JP2006296157A - Power factor improving circuit - Google Patents

Power factor improving circuit Download PDF

Info

Publication number
JP2006296157A
JP2006296157A JP2005116961A JP2005116961A JP2006296157A JP 2006296157 A JP2006296157 A JP 2006296157A JP 2005116961 A JP2005116961 A JP 2005116961A JP 2005116961 A JP2005116961 A JP 2005116961A JP 2006296157 A JP2006296157 A JP 2006296157A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
circuit
input
output
input terminal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2005116961A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP4718228B2 (en
Inventor
Osamu Saito
修 齊藤
Hirobumi Imaguchi
博文 今口
Masaya Shirota
雅也 城田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority to JP2005116961A priority Critical patent/JP4718228B2/en
Publication of JP2006296157A publication Critical patent/JP2006296157A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4718228B2 publication Critical patent/JP4718228B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power factor improving circuit which can prevent the breakdown of auxiliary winding even if the auxiliary winding short-circuits, without taking complicated constitution, in a switching power source. <P>SOLUTION: A multiplier 113 integrates voltage MULT which is obtained by dividing input voltage and voltage MO which is obtained by dividing output voltage. A comparator 112 compares the voltage CS geared to the current flowing to a MOS-FETQ1 with the multiplication results of the multiplier 113. A driver 111 performs the ON/OFF control of the MOS-FETQ1, based on the voltage z/c outputted from the auxiliary winding Nc of the transformer T1 and the comparison results in the comparator 112. An auxiliary winding short circuit protecting circuit 114 detects the short circuit of the auxiliary winding Nc, based on the above voltage MULT, the voltage CS, and the voltage z/c, and performs the OFF control of the MOS-FETQ1 after detection, and stops the voltage output of a switching power source 1. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、スイッチング電源に用いられる力率改善回路に関する。   The present invention relates to a power factor correction circuit used for a switching power supply.

従来、力率を改善しつつ、入力電圧を昇圧して出力する力率改善型のスイッチング電源の例として、特許文献１に、交流入力電圧の実効値が低い場合にもスイッチング素子をオン状態に維持することにより、大きな出力電力を得ることができるスイッチング電源装置が記載されている。
特開２００２−３５９９７７号公報 Conventionally, as an example of a power factor improving type switching power supply that boosts and outputs an input voltage while improving the power factor, Patent Document 1 discloses that the switching element is turned on even when the effective value of the AC input voltage is low. A switching power supply device is described in which a large output power can be obtained by maintaining.
JP 2002-359977 A

図５に示す、従来におけるスイッチング電源２は、後述するように、トランスＴ1の補助巻線Ｎcから抵抗Ｒ4を介して、力率改善回路１２の入力端Ｂに、スイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor−Field Effect Transistor）Ｑ1がオフ期間にトランスＴ1の１次巻線Ｎpに流れる電流がゼロになったことを示すｚ／ｃ（zero／current）信号を出力し、力率改善回路１２はＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のオフ状態を検出し、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のゲートに駆動信号（オントリガ）を出力することにより、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオンの状態に移行させている。   As shown in FIG. 5, a conventional switching power supply 2 shown in FIG. 5 has a MOS-FET (switching element) connected to the input terminal B of the power factor correction circuit 12 from the auxiliary winding Nc of the transformer T1 through the resistor R4. The power factor improving circuit 12 outputs a z / c (zero / current) signal indicating that the current flowing through the primary winding Np of the transformer T1 becomes zero during the off-period of the metal oxide semiconductor-field effect transistor (Q1). Detects the off state of the MOS-FET Q1, and outputs a drive signal (on trigger) to the gate of the MOS-FET Q1, thereby shifting the MOS-FET Q1 to the on state.

ところで、上述したような従来のスイッチング電源２内の力率改善回路１２においては、上述したオントリガを生成するために、低い電圧（例えば、０．５Ｖ）をしきい値としてｚ／ｃ信号を検出することが一般的である。このため、補助巻線Ｎcの短絡時に、ノイズ等により、オントリガが生成されてＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオン・オフを繰り返し、電源電圧を出力する動作が停止せず、補助巻線Ｎcに短絡電流が流れ続け、補助巻線Ｎcの破損を招くという問題があった。   By the way, in the power factor correction circuit 12 in the conventional switching power supply 2 as described above, the z / c signal is detected using a low voltage (for example, 0.5 V) as a threshold value in order to generate the above-described on trigger. It is common to do. Therefore, when the auxiliary winding Nc is short-circuited, an on-trigger is generated due to noise or the like, the MOS-FET Q1 is repeatedly turned on and off, and the operation of outputting the power supply voltage does not stop, and a short-circuit current flows in the auxiliary winding Nc. There was a problem that the auxiliary winding Nc was damaged.

上述したような補助巻線の短絡の保護のため、従来、以下のような回路の追加が行われていた。すなわち、補助巻線電圧を整流して直流にし、巻線短絡時に該直流電圧が低下したことを検出して、力率改善回路の電源の動作を停止させる保護回路の追加が行われていた。例えば、該保護回路は、抵抗、大容量のコンデンサおよびダイオードから構成される。   Conventionally, the following circuit has been added to protect the short circuit of the auxiliary winding as described above. That is, a protection circuit for rectifying the auxiliary winding voltage to direct current, detecting that the direct current voltage has dropped when the winding is short-circuited, and stopping the operation of the power source of the power factor correction circuit has been added. For example, the protection circuit includes a resistor, a large capacity capacitor, and a diode.

しかしながら、上述した保護回路においては、以下のような問題がある。すなわち、スイッチング電源２の起動時は、補助巻線電圧は必ず低い状態にあるので、上述した保護回路がこの状況を検知し、スイッチング電源２の動作が起動しなくなるという問題があった。また、これを回避するために、スイッチング電源２が起動状態にあることを認識し、スイッチング電源２が起動状態にあると認識した場合に、上述した保護回路の動作を停止させる回路が別途必要となり、回路全体が複雑化するという問題があった。   However, the protection circuit described above has the following problems. That is, since the auxiliary winding voltage is always in a low state when the switching power supply 2 is started, there is a problem that the above-described protection circuit detects this situation and the operation of the switching power supply 2 does not start. In order to avoid this, it is necessary to separately provide a circuit for stopping the operation of the protection circuit described above when it is recognized that the switching power supply 2 is in the activated state and the switching power supply 2 is recognized in the activated state. There was a problem that the entire circuit was complicated.

本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、スイッチング電源において、複雑な構成をとることなく、補助巻線が短絡しても該補助巻線の破損を防ぐことができる力率改善回路を提供することにある。   The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and its object is to prevent damage to the auxiliary winding even if the auxiliary winding is short-circuited without taking a complicated configuration in the switching power supply. It is to provide a power factor correction circuit.

上記目的を達成するために、この発明では、以下の手段を提案している。
請求項１に係る発明は、交流電圧を整流して供給する整流手段と、１次巻線および２次巻線を有し、前記１次巻線の一端が前記整流手段と接続されたトランスと、前記トランスの１次巻線の他端と接続されたスイッチング素子とに接続され、前記スイッチング素子によって、前記整流手段の出力電圧を前記交流電圧の周期に比して速い周期にて繰り返しオン・オフ制御を行う力率改善回路であって、入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出するスイッチング素子電流検出手段と、前記２次巻線に接続され、前記スイッチング素子のオフ期間に前記１次巻線に流れる電流がゼロになったことを検出するゼロ電流検出手段と、前記入力電圧検出手段および前記スイッチング素子電流検出手段ならびに前記ゼロ電流検出手段の検出結果に基づいて、前記２次巻線の短絡を検出し、前記スイッチング素子をオフの状態に固定する２次巻線短絡保護手段とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、入力電圧検出手段およびスイッチング素子電流検出手段ならびにゼロ電流検出手段の検出結果に基づいて、２次巻線の短絡を検出し、スイッチング素子をオフの状態に固定する２次巻線短絡保護手段を設けることにより、２次巻線の短絡により破損を回避する。 In order to achieve the above object, the present invention proposes the following means.
The invention according to claim 1 includes a rectifier that rectifies and supplies an AC voltage, a primary winding and a secondary winding, and a transformer in which one end of the primary winding is connected to the rectifier. , Connected to the switching element connected to the other end of the primary winding of the transformer, and by the switching element, the output voltage of the rectifying means is repeatedly turned on at a cycle faster than the cycle of the AC voltage. A power factor correction circuit for performing off-control, wherein the switching circuit is connected to the secondary winding, the switching element current detecting means for detecting the current flowing in the switching element, and the switching A zero current detecting means for detecting that the current flowing through the primary winding becomes zero during an element off period; the input voltage detecting means; the switching element current detecting means; Based on the detection result of the zero current detecting means for detecting a short circuit of the secondary winding, characterized in that a secondary winding short circuit protection means for fixing the switching element in an OFF state.
According to the present invention, the secondary winding that detects the short-circuit of the secondary winding and fixes the switching element in the off state based on the detection results of the input voltage detection means, the switching element current detection means, and the zero current detection means. By providing a wire short-circuit protection means, damage due to a short circuit of the secondary winding is avoided.

請求項２に係る発明は、請求項１に記載の力率改善回路であって、前記２次巻線短絡保護手段が、前記スイッチング素子に流れる電流が所定の電流値を超えた場合、前記スイッチング素子のスイッチング周波数毎に過電流検出信号を出力する過電流検出手段と、前記２次巻線に接続され、前記２次巻線の電圧を検出し、２次巻線電圧検出信号を出力する２次巻線電圧検出手段と、前記過電流検出手段の出力端が計数を行うセット入力端に接続され、前記２次巻線電圧検出手段の出力端が計数を停止するリセット入力端に接続され、前記過電流検出信号を所定数だけ計数した場合に、前記スイッチング電源の動作を停止させる出力停止信号を出力する計数手段と、前記出力停止信号を入力すると前記スイッチング素子の制御電極への出力電圧を地絡する地絡手段とを備えることを特徴とする。
この発明によれば、２次巻線から供給され、交流電圧の周期に比して、頻繁にオン・オフを繰り返すスイッチング素子のオン状態を示す２次巻線電圧検出信号を計数手段のリセット入力端に接続することにより、２次巻線が正常な場合には、突発的にスイッチング素子に所定以上の電流が流れても、計数手段に頻繁にリセットがかかることによりスイッチング素子の出力は停止しない。一方、２次巻線が短絡した場合、電磁的に結合している１次巻線にも大電流が流れ、これにより、スイッチング素子に所定以上の電流が流れる。また、このとき、２次巻線電圧検出信号の振幅が低下して、計数手段のリセット入力端に十分な入力電圧が入らなくなり、計数手段にリセットがかからなくなる。そのため、計数が進行して、所定値だけ計数されると、出力停止信号が出力されて、スイッチング素子の出力は停止する。 The invention according to claim 2 is the power factor correction circuit according to claim 1, wherein the secondary winding short-circuit protection means performs the switching when the current flowing through the switching element exceeds a predetermined current value. Overcurrent detection means for outputting an overcurrent detection signal for each switching frequency of the element, connected to the secondary winding, detects the voltage of the secondary winding, and outputs a secondary winding voltage detection signal 2 A secondary winding voltage detection means and an output terminal of the overcurrent detection means are connected to a set input terminal for counting; an output terminal of the secondary winding voltage detection means is connected to a reset input terminal for stopping counting; Counting means for outputting an output stop signal for stopping the operation of the switching power supply when the predetermined number of overcurrent detection signals are counted, and an output voltage to the control electrode of the switching element when the output stop signal is input. Characterized in that it comprises a ground fault means for circuited.
According to this invention, the secondary winding voltage detection signal indicating the ON state of the switching element that is supplied from the secondary winding and repeats ON / OFF frequently compared with the cycle of the AC voltage is input to the counter unit as a reset. By connecting to the end, when the secondary winding is normal, even if the current more than a predetermined value flows to the switching element suddenly, the output of the switching element does not stop because the counting means is frequently reset. . On the other hand, when the secondary winding is short-circuited, a large current also flows through the primary winding that is electromagnetically coupled, thereby causing a current exceeding a predetermined value to flow through the switching element. At this time, the amplitude of the secondary winding voltage detection signal is reduced, and a sufficient input voltage does not enter the reset input terminal of the counting means, and the counting means is not reset. Therefore, when the counting proceeds and a predetermined value is counted, an output stop signal is output and the output of the switching element stops.

請求項３に係る発明は、請求項２に記載の力率改善回路であって、前記２次巻線電圧検出手段が、前記２次巻線電圧検出信号に所定の時間遅延を施すフィルタを備えることを特徴とする。
この発明によれば、２次巻線電圧検出信号に含まれるノイズの影響を軽減する。 The invention according to claim 3 is the power factor correction circuit according to claim 2, wherein the secondary winding voltage detection means includes a filter that applies a predetermined time delay to the secondary winding voltage detection signal. It is characterized by that.
According to the present invention, the influence of noise included in the secondary winding voltage detection signal is reduced.

