受けて、この信号の複数周期分の時間が一周期の時間に相当する周期を有する信号を出力する分周部と、上記分周部からの上記信号と、上記論理演算部からの上記一次信号とを受けて、上記積分器が積分する上記複数周期分を制御するスイッチ部とを備える。   Further, in the optical distance measuring device according to one embodiment, the oscillator oscillates a signal having a period, receives the signal having the period from the oscillator, and a time corresponding to a plurality of periods of the signal is one period. A frequency division unit that outputs a signal having a period corresponding to time, the signal from the frequency division unit, and the primary signal from the logic operation unit, and the plurality of periods for integration by the integrator. The switch part which controls this.

上記実施形態によれば、上記スイッチ部によって、積分開始の時間および積分終了の時間の夫々に対して、上記発振器からの上記周期を有する信号の特定の位相の点を同期させることができて、積分期間がばらつくことを防止できる。   According to the embodiment, the switch unit can synchronize a specific phase point of the signal having the period from the oscillator with respect to each of the integration start time and the integration end time, It is possible to prevent the integration period from varying.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記分周部が出力する上記信号は、矩形のパルス波であり、上記積分器は、上記分周部が出力した上記信号の半周期毎に積分とリセットを繰り返す。   Further, in the optical distance measuring device according to one embodiment, the signal output by the frequency divider is a rectangular pulse wave, and the integrator is provided every half cycle of the signal output by the frequency divider. Repeat integration and reset.

上記実施形態によれば、上記積分器は、上記分周部が出力した上記信号の半周期毎に積分とリセットを繰り返すので、連続的な距離の測定を行うことができる。   According to the embodiment, the integrator repeats integration and reset every half cycle of the signal output from the frequency divider, and thus can measure a continuous distance.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記積分器の出力側に接続されると共に、上記積分器が出力した積分信号の最小値または最大値に基づいて上記距離を判定する判定部を備える。   The optical distance measuring device according to an embodiment includes a determination unit that is connected to the output side of the integrator and determines the distance based on a minimum value or a maximum value of an integration signal output from the integrator. Prepare.

上記実施形態によれば、上記判定部が、上記積分器が出力した積分信号の最小値または最大値に基づいて距離の判定を行うので、上記距離を正確に判定できる。   According to the embodiment, since the determination unit determines the distance based on the minimum value or the maximum value of the integrated signal output from the integrator, the distance can be accurately determined.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記積分器が、周期を有する積分信号を出力し、上記判定部は、上記周期を有する積分信号の移動平均に基づいて上記距離を判定する。   In one embodiment, the integrator outputs an integrated signal having a period, and the determination unit determines the distance based on a moving average of the integrated signal having the period.

上記移動平均(可算平均)は、周期性のある信号を周期にあわせてミックスすることにより周期信号のS/N比を向上させる手法である。   The moving average (countable average) is a technique for improving the S / N ratio of a periodic signal by mixing periodic signals in accordance with the period.

上記実施形態によれば、上記判定部が、積分器の出力の移動平均に基づいて距離を判定するので、積分信号に含まれているノイズを除去することができて、距離測定の誤差を低減することができる。   According to the embodiment, the determination unit determines the distance based on the moving average of the output of the integrator, so that the noise included in the integration signal can be removed, and the error in distance measurement is reduced. can do.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記算出部が、ローパスフィルタを有する。   In the optical distance measuring device according to one embodiment, the calculation unit includes a low-pass filter.

上記実施形態によれば、上記算出部がローパスフィルタを有するので、距離の情報を含んだ論理演算部の出力を、距離に対応した信号強度を有する信号に適切に変換でき、後段の距離判定の処理を容易にすることができる。   According to the embodiment, since the calculation unit has a low-pass filter, the output of the logic operation unit including the distance information can be appropriately converted into a signal having a signal strength corresponding to the distance, and the distance determination in the subsequent stage can be performed. Processing can be facilitated.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記発光素子が、レーザダイオードである。   In one embodiment, the light emitting element is a laser diode.

上記実施形態によれば、上記発光素子が、レーザダイオード(LD)であるので、上記発光素子から出射された光を理想的にはコリメート光にすることができて、遠くにある被検出物に対しても高エネルギー密度で光照射できる。したがって、遠くにある被検出物においても、距離の測定を行うことができる。   According to the above embodiment, since the light emitting element is a laser diode (LD), the light emitted from the light emitting element can be ideally collimated, and can be detected by a far object. In contrast, light irradiation can be performed at a high energy density. Accordingly, the distance can be measured even for a far object to be detected.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記発光素子が、発光ダイオードである。   In one embodiment, the light-emitting element is a light-emitting diode.

上記実施形態によれば、発光素子が発光ダイオード(LED)であるため、目への安全性も高く、さらに製造コストを低減することができる。   According to the said embodiment, since a light emitting element is a light emitting diode (LED), safety to eyes is also high and manufacturing cost can be reduced further.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記受光素子の受光面に入射する光の波長の範囲を制限する波長フィルタを備える。   Moreover, the optical distance measuring device of one Embodiment is provided with the wavelength filter which restrict | limits the range of the wavelength of the light which injects into the light-receiving surface of the said light receiving element.

発光素子としてLDやLEDを採用する場合、発光素子が発光する光の波長が単一になる。   When an LD or LED is used as the light emitting element, the wavelength of light emitted from the light emitting element is single.

上記実施形態によれば、上記受光素子の受光面に入射する光の波長の範囲を制限する波長フィルタを備えるので、使用環境において外乱光として入射する信号光以外の波長の光を波長フィルタにより除去することができて、ノイズ光成分を除去できる。したがって、高精度の測定を行うことができる。   According to the embodiment, since the wavelength filter that limits the wavelength range of the light incident on the light receiving surface of the light receiving element is provided, light having a wavelength other than the signal light incident as disturbance light in the use environment is removed by the wavelength filter. The noise light component can be removed. Therefore, highly accurate measurement can be performed.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記発振器が、オンとオフの信号を繰り返して出力し、上記発光素子は、上記発振器からオンの信号を受けたときのみ光を出射する。   In one embodiment of the optical distance measuring device, the oscillator repeatedly outputs an on and off signal, and the light emitting element emits light only when an on signal is received from the oscillator.

上記実施形態によれば、上記発振器が、オンとオフの信号を周期的に繰り返して出力し、上記発光素子は、上記発振器からオンの信号を受けたときのみ光を出射するので、上記論理演算部の出力信号に含まれる距離情報以外のノイズ情報を最小にすることができて、高精度の距離測定を行うことができる。   According to the embodiment, the oscillator outputs the ON and OFF signals periodically and repeatedly, and the light emitting element emits light only when receiving the ON signal from the oscillator. Noise information other than distance information included in the output signal of the unit can be minimized, and highly accurate distance measurement can be performed.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記受光素子が上記発光素子からの光を受けたときに出力した信号の信号強度から上記受光素子が上記発光素子からの光を受けなかった時に出力した信号の信号強度を減算した減算信号を生成する減算信号生成部を備え、上記論理演算部は、上記減算信号部からの上記減算信号を受けるようになっている。   The optical distance measuring device according to an embodiment may be configured such that the light receiving element does not receive light from the light emitting element based on the signal intensity of the signal output when the light receiving element receives light from the light emitting element. A subtraction signal generation unit that generates a subtraction signal obtained by subtracting the signal strength of the output signal is provided, and the logical operation unit receives the subtraction signal from the subtraction signal unit.

上記実施形態によれば、上記受光素子が上記発光素子からの光を受けなかったときは、外乱光のみが受光素子に入射され検出され、上記受光素子が上記発光素子からの光を受けたときは、外乱光と信号光が受光素子に入射される。したがって、上記受光素子が上記発光素子からの光を受けたときの出力信号から、記受光素子が上記発光素子からの光を受けなかったときの出力信号を減算すると、信号光の成分のみを抽出できる。   According to the embodiment, when the light receiving element does not receive light from the light emitting element, only disturbance light is incident on the light receiving element and detected, and when the light receiving element receives light from the light emitting element. The disturbance light and the signal light are incident on the light receiving element. Therefore, subtracting the output signal when the light receiving element does not receive the light from the light emitting element from the output signal when the light receiving element receives the light from the light emitting element, extracts only the component of the signal light it can.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記受光素子が、アバランシェフォトダイオード(APD)である。   In one embodiment, the light receiving element is an avalanche photodiode (APD).

上記実施形態によれば、上記受光素子がAPDであるので、光電流変換の感度が高く、光電流を増幅して出力できるため、後段の増幅器などの増幅率を低くすることができる。したがって、ノイズを低減するこができて、高精度の距離の測定を行うことができる。   According to the above embodiment, since the light receiving element is an APD, the sensitivity of photocurrent conversion is high, and the photocurrent can be amplified and output, so that the amplification factor of the subsequent amplifier or the like can be lowered. Therefore, noise can be reduced, and highly accurate distance measurement can be performed.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記受光素子が、フォトダイオードである。   In one embodiment of the optical distance measuring device, the light receiving element is a photodiode.

上記実施形態によれば、上記受光素子が比較的安価なフォトダイオード(PD)であるので、製造コストを低減できる。   According to the embodiment, since the light receiving element is a relatively inexpensive photodiode (PD), the manufacturing cost can be reduced.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記フォトダイオードと上記論理演算部との間に接続されると共に、上記フォトダイオードから出力される電流信号を電圧信号に変換するプリアンプを備え、上記フォトダイオードと上記プリアンプは、同一半導体基板上に形成されている。   An optical distance measuring device according to an embodiment includes a preamplifier that is connected between the photodiode and the logic operation unit, and that converts a current signal output from the photodiode into a voltage signal. The photodiode and the preamplifier are formed on the same semiconductor substrate.

上記実施形態によれば、上記フォトダイオードと、その出力電流を電圧信号に変換するプリアンプとが同一半導体基板内に形成されているので、電流信号が配線を伝達する距離を格段に短くできる。したがって、配線に加わるノイズを低減できる。   According to the embodiment, since the photodiode and the preamplifier that converts the output current into a voltage signal are formed in the same semiconductor substrate, the distance that the current signal transmits through the wiring can be remarkably shortened. Therefore, noise applied to the wiring can be reduced.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記プリアンプと上記論理演算部との間に接続された増幅器を備え、上記フォトダイオード、上記プリアンプ、上記増幅器、および、上記論理演算部は、同一半導体基板上に形成されている。   The optical distance measuring device according to an embodiment includes an amplifier connected between the preamplifier and the logic operation unit, and the photodiode, the preamplifier, the amplifier, and the logic operation unit are the same. It is formed on a semiconductor substrate.

上記実施形態によれば、上記フォトダイオード、プリアンプ、増幅器、論理演算部が同一半導体基板上に形成されているので、上記各構成要素間を接続する配線に起因するノイズを低減できる。また、信号処理回路全体としての回路面積を小さくすることができて、製造コストを格段に低減できる。   According to the embodiment, since the photodiode, the preamplifier, the amplifier, and the logical operation unit are formed on the same semiconductor substrate, it is possible to reduce noise caused by the wiring connecting the components. In addition, the circuit area of the entire signal processing circuit can be reduced, and the manufacturing cost can be significantly reduced.

また、一実施形態の光学式距離測定装置は、上記フォトダイオードと上記論理演算部との間に接続されると共に、上記フォトダイオードから出力される電流信号を電圧信号に変換するプリアンプと、上記プリアンプと上記論理演算部との間に接続された増幅器とを備え、上記プリアンプ、上記増幅器、および、上記論理演算部は、第1半導体基板上に形成される一方、上記フォトダイオードは、第2半導体基板上に形成されている。   An optical distance measuring device according to an embodiment includes a preamplifier that is connected between the photodiode and the logic operation unit, and that converts a current signal output from the photodiode into a voltage signal, and the preamplifier. And an amplifier connected between the logic operation unit, the preamplifier, the amplifier, and the logic operation unit are formed on a first semiconductor substrate, while the photodiode is a second semiconductor It is formed on a substrate.

