JP2006271108A - Semiconductor device for inverter control, and inverter controller for motor drive - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、本発明は、AD変換器を搭載したインバータ制御用半導体装置に関するものである。 The present invention relates to an inverter control semiconductor device equipped with an AD converter.
従来、インバータ制御用のマイクロコンピュータにはAD変換器やPWM信号生成部などが備えられる。PWM信号生成部9は、一般的には6個のPWM(Pulse Width Modulation)信号を生成する。これらの信号は、デューティの異なるU相、V相、W相の3個のPWM信号と、それらの反転信号であるX相、Y相、Z相の3個の信号からなる。
Conventionally, an inverter control microcomputer is provided with an AD converter, a PWM signal generation unit, and the like. The PWM
PWM信号生成部は、種々の構成のものが知られているが、一般的には、カウンタと比較器(コンパレータ)等から構成される。この一例を図10に示す。同図の例では、カウンタ23と、このカウンタ23の最大カウント値(キャリア設定値)を格納するキャリア設定レジスタ24と、カウンタ23の現在のカウント値をキャリア設定値と比較する比較器25とが備えられ、カウンタ23の現在のカウント値がキャリア設定値又は零値と一致した時点では、比較器25はカウンタ23をアップカウントからダウンカウントに又はその逆に反転させる。
Although various types of PWM signal generation units are known, they are generally composed of a counter and a comparator (comparator). An example of this is shown in FIG. In the example of the figure, a
更に、図10のPWM信号生成部9には、相回路26u、26v、26wが備えられ、内部にはU相の場合、デューティ設定値を格納するデューティ設定レジスタ27uと、カウンタ23のカウント値をデューティ設定レジスタ27uのデューティ設定値と比較する比較器28uと、カウンタ23のカウント値がデューティ設定値と一致した時点で比較器28uから信号を受けてU相及びX相のPWM信号を反転するフリップフロップ回路29uとを備えている。
Furthermore, the PWM
このようなPWM信号生成部9を備えたインバータ制御用マイクロコンピュータ1は、例えば図11に示すように、交流モータを駆動するインバータ装置の制御に使用される。交流モータの可変速駆動を行うモータ駆動用インバータ制御装置において、図11を用いて説明する。
The
図11は従来のパルス幅変調方式を用いたモータ駆動用インバータ制御装置であり、直流電源1、ブラシレスモータ3に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ2及びインバータ2を制御する制御部6を有している。
FIG. 11 shows an inverter control device for driving a motor using a conventional pulse width modulation method. The
また、直流電流検出器11は、インバータ母線に流れる直流電流を検出し、相電流変換部7では検出した直流電流とPWM信号生成部9が出力するPWM信号の各相デューティから、モータ3に流れるU相モータ電流Iu、V相モータ電流Iv、およびW相モータ電流Iwを検出する。検出したモータ電流Iu、Iv、およびIwと外部から与えられる速度指令ω*に基づき、PWM信号生成部9でインバータ2を制御する信号を作成する。
The DC current detector 11 detects a DC current flowing through the inverter bus, and the phase current conversion unit 7 flows to the
図12は、PWM信号生成部9が出力するPWM信号(インバータ2上アーム分のみ)と、それによって発生するモータ印加電圧、さらにモータに流れる各相の電流を示したものである。
FIG. 12 shows the PWM signal (only for the upper arm of the inverter 2) output from the
図13は、図12における期間Tの詳細を示している。上から上アームU相スイッチング素子制御信号、上アームV相スイッチング素子制御信号、上アームW相スイッチング素
子制御信号、下アームU相スイッチング素子制御信号、下アームV相スイッチング素子制御信号、下アームW相スイッチング素子制御信号、およびインバータ母線に流れる直流電流である。直流電流にはモータの相電流が2相分現れ、PWM信号生成部9が出力するPWM信号のデューティ情報を用いて、相電流変換部7においてモータ電流Iu、Iv、およびIwに変換する。
FIG. 13 shows details of the period T in FIG. Upper arm U phase switching element control signal, upper arm V phase switching element control signal, upper arm W phase switching element control signal, lower arm U phase switching element control signal, lower arm V phase switching element control signal, lower arm W The phase switching element control signal and the direct current flowing through the inverter bus. Two phase phases of the motor appear in the direct current, and the phase current conversion unit 7 converts the motor currents Iu, Iv, and Iw using the duty information of the PWM signal output from the PWM