請求項１に係る発明によれば、構成を複雑化させることなく、２次巻線の短絡による破損を回避することができる効果がある。また、請求項２に係る発明によれば、突発的な大電流等による計数手段の誤動作をなくし、電源出力の停止等の誤動作を減らすことができる効果がある。また、請求項３に係る発明によれば、２次巻線の短絡を確実に認識することができる効果がある。   According to the first aspect of the invention, there is an effect that it is possible to avoid damage due to a short circuit of the secondary winding without complicating the configuration. Further, according to the invention of claim 2, there is an effect that malfunction of counting means due to sudden large current or the like can be eliminated and malfunction such as stoppage of power supply output can be reduced. Moreover, according to the invention which concerns on Claim 3, there exists an effect which can recognize the short circuit of a secondary winding reliably.

図１に示すように、本発明の一実施形態におけるスイッチング電源１は、ダイオードブリッジＤＢ1（整流手段）と、トランスＴ1と、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1と、ダイオードＤ1と、コンデンサＣ1、Ｃ13と、抵抗Ｒ1〜9と、力率改善回路１１とから構成される。本実施形態においては、スイッチング電源１は、入力端ＡＣｉｎｐｕｔにおいてコンセントから交流１００〜２００Ｖを入力し、出力端ｏｕｔｐｕｔにおいて直流３８０Ｖを出力する。
尚、本実施形態におけるスイッチング電源１は、図５に示す、従来におけるスイッチング電源２に比して、力率改善回路１２が、補助巻線Ｎcの短絡を検知して、補助巻線Ｎcの破損を防ぐ補助巻線短絡保護回路１１４（２次巻線短絡保護手段）を内部に追加した構成の力率改善回路１１に置き換えられているところが異なる。 As shown in FIG. 1, a switching power supply 1 according to an embodiment of the present invention includes a diode bridge DB1 (rectifying means), a transformer T1, a MOS-FET Q1, a diode D1, capacitors C1 and C13, and resistors R1 to R1. 9 and a power factor correction circuit 11. In this embodiment, the switching power supply 1 inputs AC 100 to 200 V from the outlet at the input terminal ACinput, and outputs DC 380 V at the output terminal output.
In the switching power supply 1 according to the present embodiment, the power factor correction circuit 12 detects a short circuit of the auxiliary winding Nc and breaks the auxiliary winding Nc as compared with the conventional switching power supply 2 shown in FIG. The difference is that the auxiliary winding short-circuit protection circuit 114 (secondary winding short-circuit protection means) is replaced by a power factor correction circuit 11 having an internal configuration.

ダイオードブリッジＤＢ1は整流回路をなし、コンセントから入力した交流電力を整流する。トランスＴ1は、チョークとも呼ばれ、磁気コアに巻き回され、且つ、相互に電磁結合された１次巻線Ｎp、補助巻線（２次巻線または制御巻線）Ｎcを有する。ここで、１次巻線Ｎpの“p”は“primary”の頭の文字から、補助巻線Ｎcの“c”は、“control”の頭の文字からとられている。ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1は、第１および第２の主端子としてドレインとソースおよび制御電極としてゲートを有する。尚、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1は、ゲートにハイレベルの信号が入力されるとドレインとソースとが電気的に導通する。   The diode bridge DB1 forms a rectifier circuit and rectifies AC power input from an outlet. The transformer T1, also called a choke, has a primary winding Np and an auxiliary winding (secondary winding or control winding) Nc wound around a magnetic core and electromagnetically coupled to each other. Here, “p” of the primary winding Np is taken from the initial letter “primary”, and “c” of the auxiliary winding Nc is taken from the initial letter “control”. The MOS-FET Q1 has a drain and a source as first and second main terminals and a gate as a control electrode. In the MOS-FET Q1, the drain and the source are electrically connected when a high level signal is input to the gate.

入力端ＡＣＩｎｐｕｔの内の一方の端は、ダイオードブリッジＤＢ1の一方の交流入力端に接続される。入力端ＡＣＩｎｐｕｔの内の他方の端はダイオードブリッジＤＢ1の他方の交流入力端に接続される。ダイオードブリッジＤＢ1の正の直流出力端が抵抗Ｒ1の一方の端に接続される。抵抗Ｒ1の他方の端はコンデンサＣ1の一方の端、トランスＴ1の１次巻線Ｎｐの負極側および抵抗Ｒ2の一方の端に接続される。   One end of the input end ACInput is connected to one AC input end of the diode bridge DB1. The other end of the input terminals ACInput is connected to the other AC input terminal of the diode bridge DB1. The positive DC output terminal of the diode bridge DB1 is connected to one terminal of the resistor R1. The other end of the resistor R1 is connected to one end of the capacitor C1, the negative side of the primary winding Np of the transformer T1, and one end of the resistor R2.

トランスＴ1の１次巻線Ｎｐの正極側がＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のドレインおよびダイオードＤ1のアノードに接続される。ダイオードＤ1のカソードが電解コンデンサからなるコンデンサＣ13の正極側および出力端Ｏｕｔｐｕｔの内の正電圧端＋Ｖならびに抵抗Ｒ8の一方の端に接続される。   The positive side of the primary winding Np of the transformer T1 is connected to the drain of the MOS-FET Q1 and the anode of the diode D1. The cathode of the diode D1 is connected to the positive side of the capacitor C13 made of an electrolytic capacitor, the positive voltage end + V of the output end Output, and one end of the resistor R8.

ダイオードブリッジＤＢ1の負の直流出力端がコンデンサＣ1の他方の端、抵抗Ｒ6、Ｒ7の一方の端、コンデンサＣ13の負極側および出力端Ｏｕｔｐｕｔの内の負電圧端−Ｖに接続される。   The negative DC output terminal of the diode bridge DB1 is connected to the other terminal of the capacitor C1, one terminal of the resistors R6 and R7, the negative electrode side of the capacitor C13, and the negative voltage terminal -V of the output terminal Output.

抵抗Ｒ2の他方の端は、抵抗Ｒ3の一方の端および力率改善回路１１の入力端Ａに接続される。抵抗Ｒ3の他方の端はグランド電位に接地される。尚、抵抗Ｒ2およびＲ3は入力側分圧抵抗をなす。   The other end of the resistor R2 is connected to one end of the resistor R3 and the input end A of the power factor correction circuit 11. The other end of the resistor R3 is grounded to the ground potential. The resistors R2 and R3 form an input side voltage dividing resistor.

トランスＴ1の補助巻線Ｎcの負極側はグランド電位に接地される。トランスＴ1の補助巻線Ｎcの正極側は抵抗Ｒ4の一方の端に接続される。抵抗Ｒ4の他方の端は力率改善回路１１の入力端Ｂに接続される。ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のソースは抵抗Ｒ7の他方の端および力率改善回路１１の入力端Ｃに接続される。尚、抵抗Ｒ7はＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のスイッチング電流ＩQ1を検出するための電流検出用の抵抗である。   The negative side of the auxiliary winding Nc of the transformer T1 is grounded to the ground potential. The positive side of the auxiliary winding Nc of the transformer T1 is connected to one end of the resistor R4. The other end of the resistor R4 is connected to the input end B of the power factor correction circuit 11. The source of the MOS-FET Q1 is connected to the other end of the resistor R7 and the input terminal C of the power factor correction circuit 11. The resistor R7 is a current detection resistor for detecting the switching current IQ1 of the MOS-FET Q1.

抵抗Ｒ8の他方の端は、抵抗Ｒ9の一方の端および力率改善回路１１の入力端Ｄに接続される。抵抗Ｒ9の他方の端はグランド電位に接地される。尚、抵抗Ｒ8およびＲ9は出力側分圧抵抗をなす。   The other end of the resistor R8 is connected to one end of the resistor R9 and the input end D of the power factor correction circuit 11. The other end of the resistor R9 is grounded to the ground potential. Resistors R8 and R9 form output side voltage dividing resistors.

ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のゲートは抵抗Ｒ5の一方の端および抵抗Ｒ6の他方の端に接続される。抵抗Ｒ5の他方の端は力率改善回路１１の出力端Ｅに接続される。   The gate of the MOS-FET Q1 is connected to one end of the resistor R5 and the other end of the resistor R6. The other end of the resistor R5 is connected to the output end E of the power factor correction circuit 11.

力率改善回路１１は、ドライバ１１１と、コンパレータ１１２（スイッチング素子電流検出手段）と、マルチプライヤ１１３（入力電圧検出手段）と、補助巻線短絡保護回路１１４とから構成され、入力端Ａ〜Ｄにて入力した諸信号に基づいてＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオン・オフするための電圧ＶＧＳを生成して出力端Ｅから出力し、スイッチング電源１の制御回路として動作する。また、力率改善回路１１は、スイッチング電源１において、後述するように、内蔵している補助巻線短絡保護回路１１４によって、トランスＴ1の補助巻線Ｎcの短絡を検知してＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオフ状態に固定し、補助巻線Ｎcを破損から保護する。   The power factor correction circuit 11 includes a driver 111, a comparator 112 (switching element current detection means), a multiplier 113 (input voltage detection means), and an auxiliary winding short-circuit protection circuit 114, and has input terminals A to D. The voltage VGS for turning on / off the MOS-FET Q1 is generated based on the various signals input at, and is output from the output terminal E, and operates as a control circuit for the switching power supply 1. The power factor correction circuit 11 detects a short circuit of the auxiliary winding Nc of the transformer T1 and turns off the MOS-FET Q1 by the built-in auxiliary winding short circuit protection circuit 114 in the switching power supply 1, as will be described later. The state is fixed to protect the auxiliary winding Nc from damage.

マルチプライヤ１１３の一方の入力端は力率改善回路１１の入力端Ａに接続され、マルチプライヤ１１３の他方の入力端は力率改善回路１１の入力端Ｄに接続される。コンパレータ１１２の一方の入力端はマルチプライヤ１１３の出力端に接続され、コンパレータ１１２の他方の入力端は力率改善回路１１の入力端Ｃに接続され、コンパレータ１１２の出力端はドライバ１１１の一方の入力端に接続される。ドライバ１１１の他方の入力端は力率改善回路１１の入力端Ｂに接続され、ドライバ１１１の出力端は力率改善回路１１の出力端Ｅに接続される。   One input terminal of the multiplier 113 is connected to the input terminal A of the power factor correction circuit 11, and the other input terminal of the multiplier 113 is connected to the input terminal D of the power factor correction circuit 11. One input terminal of the comparator 112 is connected to the output terminal of the multiplier 113, the other input terminal of the comparator 112 is connected to the input terminal C of the power factor correction circuit 11, and the output terminal of the comparator 112 is one of the drivers 111. Connected to the input end. The other input terminal of the driver 111 is connected to the input terminal B of the power factor correction circuit 11, and the output terminal of the driver 111 is connected to the output terminal E of the power factor correction circuit 11.

マルチプライヤ１１３は二つの入力端において入力した二つの電圧を乗算して出力端から出力する。ドライバ１１１は、例えば、トランジスタを用いたスイッチング回路から構成され、トランスＴ1から抵抗Ｒ4を介して入力した電圧またはコンパレータ１１２から入力した電圧に基づいて、スイッチング電源１に入力される交流電流の周波数より高い周波数（スイッチング周波数）にて、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオン・オフさせる。尚、ドライバ１１１は、上述したように、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のゲートをオン・オフさせることができればどんなものでもよい。   The multiplier 113 multiplies two voltages input at the two input terminals and outputs the result from the output terminal. The driver 111 is composed of, for example, a switching circuit using transistors, and based on the voltage input from the transformer T1 via the resistor R4 or the voltage input from the comparator 112, based on the frequency of the alternating current input to the switching power supply 1. The MOS-FET Q1 is turned on / off at a high frequency (switching frequency). As described above, the driver 111 may be any device as long as the gate of the MOS-FET Q1 can be turned on / off.

補助巻線短絡保護回路１１４の入力端ａａは力率改善回路１１の入力端Ａおよびマルチプライヤ１１３の一方の入力端に接続される。補助巻線短絡保護回路１１４の入力端ｂｂは力率改善回路１１の入力端Ｂおよびドライバ１１１の他方の入力端に接続される。補助巻線短絡保護回路１１４の入力端ｃｃは力率改善回路１１の入力端Ｃおよびコンパレータ１１２の他方の入力端に接続される。補助巻線短絡保護回路１１４の出力端ｅｅは力率改善回路１１の出力端Ｅおよびドライバ１１１の出力端に接続される。   The input terminal aa of the auxiliary winding short-circuit protection circuit 114 is connected to the input terminal A of the power factor correction circuit 11 and one input terminal of the multiplier 113. The input terminal bb of the auxiliary winding short circuit protection circuit 114 is connected to the input terminal B of the power factor correction circuit 11 and the other input terminal of the driver 111. The input terminal cc of the auxiliary winding short circuit protection circuit 114 is connected to the input terminal C of the power factor correction circuit 11 and the other input terminal of the comparator 112. The output terminal ee of the auxiliary winding short circuit protection circuit 114 is connected to the output terminal E of the power factor correction circuit 11 and the output terminal of the driver 111.