被検出物の距離により受光素子の受光面上での信号光のスポット径は異なるため、受光量をできるだけ大きくするには受光素子の受光面積の大きさは一定以上の面積が必要となるが、一般にフォトダイオードは、信号処理回路部に比べてその製造工程は少なく安価に製造できる。したがって、面積の必要となるフォトダイオードのみを別工程で別の基板に形成することにより、製造コストを低減できる。   Since the spot diameter of the signal light on the light receiving surface of the light receiving element varies depending on the distance of the object to be detected, the size of the light receiving area of the light receiving element needs to be a certain area or more to increase the amount of light received as much as possible. In general, a photodiode can be manufactured at a low cost with fewer manufacturing steps than a signal processing circuit portion. Therefore, the manufacturing cost can be reduced by forming only the photodiode that requires an area on another substrate in a separate process.

また、本発明の電子機器は、本発明の光学式距離測定装置を備えることを特徴としている。   An electronic apparatus according to the present invention includes the optical distance measuring device according to the present invention.

本発明によれば、被検出部までの距離を高精度に測定できる。また、上記被検出部までの高精度な距離に基づいて、電子機器の機能を制御することができる。   According to the present invention, the distance to the detected part can be measured with high accuracy. In addition, the function of the electronic device can be controlled based on the highly accurate distance to the detected part.

本発明の光学式距離測定装置によれば、発振器からの信号と、受光素子からの信号とを直接用いて、被検出物までの距離を測定するので、上記被検出物までの距離を高精度で測定することができる。また、簡便な信号処理回路構成とすることができて、製造コストを格段に低減できると共に、サイズを格段に小さくすることができる。   According to the optical distance measuring device of the present invention, the distance to the object to be detected is measured directly using the signal from the oscillator and the signal from the light receiving element. Can be measured. Further, a simple signal processing circuit configuration can be obtained, and the manufacturing cost can be significantly reduced, and the size can be significantly reduced.

以下、本発明を図示の形態により詳細に説明する。   Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

(第1実施形態)
図1は、本発明の第1実施形態の光学式距離測定装置のブロック図である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram of an optical distance measuring device according to a first embodiment of the present invention.

図1に示すように、この光学式距離測定装置は、発振器1と、発光素子2と、受光素子3と、プリアンプ4と、論理演算部であるミキサ部7と、第1スイッチ8と、第2スイッチ9と、積分器11と、判定部12とを備える。上記積分器11と判定部12とは、算出部10を構成している。   As shown in FIG. 1, the optical distance measuring device includes an oscillator 1, a light emitting element 2, a light receiving element 3, a preamplifier 4, a mixer unit 7 that is a logical operation unit, a first switch 8, Two switches 9, an integrator 11, and a determination unit 12 are provided. The integrator 11 and the determination unit 12 constitute a calculation unit 10.

上記発振器1で発光信号Aが生成され、生成された発光信号Aが発光素子2へ送られて、発光信号Aに同期して発光素子2から光が発せられる。発光素子2から発せられて被検出物13で反射した光は、受光素子3に入射して電気信号に変換され、受光信号Bとなる。その後、受光信号Bはプリアンプ4で電流信号に変換されてミキサ部7に入力する。また、発振器1から発光信号Aが直接ミキサ部7に入力され、先の受光信号Bと合成される。   A light emission signal A is generated by the oscillator 1, the generated light emission signal A is sent to the light emitting element 2, and light is emitted from the light emitting element 2 in synchronization with the light emission signal A. The light emitted from the light emitting element 2 and reflected by the detected object 13 enters the light receiving element 3 and is converted into an electric signal, which becomes a light receiving signal B. Thereafter, the light reception signal B is converted into a current signal by the preamplifier 4 and input to the mixer unit 7. Further, the light emission signal A is directly input from the oscillator 1 to the mixer unit 7 and synthesized with the light reception signal B.

上記ミキサ部7は、論理積演算回路(AND回路)、排他的論理和回路(EXOR回路)、否定論理積演算回路(NAND回路)、または、アナログ乗算器等で構成される。上記ミキサ部7が出力する一次信号である合成信号Cは、被検出物13までの距離を反映したものになっており、発光素子2と被検出物13との間の距離に対して一定の関係を有している。被検出物13までの距離の演算については後述する。上記ミキサ部7の合成信号Cは、積分器11で距離に比例する積分信号Dに変換され、判定部12で、被検出物までの距離が算出されるようになっている。   The mixer unit 7 includes a logical product operation circuit (AND circuit), an exclusive logical sum circuit (EXOR circuit), a negative logical product operation circuit (NAND circuit), an analog multiplier, or the like. The composite signal C, which is the primary signal output from the mixer unit 7, reflects the distance to the detected object 13 and is constant with respect to the distance between the light emitting element 2 and the detected object 13. Have a relationship. The calculation of the distance to the detected object 13 will be described later. The synthesized signal C of the mixer unit 7 is converted into an integrated signal D proportional to the distance by the integrator 11, and the distance to the detected object is calculated by the determination unit 12.

図2は、第1実施形態の光学式距離測定装置の各回路部のタイミングチャートを示す波形図である。   FIG. 2 is a waveform diagram showing a timing chart of each circuit unit of the optical distance measuring device according to the first embodiment.

以下に、図2を用いて距離の検出の原理を説明することにする。図2に示すAは、発光信号である。図2に示すように、発光信号Aは、一定のパルス幅と、繰り返し周波数とを有する矩形のパルス波である。尚、発光信号は、三角波、鋸波、または、正弦波等、ミキサ部7の合成信号Cが発光素子2から被検出物13までの距離yに関する関数として表現できるような波であれば、いかなる形状の波であっても良い。第1実施形態のように、発光信号Aが矩形波である場合、距離yを判別する算出部の積分信号Dがyに対して線型性を有し、最も好ましい。尚、この発光信号Aの波形については、以後に記述する全ての実施形態において同様であるので、以後においては発光信号Aの説明を省略することにする。   The principle of distance detection will be described below with reference to FIG. A shown in FIG. 2 is a light emission signal. As shown in FIG. 2, the light emission signal A is a rectangular pulse wave having a constant pulse width and a repetition frequency. The light emission signal may be any wave as long as the composite signal C of the mixer unit 7 can be expressed as a function relating to the distance y from the light emitting element 2 to the detected object 13, such as a triangular wave, a sawtooth wave, or a sine wave. It may be a wave of shape. As in the first embodiment, when the light emission signal A is a rectangular wave, the integral signal D of the calculation unit that determines the distance y has linearity with respect to y, and is most preferable. The waveform of the light emission signal A is the same in all the embodiments described below, and hence the description of the light emission signal A will be omitted hereinafter.

図2に示すBは、被検出物13からの反射光を受光した受光素子3が出力した信号を受けたプリアンプ4が出力した受光信号である。上記受光信号Bは、電圧信号である。図2に示す時間Δtは、光が被検出物13までの距離yを往復するのに要した時間に対応している。上記受光信号Bは、発光信号Aに対してこの時間Δtに対応する位相だけ位相遅延したものとなっている。   B shown in FIG. 2 is a light reception signal output by the preamplifier 4 that has received a signal output by the light receiving element 3 that has received the reflected light from the object 13 to be detected. The light reception signal B is a voltage signal. The time Δt shown in FIG. 2 corresponds to the time required for the light to travel back and forth the distance y to the detected object 13. The light reception signal B is delayed from the light emission signal A by a phase corresponding to the time Δt.

ここで、図1に示すように、発光素子2と受光素子3の間の距離がいくらかあるため、光が往復する距離は図1のブロック矢印に示すように発光素子2と受光素子3と被検出物13上の反射点が形成する二等辺三角形の斜辺長となり、図1に示されたyとは異なっている。しかしながら、実際にはほとんどの場合において発光素子2と受光素子3の距離は検出すべき距離yに対して微小であるため、光が往復する距離は2yと近似することができ、Δtを、以下の(6)式で表すことができる。

Figure 2006308357
Here, since there is some distance between the light emitting element 2 and the light receiving element 3 as shown in FIG. 1, the distance that the light reciprocates is as shown by the block arrow in FIG. This is the hypotenuse length of the isosceles triangle formed by the reflection point on the detection object 13, which is different from y shown in FIG. However, since the distance between the light emitting element 2 and the light receiving element 3 is actually very small with respect to the distance y to be detected in most cases, the distance that the light reciprocates can be approximated to 2y. (6).
Figure 2006308357

図2に示すCは、ミキサ部7で合成された合成信号である。ここで、図2に示された例においては、ミキサ部7の演算機能として、デジタルの論理積演算回路(AND回路)もしくはアナログ乗算器が用いられており、ミキサ部7による合成信号Cは、発光信号Aと受光信号Bの掛け算となっている。すなわち、合成信号Cは、図2に示すように、時間軸上において両信号の重なり領域を抽出するようになっている。この重なり幅tdは、被検出物13との距離yに応じて変化し、以下の(7)式によって表される。

Figure 2006308357
C shown in FIG. 2 is a synthesized signal synthesized by the mixer unit 7. Here, in the example shown in FIG. 2, a digital logical product operation circuit (AND circuit) or an analog multiplier is used as the calculation function of the mixer unit 7. The light emission signal A and the light reception signal B are multiplied. That is, as shown in FIG. 2, the synthesized signal C extracts an overlapping region of both signals on the time axis. This overlap width td changes according to the distance y to the detected object 13, and is expressed by the following equation (7).
Figure 2006308357

図2に示すDは、積分器11の出力である積分信号である。図3は、スイッチ8,9と積分器11の構成の一例を示す図である。図3において、積分器11は、オペアンプ18と、抵抗値がR0の積分抵抗15と、負帰還接続としての容量がC0の積分容量16とで構成されている。ミキサ部7から出力された合成信号Cは、第1スイッチ8を介して積分器に入力されるようになっている。また、第2スイッチ9と抵抗値がR1のリセット抵抗17が直列接続された構造が、積分容量16と並列接続されている。第1スイッチ8は、発振器1からの発光信号Aに基づいてON/OFFが制御されている。また、第2スイッチ9には、発光信号Aが論理否定演算回路(NOT回路)14を介して入力されて、論理否定演算回路14からの信号に基づいてON/OFFが制御されている。発光信号Aのtwの時間の間、第1スイッチ8がONになると同時に、第2スイッチ9はOFFとなり、積分容量16には、以下の(8)式にしたがって電荷が蓄積されるようになっている。

Figure 2006308357
D shown in FIG. 2 is an integration signal that is an output of the integrator 11. FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the configuration of the switches 8 and 9 and the integrator 11. In FIG. 3, the integrator 11 includes an operational amplifier 18, an integration resistor 15 having a resistance value R0, and an integration capacitor 16 having a capacitance C0 as a negative feedback connection. The composite signal C output from the mixer unit 7 is input to the integrator via the first switch 8. Further, a structure in which the second switch 9 and the reset resistor 17 having a resistance value R1 are connected in series is connected in parallel with the integrating capacitor 16. ON / OFF of the first switch 8 is controlled based on the light emission signal A from the oscillator 1. Further, the light emission signal A is input to the second switch 9 via a logic negation operation circuit (NOT circuit) 14, and ON / OFF is controlled based on a signal from the logic negation operation circuit 14. During the time tw of the light emission signal A, the first switch 8 is turned on and at the same time the second switch 9 is turned off, so that charges are accumulated in the integration capacitor 16 according to the following equation (8). ing.
Figure 2006308357

ここで、Vは合成信号Cのパルス高さ、V0は積分信号Dを表している。発光信号AがLowレベルのときその信号強度は0で、また、受光信号BもLowレベルのときはその信号強度は0である。このとき、合成信号CのLowレベルの信号強度も0となり、合成信号CのHighレベルの時間だけ積分器が積分を行うため、第2スイッチ9でリセットした後に積分される信号が入力されない。このため、積分信号Dを(8)式のように表すことができるのである。   Here, V represents the pulse height of the synthesized signal C, and V0 represents the integrated signal D. The signal intensity is 0 when the light emission signal A is at the low level, and the signal intensity is 0 when the light reception signal B is also at the low level. At this time, the signal intensity of the low level of the combined signal C is also 0, and the integrator performs integration for the high level time of the combined signal C. Therefore, the signal to be integrated after being reset by the second switch 9 is not input. For this reason, the integral signal D can be expressed as in equation (8).