このインバータ母線電流からモータ電流Iu、Iv、Iwに変換する方法については、下記特許文献1において詳細に記載されている。
しかしながら、各相のモータ印加電圧が等しいあるいは非常に近い値の場合、PWM信号生成部9が出力するPWM信号のデューティがほぼ等しくなり、インバータ母線電流に1相分のモータ相電流しか現れない状態になってしまう。図13では理想的な波形を示しているため、インバータ母線電流は瞬時に立ち上がっているが、実際には電流の立ち上がり遅れ時間が存在し、また、場合によってインバータ母線電流にオーバーシュートが発生する場合がある。このため、PWM信号生成部9が出力するPWM信号のデューティの差が小さい場合には、正確なモータ相電流をサンプリングすることは困難となる。
However, when the motor applied voltage of each phase is equal or very close, the duty of the PWM signal output from the
また、各相の上下アームスイッチングのオンオフ切り替え時には、スイッチング素子の動作遅れによるインバータ上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムが設けられるが、この期間中にインバータ母線に流れる電流は不定となり、相電流変換部7でのモータ相電流変換が不可能になる。 Also, when switching the upper and lower arm switching of each phase on / off, a dead time is provided to prevent short circuit of the inverter upper and lower arms due to the delay in operation of the switching element. During this period, the current flowing through the inverter bus becomes indefinite and the phase current The conversion of the motor phase current in the conversion unit 7 becomes impossible.
このように、実際の電流の立ち上がり遅れ時間、インバータ母線電流のオーバーシュート、デッドタイム期間の存在などにより、電流をサンプリングできる期間は短くなる場合は、電流のサンプリングが困難になる。 As described above, when the current sampling period becomes short due to the actual current rise delay time, inverter bus current overshoot, dead time period, and the like, current sampling becomes difficult.
このため、十分なサンプリング期間を確保するためには、キャリア周波数を下げる必要があるが、キャリア周波数を下げると、モータや負荷からの磁気音が増加する問題がある。 For this reason, in order to ensure a sufficient sampling period, it is necessary to lower the carrier frequency. However, if the carrier frequency is lowered, there is a problem that magnetic sounds from the motor and the load increase.
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、磁気音の増加等を招くことなくモータの各相の電流検出を正確に行い、良質な駆動が可能なモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention solves such a conventional problem, and provides an inverter control device for driving a motor capable of accurately detecting the current of each phase of the motor without causing an increase in magnetic sound, etc., and capable of high-quality driving. The purpose is to provide.
上記課題を解決するために本発明は、PWM信号生成用の複数のカウンタ、前記複数のカウンタの各々に設けられたデューティ設定のレジスタを有するPWM信号生成部を備え、前記複数のカウンタのカウント値がそれぞれ予め設定された設定値と同一の場合、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する構成としたインバータ制御用半導体装置で、磁気音の増加等を招くことなくモータの各相の電流検出を正確に行い、良質なモータ駆動を実現できる。 In order to solve the above problems, the present invention includes a PWM signal generation unit having a plurality of counters for generating a PWM signal and a duty setting register provided in each of the plurality of counters, and the count values of the plurality of counters Is the same as the preset value, the inverter control semiconductor device is configured to convert the input analog signal into a digital signal, and it detects the current of each phase of the motor without increasing the magnetic noise. Can be performed accurately and high-quality motor drive can be realized.
