JP2006260209A - Voltage controlling voltage source - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、電圧制御電圧源に関するものであり、特に半導体集積回路で構成された定電圧出力のばらつきを抑える電圧制御電圧源に関する。 The present invention relates to a voltage control voltage source, and more particularly to a voltage control voltage source that suppresses variations in constant voltage output composed of a semiconductor integrated circuit.
半導体集積回路では製造ばらつきによって各素子の特性が設計値からずれ、その結果回路の特性が狙ったとおりにならないことが生じ得る。このような問題に対して、従来、例えば特開2004−5048号公報図1(特許文献1参照)では、第1の基準電位端子121にソースとゲートが接続された第1の電界効果トランジスタTr1、第1の基準電位端子121に一端が接続され第1及び第2の抵抗器R1、R2、第1及び第2の抵抗器R1、R2にそれぞれソースが接続され、ゲートが第1の電界効果トランジスタTr1のドレインに接続された第2及び第4の電界効果トランジスタTr2、Tr4、第3の抵抗器R3、第2の基準電位端子120にドレインが接続され、第3の抵抗器R3と第2の電界効果トランジスタTr2との間にゲートが接続された第3の電界効果トランジスタTr3を備えたものが開示されている。 In semiconductor integrated circuits, the characteristics of each element may deviate from design values due to manufacturing variations, and as a result, the characteristics of the circuit may not be as intended. Conventionally, for example, in FIG. 1 of Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-5048 (refer to Patent Document 1), a first field effect transistor Tr having a source and a gate connected to a first reference potential terminal 121 has been dealt with. 1 , one end is connected to the first reference potential terminal 121, the source is connected to each of the first and second resistors R 1 , R 2 , and the first and second resistors R 1 , R 2 , and the gate is The drain is connected to the second and fourth field effect transistors Tr 2 , Tr 4 , the third resistor R 3 , and the second reference potential terminal 120 connected to the drain of the first field effect transistor Tr 1 , that a third resistor R 3 and the third field effect transistor Tr 3, the gate of which is connected between the second field effect transistor Tr 2 is disclosed.
しかし、特許文献1に記載のものでは抵抗ばらつきによる定電圧源のばらつきを定電流源の電流値の変動を抑えることによりその出力電圧のばらつきを軽減しているが、特定電圧の電圧値にしか適用できないと言う課題もあった。
However, in the device described in
この発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、入力電圧を可変することにより、その出力電圧の可変範囲が0V〜電源電圧(Vcc)間の所望の範囲で調整する電圧制御電圧源を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. By changing the input voltage, the output voltage can be adjusted within a desired range between 0 V and the power supply voltage (Vcc). An object is to provide a control voltage source.
請求項1の発明に係る電圧制御電圧源は、エミッタの面積比が略等しい第1のNPNバイポーラトランジスタのベースと第4のNPNバイポーラトランジスタのエミッタとを接続すると共に第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタを共通接続し、第2のNPNバイポーラトランジスタのベースと第3のNPNバイポーラトランジスタのエミッタとを接続すると共に第1のNPNバイポーラトランジスタのコレクタを共通接続し、基準電圧供給端子の一方を第3の抵抗器を介して第3のNPNバイポーラトランジスタのコレクタとベースに接続すると共に第4のNPNバイポーラトランジスタのベース及び第5のNPNバイポーラトランジスタのベースを共通接続し、前記基準電圧供給端子の他方を第4のNPNバイポーラトランジスタのコレクタと第5のNPNバイポーラトランジスタのコレクタに接続し、第2のNPNバイポーラトランジスタのエミッタを第1の抵抗器を介して接続した出力と第5のNPNバイポーラトランジスタのエミッタを第2の抵抗器を介して接続した出力とを接続すると共に第1のNPNバイポーラトランジスタのエミッタ出力を共通接続し電流出力部としたバンドギャップ電流源と、電圧入力端子からの制御電圧を分圧して前記電流出力部に供給する抵抗分圧回路とを備え、前記電流出力部を電圧出力端子とし、第1の抵抗器を流れる出力電流は正温度係数の単調増加電流とし、第2の抵抗器を流れる出力電流は負温度係数の単調減少電流とし、前記単調増加電流及び前記単調減少電流は第1のNPNバイポーラトランジスタのエミッタ出力電流より大きくしたことを特徴とするものである。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a voltage controlled voltage source for connecting a base of a first NPN bipolar transistor and an emitter of a fourth NPN bipolar transistor having substantially the same emitter area ratio and a collector of a second NPN bipolar transistor. Are connected in common, the base of the second NPN bipolar transistor and the emitter of the third NPN bipolar transistor are connected together, the collector of the first NPN bipolar transistor is connected in common, and one of the reference voltage supply terminals is connected to the third The resistor is connected to the collector and base of the third NPN bipolar transistor, and the base of the fourth NPN bipolar transistor and the base of the fifth NPN bipolar transistor are commonly connected, and the other of the reference voltage supply terminals is connected to the second NPN bipolar transistor. 