(8)式から明らかなように、出力信号強度V0は、yの関数(一次関数)となっている。また、その一次関数の傾きは、一定になっており、被検出物13までの距離yに関わらず分解能が一定になっている。ここで、積分抵抗15の抵抗値と積分容量16の容量とは、最大積分時間twの積分結果、オペアンプ18が飽和しないように選択されている。時間twまで積分容量16に蓄積された電荷は、発光信号AがOFFになると、第1スイッチ8がOFFになると共に、第2スイッチ9がONになるため、リセット抵抗17の抵抗値と積分容量16の容量に基づく時定数で放電することになる。そして、再度発光信号AがONになるときには積分容量16の容量C0に、電荷が蓄積されて同様の動作が繰り返される。尚、第1実施形態では、リセット抵抗17の抵抗値R1と積分容量16の容量C0からなる時定数は、発光信号AがOFFの間に積分容量16に蓄積された電荷を十分に放電することができる値に設定されている。   As is apparent from the equation (8), the output signal intensity V0 is a function (linear function) of y. The slope of the linear function is constant, and the resolution is constant regardless of the distance y to the detected object 13. Here, the resistance value of the integration resistor 15 and the capacitance of the integration capacitor 16 are selected so that the operational amplifier 18 is not saturated as a result of integration of the maximum integration time tw. The charge accumulated in the integration capacitor 16 until the time tw is such that when the light emission signal A is turned off, the first switch 8 is turned off and the second switch 9 is turned on. Discharging occurs with a time constant based on 16 capacities. When the light emission signal A is turned on again, charges are accumulated in the capacitor C0 of the integrating capacitor 16, and the same operation is repeated. In the first embodiment, the time constant composed of the resistance value R1 of the reset resistor 17 and the capacitance C0 of the integration capacitor 16 sufficiently discharges the charge accumulated in the integration capacitor 16 while the light emission signal A is OFF. Is set to a value that can be

このように繰り返し出力される積分信号Dは、判定部12に入力される。図2にDで示す信号を出力し、かつ、図3の構成で表される積分器11の場合においては、判定部12は、その最小値を検出して(8)式を用いて距離yを計算し、被検出物13までの距離を検出するようになっている。ここで、積分器11、第1スイッチ8および第2スイッチ9の構成として、図3に示す構成を一例として示したが、積分器、第1スイッチおよび第2スイッチの構成が図3に示す構成に限定されるものでなく、積分器や第1、第2スイッチの構成は、合成信号Cのパルス幅tdの大小に応じて変化するような構成であれば如何なる構成であっても良いことは勿論である。例えば、詳述しないが、第2スイッチの制御を上記と同様に行う一方、合成信号Cで第1スイッチのON/OFFを制御し、積分される信号に任意のDC電位を与えるような構成でも良い。   The integration signal D repeatedly output in this way is input to the determination unit 12. In the case of the integrator 11 that outputs the signal indicated by D in FIG. 2 and is represented by the configuration of FIG. 3, the determination unit 12 detects the minimum value and uses the equation (8) to calculate the distance y. And the distance to the detected object 13 is detected. Here, as the configuration of the integrator 11, the first switch 8, and the second switch 9, the configuration shown in FIG. 3 is shown as an example, but the configurations of the integrator, the first switch, and the second switch are shown in FIG. However, the configuration of the integrator and the first and second switches may be any configuration as long as the configuration changes according to the pulse width td of the composite signal C. Of course. For example, although not described in detail, the second switch is controlled in the same manner as described above, but the ON / OFF of the first switch is controlled by the composite signal C, and an arbitrary DC potential is applied to the integrated signal. good.

上述のように、第1実施形態では、発光信号Aと受光信号Bの重なり領域を抽出して被検出物13までの距離yを検出するようになっている。このことから、最大検出距離ymaxに対して発光信号Aのパルス幅twは以下の(9)式を満たす必要がある。

Figure 2006308357
As described above, in the first embodiment, the overlapping area of the light emission signal A and the light reception signal B is extracted to detect the distance y to the detected object 13. Therefore, the pulse width tw of the light emission signal A needs to satisfy the following formula (9) with respect to the maximum detection distance y max .
Figure 2006308357

尚、(9)式は以後のすべての実施形態においても同様に成立するものであるが、以後の実施形態では省略することにする。   Note that equation (9) holds true for all subsequent embodiments, but will be omitted in the following embodiments.

上記では、ミキサ部7として、論理積演算回路(AND回路)とアナログ乗算器を有するものを例にその機能を説明したが、ミキサ部の構成がこれに限定されるものでないことは勿論であり、ミキサ部は、排他的論理和演算回路(EXOR回路)や論理否定積演算回路(NAND回路)等、その出力がΔtの関数として表せる演算器であれば、如何なる演算器であっても良いことは勿論である。   In the above description, the function of the mixer unit 7 having an AND circuit and an analog multiplier has been described as an example. However, the configuration of the mixer unit is not limited to this. The mixer unit may be any arithmetic unit as long as the output can be expressed as a function of Δt, such as an exclusive OR operation circuit (EXOR circuit) or a logical NOT product operation circuit (NAND circuit). Of course.

ここで、ミキサ部がNAND回路である場合、合成波形Cは、図2においてONとOFFが逆転した波形となる。このことから、第1実施形態と同様の時間幅を検出する場合、ONの時間幅tdを検出する変わりにOFFの時間幅を検出すればよい。尚、この場合において、OFFの時間幅を検出するかわりにONの時間幅を検出しても良いことは勿論である。   Here, when the mixer section is a NAND circuit, the combined waveform C is a waveform in which ON and OFF are reversed in FIG. From this, when detecting a time width similar to that of the first embodiment, an OFF time width may be detected instead of detecting the ON time width td. In this case, of course, the ON time width may be detected instead of the OFF time width.

図4は、図1および図3に示す論理演算部であるミキサ部がEXOR回路で構成されている場合の各回路部のタイミングチャートを示す波形図である。   FIG. 4 is a waveform diagram showing a timing chart of each circuit unit when the mixer unit, which is the logical operation unit shown in FIGS. 1 and 3, is configured by an EXOR circuit.

図4に示すように、光の往復時間Δtに相当する時間だけ位相遅延した受光波形Bと発光信号AのEXORを演算し、発光信号Aを用いて図3の構成の積分器11を介することにより、積分信号は、図4に示すDのようにΔtの時間だけ積分された波形となる。ここで、積分信号Dの最小値は、(8)式で積分区間をtd→Δtとした値で求められる。尚、ここで、抵抗値がR0の積分抵抗15、容量がC0の積分容量16、および、抵抗値がR1のリセット抵抗17の条件は、上述と同様なので説明を省略する。   As shown in FIG. 4, the EXOR of the light reception waveform B and the light emission signal A, which is phase-delayed by a time corresponding to the light round trip time Δt, is calculated, and the light emission signal A is used to pass through the integrator 11 having the configuration shown in FIG. Thus, the integrated signal becomes a waveform integrated for the time of Δt as shown in D of FIG. Here, the minimum value of the integration signal D is obtained by a value in which the integration interval is td → Δt in the equation (8). Here, the conditions of the integrating resistor 15 having a resistance value R0, the integrating capacitor 16 having a capacitance C0, and the reset resistor 17 having a resistance value R1 are the same as described above, and thus description thereof is omitted.

図5は、第1実施形態の変形例の光学式距離測定装置のブロック図である。図5に示す光学式距離測定装置は、プリアンプ4とミキサ部7との間に、増幅器19が接続されている点が、第1実施形態の光学式距離測定装置と異なる。   FIG. 5 is a block diagram of an optical distance measuring device according to a modification of the first embodiment. The optical distance measuring device shown in FIG. 5 is different from the optical distance measuring device of the first embodiment in that an amplifier 19 is connected between the preamplifier 4 and the mixer unit 7.

被検出物13の種類は様々であり、その反射率も様々である。また、被検出物13までの距離yも様々であるため、一般に、受光素子3で検出される光量のダイナミックレンジは広いことになる。被検出物13の反射率が小さい場合や、距離yが大きい場合には、プリアンプ4の出力信号が十分小さく、ミキサ部7で演算できないという問題がある。しかしながら、図5に示す変形例の実施形態では、図5に示すプリアンプ4の後段に増幅器19が接続されているため、ミキサ部7で演算可能なレベルまでその信号強度を増大させることができる。   There are various types of objects 13 to be detected, and their reflectances are also various. In addition, since the distance y to the detected object 13 is various, generally, the dynamic range of the light amount detected by the light receiving element 3 is wide. When the reflectance of the detected object 13 is small or the distance y is large, there is a problem that the output signal of the preamplifier 4 is sufficiently small and the mixer unit 7 cannot perform the calculation. However, in the embodiment of the modification shown in FIG. 5, the amplifier 19 is connected to the subsequent stage of the preamplifier 4 shown in FIG. 5, so that the signal intensity can be increased to a level that can be calculated by the mixer unit 7.

更に、増幅器19を用いても信号強度が小さい場合、増幅器19の後段に論理バッファ演算部(図5には図示せず)を接続すると好ましい。このようにすると、論理バッファ演算部の閾値以下の受光量のときは、ミキサ部7へ入力される信号が常にOFFとなるため、これに起因してミキサ部7の出力が常にOFFになる。このようにして、測定不能を判断することができ、受光量が不十分な場合の距離の誤検出を防止することができる。   Further, if the signal strength is low even if the amplifier 19 is used, it is preferable to connect a logic buffer operation unit (not shown in FIG. 5) downstream of the amplifier 19. In this way, when the amount of light received is equal to or less than the threshold value of the logical buffer calculation unit, the signal input to the mixer unit 7 is always OFF, and as a result, the output of the mixer unit 7 is always OFF. In this way, it is possible to determine that measurement is impossible, and it is possible to prevent erroneous detection of distance when the amount of received light is insufficient.

上述のような論理バッファ演算部を用いると、大きな誤検出を防ぐことはできるが、誤作動を完全になくすことはできない。理想的には、増幅器19は、その出力信号強度を一定レベルに制御する自動利得調整機能(Auto Gain Control:AGC機能)を有することが望ましい。一般に発振器1のパルス信号はLowレベルからHighレベルに遷移するのに一定の時間を有する。一般にこのパルスの立ち上がり(立ち下がり)時間はパルス高さが10%から90%になる時間として定義される。受光素子で検出された受光信号も同様に定義される立ち上がり時間を有するが、上述のように被検出物13は様々であり、また被検出物13までの距離yも多様であるため、受光信号のレベルも様々である。   When the logical buffer arithmetic unit as described above is used, it is possible to prevent a large erroneous detection, but it is impossible to completely eliminate the malfunction. Ideally, it is desirable that the amplifier 19 has an automatic gain control function (Auto Gain Control: AGC function) for controlling the output signal strength to a constant level. In general, the pulse signal of the oscillator 1 has a certain time to transit from the Low level to the High level. In general, the rise (fall) time of this pulse is defined as the time when the pulse height is 10% to 90%. The light reception signal detected by the light receiving element also has a rise time defined in the same manner. However, since the detection target 13 is various as described above, and the distance y to the detection target 13 is also various, the light reception signal. There are various levels.