図３に示すように、補助巻線短絡保護回路１１４は、過電流検出回路４１１（過電流検出手段）と、入力電圧検出回路４１２（過電流検出手段）と、２次巻線電圧検出回路４１３（２次巻線電圧検出手段）と、ワンショット・マルチバイブレータ（単安定マルチバイブレータ、以下、ＯＳＭＶという）４１４（過電流検出手段）と、ＲＳフリップフロップ（Reset-Set Flip-Flop）４１５（過電流検出手段）と、フィルタ回路４１６（フィルタ）と、ラッチカウンタ４１７（計数手段）と、ゲート出力停止回路４１８（地絡手段）と、アンド（And）ゲートＡｄ411と、ノット（Not）ゲートＮｔ412と、抵抗Ｒ411、413と、コンデンサＣ411とから構成される。   As shown in FIG. 3, the auxiliary winding short circuit protection circuit 114 includes an overcurrent detection circuit 411 (overcurrent detection means), an input voltage detection circuit 412 (overcurrent detection means), and a secondary winding voltage detection circuit 413. (Secondary winding voltage detection means), one-shot multivibrator (monostable multivibrator, hereinafter referred to as OSMV) 414 (overcurrent detection means), RS flip-flop (Reset-Set Flip-Flop) 415 (overcurrent Current detection means), a filter circuit 416 (filter), a latch counter 417 (counting means), a gate output stop circuit 418 (ground fault means), an AND gate And411, and a not gate Nt412 , Resistors R411 and 413, and a capacitor C411.

電流検出回路４１１はＭＯＳ−ＦＥＴＱ1に過電流が流れていることを検出する。入力電圧検出回路４１２はスイッチング電源１に入力される交流電圧を検出する。２次巻線電圧検出回路４１３は前述したｚ／ｃ信号を検出する。フィルタ回路４１６は比較的長い時間遅延特性を有し、ノイズによるｚ／ｃ信号の誤検出を抑制する。ゲート出力停止回路４１８はドライバとして動作し、ロジック回路の出力電圧によって、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1を十分にオフできるようになっている。   The current detection circuit 411 detects that an overcurrent flows through the MOS-FET Q1. The input voltage detection circuit 412 detects an AC voltage input to the switching power supply 1. The secondary winding voltage detection circuit 413 detects the z / c signal described above. The filter circuit 416 has a relatively long time delay characteristic and suppresses erroneous detection of the z / c signal due to noise. The gate output stop circuit 418 operates as a driver, and the MOS-FET Q1 can be sufficiently turned off by the output voltage of the logic circuit.

補助巻線短絡保護回路１１４の入力端ｃｃは電流検出回路４１１の入力端Ｉｐ11に接続される。電流検出回路４１１の出力端Ｏｐ11はＯＳＭＶ４１４の入力端Ｂに接続される。ＯＳＭＶ４１４の入力端ＡＮ、ＣｅｘｔおよびコンデンサＣ411の一方の端はグランド電位に接続される。ＯＳＭＶ４１４の入力端ＲｅｘｔはコンデンサＣ411の他方の端および抵抗Ｒ411の一方の端に接続される。ＯＳＭＶ４１４の入力端ＲＥＳＥＴＮおよび抵抗Ｒ411の他方の端は電源電圧Ｖｃｃに接続される。ＯＳＭＶ４１４の出力端ＱはアンドゲートＡｄ411の一方の入力端に接続される。以下、入力される信号の論理が負論理である入力端名に“Ｎ”を付す。よって、上述した入力端ＡＮ、ＲＥＳＥＴＮに入力される信号の論理は負論理となる。   The input terminal cc of the auxiliary winding short circuit protection circuit 114 is connected to the input terminal Ip11 of the current detection circuit 411. The output terminal Op11 of the current detection circuit 411 is connected to the input terminal B of the OSMV 414. The input terminals AN and Cext of the OSMV 414 and one end of the capacitor C411 are connected to the ground potential. The input end Rext of the OSMV 414 is connected to the other end of the capacitor C411 and one end of the resistor R411. The input end RESETN of the OSMV 414 and the other end of the resistor R411 are connected to the power supply voltage Vcc. The output terminal Q of the OSMV 414 is connected to one input terminal of the AND gate Ad411. Hereinafter, “N” is added to the input terminal name where the logic of the input signal is negative logic. Therefore, the logic of the signal input to the input terminals AN and RESETN described above is negative logic.

補助巻線短絡保護回路１１４の入力端ａａは入力電圧検出回路４１２の入力端Ｉｐ12に接続される。入力電圧検出回路４１２の出力端Ｏｐ12はＲＳフリップフロップ４１５の入力端Ｉｐ15bおよびノットゲートＮｔ412の入力端に接続される。ノットゲートＮｔ412の出力端はアンドゲートＡｄ411の他方の入力端に接続される。アンドゲートＡｄ411の出力端はＲＳフリップフロップ４１５の入力端Ｉｐ15aに接続される。ＲＳフリップフロップ４１５の出力端Ｏｐ15はラッチカウンタ４１７の入力端Ｉｐ17aに接続される。   The input terminal aa of the auxiliary winding short circuit protection circuit 114 is connected to the input terminal Ip12 of the input voltage detection circuit 412. The output terminal Op12 of the input voltage detection circuit 412 is connected to the input terminal Ip15b of the RS flip-flop 415 and the input terminal of the knot gate Nt412. The output terminal of the knot gate Nt412 is connected to the other input terminal of the AND gate Ad411. The output terminal of the AND gate Ad411 is connected to the input terminal Ip15a of the RS flip-flop 415. The output terminal Op15 of the RS flip-flop 415 is connected to the input terminal Ip17a of the latch counter 417.

補助巻線短絡保護回路１１４の入力端ｂｂは２次巻線電圧検出回路４１３の入力端Ｉｐ13に接続される。２次巻線電圧検出回路４１３の出力端Ｏｐ13はフィルタ回路４１６の入力端Ｉｐ16に接続される。フィルタ回路４１６の出力端Ｏｐ16はラッチカウンタ４１７の入力端Ｉｐ17bに接続される。   The input terminal bb of the auxiliary winding short circuit protection circuit 114 is connected to the input terminal Ip13 of the secondary winding voltage detection circuit 413. The output terminal Op13 of the secondary winding voltage detection circuit 413 is connected to the input terminal Ip16 of the filter circuit 416. The output terminal Op16 of the filter circuit 416 is connected to the input terminal Ip17b of the latch counter 417.

ラッチカウンタ４１７の出力端Ｏｐ17は抵抗Ｒ413の一方の端に接続される。抵抗Ｒ413の他方の端はゲート出力停止回路４１８の入力端Ｉｐ18に接続される。ゲート出力停止回路４１８の出力端Ｏｐ18は補助巻線短絡保護回路１１４の出力端ｅｅに接続される。   The output terminal Op17 of the latch counter 417 is connected to one end of the resistor R413. The other end of the resistor R413 is connected to the input end Ip18 of the gate output stop circuit 418. The output terminal Op18 of the gate output stop circuit 418 is connected to the output terminal ee of the auxiliary winding short-circuit protection circuit 114.

過電流検出回路４１１は、コンパレータＣｐ411と、抵抗Ｒ401〜403とから構成される。抵抗Ｒ401の一方の端、抵抗Ｒ403の一方の端およびコンパレータＣｐ411の電源入力端は電源電圧Ｖｃｃに接続される。抵抗Ｒ402の一方の端およびコンパレータＣｐ411のグランド入力端はグランド電位に接続される。入力端Ｉｐ11はコンパレータＣｐ411の正の入力端に接続される。抵抗Ｒ401の他方の端および抵抗Ｒ402の他方の端はコンパレータＣｐ411の負の入力端に接続される。出力端Ｏｐ11はコンパレータＣｐ411の出力端および抵抗Ｒ403の他方の端に接続される。   The overcurrent detection circuit 411 includes a comparator Cp411 and resistors R401 to R403. One end of the resistor R401, one end of the resistor R403, and the power supply input terminal of the comparator Cp411 are connected to the power supply voltage Vcc. One end of the resistor R402 and the ground input end of the comparator Cp411 are connected to the ground potential. The input terminal Ip11 is connected to the positive input terminal of the comparator Cp411. The other end of the resistor R401 and the other end of the resistor R402 are connected to the negative input end of the comparator Cp411. The output terminal Op11 is connected to the output terminal of the comparator Cp411 and the other terminal of the resistor R403.

入力電圧検出回路４１２は、コンパレータＣｐ412と、ノットゲートＮｔ411と、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ412と、抵抗Ｒ404〜407とから構成される。抵抗Ｒ404の一方の端、抵抗Ｒ407の一方の端およびコンパレータＣｐ412の電源入力端は電源電圧Ｖｃｃに接続される。抵抗Ｒ405の一方の端、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ412のソースおよびコンパレータＣｐ412のグランド入力端はグランド電位に接続される。入力端Ｉｐ12はコンパレータＣｐ412の負の入力端に接続される。抵抗Ｒ404の他方の端、抵抗Ｒ405の他方の端および抵抗Ｒ406の一方の端はコンパレータＣｐ412の正の入力端に接続される。抵抗Ｒ406の他方の端はＭＯＳ−ＦＥＴＱ412のドレインに接続される。出力端Ｏｐ12はコンパレータＣｐ412の出力端、抵抗Ｒ407の他方の端およびノットゲートＮｔ411の入力端に接続される。ノットゲートＮｔ411の出力端はＭＯＳ−ＦＥＴＱ412のゲートに接続される。   The input voltage detection circuit 412 includes a comparator Cp 412, a knot gate Nt 411, a MOS-FET Q 412, and resistors R 404 to 407. One end of the resistor R404, one end of the resistor R407, and the power supply input terminal of the comparator Cp412 are connected to the power supply voltage Vcc. One end of the resistor R405, the source of the MOS-FET Q412 and the ground input end of the comparator Cp412 are connected to the ground potential. The input terminal Ip12 is connected to the negative input terminal of the comparator Cp412. The other end of the resistor R404, the other end of the resistor R405, and one end of the resistor R406 are connected to the positive input terminal of the comparator Cp412. The other end of the resistor R406 is connected to the drain of the MOS-FET Q412. The output terminal Op12 is connected to the output terminal of the comparator Cp412, the other terminal of the resistor R407, and the input terminal of the knot gate Nt411. The output terminal of the not gate Nt411 is connected to the gate of the MOS-FET Q412.

２次巻線電圧検出回路４１３は、コンパレータＣｐ413と、抵抗Ｒ408〜410とから構成される。抵抗Ｒ408の一方の端、抵抗Ｒ410の一方の端およびコンパレータＣｐ413の電源入力端は電源電圧Ｖｃｃに接続される。抵抗Ｒ409の一方の端およびコンパレータＣｐ413のグランド入力端はグランド電位に接続される。入力端Ｉｐ13はコンパレータＣｐ413の負の入力端に接続される。抵抗Ｒ408の他方の端および抵抗Ｒ409の他方の端はコンパレータＣｐ413の正の入力端に接続される。出力端Ｏｐ13はコンパレータＣｐ413の出力端および抵抗Ｒ410の他方の端に接続される。   The secondary winding voltage detection circuit 413 includes a comparator Cp413 and resistors R408 to 410. One end of the resistor R408, one end of the resistor R410, and the power supply input terminal of the comparator Cp413 are connected to the power supply voltage Vcc. One end of the resistor R409 and the ground input end of the comparator Cp413 are connected to the ground potential. The input terminal Ip13 is connected to the negative input terminal of the comparator Cp413. The other end of the resistor R408 and the other end of the resistor R409 are connected to the positive input end of the comparator Cp413. The output terminal Op13 is connected to the output terminal of the comparator Cp413 and the other terminal of the resistor R410.

ＲＳフリップフロップ４１５は、ノア（Nor）ゲートＮｏｒ411、412と、ノットゲートＮｔ413とから構成される。入力端Ｉｐ15aはノアゲートＮｏｒ411の一方の入力端に接続される。入力端Ｉｐ15bはノアゲートＮｏｒ412の一方の入力端に接続される。ノアゲートＮｏｒ412の出力端はノアゲートＮｏｒ411の他方の入力端に接続される。ノアゲートＮｏｒ411の出力端はノアゲートＮｏｒ412の他方の入力端およびノットゲートＮｔ413の入力端に接続される。出力端Ｏｐ15はノットゲートＮｔ413の出力端に接続される。   The RS flip-flop 415 includes NOR gates Nor411 and 412 and a not gate Nt413. The input terminal Ip15a is connected to one input terminal of the NOR gate Nor411. The input terminal Ip15b is connected to one input terminal of the NOR gate Nor412. The output terminal of the NOR gate Nor412 is connected to the other input terminal of the NOR gate Nor411. The output terminal of the NOR gate Nor411 is connected to the other input terminal of the NOR gate Nor412 and the input terminal of the NOT gate Nt413. The output terminal Op15 is connected to the output terminal of the knot gate Nt413.

