JP2006221752A - Reproducing signal processor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、CD、DVD、MOを含む記録媒体からの再生信号を処理する再生信号処理装置に関する。 The present invention relates to a reproduction signal processing apparatus for processing a reproduction signal from a recording medium including a CD, a DVD, and an MO.
光ディスク、磁気ディスクなどの記録媒体に情報が高密度に記録されている場合、その再生信号はいわゆる符号間干渉の影響を受けてひずみを生じる。
例えば、光ディスクにマーク長で記録された情報を再生する場合、各マーク長のエッジ位置が本来の位置に対し、符号間干渉の影響によってシフトしてしまい、情報の読み誤りを生じてしまう。
このような符号間干渉の影響を補正するために、従来の記録媒体からの再生信号処理装置では波形等価器を使用していた。
その波形等価器は、一般に高域を強調するフィルタ処理を行って再生信号の符号間干渉の影響を減じている。
When information is recorded at a high density on a recording medium such as an optical disk or a magnetic disk, the reproduced signal is distorted by the influence of so-called intersymbol interference.
For example, when reproducing information recorded with a mark length on an optical disc, the edge position of each mark length is shifted from the original position due to the influence of intersymbol interference, resulting in an information reading error.
In order to correct the influence of such intersymbol interference, a reproduction signal processing apparatus from a conventional recording medium uses a waveform equalizer.
The waveform equalizer generally performs filter processing that emphasizes the high frequency band to reduce the influence of intersymbol interference of the reproduced signal.
近年、回路の集積化が進み、再生信号処理装置も1つの集積回路に集約されつつある。
従来、図15に示すように、ヘッド100から光ディスクの再生信号を、アナログ回路で構成されたイコライザ(「波形等価回路」に相当する)101で等価処理を行い、AGC回路102を介して2値化回路103へ出力し、その2値化回路103で2値化してデジタル信号に変換し、復号回路104で復号処理を行う再生信号回路(例えば、特許文献1参照)があった。
また、図16に示すように、ヘッド110から光ディスクの再生信号を入力し、VGA回路111,LPF112を通過させた後、AD変換回路113によって多値レベルのデジタルデータに変換する。そのデジタルデータを、デジタル回路で構成されたPRイコライザ(「波形等価回路」に相当する)114とCOSイコライザ115(「波形等価回路」に相当する)で等価処理し、その出力信号を用いてビタビ復号回路116で復号処理を行う再生信号回路(例えば、特許文献2参照)があった。
Conventionally, as shown in FIG. 15, the reproduction signal of the optical disk from the
Also, as shown in FIG. 16, an optical disk reproduction signal is input from the
しかしながら、図15に示した構成の従来の再生信号処理装置では、イコライザ101がアナログ回路で構成されており、後段のデジタル回路で構成された復号回路104と同一集積回路に搭載しようとした場合、アナログ回路部分の回路面積が大型化し、回路の小型化、低コスト化が困難であるという問題があった。
また、図16に示した構成の従来の再生信号処理装置では、PRイコライザ114とCOSイコライザ115がデジタル回路で構成されており、後段のデジタル回路で構成されたビタビ復号回路116と同一集積回路に集積しやすいが、再生信号を多値レベルのデジタルデータに変換するAD変換回路113が必要であり、そのAD変換回路113を搭載することによって回路面積が大型化し、回路の小型化、低コスト化が困難であるという問題があった。
However, in the conventional reproduction signal processing apparatus having the configuration shown in FIG. 15, the
Further, in the conventional reproduction signal processing apparatus having the configuration shown in FIG. 16, the
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、記録媒体からの再生信号をデジタル回路で構成された波形等価手段で波形等化する際に、アナログ回路を使用した波形等価回路や多値AD変換回路を用いなくても符号間干渉の影響を減じることができるようにして、装置を低コストで小型化できるようにすることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and in performing waveform equalization with a waveform equivalent means constituted by a digital circuit, a reproduction signal from a recording medium is equivalent to a waveform equivalent circuit using an analog circuit or a multi-value. It is an object of the present invention to reduce the influence of intersymbol interference without using an AD conversion circuit and to reduce the size of the apparatus at low cost.
この発明は上記の目的を達成するため、次の再生信号処理装置を提供する。
(1)記録媒体から再生された再生信号を2値化する2値化手段と、その2値化手段によって2値化された2値化信号の変化点が発生した発生時刻を順次記憶する変化点発生時刻記憶手段と、その変化点発生時刻記憶手段に記憶された記憶順が連続する3つの発生時刻の1番目と2番目の発生時刻に基づいて2番目の発生時刻の発生点に対する前のパターン長を計測し、2番目と3番目の発生時刻に基づいて2番目の発生時刻の発生点に対する後のパターン長を計測するパターン長計測手段と、そのパターン長計測手段によって計測された前のパターン長と後のパターン長の組み合わせに応じた補正時間を算出する補正時間算出手段と、その補正時間算出手段によって算出した補正時間を上記変化点発生時刻記憶手段に記憶された各発生時刻にそれぞれ加えた補正時刻を算出する補正時刻算出手段と、その補正時刻算出手段によって算出した各補正時刻に等化信号を出力する等化信号出力手段を備えた再生信号処理装置。
In order to achieve the above object, the present invention provides the following reproduction signal processing apparatus.