今、一定の増幅度を有する増幅器19の出力が、図6に示すV0、V1、V2の3パターンである場合を考える。図6において、Vthは後段のミキサ部7の閾値レベルである。ここで(9)式が成立しているので、受光信号Bが立ち上がるとき、発光信号Aは必ずHighレベルであり、ミキサ部7の出力の立ち上がりは、受光信号Bが、図6のVthと交差する点により決定する。   Now, consider a case where the output of the amplifier 19 having a constant amplification degree is three patterns of V0, V1, and V2 shown in FIG. In FIG. 6, Vth is a threshold level of the mixer unit 7 in the subsequent stage. Since the expression (9) is established, when the light reception signal B rises, the light emission signal A is always at a high level, and the rise of the output of the mixer unit 7 is such that the light reception signal B crosses Vth in FIG. Decide on the point to be

図6に示されているように、信号強度が最大のV0のときには合成信号Cの立ち上がりは時刻t0となり、V1のときはt1となり、V2のときはt2となっている。このように、受光信号強度により検出される距離がばらついている。そこで、出力信号強度を一定にするために、増幅器19に、フィードバック機能を有するAGC機能を設けるようにする。こうすることにより、例えば図6において、信号強度の全てをV1に調整することができるので、受光信号強度に基づく検出距離の誤検出を防ぐことができる。   As shown in FIG. 6, when the signal intensity is the maximum V0, the rising edge of the composite signal C is time t0, when it is V1, it is t1, and when it is V2, it is t2. Thus, the distance detected by the received light signal intensity varies. Therefore, in order to make the output signal strength constant, the amplifier 19 is provided with an AGC function having a feedback function. In this way, for example, in FIG. 6, all the signal intensities can be adjusted to V1, so that erroneous detection of the detection distance based on the received light signal intensity can be prevented.

AGC機能は、一般に増幅後の信号強度に対して演算を行いその増幅度αを増減させるものであるので、測定精度を非常に高くすることができる一方、測定に要する時間が増大するのみならず、回路構成も複雑になり、距離測定装置として幾分高価なものとなってしまう。   In general, the AGC function is to perform an operation on the signal intensity after amplification and increase or decrease the amplification degree α, so that the measurement accuracy can be made very high, while not only the time required for the measurement is increased. Also, the circuit configuration becomes complicated, and the distance measuring device becomes somewhat expensive.

そこで、距離測定装置の仕様のうちで最低光量となる条件のときに増幅器19の出力信号強度が増幅器の電圧表示範囲の最大値より大きい増幅度αを有するようにする。このようにすれば、以下に図7を用いて説明するように、一定の増幅度を有する簡単な構成の増幅器19で誤差を低減する事ができる。   Therefore, the output signal intensity of the amplifier 19 is set to have an amplification degree α that is larger than the maximum value of the voltage display range of the amplifier when the minimum light quantity is satisfied among the specifications of the distance measuring device. In this way, as will be described below with reference to FIG. 7, the error can be reduced by the amplifier 19 having a simple configuration having a constant amplification degree.

図7において、Vmax[V]は、増幅器19の電圧表示範囲の最大値、Vth[V]は、図6と同様ミキサ部7の閾値、Vout[V]は、増幅器の出力信号強度、Vin[V]は、プリアンプ4の出力信号強度を示している。増幅度αが小さく、α×VinがVmaxよりも小さい場合(図7中の点線波形)、合成信号Cの立ち上がり時間は、t2となる。このことから、距離の誤検出範囲は、受光量が最大の場合の合成信号Cの立ち上がり時間t0以上t2以下となる。増幅度αが、Vout<α×Vinを満たすようにすれば、増幅器の出力信号強度が、増幅器の出力可能範囲を超えることになるので、飽和状態にある。したがって、受光素子3からの信号の立ち上がり時間に起因する誤差を低減できる。   In FIG. 7, Vmax [V] is the maximum value of the voltage display range of the amplifier 19, Vth [V] is the threshold value of the mixer unit 7 as in FIG. 6, Vout [V] is the output signal strength of the amplifier, and Vin [V] V] indicates the output signal intensity of the preamplifier 4. When the amplification degree α is small and α × Vin is smaller than Vmax (dotted line waveform in FIG. 7), the rising time of the composite signal C is t2. From this, the erroneous detection range of the distance is the rise time t0 or more and t2 or less of the combined signal C when the amount of received light is the maximum. If the degree of amplification α satisfies Vout <α × Vin, the output signal strength of the amplifier exceeds the possible output range of the amplifier, and is in a saturated state. Therefore, errors due to the rise time of the signal from the light receiving element 3 can be reduced.

一方、受光量が最低レベルのときでも、増幅器19の出力信号が増幅器の電圧表示範囲の最大値以上に設定されている図7に一点破線で示す場合には、その誤検出範囲はt0からt1となり、距離の誤検出の範囲を低減することができる。   On the other hand, even when the amount of received light is at the lowest level, when the output signal of the amplifier 19 is set to be equal to or greater than the maximum value of the voltage display range of the amplifier as shown by a one-dot broken line, the erroneous detection range is from t0 to t1. Thus, the range of erroneous detection of distance can be reduced.

尚、増幅器19は帯域(高域遮断周波数)f[MHz]を有しており、fcより高周波の信号は通過しないようになっている。また、増幅器19の立ち上がり時間tr[μs]は、増幅器の時定数との関係等により、よく知られた関係である次の式(10)を満たすようになっている。

Figure 2006308357
The amplifier 19 has a band (high frequency cut-off frequency) f c [MHz], so that a signal having a frequency higher than fc does not pass. Further, the rise time tr [μs] of the amplifier 19 satisfies the following expression (10) which is a well-known relationship due to the relationship with the time constant of the amplifier and the like.
Figure 2006308357

図8に示すように、立ち上がり時間trを有する受光信号は増幅器19の帯域fによる立ち上がり時間に制限され、図8に実線で示される増幅器19の帯域で決定する波形が出力される。ここで、図7を用いて説明したように、出力信号強度は増幅器19の飽和レベルに達しているので、図8において実線の傾きより小さくなることはない。すなわち、受光量に関わらず合成信号Cの立ち上がり時間がばらつきを有することはなく、高精度の距離の検出が可能となるのである。 As shown in FIG. 8, the light-receiving signal having a rise time tr is limited to the rise time by the bandwidth f c of the amplifier 19, a waveform determined by the bandwidth of the amplifier 19 shown by the solid line in FIG. 8 is output. Here, as described with reference to FIG. 7, the output signal intensity has reached the saturation level of the amplifier 19, and therefore does not become smaller than the slope of the solid line in FIG. 8. That is, the rising time of the composite signal C does not vary regardless of the amount of received light, and the distance can be detected with high accuracy.

上記のような増幅器にはパルス信号の立ち上がり速度の性能を示すスルーレート値がある。このスルーレートは一般に「1μs」あたりに何V上昇させることができるかを示す値で「V/μs」で表される。ここで、図7を用いて説明したように、増幅器の出力信号は飽和レベルにあるので、そのレベルを図9のようにVmaxとするとき、増幅器によって制限されるパルス立ち上がり時間はスルーレート値SRを用いて、Vmax/SRと表すことができる。ここで、発光信号Aと増幅器19のスルーレートの間に以下の(11)式の関係があるとき、

Figure 2006308357
Such an amplifier has a slew rate value indicating the performance of the rising speed of the pulse signal. This slew rate is generally a value indicating how many V can be increased per “1 μs” and is expressed by “V / μs”. Here, as described with reference to FIG. 7, since the output signal of the amplifier is at the saturation level, when the level is Vmax as shown in FIG. 9, the pulse rise time limited by the amplifier is the slew rate value SR. Can be expressed as Vmax / SR. Here, when there is a relationship of the following equation (11) between the light emission signal A and the slew rate of the amplifier 19,
Figure 2006308357

図9に示すように、立ち上がり時間trを有する受光信号は増幅器19のスルーレートSRによる立ち上がり時間に制限され、同図中の実線で示される増幅器19のスルーレートで決定する波形が出力される。以上のように、受光量に関わらず合成信号Cの立ち上がり時間がばらつきを有することはなく、高精度の距離の検出を行うことができる。   As shown in FIG. 9, the received light signal having the rise time tr is limited to the rise time by the slew rate SR of the amplifier 19, and a waveform determined by the slew rate of the amplifier 19 indicated by the solid line in FIG. As described above, the rising time of the composite signal C does not vary regardless of the amount of received light, and the distance can be detected with high accuracy.

以上のように、増幅器19の出力信号レベルが距離測定装置の仕様の最低光量時にも増幅器の飽和レベルになるような増幅度αを選択し、更に、受光信号の立ち上がり時間trと増幅器19の帯域とスルーレートをそれぞれ(10)式および(11)式を満たすように設計すれば、被検出物13からの受光量のダイナミックレンジが広範囲に及ぶ場合においても、測定距離の誤差がほとんどない非常に高精度な距離の検出を行うことができる。   As described above, the amplification factor α is selected so that the output signal level of the amplifier 19 becomes the saturation level of the amplifier even at the minimum light amount specified by the distance measuring device, and the rising time tr of the received light signal and the band of the amplifier 19 are selected. And the slew rate are designed to satisfy the expressions (10) and (11), respectively, even when the dynamic range of the amount of light received from the detection target 13 is wide, there is almost no error in the measurement distance. A highly accurate distance can be detected.

ところで、増幅器などの演算回路では入力信号と出力信号で位相が一定量遅延する。本来、距離yが0のときに発光信号Aと受光信号Bは完全に一致するが、この位相遅延により両信号がずれてしまう。この初期位相シフトはパルス幅twのうち距離の測定に利用できない時間となってしまうため、まったく無駄な光となってしまい、無駄なエネルギーを消費することとなる。   By the way, in an arithmetic circuit such as an amplifier, the phase is delayed by a certain amount between the input signal and the output signal. Originally, when the distance y is 0, the light emission signal A and the light reception signal B completely coincide with each other, but both signals are shifted due to this phase delay. Since this initial phase shift is a time that cannot be used for measuring the distance within the pulse width tw, the light is completely wasted, and wasted energy is consumed.