フィルタ回路４１６は、ＯＳＭＶ４１９と、ノアゲートＮｏｒ413と、ノットゲートＮｔ414と、抵抗Ｒ412と、コンデンサＣ412とから構成される。入力端Ｉｐ16はＯＳＭＶ４１９の入力端ＡＮおよびノアゲートＮｏｒ413の一方の入力端に接続される。ＯＳＭＶ４１９の入力端ＣｅｘｔおよびコンデンサＣ412の一方の端はグランド電位に接続される。ＯＳＭＶ４１９の入力端ＲｅｘｔはコンデンサＣ412の他方の端および抵抗Ｒ412の一方の端に接続される。ＯＳＭＶ４１９の入力端ＲＥＳＥＴＮ、Ｄおよび抵抗Ｒ412の他方の端は電源電圧Ｖｃｃに接続される。ＯＳＭＶ４１９の出力端ＱはノアゲートＮｏｒ413の他方の入力端に接続される。ノアゲートＮｏｒ413の出力端はノットゲートＮｔ414の入力端に接続される。出力端Ｏｐ16はノットゲートＮｔ414の出力端に接続される。   The filter circuit 416 includes an OSMV 419, a NOR gate Nor413, a NOT gate Nt414, a resistor R412 and a capacitor C412. The input terminal Ip16 is connected to the input terminal AN of the OSMV 419 and one input terminal of the NOR gate Nor413. The input end Cext of the OSMV 419 and one end of the capacitor C412 are connected to the ground potential. The input end Rext of the OSMV 419 is connected to the other end of the capacitor C412 and one end of the resistor R412. The input ends RESETN and D of the OSMV 419 and the other end of the resistor R412 are connected to the power supply voltage Vcc. The output terminal Q of the OSMV 419 is connected to the other input terminal of the NOR gate Nor413. The output terminal of the NOR gate Nor413 is connected to the input terminal of the NOT gate Nt414. The output terminal Op16 is connected to the output terminal of the knot gate Nt414.

ラッチカウンタ４１７は、カウンタ（以下、ＣＯＵという）４１９〜４２２から構成される。ＣＯＵ４１９の入力端Ｄおよび入力端ＰｒＮは電源電圧Ｖｃｃに接続される。ＣＯＵ４２０〜４２２の入力端ＰｒＮは電源電圧Ｖｃｃに接続される。入力端Ｉｐ17aはＣＯＵ４１９〜４２２の入力端ＣＬＫに共通に接続される。入力端Ｉｐ17bはＣＯＵ４１９〜４２２の入力端ＲＮに共通に接続される。ＣＯＵ４１９の出力端ＱはＣＯＵ４２０の入力端Ｄに接続される。ＣＯＵ４２０の出力端ＱはＣＯＵ４２１の入力端Ｄに接続される。ＣＯＵ４２１の出力端ＱはＣＯＵ４２２の入力端Ｄに接続される。出力端Ｏｐ17はＣＯＵ４２２の出力端Ｑに接続される。   The latch counter 417 includes counters (hereinafter referred to as COU) 419 to 422. The input terminal D and the input terminal PrN of the COU 419 are connected to the power supply voltage Vcc. The input terminals PrN of the COUs 420 to 422 are connected to the power supply voltage Vcc. The input terminal Ip17a is commonly connected to the input terminals CLK of the COUs 419 to 422. The input terminal Ip17b is commonly connected to the input terminals RN of the COUs 419 to 422. The output terminal Q of the COU 419 is connected to the input terminal D of the COU 420. The output terminal Q of the COU 420 is connected to the input terminal D of the COU 421. The output terminal Q of the COU 421 is connected to the input terminal D of the COU 422. The output terminal Op17 is connected to the output terminal Q of the COU 422.

ゲート出力停止回路４１８は、ＮＰＮトランジスタから構成されるトランジスタＱ418と、ＰＮＰトランジスタから構成されるトランジスタＱ419と、抵抗Ｒ414とから構成される。入力端Ｉｐ18はトランジスタＱ418のベースに接続される。トランジスタＱ418のエミッタおよびトランジスタＱ419のコレクタはグランド電位に接続される。トランジスタＱ418のコレクタは抵抗Ｒ414の一方の端に接続され、抵抗Ｒ414の他方の端はトランジスタＱ419のベースに接続される。出力端Ｏｐ18はトランジスタＱ419のエミッタに接続される。   The gate output stop circuit 418 is composed of a transistor Q418 composed of an NPN transistor, a transistor Q419 composed of a PNP transistor, and a resistor R414. Input terminal Ip18 is connected to the base of transistor Q418. The emitter of transistor Q418 and the collector of transistor Q419 are connected to the ground potential. The collector of transistor Q418 is connected to one end of resistor R414, and the other end of resistor R414 is connected to the base of transistor Q419. The output terminal Op18 is connected to the emitter of the transistor Q419.

次に、スイッチング電源１の動作を説明する。
先ず、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1が力率改善回路１１によってオンしているとすると、入力端ＡＣｉｎｐｕｔから入力された交流電流がダイオードブリッジＤＢ1によって整流され、整流された直流電流が、抵抗Ｒ1、トランスＴ1の一次巻線Ｎp、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1および抵抗Ｒ7を通じて流れ、一次巻線Ｎpに電磁エネルギが蓄積される。 Next, the operation of the switching power supply 1 will be described.
First, assuming that the MOS-FET Q1 is turned on by the power factor correction circuit 11, the alternating current input from the input terminal ACinput is rectified by the diode bridge DB1, and the rectified direct current is the primary of the resistor R1 and the transformer T1. Electromagnetic energy is accumulated in the primary winding Np through the winding Np, the MOS-FET Q1, and the resistor R7.

次に、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1が力率改善回路１１によってオフし、一次巻線Ｎpに蓄積された電磁エネルギが放出されて、ダイオードＤ1およびコンデンサＣ13に電流が流れ、コンデンサＣ13が昇圧充電される。これにより、入力端ＡＣｉｎｐｕｔから入力された交流電圧より高い値の直流出力電圧がコンデンサＣ13の両端から、出力端ｏｕｔｐｕｔにおいて出力される。   Next, the MOS-FET Q1 is turned off by the power factor correction circuit 11, the electromagnetic energy accumulated in the primary winding Np is released, current flows through the diode D1 and the capacitor C13, and the capacitor C13 is boosted. As a result, a DC output voltage having a value higher than the AC voltage input from the input terminal ACinput is output from the both ends of the capacitor C13 at the output terminal output.

そして、一次巻線Ｎpに流れる電流（インダクタ電流）が徐々に減少してゼロまで戻る制御が行われる。このように、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のスイッチング周期毎にインダクタ電流をゼロに戻す制御を行うスイッチング電源を、電流臨界型のスイッチング電源という。   Then, control is performed in which the current (inductor current) flowing through the primary winding Np gradually decreases and returns to zero. A switching power supply that performs control to return the inductor current to zero every switching period of the MOS-FET Q1 is referred to as a current critical switching power supply.

次に、力率改善回路１１の動作の概略を説明する。
先ず、ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオンしているとする。入力端Ａにおいて、ダイオードブリッジＤＢ1から出力された直流電圧を抵抗Ｒ2およびＲ3によって分圧した電圧である電圧ＭＵＬＴが入力され、入力端Ｄにおいて、出力端ｏｕｔｐｕｔにおける直流電圧を抵抗Ｒ8およびＲ9によって分圧した電圧である電圧ＭＯが入力され、該電圧をマルチプライヤ１１３によって乗算して、交流入力電流の基準信号を生成する。そして、該基準信号の電圧と抵抗Ｒ7の検出電圧とをコンパレータ１１２によって比較する。このとき、抵抗Ｒ7の検出電圧が基準電圧より大きいと、コンパレータ１１２はドライバ１１１を介して、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオフにする。 Next, an outline of the operation of the power factor correction circuit 11 will be described.
First, here, it is assumed that the MOS-FET Q1 is turned on. At the input terminal A, a voltage MULT that is a voltage obtained by dividing the DC voltage output from the diode bridge DB1 by the resistors R2 and R3 is input. At the input terminal D, the DC voltage at the output terminal output is divided by the resistors R8 and R9. A voltage MO, which is a compressed voltage, is input and multiplied by the multiplier 113 to generate a reference signal for an AC input current. Then, the comparator 112 compares the voltage of the reference signal with the detection voltage of the resistor R7. At this time, if the detection voltage of the resistor R7 is larger than the reference voltage, the comparator 112 turns off the MOS-FET Q1 via the driver 111.

以上のように、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオンからオフの状態になると、抵抗Ｒ7に以下のような電圧が発生する。すなわち、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のＶDSとグランド電位との差の電圧が発生する。それに伴い、一次巻線Ｎpにも同様の電圧が発生し、巻線比に比例して、補助巻線Ｎcにも電圧が発生し、抵抗Ｒ4を介して、力率改善回路１１の入力端Ｂにおいて、ｚ／ｃ信号として観測される。以上の動作により、補助巻線Ｎcによって、力率改善回路１１において、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のオフ期間に１次巻線Ｎpに流れる電流がゼロになったことを検知することができる。以上のことより、ドライバ１１１がｚ／ｃ信号を検知するとＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオンするように構成することにより、力率改善回路１１によってＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のオン・オフ制御が行われることになる。   As described above, when the MOS-FET Q1 is turned from on to off, the following voltage is generated in the resistor R7. That is, a difference voltage between the VDS of the MOS-FET Q1 and the ground potential is generated. Accordingly, a similar voltage is generated in the primary winding Np, and a voltage is also generated in the auxiliary winding Nc in proportion to the winding ratio. The input terminal B of the power factor correction circuit 11 is connected via the resistor R4. , The z / c signal is observed. With the above operation, the auxiliary winding Nc can detect in the power factor correction circuit 11 that the current flowing through the primary winding Np becomes zero during the off-period of the MOS-FET Q1. As described above, when the driver 111 detects the z / c signal, the MOS-FET Q1 is turned on, so that the power factor correction circuit 11 performs on / off control of the MOS-FET Q1.

次に、力率改善回路１１の動作の詳細を説明する。
先ず、力率改善回路１１がＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のオン・オフ制御を一定周期にて行う場合について説明する。力率改善回路１１ではなく、コンデンサインプット型電源のとき、入力端ＡＣｉｎｐｕｔにおいて、図２（ａ）に示すような電圧が印加されるとする。そのとき、入力端ＡＣｉｎｐｕｔにおいて流れる電流は、図２（ｂ）に示すように、急峻に変化するパルス状の電流となる。 Next, details of the operation of the power factor correction circuit 11 will be described.
First, the case where the power factor correction circuit 11 performs on / off control of the MOS-FET Q1 at a constant period will be described. Assume that a voltage as shown in FIG. 2A is applied to the input terminal ACinput in the case of a capacitor input type power supply instead of the power factor correction circuit 11. At that time, as shown in FIG. 2B, the current flowing at the input terminal ACinput becomes a pulsed current that changes sharply.

ここで、電力は電圧と電流の積であるから、時間的に見て、図２（ａ）に示す電圧と図２（ｂ）に示す電流との積である電力がゼロとなる領域が広くなり、電力を効率的に取り出すことが難しくなる。これを、「力率が悪化する」という。また、電流の波形が急峻に変化するため、電気的なノイズを発生して、他の機器の動作に悪影響を与えてしまう。   Here, since the power is a product of voltage and current, the region where the power, which is the product of the voltage shown in FIG. 2A and the current shown in FIG. Therefore, it becomes difficult to efficiently extract power. This is called "power factor worsens". In addition, since the current waveform changes sharply, electrical noise is generated, which adversely affects the operation of other devices.

そのため、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1に、図２（ｃ）に示すようなスイッチング電流ＩQ1を流し、スイッチング電流ＩQ1のピーク値によって形成される包絡線Ｅｖｒ1、つまり、入力端ＡＣｉｎｐｕｔにおいて流れる電流が、入力端ＡＣｉｎｐｕｔにおいて印加される電圧と同じ波形を有するようにする。   Therefore, a switching current IQ1 as shown in FIG. 2C is passed through the MOS-FET Q1, and the envelope Evr1 formed by the peak value of the switching current IQ1, that is, the current flowing at the input terminal ACinput is at the input terminal ACinput. It has the same waveform as the applied voltage.

具体的に、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1に図２（ｃ）に示すようなスイッチング電流ＩQ1を流すためには、以下のような動作を行う。すなわち、スイッチング電流ＩQ1が右上がりの傾斜を有する領域においては、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオンして、スイッチング電流ＩQ1が増加している状況であり、スイッチング電流ＩQ1が右下がりがりの傾斜を有する領域においては、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオフして、スイッチング電流ＩQ1が減少している状況である。そのため、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオンする時間長さを調整することによって、スイッチング電流ＩQ1のピーク値を調整することができ、これにより、スイッチング電流ＩQ1を、図２（ｃ）に示すような波形にすることができる。   Specifically, in order to pass the switching current IQ1 as shown in FIG. 2C through the MOS-FET Q1, the following operation is performed. That is, in the region where the switching current IQ1 has an upward slope, the MOS-FET Q1 is turned on and the switching current IQ1 is increasing. In the region where the switching current IQ1 has an upward slope, In this situation, the MOS-FET Q1 is turned off and the switching current IQ1 is decreasing. Therefore, the peak value of the switching current IQ1 can be adjusted by adjusting the length of time for which the MOS-FET Q1 is turned on, whereby the switching current IQ1 has a waveform as shown in FIG. be able to.

ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオンするための信号（オントリガ）は補助巻線Ｎcによって検出され、入力端Ｂにおいて入力されるｚ／ｃ信号に基づいて生成される。一方、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオフするための信号（オフトリガ）は、入力端Ａにおいて入力される電圧ＭＵＬＴ、入力端Ｄにおいて入力される電圧ＭＯおよびＭＯＳ−ＦＥＴＱ1に流れるスイッチング電流ＩQ1に比例する電圧ＣＳに基づいて生成される。これらのオントリガ、オフトリガは、出力端Ｅから電圧ＶＧＳとして出力される。   Here, a signal (on trigger) for turning on the MOS-FET Q1 is detected by the auxiliary winding Nc and is generated based on the z / c signal inputted at the input terminal B. On the other hand, a signal (off trigger) for turning off the MOS-FET Q1 is a voltage MULT inputted at the input terminal A, a voltage MO inputted at the input terminal D, and a voltage CS proportional to the switching current IQ1 flowing through the MOS-FET Q1. Based on. These on-trigger and off-trigger are output from the output terminal E as the voltage VGS.

以上の動作によって、力率改善回路１１は、力率を向上させつつ、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオン・オフし、且つ、周りの電気機器に対する影響を軽減する。これらのことより、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のオン・オフ制御を行う回路を、「力率改善回路（Power Factor Correction Circuit）」という。   With the above operation, the power factor correction circuit 11 turns on and off the MOS-FET Q1 while reducing the influence on the surrounding electric devices while improving the power factor. Based on these facts, a circuit that performs on / off control of the MOS-FET Q1 is referred to as a “power factor correction circuit”.

次に、補助巻線短絡保護回路１１４の動作の概略を説明する。
過電流検出回路４１１において、入力端Ｉｐ11から入力された電圧ＣＳは、コンパレータＣｐ411において、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ401およびＲ402によって分圧された電圧（ＣＳ信号検出用しきい値）と比較される。電圧ＣＳの方が高電圧になった場合、ＯＳＭＶ４１４の入力端Ｂの電位がローレベルからハイレベルになり、その時点から抵抗Ｒ411およびコンデンサＣ411によって決まる時定数の時間長を有するパルスがＯＳＭＶ４１４の出力端Ｑから出力される。以上のように、過電流検出回路４１１およびＯＳＭＶ４１４は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1に過電流が流れることによる電圧ＣＳの上昇に伴い、通常ローレベルであり予め定められた時間幅だけハイレベルを呈するパルスを出力する。後述するように、これ以後のステージにて、このパルスを検出して回路動作を停止させることもできるので、過電流検出回路４１１およびＯＳＭＶ４１４は過電流保護（以下、ＯＣＰ（：Over Current Protection）という）回路を構成することになる。 Next, an outline of the operation of the auxiliary winding short-circuit protection circuit 114 will be described.
In the overcurrent detection circuit 411, the voltage CS input from the input terminal Ip11 is compared in the comparator Cp411 with the voltage (CS signal detection threshold) obtained by dividing the power supply voltage Vcc by the resistors R401 and R402. When the voltage CS becomes higher, the potential of the input terminal B of the OSMV 414 changes from the low level to the high level, and a pulse having a time constant determined by the resistor R411 and the capacitor C411 is output from the OSMV 414 at that time. Output from terminal Q. As described above, the overcurrent detection circuit 411 and the OSMV 414 output a pulse that is normally at a low level and exhibits a high level for a predetermined time width as the voltage CS increases due to the overcurrent flowing through the MOS-FET Q1. To do. As will be described later, since this pulse can be detected and the circuit operation can be stopped in the subsequent stages, the overcurrent detection circuit 411 and the OSMV 414 are referred to as overcurrent protection (hereinafter referred to as OCP (Over Current Protection)). ) A circuit is constructed.

また、入力電圧検出回路４１２における動作について説明する。先ず、入力端Ｉｐ12から入力された電圧ＭＵＬＴが、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ404およびＲ405とＲ406とによって構成される合成抵抗により分圧された電圧（入力電圧検出用しきい値）より高いとする。このとき、Ｃｐ412の出力電圧はローレベルであり、出力端Ｏｐ12に接続されたノットゲートＮｔ411の出力電圧がハイレベルになり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ412がオンし、抵抗Ｒ405と抵抗Ｒ406とが並列接続される。   An operation in the input voltage detection circuit 412 will be described. First, it is assumed that the voltage MULT input from the input terminal Ip12 is higher than the voltage (input voltage detection threshold value) obtained by dividing the power supply voltage Vcc by the combined resistor formed by the resistors R404, R405, and R406. At this time, the output voltage of Cp412 is at the low level, the output voltage of the knot gate Nt411 connected to the output terminal Op12 is at the high level, the MOS-FET Q412 is turned on, and the resistor R405 and the resistor R406 are connected in parallel. .

次に、電圧ＭＵＬＴは、上述した入力電圧検出用しきい値と比較される。電圧ＭＵＬＴの方が低電圧になった場合、出力端Ｏｐ12における電位がローレベルからハイレベルになり、該電位がＲＳフロップフロップ４１５の入力端Ｉｐ15bに出力される。   Next, the voltage MULT is compared with the aforementioned input voltage detection threshold value. When the voltage MULT is lower, the potential at the output terminal Op12 changes from low level to high level, and the potential is output to the input terminal Ip15b of the RS flop 415.

尚、ノットゲートＮｔ411の出力電圧がハイレベルからローレベルになり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ412がオフし、抵抗Ｒ405の一端から抵抗Ｒ406の一端が電気的に切り離される。これにより、入力電圧検出用しきい値が、Ｖｃｃを抵抗Ｒ404およびＲ405とＲ406の並列回路によって分圧された電圧から、Ｖｃｃを抵抗Ｒ404およびＲ405によって分圧された電圧に変更され、電圧ＭＵＬＴが入力電圧検出用しきい値より高くなって、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ412がオンになるまでこの状態が維持される。以上の動作により、電圧ＭＵＬＴに対する電圧の比較動作は、履歴現象（ヒステリシス）を持った特性にて行われることになる。   The output voltage of the knot gate Nt411 changes from the high level to the low level, the MOS-FET Q412 is turned off, and one end of the resistor R406 is electrically disconnected from one end of the resistor R405. As a result, the threshold for detecting the input voltage is changed from a voltage obtained by dividing Vcc by the parallel circuit of the resistors R404 and R405 and R406 to a voltage obtained by dividing Vcc by the resistors R404 and R405, and the voltage MULT is changed. This state is maintained until it becomes higher than the input voltage detection threshold and the MOS-FET Q412 is turned on. With the above operation, the voltage comparison operation with respect to the voltage MULT is performed with characteristics having a hysteresis phenomenon (hysteresis).

ＯＳＭＶ４１４の出力端Ｑから出力された電圧は、アンドゲートＡｄ411を介してＲＳフリップフロップ４１５の入力端Ｉｐ15aに出力される。尚、アンドゲートＡｄ411はノットゲートＮｔ412を介して、入力電圧検出回路４１２の出力端Ｏｐ12から出力される。   The voltage output from the output terminal Q of the OSMV 414 is output to the input terminal Ip15a of the RS flip-flop 415 via the AND gate Ad411. The AND gate Ad411 is output from the output terminal Op12 of the input voltage detection circuit 412 via the not gate Nt412.

ここで、出力端Ｏｐ12の電位がハイレベルである場合、ノットゲートＮｔ412の出力電位がローレベルとなり、アンドゲートＡｄ411の一方の入力端にローレベルが入力されることになる。これにより、アンドゲートＡｄ411の他方の入力端に入力される信号の電位に関わらず、ローレベルの出力信号をＲＳフリップフロップ４１５の入力端Ｉｐ15aに出力する。以下、これを「アンドゲートＡｄ411の出力信号がローレベルに固定される」という。つまり、電圧ＭＵＬＴが予め定められた値よりも低い場合、アンドゲートＡｄ411の出力信号がローレベルに固定されることになる。   Here, when the potential of the output terminal Op12 is high level, the output potential of the knot gate Nt412 becomes low level, and the low level is inputted to one input terminal of the AND gate Ad411. As a result, a low-level output signal is output to the input terminal Ip15a of the RS flip-flop 415 regardless of the potential of the signal input to the other input terminal of the AND gate Ad411. Hereinafter, this is referred to as “the output signal of the AND gate Ad411 is fixed at a low level”. That is, when the voltage MULT is lower than a predetermined value, the output signal of the AND gate Ad411 is fixed at a low level.

一方、出力端Ｏｐ12の電位がローレベルである場合、ノットゲートＮｔ412の出力電位がハイレベルとなり、アンドゲートＡｄ411の一方の入力端にハイレベルが入力されることになる。これにより、アンドゲートＡｄ411は、他方の入力端に入力される信号に対して、バッファとして動作し、入力信号を論理反転せずに出力することになる。以下、これを、「アンドゲートＡｄ411が入力信号に対してバッファとして開かれる」という。つまり、電圧ＭＵＬＴが予め定められた値よりも高い場合、ＯＳＭＶ４１４の出力端Ｑの出力信号が、アンドゲートＡｄ411を介して、ＲＳフリップフロップ４１５に出力されることになる。   On the other hand, when the potential of the output terminal Op12 is at a low level, the output potential of the not gate Nt412 is at a high level, and a high level is input to one input terminal of the AND gate Ad411. As a result, the AND gate Ad411 operates as a buffer with respect to the signal input to the other input terminal, and outputs the input signal without logically inverting it. Hereinafter, this is referred to as “and gate Ad 411 is opened as a buffer for the input signal”. That is, when the voltage MULT is higher than a predetermined value, the output signal of the output terminal Q of the OSMV 414 is output to the RS flip-flop 415 via the AND gate Ad411.

ＲＳフリップフロップ４１５は、前述したＯＣＰ回路、または、入力電圧検出回路４１２からの出力信号を入力し、出力端Ｏｐ15における信号をセットまたはリセットする。具体的に、入力端Ｉｐ15aはセット信号入力端であり、ハイレベルの信号を入力すると出力端Ｏｐ15における出力信号はハイレベルとなる（セット）。また、入力端Ｉｐ15bはリセット信号入力端であり、ハイレベルの信号を入力すると出力端Ｏｐ15における出力信号はローレベルとなる（リセット）。ＲＳフリップフロップ４１５の出力端Ｏｐ15における出力信号（過電流検出信号）はラッチカウンタ４１７の入力端Ｉｐ17aに入力され、後述するように、ラッチカウンタ４１７のセット信号となる。   The RS flip-flop 415 receives the output signal from the OCP circuit or the input voltage detection circuit 412 described above, and sets or resets the signal at the output terminal Op15. Specifically, the input terminal Ip15a is a set signal input terminal, and when a high level signal is input, the output signal at the output terminal Op15 becomes high level (set). The input terminal Ip15b is a reset signal input terminal, and when a high level signal is input, the output signal at the output terminal Op15 becomes low level (reset). The output signal (overcurrent detection signal) at the output terminal Op15 of the RS flip-flop 415 is input to the input terminal Ip17a of the latch counter 417, and becomes a set signal for the latch counter 417, as will be described later.

ラッチカウンタ４１７は入力端Ｉｐ17aから入力した信号をＣＯＵ４１９〜４２２の入力端ＣＬＫに出力し、各ＣＯＵにおいて、入力端ＣＬＫに入力された信号に同期して、入力端Ｄの信号レベルを有する信号を出力端Ｑから出力する。本実施形態におけるラッチカウンタ４１７内において、ＣＯＵ４１９にて設定した入力端Ｄの信号レベル（ハイレベル）を、入力端ＣＬＫと同期して、ＣＯＵ４１９、４２０、４２１、４２２の順に、それぞれの出力端Ｑから順次出力する。   The latch counter 417 outputs a signal input from the input terminal Ip17a to the input terminals CLK of the COUs 419 to 422. In each COU, a signal having a signal level at the input terminal D is synchronized with the signal input to the input terminal CLK. Output from the output terminal Q. In the latch counter 417 according to the present embodiment, the signal level (high level) of the input terminal D set by the COU 419 is synchronized with the input terminal CLK in order of the COUs 419, 420, 421, and 422. Are output sequentially.