4 NPN bipolar transistors And the collector of the fifth NPN bipolar transistor, the emitter of the second NPN bipolar transistor connected through the first resistor, and the emitter of the fifth NPN bipolar transistor connected to the second resistor. A bandgap current source having a current output unit connected in common to an emitter output of the first NPN bipolar transistor and a current output unit by dividing a control voltage from a voltage input terminal. A voltage dividing terminal for supplying current to the voltage output terminal, the output current flowing through the first resistor is a monotonically increasing current with a positive temperature coefficient, and the output current flowing through the second resistor is The monotonically decreasing current has a negative temperature coefficient, and the monotonically increasing current and the monotonically decreasing current are the emitter output current of the first NPN bipolar transistor. It is characterized in that it has larger.
請求項2の発明に係る電圧制御電圧源は、ソース面積比が略等しい第1のNチャンネルMOSFETトランジスタのゲートと第4のNチャンネルMOSFETトランジスタのソースとを接続すると共に第2のNチャンネルMOSFETトランジスタのドレインを共通接続し、第2のNチャンネルMOSFETトランジスタのゲートと第3のNチャンネルMOSFETトランジスタのソースとを接続すると共に第1のNチャンネルMOSFETトランジスタのドレインを共通接続し、基準電圧供給端子の一方を第3の抵抗器を介して第3のNチャンネルMOSFETトランジスタのドレインとゲートに接続すると共に第4のNチャンネルMOSFETのゲート及び第5のNチャンネルMOSFETトランジスタのゲートを共通接続し、前記基準電圧供給端子の他方を第4のNチャンネルMOSFETトランジスタのドレインと第5のNチャンネルMOSFETトランジスタのドレインに接続し、第2のNチャンネルMOSFETトランジスタのソースを第1の抵抗器を介して接続した出力と第5のNチャンネルMOSFETトランジスタのソースを第2の抵抗器を介して接続した出力とを接続すると共に第1のNチャンネルMOSFETトランジスタのソース出力を共通接続し電流出力部としたバンドギャップ電流源と、電圧入力端子からの制御電圧を分圧して前記電流出力部に供給する抵抗分圧回路とを備え、前記電流出力部を電圧出力端子とし、第1の抵抗器を流れる出力電流は正温度係数の単調増加電流とし、第2の抵抗器を流れる出力電流は負温度係数の単調減少電流とし、前記単調増加電流及び前記単調減少電流は第1のNチャンネルMOSFETトランジスタのソース出力電流より大きくしたことを特徴とするものである。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a voltage controlled voltage source for connecting the gate of the first N-channel MOSFET transistor and the source of the fourth N-channel MOSFET transistor having substantially the same source area ratio and the second N-channel MOSFET transistor. Are connected in common, the gate of the second N-channel MOSFET transistor and the source of the third N-channel MOSFET transistor are connected together, and the drain of the first N-channel MOSFET transistor is connected in common, and the reference voltage supply terminal One is connected to the drain and gate of the third N-channel MOSFET transistor via a third resistor, the gate of the fourth N-channel MOSFET and the gate of the fifth N-channel MOSFET transistor are connected in common, and the reference The other of the pressure supply terminals is connected to the drain of the fourth N-channel MOSFET transistor and the drain of the fifth N-channel MOSFET transistor, and the source of the second N-channel MOSFET transistor is connected via the first resistor. And a source connected to the source of the fifth N-channel MOSFET transistor via the second resistor, and a source output of the first N-channel MOSFET transistor is connected in common and used as a current output section. And a resistance voltage dividing circuit that divides the control voltage from the voltage input terminal and supplies the divided voltage to the current output unit, wherein the current output unit is a voltage output terminal, and the output current flowing through the first resistor is a positive temperature. The output current flowing through the second resistor is a monotonically decreasing current with a negative temperature coefficient. Serial monotonically increasing current and the monotonically decreasing current is characterized in that it has greater than the source output current of the first N-channel MOSFET transistor.