図10は、これを回避できる第1実施形態の更なる変形例の光学式距離測定装置を示すブロック図である。図10に示すように、発振器1と論理演算部であるミキサ部7との間に位相調整部28を接続して、受光系で遅延する位相シフト量と同量の位相を位相シフトすることにより、距離yが0のときに完全に発光信号Aと受光信号Bが一致するようにすることができる。このような位相調整部28の例としては、論理バッファ演算回路が挙げられる。尚、位相調整部28は発振器1の後段である必要はなく、例えば増幅器19の後段でもプリアンプ4の後段でもよく、ミキサ部7に入力する段階で距離yが0のときに両信号の位相差が0であるように調整すればよい。このように位相調整部28を接続すれば、発光信号Aのパルス幅twを、測距可能な時間幅として無駄なく利用できる。したがって、位相シフトを見越した分だけパルス幅を大きくする必要がないため、光学式距離測定装置の消費電流を低減することができる。   FIG. 10 is a block diagram showing an optical distance measuring device of a further modification of the first embodiment that can avoid this. As shown in FIG. 10, by connecting a phase adjustment unit 28 between the oscillator 1 and the mixer unit 7 which is a logic operation unit, the phase shift is the same amount as the phase shift amount delayed in the light receiving system. When the distance y is 0, the light emission signal A and the light reception signal B can be completely matched. An example of such a phase adjustment unit 28 is a logic buffer arithmetic circuit. The phase adjustment unit 28 does not need to be a subsequent stage of the oscillator 1. For example, the phase adjustment unit 28 may be a subsequent stage of the amplifier 19 or a subsequent stage of the preamplifier 4. May be adjusted to be 0. By connecting the phase adjustment unit 28 in this way, the pulse width tw of the light emission signal A can be used without waste as a time width capable of ranging. Therefore, since it is not necessary to increase the pulse width in anticipation of the phase shift, the current consumption of the optical distance measuring device can be reduced.

(第2実施形態)
図11は、本発明の第2実施形態の光学式距離測定装置のブロック図である。
(Second Embodiment)
FIG. 11 is a block diagram of an optical distance measuring device according to the second embodiment of the present invention.

第2実施形態の光学式距離測定装置は、発振器1と、第1スイッチ8と第2スイッチ9との間のノードとの間に、分周器29が接続されている点が、第1実施形態の光学式距離測定装置と大きく異なっている。   The optical distance measuring device according to the second embodiment is different from the first embodiment in that a frequency divider 29 is connected between the oscillator 1 and a node between the first switch 8 and the second switch 9. This is greatly different from the optical distance measuring device in the form.

第2実施形態の光学式距離測定装置では、第1実施形態の光学的距離測定装置の構成部と同一構成部には同一参照番号を付して説明を省略することにする。また、第2実施形態の光学的距離測定装置では、第1実施形態の光学的距離測定装置と共通の作用効果および変形例については説明を省略することにし、第1実施形態の光学的距離測定装置と異なる構成、作用効果および変形例についてのみ説明を行うことにする。   In the optical distance measuring device of the second embodiment, the same components as those of the optical distance measuring device of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. Further, in the optical distance measuring device according to the second embodiment, the description of the operations and effects common to the optical distance measuring device according to the first embodiment will be omitted, and the optical distance measurement according to the first embodiment will be omitted. Only configurations, operational effects, and modifications different from those of the apparatus will be described.

図11に示すように、この光学式距離測定装置は、発振器1と、発光素子2と、受光素子3と、プリアンプ4と、ミキサ部7と、第1スイッチ8と、第2スイッチ9と、積分器11と、判定部12と、増幅器15と、バッファ部26と、位相調整部28と、分周部である分周器29を備える。   As shown in FIG. 11, the optical distance measuring device includes an oscillator 1, a light emitting element 2, a light receiving element 3, a preamplifier 4, a mixer unit 7, a first switch 8, a second switch 9, An integrator 11, a determination unit 12, an amplifier 15, a buffer unit 26, a phase adjustment unit 28, and a frequency divider 29 that is a frequency division unit are provided.

上記発振器1の発光信号は発光素子2に送られ、それと同期したパルス光を被検出物13に向けて出射し、反射した光信号を受光素子2で検出する。受光素子2の出力信号は、プリアンプ4、増幅器15、バッファ部26をこの順に通過し、ミキサ部7に到達する。ミキサ部7は、バッファ部26から信号と、発振器1から位相調整部28を介して受け取った信号とに基づいて、第1実施形態と同様の信号処理を行うようになっている。   The light emission signal of the oscillator 1 is sent to the light emitting element 2, and pulsed light synchronized with the light emitting element 2 is emitted toward the detection target 13, and the reflected light signal is detected by the light receiving element 2. The output signal of the light receiving element 2 passes through the preamplifier 4, the amplifier 15, and the buffer unit 26 in this order, and reaches the mixer unit 7. The mixer unit 7 performs signal processing similar to that of the first embodiment based on the signal from the buffer unit 26 and the signal received from the oscillator 1 via the phase adjustment unit 28.

また、発振器1の発光信号は、分周器29にてn分周されて第1、第2スイッチ8,9の制御信号に変換されるようになっている。分周信号Dは、第1スイッチ8と第2スイッチ9の両方に入力されて、積分器11の積分演算とリセットのタイミングを決定するようになっている。ミキサ部7から出力された信号は、第1スイッチ8が導通しているときのみ(第1スイッチ8がONの状態のときのみ)、積分器11へと入力され、積分信号が判定部12へと送られて、積分信号の信号強度から被検出物13までの距離が検出されるようになっている。   The light emission signal of the oscillator 1 is frequency-divided by n by the frequency divider 29 and converted into control signals for the first and second switches 8 and 9. The frequency-divided signal D is input to both the first switch 8 and the second switch 9 to determine the integration calculation and reset timing of the integrator 11. The signal output from the mixer unit 7 is input to the integrator 11 only when the first switch 8 is conductive (only when the first switch 8 is ON), and the integrated signal is input to the determination unit 12. The distance to the detected object 13 is detected from the signal intensity of the integrated signal.

また、第2スイッチ9は、第1スイッチ8と同期しており、第1スイッチ8が導通しているときは第2スイッチ9は遮断し、逆に第1スイッチ8が遮断しているときには第2スイッチ9は導通するようになっている。第1スイッチ8および第2スイッチ9を制御することにより、積分演算とリセットを繰り返し行うようになっている。   The second switch 9 is synchronized with the first switch 8, and the second switch 9 is turned off when the first switch 8 is turned on, while the second switch 9 is turned off when the first switch 8 is turned off. The 2 switch 9 is turned on. By controlling the first switch 8 and the second switch 9, integration calculation and reset are repeatedly performed.

図12は、ミキサ部7、分周器29、第1スイッチ8、第2スイッチ9および積分器11の構成の一例を示す図である。以下に図12を用いて、第2実施形態の光学式距離測定装置のスイッチングと積分演算を説明することにする。   FIG. 12 is a diagram illustrating an example of the configuration of the mixer unit 7, the frequency divider 29, the first switch 8, the second switch 9, and the integrator 11. Hereinafter, switching and integration calculation of the optical distance measuring device according to the second embodiment will be described with reference to FIG.

ミキサ部7は被検出物13までの距離yと相関がある合成信号Cを、第1スイッチ8に連続的に入力する。また、分周期19からは発光信号Aがn分周された分周信号Dが出力される。この分周信号Dは、第1スイッチ8をスイッチングさせると同時に、論理否定演算(NOT)14を介して第2スイッチ9をスイッチングさせる。このように、分周信号Dを、NOT演算を通過させることにより、第1スイッチ8と第2スイッチ9とに、導通と遮断が互いに反転したスイッチング動作を行うようにさせて、第1スイッチ8が導通(第1スイッチ9は遮断)しているときに、積分器11がミキサ部7の合成信号をnパルスだけ積分演算するようにする一方、第2スイッチ9が導通(第1スイッチ8は遮断)しているときには、積分された信号がリセットされるようにしている。第1スイッチ8と第2スイッチ9とは、スイッチ部を構成している。   The mixer unit 7 continuously inputs the composite signal C correlated with the distance y to the detected object 13 to the first switch 8. Further, from the dividing period 19, a divided signal D obtained by dividing the light emission signal A by n is output. This frequency-divided signal D switches the first switch 8 and at the same time switches the second switch 9 via a logical negation (NOT) 14. In this way, by passing the NOT signal through the frequency division signal D, the first switch 8 and the second switch 9 are caused to perform the switching operation in which conduction and interruption are mutually inverted, and the first switch 8 Is conducted (the first switch 9 is cut off), the integrator 11 integrates the composite signal of the mixer unit 7 by n pulses, while the second switch 9 is conducted (the first switch 8 is turned on). When the signal is cut off, the integrated signal is reset. The first switch 8 and the second switch 9 constitute a switch unit.

図13は、第2実施形態の光学式距離測定装置の各回路部のタイミングチャートを示す波形図である。   FIG. 13 is a waveform diagram showing a timing chart of each circuit unit of the optical distance measuring device according to the second embodiment.

図13において、Aは、発光信号を示し、Bは、受光信号を示している。今まで詳細に述べたように、発光信号Aに同期して発光素子2から光が出射し、被検出物13までの距離yに応じてΔtだけ位相遅延した受光信号Bが、受光素子3で検出されるようになっている。   In FIG. 13, A indicates a light emission signal, and B indicates a light reception signal. As described in detail so far, the light receiving signal 3 is emitted from the light emitting element 2 in synchronization with the light emitting signal A, and the light receiving signal B is phase-delayed by Δt according to the distance y to the detected object 13. It is to be detected.

また、図13において、Cは、ミキサ部7による合成信号を示している。合成信号Cは、第1実施形態と同様に例えば論理積演算回路(AND回路)などで構成される。また、図13において、Dは、分周器29による分周信号Dを示している。図13では、例としてn=3の場合が図示されている。この発明で、nが3に限定されないのは勿論である。分周信号Dを用いて、図12で説明した積分演算が行われるようになっている。図13において、Eは積分信号を示している。図13に示すように、分周信号DがHighでかつ合成信号CがHighであるときに、容量がC0の積分容量16に電荷が蓄積されるようになっている。また、分周信号DがHighでかつ合成信号CがLowであるときは、直前の電位を保持するようになっている。これをn(nは2以上の自然数、この実施例ではn=3)ステップ繰り返して、分周信号DがOFFに切り替わると、リセットされるようになっている。このように、積分器11は、ミキサ部7からの一次信号の複数周期分(この実施例では3周期分)を積分するようになっている。また、分周器29が出力する信号は、矩形のパルス波であり、積分器11は、分周器29が出力した信号の半周期毎に積分とリセットを繰り返すようになっている。   In FIG. 13, C indicates a composite signal by the mixer unit 7. The composite signal C is configured by, for example, a logical product operation circuit (AND circuit) as in the first embodiment. In FIG. 13, D indicates the frequency-divided signal D by the frequency divider 29. FIG. 13 illustrates the case where n = 3 as an example. Of course, in the present invention, n is not limited to 3. The integration calculation described with reference to FIG. 12 is performed using the frequency-divided signal D. In FIG. 13, E indicates an integral signal. As shown in FIG. 13, when the frequency-divided signal D is High and the combined signal C is High, charges are accumulated in the integrating capacitor 16 having the capacitance C0. When the frequency-divided signal D is High and the combined signal C is Low, the previous potential is held. This is repeated n (n is a natural number of 2 or more, n = 3 in this embodiment) steps, and reset when the frequency-divided signal D is switched off. In this way, the integrator 11 integrates a plurality of periods (three periods in this embodiment) of the primary signal from the mixer unit 7. The signal output from the frequency divider 29 is a rectangular pulse wave, and the integrator 11 repeats integration and resetting every half cycle of the signal output from the frequency divider 29.

ここで、積分信号強度は以下の(12)式ように求めることができる((8)式参照)。

Figure 2006308357
Here, the integrated signal intensity can be obtained as in the following equation (12) (see equation (8)).
Figure 2006308357

発振器1は、繰り返し信号を出力するため理想的にはパルス幅や周期は一定であるが、実際にはパルス幅、周期ともにジッタが存在する。また、信号処理回路内では絶えずノイズが印加されるため、合成信号Cがアットランダムに揺らいでいることに起因して、(12)式のtdは揺らぎを持っている。tdの揺らぎの効果を低減できる式として以下の(13)式を採用することができる。

Figure 2006308357
Since the oscillator 1 outputs a repetitive signal, the pulse width and the period are ideally constant, but actually, jitter exists in both the pulse width and the period. Further, since noise is constantly applied in the signal processing circuit, td in the equation (12) has fluctuation due to the synthetic signal C fluctuating at random. The following equation (13) can be adopted as an equation that can reduce the effect of td fluctuation.
Figure 2006308357

(13)式を採用して、複数信号の積分演算を行うようにすれば、1パルス1パルスごとに含まれるノイズやジッタによる誤差は平均化できて、(12)式を採用した場合と比較して誤差を小さくすることができる。   If equation (13) is used to integrate multiple signals, errors due to noise and jitter included in each pulse can be averaged, compared with the case where equation (12) is adopted. Thus, the error can be reduced.