ラッチカウンタ４１７の出力端Ｏｐ17において、トランジスタＱ418のベースーエミッタ間電圧（約０．７Ｖ）を超えるハイレベルの電圧（出力停止信号）が出力されると、ゲート出力停止回路４１８は、以下のような動作によって、出力端Ｏｐ18をグランド電位と電気的に導通させる。すなわち、抵抗Ｒ413に、出力端Ｏｐ17における出力電圧から０．７Ｖを引いた電圧を抵抗Ｒ413の抵抗値によって除算した値の電流が流れ、該電流をベース電流としてトランジスタＱ418がオンし、トランジスタＱ418および抵抗Ｒ414を介して、トランジスタＱ419のベースがグラント電位に接地され、トランジスタＱ419のベース電流が流れることによって、トランジスタＱ419がオンする。よって、出力端Ｏｐ18はグランド電位と電気的に導通される。   When a high level voltage (output stop signal) exceeding the base-emitter voltage (about 0.7 V) of the transistor Q418 is output at the output terminal Op17 of the latch counter 417, the gate output stop circuit 418 is as follows. With this operation, the output terminal Op18 is electrically connected to the ground potential. That is, a current having a value obtained by dividing a voltage obtained by subtracting 0.7 V from the output voltage at the output terminal Op17 by the resistance value of the resistor R413 flows through the resistor R413, and the transistor Q418 is turned on using the current as a base current. The base of the transistor Q419 is grounded to the grant potential via the resistor R414, and the base current of the transistor Q419 flows, whereby the transistor Q419 is turned on. Therefore, the output terminal Op18 is electrically connected to the ground potential.

一方、ラッチカウンタ４１７の出力端Ｏｐ17において、トランジスタＱ418のベースーエミッタ間電圧（約０．７Ｖ）以下のローレベルの電圧が出力されても、抵抗Ｒ413には、ラッチカウンタ４１７の出力端Ｏｐ17からトランジスタＱ418への向きの電流が流れず、トランジスタＱ418はオンせず、また、トランジスタＱ419もオンしないため、出力端Ｏｐ18はグランド電位と電気的に導通されない。   On the other hand, even if a low level voltage equal to or lower than the base-emitter voltage (about 0.7 V) of the transistor Q418 is output at the output terminal Op17 of the latch counter 417, the resistor R413 receives from the output terminal Op17 of the latch counter 417. Since no current flows to the transistor Q418, the transistor Q418 is not turned on, and the transistor Q419 is not turned on, the output terminal Op18 is not electrically connected to the ground potential.

以上により、次のことがいえる。すなわち、ラッチカウンタ４１７の入力端Ｉｐ17aに、通常はローレベルであり、予め定められた時間だけハイレベルである信号（クロックパルス）を４回入力することにより、ＣＯＵ４２２の出力端Ｑの出力信号がハイレベルとなり、ゲート出力停止回路４１８が出力端Ｏｐ18をグランド電位と電気的に導通させる。換言すると、ラッチカウンタ４１７は、カウント数が４になると、ゲート出力停止回路４１８の出力端Ｏｐ18をグランド電位と電気的に導通させる。   From the above, the following can be said. That is, by inputting a signal (clock pulse), which is normally low level and high level for a predetermined time, to the input terminal Ip17a of the latch counter 417 four times, the output signal of the output terminal Q of the COU 422 is changed. The gate output stop circuit 418 electrically connects the output terminal Op18 to the ground potential. In other words, when the count number reaches 4, the latch counter 417 electrically connects the output terminal Op18 of the gate output stop circuit 418 to the ground potential.

一方、２次巻線電圧検出回路４１３において、入力端Ｉｐ13から入力されたｚ／ｃ信号は、コンパレータＣｐ413において電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ408およびＲ409によって分圧された電圧（補助巻線短絡検出用しきい値）と比較される。ｚ／ｃ信号の方が低電圧になった場合、出力端Ｏｐ13における電位がハイレベルからローレベルになり、該電位（２次巻線電圧検出信号）がフィルタ回路４１６の入力端Ｉｐ16に出力される。   On the other hand, in the secondary winding voltage detection circuit 413, the z / c signal input from the input terminal Ip13 is the voltage obtained by dividing the power supply voltage Vcc by the resistors R408 and R409 in the comparator Cp413 (for detecting the auxiliary winding short circuit). Compared to the threshold). When the z / c signal has a lower voltage, the potential at the output terminal Op13 changes from the high level to the low level, and the potential (secondary winding voltage detection signal) is output to the input terminal Ip16 of the filter circuit 416. The

フィルタ回路４１６において、ＯＳＭＶ４１９の入力端ＡＮの電位がローレベルからハイレベルになり、その時点から抵抗Ｒ412およびコンデンサＣ412によって決まる時定数の時間長を有するパルスがＯＳＭＶ４１９の出力端Ｑから出力される。以上のように、ＯＳＭＶ４１９は、補助巻線Ｎcの短絡等によるｚ／ｃ信号の電圧の低下に伴い、通常ローレベルであり予め定められた時間幅だけハイレベルを呈するパルスを出力する。   In the filter circuit 416, the potential of the input terminal AN of the OSMV 419 changes from the low level to the high level, and a pulse having a time length of a time constant determined by the resistor R412 and the capacitor C412 is output from the output terminal Q of the OSMV 419. As described above, the OSMV 419 outputs a pulse that is normally at a low level and exhibits a high level for a predetermined time width as the voltage of the z / c signal decreases due to a short circuit of the auxiliary winding Nc or the like.

また、入力端Ｉｐ16における信号と、該信号によってＯＳＭＶ４１９によって予め定められた時間幅を有するパルスとがノアゲートＮｏｒ413に入力されるため、ノアゲートＮｏｒ413は入力端Ｉｐ16における信号より該時間差だけ遅れたパルスを出力する。該パルスは、ノットゲートＮｔ414を介して、出力端Ｏｐ16から、ラッチカウンタ４１７の入力端Ｉｐ17bに出力される。尚、上述した時間幅は、後述するようにｚ／ｃ信号において発生するノイズの時間長等に応じて決定するのが好ましい。   Further, since a signal at the input terminal Ip16 and a pulse having a time width determined in advance by the OSMV 419 by the signal are input to the NOR gate Nor413, the NOR gate Nor413 outputs a pulse delayed by the time difference from the signal at the input terminal Ip16. To do. The pulse is output from the output terminal Op16 to the input terminal Ip17b of the latch counter 417 via the knot gate Nt414. The time width described above is preferably determined according to the time length of noise generated in the z / c signal, as will be described later.

ラッチカウンタ４１７において、フィルタ回路４１６から入力端Ｉｐ17bにおいて入力されたパルスが、ＣＯＵ４１９〜４２２の入力端ＲＮに出力される。該パルスがハイレベルであるとき、ＣＯＵ４１９〜４２２の出力端Ｑの電位がローレベルになる。よって、入力端Ｉｐ17bに入力されるローレベルの信号は、ラッチカウンタ４１７のリセット信号となる。   In the latch counter 417, the pulse input from the filter circuit 416 at the input terminal Ip17b is output to the input terminals RN of the COUs 419 to 422. When the pulse is at the high level, the potential at the output terminal Q of the COUs 419 to 422 is at the low level. Therefore, the low level signal input to the input terminal Ip17b serves as a reset signal for the latch counter 417.

次に、補助巻線短絡発生前後における、補助巻線短絡保護回路１１４の動作の詳細を、図４を参照して説明する。   Next, details of the operation of the auxiliary winding short-circuit protection circuit 114 before and after the occurrence of the auxiliary winding short-circuit will be described with reference to FIG.

先ず、補助巻線Ｎcの短絡が発生していない場合の補助巻線短絡保護回路１１４の動作について説明する。前述したように、図１に示すスイッチング電源１の交流入力端ＡＣｉｎｐｕｔにおける電流波形が図４（ａ）に示すような電圧波形に近づけるために、図４（ｃ）に示す、出力端Ｏｐ18における電圧ＶＧＳのように、入力される交流電圧の一周期に比して十分高い周波数（スイッチング周波数）にて、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のオン・オフ制御を行う。   First, the operation of the auxiliary winding short-circuit protection circuit 114 when the auxiliary winding Nc is not short-circuited will be described. As described above, since the current waveform at the AC input terminal ACinput of the switching power supply 1 shown in FIG. 1 approaches the voltage waveform as shown in FIG. 4A, the voltage at the output terminal Op18 shown in FIG. Like VGS, the MOS-FET Q1 is turned on / off at a frequency (switching frequency) sufficiently higher than one cycle of the input AC voltage.

そして、図１に示すドライバ１１１による、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のオン・オフ制御に伴って、図４（ｂ）に示すように、入力端Ｉｐ13においてｚ／ｃ信号が観測される。尚、ｚ／ｃ信号は前述したように、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオフしたときにハイレベルとなるので、図４（ｂ）に示す出力端Ｏｐ18における電圧ＶＧＳ（ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をオンするときにハイレベルにする）とは、逆の論理が反転している。   Then, along with the on / off control of the MOS-FET Q1 by the driver 111 shown in FIG. 1, a z / c signal is observed at the input terminal Ip13 as shown in FIG. 4B. Since the z / c signal becomes high level when the MOS-FET Q1 is turned off as described above, the voltage VGS at the output terminal Op18 shown in FIG. 4B (high level when the MOS-FET Q1 is turned on). The opposite logic is reversed.

そして、図４（ｂ）に示すように、一定周期にて振幅の変化を繰り返している入力端Ｉｐ13におけるｚ／ｃ信号に対しては、２次巻線電圧検出回路４１３はインバータとして機能し、出力端Ｏｐ13から入力端Ｉｐ16へ論理を反転して出力する。そして、入力端Ｉｐ17bにおいて、フィルタ回路４１６により、図４（ｄ）に示すように、入力端Ｉｐ16における信号より予め定められた時間差だけ遅れ、且つ、論理が反転したパルスが発生する。尚、図４（ｂ）、（ｄ）においては、該時間差が殆ど表現できないくらい小さい場合のタイミングチャートを示している。   As shown in FIG. 4B, the secondary winding voltage detection circuit 413 functions as an inverter for the z / c signal at the input terminal Ip13 that repeats the change in amplitude at a constant period. The logic is inverted from the output terminal Op13 to the input terminal Ip16 and output. At the input terminal Ip17b, as shown in FIG. 4D, the filter circuit 416 generates a pulse that is delayed by a predetermined time difference from the signal at the input terminal Ip16 and whose logic is inverted. 4B and 4D show timing charts when the time difference is so small that it cannot be expressed.

また、スイッチング電源１の使用中に、何らかの原因によって、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1に突発的に大きな電流が流れた場合、前述したように、ＯＣＰ回路による過電流検出機能（以下、ＯＣＰ機能という）が動作し、図４（ｅ）に示すように、入力端Ｉｐ15aにおいて、単発のパルスが観測される。尚、図４（ａ）および図４（ｅ）に示されるように、入力端Ｉｐ12における電圧ＭＵＬＴが入力電圧検出しきい値より高い領域において該パルスが発生しているため、アンドゲートＡｄ411が入力信号に対してバッファとして開かれており、入力端Ｉｐ15aにおいてのみならず、図４（ｆ）に示すように、ラッチカウンタ４１７の入力端Ｉｐ17aにおいても、単発のパルスが観測される。また、ラッチカウンタ４１７の入力端Ｉｐ17aにおいて、単発のパルスが観測されることにより、図４（ｇ）に示すように、ラッチカウンタ４１７のカウント数が１カウントとなる。   Further, when a large current suddenly flows to the MOS-FET Q1 for some reason while the switching power supply 1 is in use, the overcurrent detection function (hereinafter referred to as the OCP function) by the OCP circuit operates as described above. As shown in FIG. 4E, a single pulse is observed at the input terminal Ip15a. As shown in FIGS. 4A and 4E, since the pulse is generated in a region where the voltage MULT at the input terminal Ip12 is higher than the input voltage detection threshold, the AND gate Ad411 is input. The signal is opened as a buffer, and a single pulse is observed not only at the input terminal Ip15a but also at the input terminal Ip17a of the latch counter 417 as shown in FIG. Further, when a single pulse is observed at the input terminal Ip17a of the latch counter 417, the count number of the latch counter 417 becomes 1 count as shown in FIG. 4 (g).

このとき、ラッチカウンタ４１７のリセット信号として、入力端Ｉｐ17bにおいて、図４（ｄ）に示すような、ハイレベルの部分が頻繁に出現する波形の信号が入力される。そのため、ラッチカウンタ４１７は頻繁にリセットをかけられ、カウント数がゼロの状態となり、実質、カウント動作が行われなくなる。そのため、前述したような単発のパルスによっては、ラッチカウンタ４１７のカウント動作は進行せず、カウント数が４カウントになることはない。以上のように、突発的な過電流によって出力される、ＯＣＰ機能による単発のパルスによってゲート出力停止回路４１８は動作しない。   At this time, as a reset signal of the latch counter 417, a signal having a waveform in which high level portions frequently appear as shown in FIG. 4D is input to the input terminal Ip17b. For this reason, the latch counter 417 is frequently reset, the count number becomes zero, and the count operation is substantially not performed. Therefore, the count operation of the latch counter 417 does not proceed due to the single pulse as described above, and the count number does not reach 4 counts. As described above, the gate output stop circuit 418 does not operate due to a single pulse generated by the OCP function that is output due to a sudden overcurrent.