本発明によれば、磁気音の増加等を招くことなくモータの各相の電流検出を正確に行い、良質な駆動が可能なモータ駆動用インバータ制御装置を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide an inverter control device for driving a motor capable of accurately detecting the current of each phase of the motor without causing an increase in magnetic sound, etc., and capable of high-quality driving.
第1の発明は、PWM信号生成用の複数のカウンタ、前記複数のカウンタの各々に設けられたデューティ設定のレジスタを有するPWM信号生成部を備え、前記複数のカウンタのカウント値がそれぞれ予め設定された設定値と同一の場合、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する構成としたインバータ制御用半導体装置で、モータの相電流を高精度に検出することができる。 A first invention includes a PWM signal generation unit having a plurality of counters for generating a PWM signal and a duty setting register provided in each of the plurality of counters, and the count values of the plurality of counters are respectively set in advance. In the case where the set value is the same, the inverter control semiconductor device configured to convert the input analog signal into a digital signal can detect the phase current of the motor with high accuracy.
第2の発明は、特に、第1の発明のインバータ制御用半導体装置において、それぞれのレジスタに設定された設定値が略同一の場合、カウンタは所定時間の間隔を保ち、カウントを開始することを特徴とするもので、モータの相電流が検出不能となるような期間を解消することが可能となる。 In the second invention, particularly in the inverter control semiconductor device according to the first invention, when the set values set in the respective registers are substantially the same, the counter maintains a predetermined time interval and starts counting. It is a feature, and it is possible to eliminate a period in which the phase current of the motor cannot be detected.
第3の発明は、特に、第1または第2の発明のインバータ制御用半導体装置を用いたモータ駆動用インバータ制御装置であって、一定周期でモータ駆動アルゴリズムを実行することにより制御安定性の高い制御装置を実現することができる。 The third invention is an inverter control device for driving a motor that uses the semiconductor device for inverter control of the first or second invention, and has high control stability by executing a motor drive algorithm at a constant cycle. A control device can be realized.
第4の発明は、特に、第3の発明のモータ駆動用インバータ制御装置において、インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器と、前記直流電流検出器の直流電流検出値に基づいて、モータの各相の電流を再現する相電流演算手段とを備えたもので、小型・低コストでありながら制御安定性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。 According to a fourth aspect of the invention, in particular, in the motor drive inverter control apparatus of the third aspect of the invention, based on a direct current detector that detects a direct current flowing through the inverter circuit, and a direct current detection value of the direct current detector, It is provided with a phase current calculation means that reproduces the current of each phase of the motor, and it is possible to realize a motor drive inverter control device having high control stability while being small and low cost.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
(実施の形態1)
図1は本発明に係るモータ駆動用インバータ制御装置の構成を示すブロック図である。モータ駆動用インバータ制御装置は、直流電源1、ブラシレスモータ3に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ2及びインバータ2を制御する制御部6を有する。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an inverter control apparatus for driving a motor according to the present invention. The motor drive inverter control device includes a