第1、2実施形態およびそれら実施形態の変形例において、図1,5,10,11に示されている判定部12は、積分器11からの積分信号の移動平均をとる機能を有している。積分器11からの出力には少なからずノイズ成分が加わっている。判定部12は、積分信号の最小(ミキサ部7の出力が負信号の場合は最大値)値に基づいて被検出物13までの距離を検出するようになっており、ノイズによる積分信号強度の増減により距離の検出誤差が発生する。   In the first and second embodiments and the modifications of these embodiments, the determination unit 12 shown in FIGS. 1, 5, 10, and 11 has a function of taking a moving average of the integration signal from the integrator 11. Yes. A noise component is added to the output from the integrator 11. The determination unit 12 detects the distance to the detected object 13 based on the minimum value of the integrated signal (maximum value when the output of the mixer unit 7 is a negative signal), and the integrated signal intensity due to noise is detected. An increase or decrease causes a distance detection error.

上記で説明したように複数信号を積分することによりこのようなノイズによる距離の検出誤差を低減することも可能であるが、より高精度に距離を測定するために、判定部12で移動平均処理をおこなうようにする。このように積分信号を移動平均すれば、ノイズ成分を平滑化させることができて、距離の検出を高精度で行うことができる。   As described above, it is possible to reduce the distance detection error due to such noise by integrating a plurality of signals, but in order to measure the distance with higher accuracy, the determination unit 12 performs the moving average process. To do. If the integrated signal is averaged in this way, the noise component can be smoothed, and the distance can be detected with high accuracy.

(第3実施形態)
図14は、本発明の第3実施形態の光学式距離測定装置のブロック図である。
(Third embodiment)
FIG. 14 is a block diagram of an optical distance measuring device according to a third embodiment of the present invention.

第3実施形態の光学式距離測定装置では、第2実施形態の光学式距離測定装置の構成部と同一構成部には同一参照番号を付して説明を省略することにする。また、第3実施形態の光学式距離測定装置では、第1実施形態の光学式距離測定装置と共通の作用効果および変形例については説明を省略することにし、第2実施形態の光学式距離測定装置と共通の作用効果および変形例についても説明を省略する。第3実施形態の光学式距離測定装置では、第1、2実施形態の光学式距離測定装置と異なる構成、作用効果および変形例についてのみ説明を行うことにする。   In the optical distance measuring device of the third embodiment, the same components as those of the optical distance measuring device of the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Further, in the optical distance measuring device of the third embodiment, the description of the operations and effects common to those of the optical distance measuring device of the first embodiment will be omitted, and the optical distance measurement of the second embodiment will be omitted. The description of the effects and modifications common to the apparatus is also omitted. In the optical distance measuring device according to the third embodiment, only the configuration, operational effects, and modifications different from those of the optical distance measuring device according to the first and second embodiments will be described.

図14に示すように、この光学式距離測定装置は、発振器1と、発光素子2と、受光素子3と、プリアンプ4と、ミキサ部7と、判定部12と、増幅器19と、バッファ部26と、位相調整部28と、ローパスフィルタ(LPF)20とを備える。上記LPF20と判定部12とは、算出部40を構成している。   As shown in FIG. 14, the optical distance measuring device includes an oscillator 1, a light emitting element 2, a light receiving element 3, a preamplifier 4, a mixer unit 7, a determination unit 12, an amplifier 19, and a buffer unit 26. And a phase adjustment unit 28 and a low-pass filter (LPF) 20. The LPF 20 and the determination unit 12 constitute a calculation unit 40.

発振器1からの発光信号Aと、被検出物13までの距離yに相当する位相遅延を含む受光信号Bとが、ミキサ部7で処理され、ミキサ部7から合成信号Cとして出力される。図14に示すように、第3実施形態では算出部の一部であるLPF20が、ミキサ部7と判定部12との間に接続されている。LPF20の出力信号が判定部12で処理されて、判定部12で被検出物13までの距離yが求められる。   A light emission signal A from the oscillator 1 and a light reception signal B including a phase delay corresponding to the distance y to the detected object 13 are processed by the mixer unit 7 and output as a composite signal C from the mixer unit 7. As shown in FIG. 14, in the third embodiment, the LPF 20 that is a part of the calculation unit is connected between the mixer unit 7 and the determination unit 12. The output signal of the LPF 20 is processed by the determination unit 12, and the determination unit 12 determines the distance y to the detected object 13.

図15は、第3実施形態の光学式距離測定装置の各回路部のタイミングチャートを示す波形図である。   FIG. 15 is a waveform diagram illustrating a timing chart of each circuit unit of the optical distance measuring device according to the third embodiment.

発光信号A(周期T)に対して受光信号Bが被検出物13までの距離yに対応した光の走行時間Δtだけ位相遅延する。ミキサ部7(例えば、論理積演算器(AND))では、両信号が合成されて合成信号Cとなる。ここで、合成信号Cは周期T、パルス幅tdの矩形波である。この合成信号Cの周波数に対し、LPF20の遮断周波数を十分低くすると、DC成分のみがLPF20を通過するので、発光信号Aのパルス幅をtw、合成信号Cの信号強度をVinとすると、LPF20の出力信号Voutは(7)式を用いて以下の(14)式のように表現させる。

Figure 2006308357
The light reception signal B is phase-delayed with respect to the light emission signal A (cycle T) by the traveling time Δt of light corresponding to the distance y to the detected object 13. In the mixer unit 7 (for example, a logical product operator (AND)), both signals are combined into a combined signal C. Here, the synthesized signal C is a rectangular wave having a period T and a pulse width td. If the cut-off frequency of the LPF 20 is sufficiently lowered with respect to the frequency of the composite signal C, only the DC component passes through the LPF 20. Therefore, if the pulse width of the light emission signal A is tw and the signal intensity of the composite signal C is Vin, the LPF 20 The output signal Vout is expressed by the following equation (14) using the equation (7).
Figure 2006308357

(14)式は、被検出物13までの距離yと、LPF20の出力信号D(Vout)が比例関係にあることを示している。入力信号強度(Vin)が、既知であるのでVoutを検出することによりyを算出することができる。この発明において、発光素子2はレーザダイオード(Laser Diode:LD)または発光ダイオード(Light Emitting Diode:LED)が好ましく、距離測定装置の仕様によって適宜選択される。近距離で広範囲にビームを照射する場合は、LDに比べ低コストであるLEDの方が望ましい。また、LEDの発光は、LDの発光点に比べて大きいため、LEDの方がLDより人の目に対する安全性が高いという利点を有する。   Expression (14) indicates that the distance y to the detected object 13 and the output signal D (Vout) of the LPF 20 are in a proportional relationship. Since the input signal strength (Vin) is known, y can be calculated by detecting Vout. In the present invention, the light emitting element 2 is preferably a laser diode (LD) or a light emitting diode (LED), and is appropriately selected according to the specifications of the distance measuring device. In the case where a beam is irradiated over a wide range at a short distance, an LED having a lower cost than an LD is desirable. In addition, since the light emission of the LED is larger than the light emission point of the LD, the LED has an advantage of higher safety for human eyes than the LD.

一方LDは遠距離の物体を検出する場合に適している。というのも、LDはコリメート性が高く適切なレンズ配置により出射光を平行光にすることができるため、LEDのように光エネルギーがビーム広がりにより分散することなく、高エネルギー密度を有したまま遠距離の物体を照射することができるからである。また、ビームが拡がらなくて照射面積を小さくできるため、遠距離の物体でも小スポットで照射できて、被検出物のどの部分までの距離を測定しているのかが明確になるからである。尚、LDを用いる場合、目への安全性を確保するため発光信号Aのデューティ比は十分小さく設定する必要があり、目的に応じたクラス分けが必要となる。   On the other hand, the LD is suitable for detecting an object at a long distance. This is because LD has high collimation characteristics and can collimate the emitted light with an appropriate lens arrangement, so that the light energy is not dispersed by the beam spread as in the case of an LED, and it has a high energy density. This is because an object at a distance can be irradiated. In addition, since the irradiation area can be reduced because the beam does not spread, it is possible to irradiate a long-distance object with a small spot, and it is clear to which part of the detected object the distance is measured. When LD is used, it is necessary to set the duty ratio of the light emission signal A to be sufficiently small in order to ensure safety for the eyes, and classification according to the purpose is required.

光学式距離測定装置を使用する環境は太陽光や蛍光灯等さまざまな波長を有する外乱光が存在し、反射信号光強度との比(SN比)が低くなるほど距離の検出が困難になる。上述のように発光素子2にはLEDやLDなどの単一波長発光素子が用いられるため、受光素子3に入射する光は適切な波長フィルタを介するようにすることが好ましい。   The environment in which the optical distance measuring device is used includes disturbance light having various wavelengths such as sunlight and fluorescent lamps, and the detection of the distance becomes difficult as the ratio (SN ratio) to the reflected signal light intensity decreases. As described above, since the light emitting element 2 is a single wavelength light emitting element such as an LED or an LD, it is preferable that the light incident on the light receiving element 3 is passed through an appropriate wavelength filter.

図16は、λを中心波長としたスペクトルを有する光を出射する発光素子に対する波長フィルタの通過域を説明する図である。 FIG. 16 is a diagram illustrating a pass band of a wavelength filter for a light emitting element that emits light having a spectrum with λ C as a center wavelength.

図16において、横軸は、光の波長を示し、縦軸は、光の強度を示している。また、点線で示すカーブは、波長フィルタの通過域を示している。最も理想的なのは、図16(C)に示すBPF(バンドパスフィルタ)を用いたときである。というのも、図16(C)に示すBPFは、発光素子の有する波長分布のみを覆うように通過域に設定されており、その他の波長の光は受光素子に入射しないからである。発光素子が赤外光出射素子のときには、赤外光は可視光に比べて波長が長いので、太陽光や蛍光灯などに比較的多く含まれる可視光成分を除去するために、図16(A)に示す波長通過域を有するHPF(ハイパスフィルタ)を用いてもよい。また、短波長の光源を用いる場合には、図16(B)に示す波長通過域を有するLPF(ローパスフィルタ)を用いることもできる。   In FIG. 16, the horizontal axis indicates the wavelength of light, and the vertical axis indicates the intensity of light. Moreover, the curve shown with a dotted line has shown the pass band of the wavelength filter. Most ideal is when the BPF (band pass filter) shown in FIG. 16C is used. This is because the BPF shown in FIG. 16C is set in the passband so as to cover only the wavelength distribution of the light emitting element, and light of other wavelengths does not enter the light receiving element. When the light emitting element is an infrared light emitting element, the wavelength of infrared light is longer than that of visible light. Therefore, in order to remove a visible light component contained in a relatively large amount of sunlight or a fluorescent lamp, FIG. HPF (high pass filter) having a wavelength pass band shown in FIG. When a short wavelength light source is used, an LPF (low pass filter) having a wavelength pass band shown in FIG. 16B can also be used.