次に、補助巻線Ｎcの短絡が発生した場合の補助巻線短絡保護回路１１４の動作の概要について説明する。
前述したように、補助巻線Ｎcが短絡した場合、理想的には補助巻線Ｎcには電圧が現れないが、現実には、ノイズの影響等により、図４（ｂ）に示すように、例えば、正常な時のｚ／ｃ信号に比して、振幅が小さくなっているｚ／ｃ信号が観測される。従来における力率改善回路１２または本実施形態における力率改善回路１１内のドライバ１１１においては、図４（ｂ）に示すＭＯＳ−ＦＥＴＱ1オントリガ用しきい値が比較的低い電圧値であるため、ドライバ１１１は振幅が小さくなっているｚ／ｃ信号も検知してしまい、オントリガが生成されてＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオン・オフを繰り返し、電源電圧を出力する動作が停止せず、補助巻線Ｎcに短絡電流が流れ続け、補助巻線Ｎcの破損を招いてしまう。 Next, an outline of the operation of the auxiliary winding short circuit protection circuit 114 when a short circuit of the auxiliary winding Nc occurs will be described.
As described above, when the auxiliary winding Nc is short-circuited, no voltage appears ideally in the auxiliary winding Nc, but in reality, as shown in FIG. For example, a z / c signal having a smaller amplitude than that of a normal z / c signal is observed. In the driver 111 in the conventional power factor correction circuit 12 or the power factor improvement circuit 11 in this embodiment, the MOS-FET Q1 on-trigger threshold shown in FIG. 4B is a relatively low voltage value. 111 also detects a z / c signal having a small amplitude, an on-trigger is generated, the MOS-FET Q1 is repeatedly turned on and off, and the operation of outputting the power supply voltage does not stop, but is short-circuited to the auxiliary winding Nc. Current continues to flow, causing damage to the auxiliary winding Nc.

そのため、本実施形態においては、以下のようにして、補助巻線Ｎcの短絡時において、補助巻線Ｎcの破損を回避する。すなわち、力率改善回路１１内に補助巻線短絡保護回路１１４を設けて、補助巻線Ｎcの短絡を検出してＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のオフ制御を行い、スイッチン電源２の電圧供給動作を停止させることにより、補助巻線Ｎcの破損を回避する。   Therefore, in the present embodiment, damage to the auxiliary winding Nc is avoided when the auxiliary winding Nc is short-circuited as follows. In other words, the auxiliary winding short circuit protection circuit 114 is provided in the power factor correction circuit 11, detects the short circuit of the auxiliary winding Nc, performs the OFF control of the MOS-FET Q1, and stops the voltage supply operation of the switched power supply 2. This avoids damage to the auxiliary winding Nc.

次に、補助巻線Ｎcの短絡が発生した場合の補助巻線短絡保護回路１１４の動作の詳細について説明する。ここで、時刻t0において補助巻線Ｎcの短絡が発生したとする。   Next, details of the operation of the auxiliary winding short-circuit protection circuit 114 when the auxiliary winding Nc is short-circuited will be described. Here, it is assumed that a short circuit of the auxiliary winding Nc occurs at time t0.

時刻t0〜t2において、ｚ／ｃ信号は、図４（ｂ）に示すように、小さい振幅のパルスＰaと中くらいの振幅のパルスＰbとからなる。ここで、２次巻線電圧検出回路４１３の補助巻線短絡検出用しきい値が前述したＭＯＳ−ＦＥＴＱ1オントリガ用しきい値より高く設定されており、パルスＰaについては、補助巻線短絡検出用しきい値を越えることがないので、２次巻線電圧検出回路４１３は等価的にパルスＰaを受け付けなくなり、フィルタ回路４１６を介して接続されるラッチカウンタ４１７にパルスＰaが出力されない。   From time t0 to t2, the z / c signal is composed of a small amplitude pulse Pa and a medium amplitude pulse Pb as shown in FIG. Here, the auxiliary winding short-circuiting detection threshold value of the secondary winding voltage detection circuit 413 is set higher than the above-described MOS-FET Q1 on-trigger threshold value, and the pulse Pa is used to detect the auxiliary winding short-circuiting. Since the threshold value is not exceeded, the secondary winding voltage detection circuit 413 does not accept the pulse Pa equivalently, and the pulse Pa is not output to the latch counter 417 connected via the filter circuit 416.

また、パルスＰbについては、補助巻線短絡検出用しきい値を越えるので、２次巻線電圧検出回路４１３はパルスＰaを受け付ける。そのため、ｚ／ｃ信号フィルタ出回路４１６を介挿しないと、パルスＰbはラッチカウンタ４１７に出力されるが、実際には、２次巻線電圧検出回路４１３とラッチカウンタ４１７との間にフィルタ回路４１６が介挿されており、パルスＰbはフィルタ回路４１６内において、図４（ｂ）に示すように、フィルタ回路４１６により予め定められた遅延時間だけ遅延するため、パルスＰbについても、補助巻線短絡検出用しきい値を越えることがなくなり、ラッチカウンタ４１７にパルスＰbが出力されない。以上のことより、補助巻線Ｎcの短絡発生後である時刻t0以降においては、図４（ｄ）に示すように、入力端Ｉｐ17bの信号レベルはハイレベルに固定されることになる。これにより、ラッチカウンタ４１７はリセット信号が入力されず、リセット動作が行われなくなる。   Further, since the pulse Pb exceeds the auxiliary winding short-circuit detection threshold, the secondary winding voltage detection circuit 413 receives the pulse Pa. Therefore, if the z / c signal filter output circuit 416 is not inserted, the pulse Pb is output to the latch counter 417, but actually, a filter circuit is provided between the secondary winding voltage detection circuit 413 and the latch counter 417. 416 is inserted, and the pulse Pb is delayed by a predetermined delay time by the filter circuit 416 in the filter circuit 416 as shown in FIG. The short-circuit detection threshold is not exceeded, and the pulse Pb is not output to the latch counter 417. From the above, after the time t0 after the occurrence of the short circuit of the auxiliary winding Nc, as shown in FIG. 4D, the signal level of the input terminal Ip17b is fixed to the high level. As a result, the latch counter 417 does not receive a reset signal and the reset operation is not performed.

また、補助巻線Ｎcの短絡発生時には、補助巻線Ｎcと電磁結合しているトランスＴ1の一次巻線Ｎpも等価的に短絡された状態となり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1に、トランスＴ1が磁気飽和したときのように、急峻な傾きの電流が流れるため、図４（ｅ）に示すように、時刻t1〜t11において、入力端Ｉｐ15aにて、前述したように、ＯＣＰ機能が動作し、頻繁にパルスが発生する。   When the auxiliary winding Nc is short-circuited, the primary winding Np of the transformer T1 electromagnetically coupled to the auxiliary winding Nc is equivalently short-circuited, and the transformer T1 is magnetically saturated in the MOS-FET Q1. As shown in FIG. 4E, the OCP function operates at the input terminal Ip15a at time t1 to t11 as described above, and pulses are frequently generated. appear.

そして、入力端Ｉｐ15aにおいて発生したパルスによって、ラッチカウンタ４１７は以下のようにカウント動作を行う。すなわち、時刻t0〜t2においては、図４（ａ）に示すように、入力端Ｉｐ12において、電圧ＭＵＬＴが入力電圧検出用しきい値より高いため、ＲＳフリップフロップ４１５において、入力端Ｉｐ15bにローレベルの信号が入力されるので、時刻t1において、入力端Ｉｐ15aに入力されるパルスによってＲＳフリップフロップ４１５がセットされ、出力端Ｏｐ15の出力信号がハイレベルとなり、図４（ｇ）に示すように、ラッチカウンタ４１７のカウント動作が進行し、カウント数が１カウントになる。
尚、ＲＳフリップフロップ４１５がセットされているために、上述したパルスがローレベルになっても出力端Ｏｐ15の出力信号はハイレベルを維持する。 Then, the latch counter 417 performs a counting operation as follows according to the pulse generated at the input terminal Ip15a. That is, from time t0 to t2, as shown in FIG. 4A, since the voltage MULT is higher than the input voltage detection threshold at the input terminal Ip12, the RS flip-flop 415 has a low level at the input terminal Ip15b. Therefore, at time t1, the RS flip-flop 415 is set by the pulse input to the input terminal Ip15a, and the output signal of the output terminal Op15 becomes high level, as shown in FIG. The count operation of the latch counter 417 proceeds, and the count number becomes one count.
Since the RS flip-flop 415 is set, the output signal at the output terminal Op15 is maintained at a high level even when the above-described pulse becomes a low level.

そして、時刻t2において、電圧ＭＵＬＴが入力電圧検出用しきい値より低くなるため、ＲＳフリップフロップ４１５において、入力端Ｉｐ15bにハイレベルの信号が入力されるので、ＲＳフリップフロップ４１５がリセットされ、出力端Ｏｐ15の出力信号がローレベルとなる。そのため、入力端Ｉｐ17aにおける信号は図４（ｆ）に示したような波形になる。   Since the voltage MULT becomes lower than the input voltage detection threshold at time t2, a high level signal is input to the input terminal Ip15b in the RS flip-flop 415, so that the RS flip-flop 415 is reset and output. The output signal at the end Op15 becomes low level. Therefore, the signal at the input terminal Ip17a has a waveform as shown in FIG.

そして、時刻t3〜t5、t6〜t8、t9〜t11においても、ＲＳフリップフロップ４１５における上述した動作によって、図４（ｅ）（ｆ）に示すように、入力端Ｉｐ15における多数のパルスを、入力端Ｉｐ12における電圧ＭＵＬＴが入力電圧検出用しきい値より高くなる領域について括る動作が行われる。つまり、入力端Ｉｐ15における多数のパルスを、電圧ＭＵＬＴの一周期毎に括る動作が行われることになる。   Also, at times t3 to t5, t6 to t8, and t9 to t11, a large number of pulses at the input terminal Ip15 are input by the above-described operation in the RS flip-flop 415 as shown in FIGS. An operation is performed for a region where the voltage MULT at the end Ip12 is higher than the input voltage detection threshold. That is, an operation is performed in which a large number of pulses at the input terminal Ip15 are bundled for each cycle of the voltage MULT.

以上のように、入力端Ｉｐ17aにおける信号、つまり、ラッチカウンタ４１７のセット信号によって、図４（ｇ）に示すようにラッチカウンタ４１７のカウント動作が進行し、カウント数が４となる時刻t10において、ゲート出力停止回路４１８の出力端Ｏｐ18はグランド電位と導通され、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオフ制御され（ゲート出力停止）、スイッチング電源１の出力が停止する。尚、時刻t11において、ＲＳフリップフロップ４１５の入力端Ｉｐ15bにハイレベルの信号が出力され、ＲＳフリップフロップ４１５はリセットされ、入力端Ｉｐ17aにおける波形はローレベルになる。   As described above, the count operation of the latch counter 417 proceeds as shown in FIG. 4G by the signal at the input terminal Ip17a, that is, the set signal of the latch counter 417, and at time t10 when the count number becomes 4. The output terminal Op18 of the gate output stop circuit 418 is connected to the ground potential, the MOS-FET Q1 is controlled to be turned off (gate output stop), and the output of the switching power supply 1 is stopped. At time t11, a high level signal is output to the input terminal Ip15b of the RS flip-flop 415, the RS flip-flop 415 is reset, and the waveform at the input terminal Ip17a becomes low level.

上記実施形態によれば、力率改善回路１１を、従来のスイッチング電源２に使用される力率改善回路１２内に、補助巻線Ｎcの短絡を検知し、スイッチング電源１の動作を停止させる補助巻線短絡保護回路１１４を設けた構成とし、且つ、補助巻線短絡保護回路１１４を、従来の力率改善回路において使用している信号である、ＣＳ信号、電圧ＭＵＬＴ、ｚ／ｃ信号を用いて所望の機能が得られるように構成することにより、構成を複雑化させることなく、補助巻線Ｎcの短絡による、補助巻線Ｎcの電流を停止させる。したがって、構成を複雑化させることなく、補助巻線Ｎcの短絡による、補助巻線Ｎcの破損を回避することができる。   According to the above embodiment, the power factor correction circuit 11 detects the short circuit of the auxiliary winding Nc in the power factor correction circuit 12 used in the conventional switching power supply 2 and stops the operation of the switching power supply 1. Using a CS signal, a voltage MULT, and a z / c signal, which are the signals provided with the winding short-circuit protection circuit 114 and the auxiliary winding short-circuit protection circuit 114 used in the conventional power factor correction circuit. By configuring so that a desired function can be obtained, the current of the auxiliary winding Nc due to a short circuit of the auxiliary winding Nc is stopped without complicating the configuration. Therefore, damage to the auxiliary winding Nc due to a short circuit of the auxiliary winding Nc can be avoided without complicating the configuration.