以上のように請求項1に係る発明によれば、抵抗分圧回路の電圧出力端子にバンドギャップ電流源回路を接続したので、入力電圧を可変することにより、その出力電圧の可変範囲が0V〜電源電圧(Vcc)間の所望の範囲で調整することができると共に入力電圧の可変幅に対して所望範囲の微小調整可能な可変幅の出力電圧を得ることができる。 As described above, according to the first aspect of the present invention, since the band gap current source circuit is connected to the voltage output terminal of the resistance voltage dividing circuit, by varying the input voltage, the variable range of the output voltage is 0V to It is possible to adjust within a desired range between the power supply voltages (Vcc), and to obtain an output voltage with a variable width that can be finely adjusted within a desired range with respect to the variable width of the input voltage.
請求項2に係る発明によれば、MOSFETを使用したので、バンドギャップ電流源や抵抗分圧回路の抵抗要素(抵抗素子)の抵抗値の製造時のプロセス変動や環境温度の変化があっても、半導体集積回路内の各抵抗要素の抵抗値の変動比率は均等なので調整精度の高い電圧制御電圧源を得ることができる。 According to the second aspect of the present invention, since the MOSFET is used, even if there is a process variation or a change in environmental temperature at the time of manufacturing the resistance value of the resistance element (resistance element) of the band gap current source or the resistance voltage dividing circuit. Since the variation ratio of the resistance value of each resistance element in the semiconductor integrated circuit is uniform, a voltage control voltage source with high adjustment accuracy can be obtained.
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1について図1を用いて説明する。図1は、実施の形態1による電圧制御電圧源の回路構成図であり、図1において100はバンドギャップ電流源、111はバンドギャップ電流源100を駆動すると共に基準電圧が供給される基準電圧供給端子(Vcc)、112は回路の共通接地端子(接地)、113は所望の制御電圧を供給する電圧入力端子(Vcnt)、114はバンドギャップ電流源の出力部でもある電圧出力端子(Vout)、120は電圧入力端子113からの電圧を分圧し、バンドギャップ電流源の出力部114と接続された抵抗分圧回路である。なお、200はバンドギャップ電流源100及び抵抗分圧回路120が組み込まれた半導体集積回路で構成された電圧制御電圧源である。
次に動作について説明する。図1に示すように、電圧制御電圧源200は第4の抵抗(R4)と第5の抵抗(R5)から構成される抵抗分圧回路120の電圧出力端子114にバンドギャップ回路を利用したバンドギャップ電流源100を接続した回路構成となっている。まず、バンドギャップ電流源100の回路について説明する。図1において第1の抵抗(R1)を流れる電流I2は、バイポーラトランジスタQ2のエミッタの面積(mで表示)とバイポーラトランジスタQ3のエミッタ面積(nで表示)の関係から、I2=(1/R1)VTln(mxn)であり、VT=kT/q>0及び(1/R1)ln(mxn)>0(kはボルツマン定数、qは電子1個の電荷、Tは絶対温度 VTはサーマル電圧定数)より、I2∝T、且つ傾きが正より、電流I2は絶対温度(T)に対して単調増加となる。・・・(1)
Next, the operation will be described. As shown in FIG. 1, the voltage
また、第2の抵抗(R2)を流れる電流I3は、I3=(V3−Vout)/R2から、V3−Vout=VBEQ1+VBEQ4−VBEQ5となる。ここでVBEQ1、VBEQ4、VBEQ5はそれぞれバイポーラトランジスタQ1、Q4、Q5のベースーエミッタ間電圧、V3はバイポーラトランジスタQ5のエミッタ電圧を示す。また、電圧VBEQ1、VBEQ4、VBEQ5はTに対してそれぞれ約−2mV/℃程度の温度係数を持つ単調減少であることが知られており、R2>0であることより、電流I3はTに対して単調減少となる。・・・(2) Further, the current I3 flowing through the second resistor (R2) becomes V3-Vout = VBEQ1 + VBEQ4-VBEQ5 from I3 = (V3-Vout) / R2. Here, VBEQ1, VBEQ4, and VBEQ5 are the base-emitter voltages of the bipolar transistors Q1, Q4, and Q5, respectively, and V3 is the emitter voltage of the bipolar transistor Q5. In addition, it is known that the voltages VBEQ1, VBEQ4, and VBEQ5 are monotonously decreasing with a temperature coefficient of about −2 mV / ° C. with respect to T, and since R2> 0, the current I3 is Monotonically decreasing. ... (2)
よって、上記(1)及び(2)の単調増減の関係から、バイポーラトランジスタQ1のエミッタを流れる電流I1と、R1に流れる電流I2及びR2に流れる電流I3の関係をI1≪I2、I3となるように第3の抵抗(R3)を調整すると、トータル電流I4は温度に依存しない温度固定電流源となる。 Therefore, the relationship between the current I1 flowing through the emitter of the bipolar transistor Q1 and the current I2 flowing through R1 and the current I3 flowing through R2 is I1 << I2 and I3 because of the monotonic increase / decrease relationship of (1) and (2). When the third resistor (R3) is adjusted, the total current I4 becomes a temperature-fixed current source independent of temperature.