しかしながら、上述のような波長フィルタは外乱光の検出割合を低減するには効果的であるが、発光素子と同じ波長の外乱光の影響をなくすことはできない。一般に、外乱光には太陽光(DC)、蛍光灯(50Hz、60Hz)、インバータ灯(数十kHz)の3種類が考えられる。図2やその他のタイミングチャート図で示した発光信号Aの周波数をこれらの周波数よりも十分高くする。更に、発振器1が、オンとオフの信号を周期的に繰り返して出力して、発光素子2が、発振器1からオンの信号を受けたときのみ光を出射するようにする。更に、サンプルホールド回路(サンプルホールド回路は、減算信号生成部の一例である)等を利用して受光信号BのLowレベルの信号強度を記憶して、受光信号Bからそのホールド値を減算する。このようにすると、外乱光の影響を除去することができる。   However, although the wavelength filter as described above is effective in reducing the detection ratio of disturbance light, the influence of disturbance light having the same wavelength as that of the light emitting element cannot be eliminated. Generally, there are three types of disturbance light: sunlight (DC), fluorescent lamps (50 Hz, 60 Hz), and inverter lamps (several tens of kHz). The frequency of the light emission signal A shown in FIG. 2 and other timing charts is made sufficiently higher than these frequencies. Further, the oscillator 1 periodically outputs ON and OFF signals so that the light emitting element 2 emits light only when receiving the ON signal from the oscillator 1. Furthermore, the low-level signal intensity of the light reception signal B is stored using a sample hold circuit (a sample hold circuit is an example of a subtraction signal generation unit), and the hold value is subtracted from the light reception signal B. In this way, the influence of disturbance light can be removed.

というのも、受光信号がONの時間帯は、反射信号と外乱光が受光素子に入射し、OFFの時間帯は外乱光のみが受光素子に入射する。発光信号Aの周波数を、上記3種類の外乱光の周波数よりも十分高く設定すると、受光信号BがONの時間帯の外乱光によるノイズ強度は、直前または直後のOFFの時間帯の外乱光ノイズ強度と略同じレベルとみなすことができる。このため、受光信号BのONの時間帯の信号からOFFの時間帯の信号強度を減算することにより、効果的に信号成分のみを抽出できるからである。   This is because the reflected signal and disturbance light are incident on the light receiving element during the time when the light reception signal is ON, and only the disturbance light is incident on the light receiving element during the OFF time period. When the frequency of the light emission signal A is set sufficiently higher than the frequency of the above three types of disturbance light, the noise intensity due to the disturbance light in the time zone when the light reception signal B is ON is the disturbance light noise in the OFF time zone immediately before or immediately after. It can be regarded as almost the same level as strength. Therefore, by subtracting the signal intensity in the OFF time zone from the signal in the ON time zone of the light reception signal B, only the signal component can be extracted effectively.

また、被検出物13に対する限定はなく、さまざまな物体を対象としているため、受光量が十分小さくなる場合も考えられる。このような場合においては、信号を確実に受光できるようにするため、受光素子2として、アバランシェフォトダイオード(APD)を採用するのが好ましい。APDは光感度が高く、微弱光の検出に適している。   Moreover, there is no limitation with respect to the detected object 13, and since various objects are targeted, there may be a case where the amount of received light is sufficiently small. In such a case, it is preferable to employ an avalanche photodiode (APD) as the light receiving element 2 in order to reliably receive a signal. APD has high photosensitivity and is suitable for detecting weak light.

一方、反射光量が十分大きい場合には、受光素子として、フォトダイオード(PD)を採用するのが好ましい。フォトダイオードはもっとも一般的な受光素子で、Si(シリコン)を用いた通常の半導体製造工程を用いて安価に製造できるため、装置全体のコストを低減することができる。また、フォトダイオードと上記プリアンプを同一プロセスで同一半導体基板上に形成することにより、集積化によるコスト低減のみならず、フォトダイオードとプリアンプ間の配線長を短くできるため、その配線に加わる電流ノイズを最低限の値まで抑制することができる。このため、高精度な測定を実現することができる。上述のような集積化はプリアンプだけに限定されることはなく、プリアンプから算出部(判定部は除く)まで、具体的には、フォトダイオード、プリアンプ、増幅器、論理演算部、積分器(積分器のかわりにLPFでも良い)まで、同一半導体基板上に形成することも可能である。この場合、ノイズを最小にすることができ、信号処理ICにかかる製造コストを最小にすることができる。   On the other hand, when the amount of reflected light is sufficiently large, it is preferable to employ a photodiode (PD) as the light receiving element. The photodiode is the most common light receiving element, and can be manufactured at low cost by using a normal semiconductor manufacturing process using Si (silicon). Therefore, the cost of the entire apparatus can be reduced. In addition, by forming the photodiode and the preamplifier on the same semiconductor substrate in the same process, not only can the cost be reduced by integration, but also the wiring length between the photodiode and the preamplifier can be shortened, so that current noise applied to the wiring is reduced. The minimum value can be suppressed. For this reason, highly accurate measurement is realizable. The integration as described above is not limited to a preamplifier, but from a preamplifier to a calculation unit (excluding a determination unit), specifically, a photodiode, a preamplifier, an amplifier, a logical operation unit, an integrator (integrator Alternatively, LPF may be used instead of the same semiconductor substrate. In this case, noise can be minimized and the manufacturing cost for the signal processing IC can be minimized.

尚、反射光量が不十分な場合や、ごく近距離の被検出物の測定を行う場合にはPDの受光面積を大きくする必要な場合がある。一般に、半導体基板上でのPDの構造は信号処理IC部に比べ簡素であり、半導体製造工程で必要とする成膜や洗浄、フォトリソ、エッチングといった工程数が少ない。これに対し、信号処理IC部はトランジスタなどの複雑な構造をしているため、上記のような工程数が非常に多くなり、PDに比べて高価である。このため、PD部の面積が大きいと高価な製造プロセスを用いて安価にできるPD部の占有率が高いために製造コストが結果的に高価になってしまう。   When the amount of reflected light is insufficient or when measuring an object to be detected at a very short distance, it may be necessary to increase the light receiving area of the PD. In general, the structure of a PD on a semiconductor substrate is simpler than that of a signal processing IC section, and the number of processes such as film formation, cleaning, photolithography, and etching required in a semiconductor manufacturing process is small. On the other hand, since the signal processing IC section has a complicated structure such as a transistor, the number of processes as described above is very large, which is more expensive than PD. For this reason, if the area of the PD portion is large, the occupation ratio of the PD portion that can be reduced by using an expensive manufacturing process is high, resulting in an increase in manufacturing cost.

使用する製造プロセスとPDの面積、PDとICを別基板にすることにより増加する配線の電流ノイズなどによる性能低下などを総合的に検討した結果、フォトダイオード部のみを別基板に製造し、IC部と配線で接続する方が製造コストが易い場合、PDと、IC部(例えば、プリアンプ、増幅器、論理演算部、積分器(積分器のかわりにLPFでも良い))とを別基板に形成しても良いことは勿論である。   As a result of comprehensive examination of the manufacturing process to be used, the area of the PD, the performance degradation due to the current noise of the wiring, etc., which increases when the PD and IC are made different substrates, only the photodiode part is manufactured on a separate substrate If manufacturing costs are easier to connect with the wiring section, the PD and IC section (for example, preamplifier, amplifier, logic operation section, integrator (LPF instead of the integrator) may be used) are formed on separate substrates. Of course, it may be.

以上のような光学式距離測定装置は、距離を精密に測定して表示できるだけでなく、発光部と受光部を接近して隣接して製造することが可能であるので、従来の装置と比較して装置を格段に小さくできる。このことから、この発明の装置は、大型の電子機器のみならず小型の電子機器にも搭載することができる。そして、測定した距離値を用いて何らかの機能を電子機器に持たせることに適している。   The optical distance measuring device as described above can not only accurately measure and display the distance, but also can manufacture the light emitting portion and the light receiving portion close to each other, so that it is compared with the conventional device. The device can be made much smaller. For this reason, the apparatus of the present invention can be mounted not only on a large electronic device but also on a small electronic device. And it is suitable for giving an electronic device a certain function using the measured distance value.

この発明の光学式距離測定装置を、障害物との距離によりON・OFFを制御できる非接触スイッチや、障害物検出器等の電子機器に用いると、その電子機器の性能を向上させることができると共に、その電子機器をコンパクトにすることができる。   When the optical distance measuring device according to the present invention is used for an electronic device such as a non-contact switch capable of controlling ON / OFF according to a distance from an obstacle or an obstacle detector, the performance of the electronic device can be improved. At the same time, the electronic device can be made compact.

本発明の第1実施形態の光学式距離測定装置のブロック図である。It is a block diagram of the optical distance measuring device of a 1st embodiment of the present invention. 第1実施形態の光学式距離測定装置の各回路部のタイミングチャートを示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the timing chart of each circuit part of the optical distance measuring device of 1st Embodiment. 第1実施形態の光学式距離測定装置が有するスイッチと積分器の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the switch and integrator which the optical distance measuring device of 1st Embodiment has. 第1実施形態の光学式距離測定装置のミキサ部がEXOR回路で構成されている場合の各回路部のタイミングチャートを示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the timing chart of each circuit part in case the mixer part of the optical distance measuring device of 1st Embodiment is comprised by the EXOR circuit. 第1実施形態の変形例の光学式距離測定装置のブロック図である。It is a block diagram of the optical distance measuring device of the modification of 1st Embodiment. AGC機能による誤差防止を説明する図である。It is a figure explaining the error prevention by an AGC function. 増幅器の増幅度による誤差を説明する図である。It is a figure explaining the error by the amplification degree of an amplifier. 増幅器の帯域によるパルス立ち上がり速度制限が距離検出誤差を低減することを説明する図である。It is a figure explaining that the pulse rising speed restriction | limiting by the zone | band of an amplifier reduces distance detection error. 増幅器のスルーレートによるパルス立ち上がり速度制限が距離誤差を低減することを説明する図である。It is a figure explaining that the pulse rising speed restriction | limiting by the slew rate of an amplifier reduces a distance error. 第1実施形態の更なる変形例の光学式距離測定装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the optical distance measuring device of the further modification of 1st Embodiment. 本発明の第2実施形態の光学式距離測定装置のブロック図である。It is a block diagram of the optical distance measuring device of a 2nd embodiment of the present invention. ミキサ部、分周器、第1スイッチ、第2スイッチおよび積分器の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of a mixer part, a frequency divider, a 1st switch, a 2nd switch, and an integrator. 第2実施形態の光学式距離測定装置の各回路部のタイミングチャートを示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the timing chart of each circuit part of the optical distance measuring device of 2nd Embodiment. 本発明の第3実施形態の光学式距離測定装置のブロック図である。It is a block diagram of the optical distance measuring device of 3rd Embodiment of this invention. 第3実施形態の光学式距離測定装置の各回路部のタイミングチャートを示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the timing chart of each circuit part of the optical distance measuring device of 3rd Embodiment. 発光素子に対する波長フィルタの通過域を説明する図である。It is a figure explaining the pass band of the wavelength filter with respect to a light emitting element. 三角距離方式を説明するための図である。It is a figure for demonstrating a triangular distance system. 従来の光学式距離測定装置の各回路部のタイミングチャートを示す図である。It is a figure which shows the timing chart of each circuit part of the conventional optical distance measuring device. 従来のTOF方式の光学式距離測定装置を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the conventional optical distance measuring device of a TOF system. 従来のTOF方式の光学式距離測定装置を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the conventional optical distance measuring device of a TOF system.