また、上記実施形態によれば、ラッチカウンタ４１７のリセット信号として、入力される交流電圧の周波数より高い周波数のスイッチング周波数で頻繁にハイレベルを呈するｚ／ｃ信号を用いるため、補助巻線Ｎcの短絡といった非常事態によってｚ／ｃ信号が異常になる場合を除いては、ｚ／ｃ信号によってラッチカウンタ４１７に頻繁にリセットをかけ、交流電圧の周期毎にリセットをかけるのに対し、交流電圧の周期毎にセットをかけることによって、ラッチカウンタ４１７のカウンタ動作を行われ難くする。そのため、スイッチング電源１が正常に動作している場合に、突発的な大電流等によるラッチカウンタ４１７の誤カウント動作をなくし、電源出力の停止等の誤動作を減らすことができる。   Further, according to the above embodiment, the z / c signal that frequently exhibits a high level at a switching frequency higher than the frequency of the input AC voltage is used as the reset signal of the latch counter 417. Except when the z / c signal becomes abnormal due to an emergency such as a short circuit, the latch counter 417 is frequently reset by the z / c signal and is reset at every cycle of the AC voltage. By setting each cycle, the counter operation of the latch counter 417 is hardly performed. Therefore, when the switching power supply 1 is operating normally, the erroneous operation of the latch counter 417 due to a sudden large current or the like can be eliminated, and malfunctions such as stoppage of power supply output can be reduced.

尚、本実施形態においては、補助巻線短絡保護回路１１４の出力電圧を、抵抗Ｒ5を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のゲートに供給したが、補助巻線短絡保護回路１１４の出力電圧を、ドライバ１１１および抵抗Ｒ5を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のゲートに供給してもよい。   In the present embodiment, the output voltage of the auxiliary winding short-circuit protection circuit 114 is supplied to the gate of the MOS-FET Q1 via the resistor R5. It may be supplied to the gate of the MOS-FET Q1 through the resistor R5.

また、本実施形態においては、過電流検出回路４１１、２次巻線電圧検出回路４１３にて、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ401〜Ｒ402、Ｒ408〜Ｒ409によって分圧して、ＣＳ信号検出用しきい値、補助巻線短絡検出用しきい値を生成しているが、定電圧源によって該電圧を生成してもよい。   In the present embodiment, the overcurrent detection circuit 411 and the secondary winding voltage detection circuit 413 divide the power supply voltage Vcc by the resistors R401 to R402 and R408 to R409 to obtain the CS signal detection threshold value, Although the threshold value for detecting the auxiliary winding short-circuit is generated, the voltage may be generated by a constant voltage source.

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲での設計変更も含まれる。   As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, the concrete structure is not restricted to this embodiment, The design change in the range which does not deviate from the summary of this invention is also included.

本発明の一実施形態におけるスイッチング電源１の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the switching power supply 1 in one Embodiment of this invention. 同実施形態におけるスイッチング電源１内の電圧、電流波形を示す図である。It is a figure which shows the voltage in the switching power supply 1 in the embodiment, and a current waveform. 同実施形態における力率改善回路１１内の補助巻線短絡保護回路１１４の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the auxiliary | assistant winding short circuit protection circuit 114 in the power factor improvement circuit 11 in the embodiment. 同実施形態における補助巻線短絡保護回路１１４の動作の詳細を示す波形図である。It is a wave form diagram showing the details of operation of auxiliary winding short circuit protection circuit 114 in the embodiment. 従来におけるスイッチング電源２の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the switching power supply 2 in the past.

符号の説明Explanation of symbols

１、２・・・スイッチング電源、１１、１２・・・力率改善回路、１１１・・・ドライバ、１１２・・・コンパレータ（スイッチング素子電流検出手段）、１１３・・・マルチプライヤ（入力電圧検出手段）、１１４・・・補助巻線短絡保護回路（２次巻線短絡保護手段）、４１１・・・過電流検出回路（過電流検出手段）、４１２・・・入力電圧検出回路（過電流検出手段）、４１３・・・２次巻線電圧検出回路（２次巻線電圧検出手段）、４１４・・・ワンショット・マルチバイブレータ（ＯＳＭＶ：単安定マルチバイブレータ）（過電流検出手段）、４１９・・・ワンショット・マルチバイブレータ、４１５・・・ＲＳフリップフロップ（Reset-Set Flip-Flop）（過電流検出手段）、４１６・・・フィルタ回路（フィルタ）、４１７・・・ラッチカウンタ（計数手段）、４１８・・・ゲート出力停止回路（地絡手段）、４１９〜４２２・・・カウンタ（ＣＯＵ）
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,2 ... Switching power supply 11, 11, ... Power factor improvement circuit, 111 ... Driver, 112 ... Comparator (switching element current detection means), 113 ... Multiplier (input voltage detection means) , 114... Auxiliary winding short circuit protection circuit (secondary winding short circuit protection means) 411... Overcurrent detection circuit (overcurrent detection means) 412... Input voltage detection circuit (overcurrent detection means) 413 ... Secondary winding voltage detection circuit (secondary winding voltage detection means), 414 ... One-shot multivibrator (OSMV: monostable multivibrator) (overcurrent detection means), 419・ One-shot multivibrator, 415... RS flip-flop (Reset-Set Flip-Flop) (overcurrent detection means), 416... Filter circuit (filter), 417. Counter (counting means), 418 ... gate output stop circuit (ground fault means), 419-422 ... counter (COU)

Claims (3)

交流電圧を整流して供給する整流手段と、１次巻線および２次巻線を有し、前記１次巻線の一端が前記整流手段と接続されたトランスと、前記トランスの１次巻線の他端と接続されたスイッチング素子とに接続され、前記スイッチング素子によって、前記整流手段の出力電圧を前記交流電圧の周期に比して速い周期にて繰り返しオン・オフ制御を行う力率改善回路であって、
入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、
前記スイッチング素子に流れる電流を検出するスイッチング素子電流検出手段と、
前記２次巻線に接続され、前記スイッチング素子のオフ期間に前記１次巻線に流れる電流がゼロになったことを検出するゼロ電流検出手段と、
前記入力電圧検出手段および前記スイッチング素子電流検出手段ならびに前記ゼロ電流検出手段の検出結果に基づいて、前記２次巻線の短絡を検出し、前記スイッチング素子をオフの状態に固定する２次巻線短絡保護手段と、
を備えたことを特徴とする力率改善回路。 Rectifying means for rectifying and supplying AC voltage, a primary winding and a secondary winding, one end of the primary winding being connected to the rectifying means, and a primary winding of the transformer A power factor correction circuit that is connected to a switching element connected to the other end of the power supply circuit, and that performs on / off control repeatedly at a period faster than the period of the AC voltage by the switching element. Because
An input voltage detecting means for detecting an input voltage;
Switching element current detecting means for detecting a current flowing through the switching element;
Zero current detection means connected to the secondary winding and detecting that the current flowing through the primary winding becomes zero during the off period of the switching element;
A secondary winding that detects a short circuit of the secondary winding based on detection results of the input voltage detection means, the switching element current detection means, and the zero current detection means, and fixes the switching element in an off state. Short-circuit protection means;
A power factor correction circuit characterized by comprising: 前記２次巻線短絡保護手段が、
前記スイッチング素子に流れる電流が所定の電流値を超えた場合、前記スイッチング素子のスイッチング周波数毎に過電流検出信号を出力する過電流検出手段と、
前記２次巻線に接続され、前記２次巻線の電圧を検出し、２次巻線電圧検出信号を出力する２次巻線電圧検出手段と、
前記過電流検出手段の出力端が計数を行うセット入力端に接続され、前記２次巻線電圧検出手段の出力端が計数を停止するリセット入力端に接続され、前記過電流検出信号を所定数だけ計数した場合に、前記スイッチング電源の動作を停止させる出力停止信号を出力する計数手段と、
前記出力停止信号を入力すると前記スイッチング素子の制御電極への出力電圧を地絡する地絡手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の力率改善回路。 The secondary winding short-circuit protection means includes:
An overcurrent detection means for outputting an overcurrent detection signal for each switching frequency of the switching element when the current flowing through the switching element exceeds a predetermined current value;
Secondary winding voltage detection means connected to the secondary winding, detecting a voltage of the secondary winding and outputting a secondary winding voltage detection signal;
The output terminal of the overcurrent detection means is connected to a set input terminal for counting, the output terminal of the secondary winding voltage detection means is connected to a reset input terminal for stopping counting, and the overcurrent detection signal is sent to a predetermined number. Counting means for outputting an output stop signal for stopping the operation of the switching power supply,
When the output stop signal is input, a ground fault means for grounding an output voltage to the control electrode of the switching element;
The power factor correction circuit according to claim 1, comprising: 前記２次巻線電圧検出手段が、前記２次巻線電圧検出信号に所定の時間遅延を施すフィルタを備えることを特徴とする請求項２に記載の力率改善回路。

The power factor correction circuit according to claim 2, wherein the secondary winding voltage detection means includes a filter that applies a predetermined time delay to the secondary winding voltage detection signal.

JP2005116961A 2005-04-14 2005-04-14 Power factor correction circuit Active JP4718228B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005116961A JP4718228B2 (en) 2005-04-14 2005-04-14 Power factor correction circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005116961A JP4718228B2 (en) 2005-04-14 2005-04-14 Power factor correction circuit

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2006296157A true JP2006296157A (en) 2006-10-26
JP4718228B2 JP4718228B2 (en) 2011-07-06

Family

ID=37416113

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2005116961A Active JP4718228B2 (en) 2005-04-14 2005-04-14 Power factor correction circuit

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4718228B2 (en)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008253032A (en) * 2007-03-30 2008-10-16 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Switching power supply
JP2011097722A (en) * 2009-10-29 2011-05-12 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Boosting power supply circuit
KR101397920B1 (en) * 2011-12-02 2014-05-30 인제대학교 산학협력단 Power Factor Correction Control Circuit
US10408191B2 (en) 2016-03-21 2019-09-10 General Electric Company Wind pitch adjustment system

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06233519A (en) * 1993-01-28 1994-08-19 Fuji Electric Co Ltd Protective circuit of semiconductor device
JPH079094U (en) * 1993-06-25 1995-02-07 サンケン電気株式会社 Chopper type DC converter
JPH08205539A (en) * 1995-01-18 1996-08-09 Daikin Ind Ltd Converter
JPH11187650A (en) * 1997-12-24 1999-07-09 Sony Corp Switching power circuit
JP2002359977A (en) * 2001-05-31 2002-12-13 Sanken Electric Co Ltd Switching power source

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06233519A (en) * 1993-01-28 1994-08-19 Fuji Electric Co Ltd Protective circuit of semiconductor device
JPH079094U (en) * 1993-06-25 1995-02-07 サンケン電気株式会社 Chopper type DC converter
JPH08205539A (en) * 1995-01-18 1996-08-09 Daikin Ind Ltd Converter
JPH11187650A (en) * 1997-12-24 1999-07-09 Sony Corp Switching power circuit
JP2002359977A (en) * 2001-05-31 2002-12-13 Sanken Electric Co Ltd Switching power source

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008253032A (en) * 2007-03-30 2008-10-16 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Switching power supply
JP2011097722A (en) * 2009-10-29 2011-05-12 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Boosting power supply circuit
KR101397920B1 (en) * 2011-12-02 2014-05-30 인제대학교 산학협력단 Power Factor Correction Control Circuit
US10408191B2 (en) 2016-03-21 2019-09-10 General Electric Company Wind pitch adjustment system

Also Published As

Publication number Publication date
JP4718228B2 (en) 2011-07-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5602724A (en) Low-cost, high-voltage, flyback power supply
KR102202763B1 (en) Off-line power converter and integrated circuit suitable for use in same
US6272024B2 (en) D.c.-to-d.c. converter having an improved surge suppressor
US5621625A (en) Surge protection circuit for a switching mode power supply
US20100165671A1 (en) Switched-mode Power Supplies
JP4155211B2 (en) Switching power supply
JP4718228B2 (en) Power factor correction circuit
JP6951631B2 (en) Synchronous rectifier circuit and switching power supply
US20160322904A1 (en) Power supply apparatus and power processing method
US4092710A (en) Laser power supply
KR20020074164A (en) Switched mode power supply
JPS6146174A (en) Power source circuit using throughput converter
JP6607018B2 (en) Switching power supply
JPS5869463A (en) Current snubber circuit
JP2001095240A (en) Rush-current preventing circuit having input over- voltage limiting function
JPS60194757A (en) Switching power source
JPH0681500B2 (en) Switching circuit
JPH10309078A (en) Switching dc power unit
JP2773534B2 (en) DC power supply
JP3429420B2 (en) Switching power supply
JP2762907B2 (en) Overcurrent protection device for switching regulator
JP2002165445A (en) Power supply unit
JP3525427B2 (en) Transformer isolated DC-DC converter
WO2019117241A1 (en) Isolated switching power supply
JPH0767273B2 (en) Snubber circuit

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20080128

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20101108

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20110111

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20110225

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20110315

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20110331

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4718228

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140408

Year of fee payment: 3