ブラシレスモータ3は、中性点を中心にY結線された3相巻線4u、4v、4wが取付けられた固定子4と、磁石が装着された回転子5とからなる。U相巻線4uの非結線端にU相端子8uが、V相巻線4vの非結線端にV相端子8vが、W相巻線4wの非結線端にW相端子8wが接続されている。
The
インバータ2は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をU相用、V相用、W相用として3相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源1の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源1から出力される直流電圧が印加される。U相用のハーフブリッジ回路は、高圧側(上アーム)のスイッチング素子12u及び低圧側(下アーム)のスイッチング素子12xより成る。V相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子12v及び低圧側スイッチング素子12yより成る。W相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子12w及び低圧側スイッチング素子12zよりなる。また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード14u、14v、14w、14x、14y、14zが接続されている。
The
インバータ2におけるスイッチング素子12uとスイッチング素子12xの相互接続点、スイッチング素子12vとスイッチング素子12yの相互接続点、スイッチング素子12wとスイッチング素子12zの相互接続点にブラシレスモータ3の端子8u、8v、8wがそれぞれ接続される。
The
インバータ2に印加されている直流電圧は、上述したインバータ2内のスイッチング素
子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ3が駆動される。また、インバータ2の母線には直流電流検出器11が配されている。制御部6は、PWM信号生成部9と、ベースドライバ10と、相電流変換部7と、位相推定部17と、回転子速度検出部18とからなる。
The DC voltage applied to the
PWM信号生成部9は、外部より与えられる目標速度を実現すべく、現在の速度と目標速度の誤差から演算により求められた出力電圧を出力するために、インバータ2の各スイッチング素子12u、12v、…を駆動するためのPWM信号を生成する。その生成されたPWM信号はベースドライバ10により、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。そのドライブ信号にしたがい各スイッチング素子12u、12v、12w、12x、12y、12zが動作する。
The
制御部6を実現したのは、インバータ制御用半導体装置(マイクロコンピュータ)であり、PWM信号生成部9は、カウンタと比較器(コンパレータ)等から構成される。相電流変換部7は直流電流検出器11に流れる電流(以下「インバータ母線電流」という。)を観察し、そのインバータ母線電流をブラシレスモータ3の相電流に変換する。相電流変換部7は実際にはインバータ母線電流が変化したときから所定期間の間だけ電流を検出する。
The
位相推定部17は、相電流変換部7により変換されたブラシレスモータ3の相電流と、PWM信号生成部9で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部16により検出されるインバータ2への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ3の位相を推定する。さらに、回転子速度推定部18は、推定された位相からブラシレスモータ3の速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、PWM信号生成部9がブラシレスモータ3を駆動するためのPWM信号を生成する。その際、PWM信号生成部9は推定された回転子5の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基いて回転子速度が目標速度となるようにPWM信号を制御する。
The phase estimation unit 17 outputs the phase current of the
PWM信号生成部9は、目標速度ω*を実現するために、目標速度ω*と推定速度ωmとの差Δωにより出力するべき電圧V*をPI演算などを用いて計算する。その電圧値V*から各相に出力するべき電圧V*s(s:相 u/v/w)を求める。
In order to realize the target speed ω *, the PWM
さらに、求められた電圧V*s(s:相 u/v/w)を出力するための各スイッチング素子12u、12v、12w、12x、12y、12zのPWM信号はベースドライバ10に出力される。各スイッチング素子12u、12v、12w、12x、12y、12zはPWM信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。
Furthermore, the PWM signals of the
このように本実施の形態では、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ3の正弦波駆動を実現している。
Thus, in the present embodiment, the sine wave drive of the
ここで、図2〜図6を用いてインバータ母線に流れる電流においてブラシレスモータ3の相電流が現れる様子を説明する。
Here, how the phase current of the
図2は、ブラシレスモータ3の各相巻線に流れる相電流の状態と、60°毎の電気角の各区間における各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。図2を参照すると、電気角0〜60°の区間においては、U相巻線4uとW相巻線4wには非結線端から中性点に向けて、V相巻線4vには中性点から非結線端に向けて電流が流れている(図2(b)参照)。また、電気角60〜120°の区間においては、U相巻線4uには非結線端から中性点に向けて、V相巻線4vとW相巻線4wには中性点から非結線端に向けて電流が流れている(図2(c)参照)。以降、図2(d)〜(g)において、電気角60°毎に各