符号の説明Explanation of symbols

1 発振器
2 発光素子
3 受光素子
4 プリアンプ
7 ミキサ部
8 第1スイッチ
9 第2スイッチ
10,40 算出部
11 積分器
12 判定部
13 被検出物
14 論理否定演算回路
15 積分抵抗
16 積分容量
17 リセット抵抗
18 オペアンプ
19 増幅器
20 ローパスフィルタ
26 バッファ部
28 位相調整部
29 分周器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Oscillator 2 Light emitting element 3 Light receiving element 4 Preamplifier 7 Mixer part 8 1st switch 9 2nd switch 10,40 Calculation part 11 Integrator 12 Judgment part 13 Detected object 14 Logical negation operation circuit 15 Integration resistance 16 Integration capacity 17 Reset resistance 18 operational amplifier 19 amplifier 20 low pass filter 26 buffer unit 28 phase adjustment unit 29 frequency divider

Claims (31)

発振器と、
上記発振器からの信号に基づいて被検出物に向けて出射光を出射する発光素子と、
上記出射光の上記被検出部からの反射光を受光する受光素子と、
上記発振器からの信号と上記受光素子からの上記反射光を表す信号とに対して論理演算を施して上記発光素子と上記被検出物との間の距離に対して一定の関係を有する一次信号を出力する論理演算部と、
上記論理演算部からの一次信号を受けて上記距離を算出する算出部と
を備えることを特徴とする光学式距離測定装置。
An oscillator,
A light emitting element that emits outgoing light toward an object to be detected based on a signal from the oscillator;
A light receiving element that receives reflected light from the detected portion of the emitted light; and
A logical operation is performed on the signal from the oscillator and the signal representing the reflected light from the light receiving element to obtain a primary signal having a certain relationship with the distance between the light emitting element and the detected object. A logical operation unit to output;
An optical distance measuring device comprising: a calculation unit that receives the primary signal from the logic operation unit and calculates the distance.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記発振器からの信号は、矩形のパルス波であることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device, wherein the signal from the oscillator is a rectangular pulse wave.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記論理演算部は、論理積演算回路もしくは否定論理演算回路からなることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device, wherein the logical operation unit comprises a logical product operation circuit or a negative logical operation circuit.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記論理演算部は、排他的論理和演算回路からなることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device, wherein the logical operation unit is composed of an exclusive OR operation circuit.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記論理演算部は、アナログ乗算器からなることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device is characterized in that the logical operation unit comprises an analog multiplier.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記受光素子と上記論理演算部との間に接続された増幅器を備えることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
An optical distance measuring device comprising an amplifier connected between the light receiving element and the logic operation unit.
請求項6に記載の光学式距離測定装置において、
上記増幅器は、上記増幅器の出力信号強度を一定に制御する自動利得調整機能を有していることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 6,
The optical distance measuring apparatus, wherein the amplifier has an automatic gain adjustment function for controlling the output signal intensity of the amplifier to be constant.
請求項6に記載の光学式距離測定装置において、
上記増幅器の増幅度をα、上記増幅器の入力信号強度をVin[V]、上記増幅器の出力信号強度をVout[V]とするとき、
Vout<α×Vin
であることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 6,
When the amplification factor of the amplifier is α, the input signal strength of the amplifier is Vin [V], and the output signal strength of the amplifier is Vout [V],
Vout <α × Vin
An optical distance measuring device.
請求項8に記載の光学式距離測定装置において、
上記発振器からの信号は矩形のパルス波であり、受光信号の立ち上がり時間をtr[μs]、上記増幅器の高域遮断周波数をf[MHz]とするとき、
tr<0.35/f
であることを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 8,
When the signal from the oscillator is a rectangular pulse wave, the rising time of the received light signal is tr [μs], and the high-frequency cutoff frequency of the amplifier is f c [MHz],
tr <0.35 / f c
An optical distance measuring device.
請求項8に記載の光学式距離測定装置において、
上記発振器からの信号は矩形のパルス波であり、受光信号の立ち上がり時間をtr[μs]、上記増幅器のスルーレートをSR[V/μs]、上記増幅器の飽和電圧をVmax[V]とするとき、
tr<Vmax/SR
であることを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 8,
The signal from the oscillator is a rectangular pulse wave, the rising time of the received light signal is tr [μs], the slew rate of the amplifier is SR [V / μs], and the saturation voltage of the amplifier is V max [V]. When
tr <V max / SR
An optical distance measuring device.
請求項2に記載の光学式距離測定装置において、
上記算出部が算出できる最大検出距離をymax[m]、上記矩形のパルス波のパルス幅をtw[s]、光速をc[m/s]とするとき、
tw>2ymax/c
であることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 2,
When the maximum detection distance that can be calculated by the calculation unit is y max [m], the pulse width of the rectangular pulse wave is tw [s], and the speed of light is c [m / s],
tw> 2y max / c
An optical distance measuring device.
請求項6に記載の光学式距離測定装置において、
上記増幅器と上記論理演算部との間に接続されると共に、上記増幅器からの信号の強度が所定値よりも大きい場合のみ上記論理演算部に信号を出力する論理バッファ演算部を備えることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 6,
A logic buffer operation unit that is connected between the amplifier and the logic operation unit and that outputs a signal to the logic operation unit only when the intensity of the signal from the amplifier is greater than a predetermined value; Optical distance measuring device.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記受光素子と上記論理演算部との間と、上記発振器と上記論理演算部との間とのうちの少なくとも一方の間に接続された位相調整部を備えることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
An optical distance measuring device comprising: a phase adjusting unit connected between at least one of the light receiving element and the logical operation unit and between the oscillator and the logical operation unit. .
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記算出部は、積分器を有することを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device, wherein the calculation unit includes an integrator.
請求項14に記載の光学式距離測定装置において、
上記一次信号は、周期を有する信号であり、
上記積分器は、上記一次信号の複数周期分を積分することを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 14,
The primary signal is a signal having a period,
The optical distance measuring device, wherein the integrator integrates a plurality of periods of the primary signal.
請求項15に記載の光学式距離測定装置において、
上記発振器は、周期を有する信号を発振し、
上記発振器からの上記周期を有する信号を受けて、この信号の複数周期分の時間が一周期の時間に相当する周期を有する信号を出力する分周部と、
上記分周部からの上記信号と、上記論理演算部からの上記一次信号とを受けて、上記積分器が積分する上記複数周期分を制御するスイッチ部と
を備えることを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 15,
The oscillator oscillates a signal having a period,
A frequency divider that receives a signal having the period from the oscillator and outputs a signal having a period corresponding to a period of time of a period of a plurality of periods of the signal;
An optical distance comprising: a switch unit that receives the signal from the frequency dividing unit and the primary signal from the logical operation unit and controls the plurality of cycles integrated by the integrator. measuring device.
請求項16に記載の光学式距離測定装置において、
上記分周部が出力する上記信号は、矩形のパルス波であり、
上記積分器は、上記分周部が出力した上記信号の半周期毎に積分とリセットを繰り返すことを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 16,
The signal output by the frequency divider is a rectangular pulse wave,
The optical distance measuring device according to claim 1, wherein the integrator repeats integration and resetting every half cycle of the signal output from the frequency divider.
請求項16に記載の光学式距離測定装置において、
算出部は、上記積分器の出力側に接続されると共に、上記積分器が出力した積分信号の最小値または最大値に基づいて上記距離を判定する判定部を有することを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 16,
The calculation unit is connected to the output side of the integrator, and has a determination unit that determines the distance based on the minimum value or the maximum value of the integration signal output from the integrator. measuring device.
請求項18に記載の光学式距離測定装置において、
上記積分器は、周期を有する積分信号を出力し、
上記判定部は、上記周期を有する積分信号の移動平均に基づいて上記距離を判定することを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 18,
The integrator outputs an integration signal having a period,
The optical distance measuring device, wherein the determination unit determines the distance based on a moving average of an integral signal having the period.
請求項18に記載の光学式距離測定装置において、
上記算出部は、ローパスフィルタを有することを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 18,
The optical distance measuring device, wherein the calculation unit includes a low-pass filter.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記発光素子は、レーザダイオードであることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device, wherein the light emitting element is a laser diode.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記発光素子は、発光ダイオードであることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device, wherein the light emitting element is a light emitting diode.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記受光素子の受光面に入射する光の波長の範囲を制限する波長フィルタを備えることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
An optical distance measuring device comprising a wavelength filter for limiting a wavelength range of light incident on a light receiving surface of the light receiving element.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記発振器は、オンとオフの信号を周期的に繰り返して出力し、上記発光素子は、上記発振器からオンの信号を受けたときのみ光を出射することを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device characterized in that the oscillator periodically outputs an on and off signal, and the light emitting element emits light only when an on signal is received from the oscillator.
請求項24に記載の光学式距離測定装置において、
上記受光素子が上記発光素子からの光を受けたときに出力した信号の信号強度から上記受光素子が上記発光素子からの光を受けなかったときに出力した信号の信号強度を減算した減算信号を生成する減算信号生成部を備え、上記論理演算部は、上記減算信号部からの上記減算信号を受けることを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 24,
A subtracted signal obtained by subtracting the signal intensity of the signal output when the light receiving element does not receive light from the light emitting element from the signal intensity of the signal output when the light receiving element receives light from the light emitting element. An optical distance measuring device comprising: a subtracting signal generating unit for generating, wherein the logical operation unit receives the subtracting signal from the subtracting signal unit.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記受光素子は、アバランシェフォトダイオードであることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device, wherein the light receiving element is an avalanche photodiode.
請求項1に記載の光学式距離測定装置において、
上記受光素子は、フォトダイオードであることを特徴とする光学式距離測定装置。
In the optical distance measuring device according to claim 1,
The optical distance measuring device, wherein the light receiving element is a photodiode.
請求項27に記載の光学式距離測定装置において、
上記フォトダイオードと上記論理演算部との間に接続されると共に、上記フォトダイオードから出力される電流信号を電圧信号に変換するプリアンプを備え、
上記フォトダイオードと上記プリアンプは、同一半導体基板上に形成されていることを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 27,
A preamplifier connected between the photodiode and the logic operation unit and converting a current signal output from the photodiode into a voltage signal;
The optical distance measuring device, wherein the photodiode and the preamplifier are formed on the same semiconductor substrate.
請求項28に記載の光学式距離測定装置において、
上記プリアンプと上記論理演算部との間に接続された増幅器を備え、
上記フォトダイオード、上記プリアンプ、上記増幅器、および、上記論理演算部は、同一半導体基板上に形成されていることを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 28,
An amplifier connected between the preamplifier and the logical operation unit;
The optical distance measuring device, wherein the photodiode, the preamplifier, the amplifier, and the logic operation unit are formed on the same semiconductor substrate.
請求項27に記載の光学式距離測定装置において、
上記フォトダイオードと上記論理演算部との間に接続されると共に、上記フォトダイオードから出力される電流信号を電圧信号に変換するプリアンプと、
上記プリアンプと上記論理演算部との間に接続された増幅器と
を備え、
上記プリアンプ、上記増幅器、上記論理演算部は、第1半導体基板上に形成される一方、上記フォトダイオードは、第2半導体基板上に形成されていることを特徴とする光学式距離測定装置。
The optical distance measuring device according to claim 27,
A preamplifier connected between the photodiode and the logic operation unit and converting a current signal output from the photodiode into a voltage signal;
An amplifier connected between the preamplifier and the logical operation unit;
The optical distance measuring device according to claim 1, wherein the preamplifier, the amplifier, and the logical operation unit are formed on a first semiconductor substrate, while the photodiode is formed on a second semiconductor substrate.
請求項1に記載の光学式距離測定装置を備えることを特徴とする電子機器。   An electronic apparatus comprising the optical distance measuring device according to claim 1.
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