前述のバンドギャップ電流源100を抵抗分圧回路120に接続し、電圧入力端子113に電圧を与えた電圧制御電圧源200では以下の式が成り立つ。Vout=I6xR4=(I4+I5)xR4≒(I2+I3+I5)xR4。ここでI5は電圧入力端子113からの電流、I6は電流I4と電流I5のトータル電流、第4の抵抗(R4)及び第5の抵抗(R5)は抵抗分圧回路の分割抵抗である。なお、I1≪I2、I3とした。
In the voltage controlled
抵抗R1〜R5の製造ばらつきにより、それらの抵抗値が±α%変動した場合、変動後の電流I2、I3、I5、R4をそれぞれI2a、I3a、I5a、R4aとすると、I2a=100/(100±α)xI2、I3a=100/(100±α)xI3、I5a=100/(100±α)xI5、R4a=(100±α)/100xR4である。よって、抵抗値変動後のVoutは、Vout={100/(100±α)x(I2+I3+I5)}x{(100±α)/100xR4}=(I2+I3+I5)xR4となり、抵抗値変動前後で電圧Voutは一定となり変動しない。 When the resistance values fluctuate by ± α% due to manufacturing variations of the resistors R1 to R5, assuming that the currents I2, I3, I5, and R4 after fluctuation are I2a, I3a, I5a, and R4a, respectively, I2a = 100 / (100 ± α) xI2, I3a = 100 / (100 ± α) xI3, I5a = 100 / (100 ± α) xI5, R4a = (100 ± α) / 100xR4. Therefore, Vout after the resistance value variation becomes Vout = {100 / (100 ± α) × (I2 + I3 + I5)} x {(100 ± α) / 100xR4} = (I2 + I3 + I5) × R4, and the voltage Vout before and after the resistance value variation is It becomes constant and does not fluctuate.
また、上記電圧制御電圧源200で第4の抵抗(R4)、第5の抵抗(R5)を所望の値に設定し電圧入力端子113の電圧を変化させると、I5=(Vcnt−Vout)/R5、Vout=(I4+I5)R4より、Vout={R4/(R4+R5)}xVcnt+{R4xR5xI4/(R4+R5)}となり、Vcnt=0Vに設定した場合には、Vout={R4xR5xI4/(R4+R5)}・・・(3)
Further, when the fourth resistor (R4) and the fifth resistor (R5) are set to desired values and the voltage of the
Vcnt=Vccに設定した場合には、Vout={R4/(R4+R5)}xVcnt+{R4xR5xI4/(R4+R5)}・・・(4) When Vcnt = Vcc is set, Vout = {R4 / (R4 + R5)} xVcnt + {R4xR5xI4 / (R4 + R5)} (4)
よって、抵抗R4、R5、電流I4を調整することにより、電圧出力端子114にVcnt=0〜Vcc(単位:ボルト)に対して上記(3)及び(4)で示した値を下限上限とする出力電圧を得ることができる。 Therefore, by adjusting the resistors R4 and R5 and the current I4, the values shown in the above (3) and (4) with respect to Vcnt = 0 to Vcc (unit: volt) at the voltage output terminal 114 are set as the lower limit upper limit. An output voltage can be obtained.