相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。
FIG. 2 is a diagram showing the state of the phase current flowing in each phase winding of the
例えば、図2において電気角30°の時にPWM信号生成部9で生成された半キャリア周期分のPWM信号が図3のように変化する場合を考える。ここで、図3において、信号「U」は上アームスイッチング素子12uを、信号「V」は上アームスイッチング素子12vを、信号「W」は上アームスイッチング素子12wを、信号「X」は下アームスイッチング素子12xを、信号「Y」は下アームスイッチング素子12yを、信号「Z」は下アームスイッチング素子12zを動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。この場合、インバータ母線には、タイミング1では、図4(a)に示すように電流が現れず、タイミング2では図4(b)に示すようにW相巻線4wに流れる電流(W相電流)が現れ、タイミング3では図4(c)に示すようにV相巻線4vに流れる電流(V相電流)が現れる。
For example, consider a case in which the PWM signal corresponding to the half carrier period generated by the PWM
別の例として、図2において電気角30°の時にPWM信号生成部9で生成された半キャリア周期のPWM信号が図5のように変化する場合を考える。この場合は、図6(a)に示すようにインバータ母線にはタイミング1では電流が現れず、図6(b)に示すようにタイミング2ではU相巻線4uに流れる電流(U相電流)が現れ、図6(c)に示すようにタイミング3ではV相巻線4vに流れる電流が現れる。
As another example, let us consider a case where the PWM signal having a half carrier period generated by the PWM
以上のように、インバータ母線上にインバータ2のスイッチング素子12u、12v、12w、12x、12y、12zの状態に応じたブラシレスモータ3の相電流が現れることが分かる。上述のように一キャリア周期内の近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から三相それぞれの電流iu、iv、iwが求められることは明らかである。
As described above, it can be seen that the phase current of the
すなわち、タイミング2のように上アームスイッチング素子のうちいずれか一つがオンしている場合と、タイミング3のように上アームスイッチング素子のうちいずれか二つがオンしている場合が一キャリア周期内に存在すれば、インバータ母線に流れる電流からキャリア周期毎にモータ相電流を検出することができ、次のキャリア周期におけるPWM信号生成に用いることできめ細かいモータ駆動制御が可能となるのである。
That is, the case where any one of the upper arm switching elements is turned on as in
図7はPWM信号生成部9が出力するPWM信号(インバータ2上アーム分のみ)と、それによって発生するモータ印加電圧、さらにモータに流れる各相の電流を示したものである。ここで、図7における期間Tについて考えると、この期間はU相とW相のモータ印加電圧が非常に近い値となっており、PWM信号生成部9が出力するPWM信号のU相のデューティとW相のデューティも非常に近い値となる。
FIG. 7 shows a PWM signal (only for the upper arm of the inverter 2) output from the
従来であれば、図7における期間Tにおいては上アームスイッチング素子のうちいずれか一つがオンしているタイミング2が存在しない、あるいは非常に短い時間でしか存在しない場合となり、インバータ母線に流れる電流からキャリア周期毎にモータ相電流を検出することができなくなり、きめ細かいモータ駆動制御が不能となっていた。
Conventionally, in the period T in FIG. 7, there is no
しかし、本発明では、PWM信号生成部9にカウンタをカウンタU、カウンタV、カウ
ンタWと三つ設け、さらにカウンタWのカウント開始タイミングを他のカウンタのカウント開始タイミングからTdだけずらしたものとした。
However, in the present invention, the
図8にその様子を示すが、PWM信号生成部9でカウンタWのカウント開始タイミングを他のカウンタのカウント開始タイミングからTdだけずらすことによって、U相デューティ決定値とW相デューティ決定値が例え同一値となった場合でも、U相上アームスイッチング素子のみがオンしている、または、W相上アームスイッチング素子のみがオンしているタイミング2の期間をTd分存在させることができ、Tdをインバータ母線に流れる電流を検出するのに必要な時間(具体的には、マイクロコンピュータなどのAD変換時間)を確保することによって、インバータ母線に流れる電流からキャリア周期毎にモータ相電流を検出することができ、次のキャリア周期におけるPWM信号生成に用いることできめ細かいモータ駆動制御を実現した。
As shown in FIG. 8, the U-phase duty decision value and the W-phase duty decision value are the same by shifting the count start timing of the counter W by Td from the count start timing of other counters by the PWM
図8に示した動作を実現するPWM信号生成部9を備えたインバータ制御用マイクロコンピュータ1は図9に示すように、3個のカウンタ23u、23v、23wと、それぞれのカウンタの最大カウント値(キャリア設定値)を格納するキャリア設定レジスタ24と、カウンタの現在のカウント値をキャリア設定値と比較する比較器25とが備えられ、図8に示すように、各カウンタ23u、23v、23wの現在のカウント値がキャリア設定値又は零値と一致した時点で、比較器25は各カウンタ23u、23v、23wをアップカウントからダウンカウントに又はその逆に反転させる。
As shown in FIG. 9, the
更に、図9のPWM信号生成部9には、相回路26u、26v、26wが備えられ、内部にはU相の場合、デューティ設定値を格納するデューティ設定レジスタ27uと、カウンタ23uのカウント値をデューティ設定レジスタ27uのデューティ設定値と比較する比較器28uと、カウンタ23uのカウント値がデューティ設定値と一致した時点で比較器28uから信号を受けてU相及びX相のPWM信号を反転するフリップフロップ回路29uとを備えている。
Furthermore, the PWM
本実施の形態によれば、制御部6内の制御ループを成立させるために、ブラシレスモータ3の各相の巻線に流れる相電流を検出する必要が生じた際に、相電流検出が不能となるような期間をなくすことができ、電流検出手段をインバータとモータの間の線間に2つ以上設ける必要がない安価なシステム構成で精度よく正弦波駆動を実現することができる。また、キャリア周波数を下げるといったことなく相電流検出が可能となるため、モータや負荷からの磁気音の増加を招くことがないという効果も有する。
According to the present embodiment, when it is necessary to detect the phase current flowing in the winding of each phase of the
なお、実施の形態1で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。 The present invention described in the first embodiment can be applied to a motor drive inverter control device that drives a motor using an inverter circuit. For example, an air conditioner equipped with an inverter circuit, a refrigerator, an electric washing machine, an electric dryer, an electric vacuum cleaner, a blower, a heat pump water heater and the like. For any product, by reducing the size and weight of the motor drive inverter device, the degree of freedom in product design is improved, and an inexpensive product can be provided.
以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、PWM信号生成用の複数のカウンタ及びカウンタそれぞれにデューティ設定のレジスタを有するPWM信号生成部と、カウンタのカウント値が所定値の時、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換器とを備え、特に、レジスタにそれぞれ設定された値において予め定めた差がない場合、カウンタは任意の時間をずらしてカウント開始するインバータ制御用半導体装置を用いたものであり、いかなるPWM信号が出力されようともモータの各相の電流を再現することができ、システムの信頼性向上が図れるため、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができな
い場合に限らず、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合においても本発明は適用できる。
As described above, the inverter control device for motor driving according to the present invention includes a plurality of counters for generating a PWM signal, a PWM signal generating unit having a duty setting register for each counter, and a counter count value of a predetermined value. And an AD converter that converts an input analog signal into a digital signal, and particularly when there is no predetermined difference between the values set in the registers, the counter controls the inverter to start counting at an arbitrary time. Since the current of each phase of the motor can be reproduced regardless of what PWM signal is output and the reliability of the system can be improved, the compressor drive motor in the air conditioner etc. As in the case where a speed sensor such as a pulse generator cannot be used, Also the present invention in the case, which may comprise a speed sensor, such as can be applied.
1 直流電源
2 インバータ
3 ブラシレスモータ
7 相電流変換部
9 PWM信号生成部
11 直流電流検出器
16 インバータ入力電圧検出部
17 位相推定部
18 回転子速度推定部
23u〜23w カウンタ
24 キャリア設定レジスタ
25 比較器
26u〜26w 相回路
27u デューティ設定レジスタ
28u 比較器
29u フリップフロップ回路
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- 2005-03-24 JP JP2005085493A patent/JP2006271108A/en active Pending
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