次に電圧制御電圧源200を利得制御電圧発生回路(VGA)に適用した場合について図2で説明する。図2において300はVGA、311は制御出力端子(VCONT1)、312は制御出力端子(VCONT2)である。なお、図中、図1と同一符号は同一又は相当部分を示す。
Next, a case where the voltage
図2において電圧制御電圧源200の電圧入力端子113に入力する外部からの供給電圧を使用して、電圧制御電圧源200の電圧出力端子114から利得制御電圧発生回路300のトランジスタQc1のベース入力電圧に変換する。
In FIG. 2, the base input voltage of the transistor Qc1 of the gain control
VGA300はVGA利得を制御し、制御出力端子311及び制御出力端子312に制御電圧を発生させる回路であり、トランジスタQc1のベース電圧により制御出力端子311及び制御出力端子312の電圧を制御する。この場合、トランジスタQc1のベースに与える電圧は微小変化させる必要があり、このような場合に電圧制御電圧源200を用いると精度の高い安定した制御電圧を得ることができる利点がある。
The
実施の形態1では、バイポーラトランジスタを用いて回路の説明を行なったが、バイポーラトランジスタに替えてMOSFETトランジスタを使用しても良い。 In the first embodiment, the circuit is described using a bipolar transistor, but a MOSFET transistor may be used instead of the bipolar transistor.
100 バンドギャップ電流源
111 基準電圧供給端子(Vcc)
112 共通接地端子(接地)
113 電圧入力端子(Vcnt)
114 電圧出力端子(Vout)
120 抵抗分圧回路
200 電圧制御電圧源
300 利得制御電圧発生回路(VGA)
311 制御出力端子(VCONT1)
312 制御出力端子(VCONT2)
Q1 第1のバイポーラトランジスタ
Q2 第2のバイポーラトランジスタ
Q3 第3のバイポーラトランジスタ
Q4 第4のバイポーラトランジスタ
Q5 第5のバイポーラトランジスタ
R1 第1の抵抗器
R2 第2の抵抗器
R3 第3の抵抗器
R4 第4の抵抗器
R5 第5の抵抗器
Qc1 VGAの入力トランジスタ(バイポーラトランジスタ)
100 Band gap
112 Common ground terminal (ground)
113 Voltage input terminal (Vcnt)
114 Voltage output terminal (Vout)
120
311 Control output terminal (VCONT1)
312 Control output terminal (VCONT2)
Q1 first bipolar transistor Q2 second bipolar transistor Q3 third bipolar transistor Q4 fourth bipolar transistor Q5 fifth bipolar transistor R1 first resistor R2 second resistor R3 third resistor R4 second 4 resistor R5 5th resistor Qc1 VGA input transistor (bipolar transistor)
Claims (2)
A gate of the first N-channel MOSFET transistor and a source of the fourth N-channel MOSFET transistor having substantially the same source area ratio are connected, and a drain of the second N-channel MOSFET transistor is connected in common. The gate of the transistor and the source of the third N-channel MOSFET transistor are connected, the drain of the first N-channel MOSFET transistor is connected in common, and one of the reference voltage supply terminals is connected to the third resistor via the third resistor. The gate of the fourth N-channel MOSFET and the gate of the fifth N-channel MOSFET transistor are connected in common to the drain and gate of the N-channel MOSFET transistor, and the other reference voltage supply terminal is connected to the fourth N-channel. Connect the drain of the OSFET transistor and the drain of the fifth N-channel MOSFET transistor, and connect the source of the second N-channel MOSFET transistor via the first resistor and the source of the fifth N-channel MOSFET transistor. The output connected via the second resistor is connected, and the source output of the first N-channel MOSFET transistor is connected in common to form a current output unit, and the control voltage from the voltage input terminal is divided. A resistance voltage dividing circuit that supplies the current output unit to the current output unit, wherein the current output unit is a voltage output terminal, the output current flowing through the first resistor is a monotonically increasing current having a positive temperature coefficient, and a second resistor The output current flowing through the device is a monotonically decreasing current with a negative temperature coefficient, and the monotonically increasing current and the monotonically decreasing current are Voltage controlled voltage source constituted by a semiconductor integrated circuit, characterized in that larger than the source output current of the first N-channel MOSFET transistor.
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