(1) Binarization means for binarizing a reproduction signal reproduced from a recording medium, and change for sequentially storing the occurrence time when the change point of the binarized signal binarized by the binarization means occurs Based on the first occurrence time and the second occurrence time of the three occurrence times in which the storage order stored in the point occurrence time storage means and the change point occurrence time storage means continues, the previous occurrence point for the occurrence point of the second occurrence time A pattern length measuring unit that measures a pattern length and measures a subsequent pattern length with respect to an occurrence point of the second occurrence time based on the second and third occurrence times, and a pattern length measurement unit before the pattern length measurement unit Correction time calculation means for calculating a correction time corresponding to the combination of the pattern length and the subsequent pattern length, and each occurrence time stored in the change point occurrence time storage means with the correction time calculated by the correction time calculation means A correction time calculation means for calculating a correction time by adding each correction time reproduction signal processing apparatus including an equalized signal output means for outputting an equalized signal to the correction time calculated by the calculation means.
(2)上記(1)の再生信号処理装置において、上記パターン長計測手段は、所定時間内に上記変化点発生時刻記憶手段から上記3番目の発生時刻が得られないときは、予め記憶された所定値を前記後ろのパターン長とする再生信号処理装置。
(3)上記(1)の再生信号処理装置において、上記記録媒体は光記録媒体であり、上記補正時間は、上記前のパターン長が上記後ろのパターン長よりも大きい値の場合は負の値であり、上記前のパターン長が上記後ろのパターン長よりも小さい値の場合は正の値である再生信号処理装置。
(4)上記(1)の再生信号処理装置において、上記記録媒体は磁気記録媒体であり、上記補正時間は、上記前のパターン長が上記後ろのパターン長よりも大きい値の場合は正の値であり、上記前のパターン長が上記後ろのパターン長よりも小さい値の場合は負の値である再生信号処理装置。
(2) In the reproduction signal processing apparatus of (1), the pattern length measuring means is stored in advance when the third occurrence time cannot be obtained from the change point occurrence time storage means within a predetermined time. A reproduction signal processing apparatus having a predetermined value as the rear pattern length.
(3) In the reproduction signal processing apparatus of (1), the recording medium is an optical recording medium, and the correction time is a negative value when the preceding pattern length is larger than the following pattern length. A reproduction signal processing device that is a positive value when the preceding pattern length is smaller than the following pattern length.
(4) In the reproduction signal processing apparatus according to (1), the recording medium is a magnetic recording medium, and the correction time is a positive value when the preceding pattern length is larger than the following pattern length. A reproduction signal processing device that has a negative value when the preceding pattern length is smaller than the following pattern length.
(5)記録媒体から再生された再生信号を2値化する2値化手段と、その2値化手段によって2値化された2値化信号の変化点が発生した発生時刻を順次記憶する変化点発生時刻記憶手段と、その変化点発生時刻記憶手段に記憶された記憶順が連続する複数個の発生時刻について、記憶順が隣同士の2個の発生時刻に基づいてパターン長を計測するパターン長計測手段と、そのパターン長計測手段によって計測された複数個のパターン長の組み合わせに応じた補正時間を算出する補正時間算出手段と、その補正時間算出手段によって算出した補正時間を上記変化点発生時刻記憶手段に記憶された各発生時刻にそれぞれ加えた補正時刻を算出する補正時刻算出手段と、その補正時刻算出手段によって算出した各補正時刻に等化信号を出力する等化信号出力手段を備えた再生信号処理装置。 (5) Binarization means for binarizing the reproduction signal reproduced from the recording medium, and change for sequentially storing the time of occurrence when the change point of the binarized signal binarized by the binarization means occurs A pattern in which the pattern length is measured based on two generation times of which the storage order is adjacent to each other for a plurality of generation times in which the storage order stored in the point generation time storage means and the change point generation time storage means is continuous A length measuring means, a correction time calculating means for calculating a correction time according to a combination of a plurality of pattern lengths measured by the pattern length measuring means, and the correction time calculated by the correction time calculating means for generating the change point. Correction time calculation means for calculating a correction time added to each occurrence time stored in the time storage means, an equalization signal is output at each correction time calculated by the correction time calculation means, etc. Reproduction signal processing apparatus including a signal output unit.
この発明による再生信号処理装置は、記録媒体からの再生信号をデジタル回路で構成された波形等価手段で波形等化する際に、アナログ回路を使用した波形等価回路や多値AD変換回路を用いなくても符号間干渉の影響を減じることができ、装置を低コストで小型化することができる。 The reproduction signal processing apparatus according to the present invention does not use a waveform equivalent circuit using an analog circuit or a multi-level AD conversion circuit when equalizing the waveform of a reproduction signal from a recording medium by a waveform equivalent means constituted by a digital circuit. However, the influence of intersymbol interference can be reduced, and the apparatus can be downsized at low cost.
以下、この発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて具体的に説明する。
〔実施例1〕
図1は、この発明の実施例1の再生信号処理回路の構成を示すブロック図である。
図2は、図1に示す再生信号処理回路の動作波形図である。
図1に示すように、この再生信号処理回路は、ヘッド1が、光ディスク、磁気ディスク等の記録媒体から信号を再生する。その再生された信号は、2値化回路2により2値化され、デジタル信号に変換される。
PLL回路3は、2値化信号のエッジに同期した再生クロックを発生する。また、PLL回路3は、再生クロックと同じ周波数で所定位相ずつ位相のずれたN相の多相クロックを発生する。
Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
[Example 1]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a reproduction signal processing circuit according to
FIG. 2 is an operation waveform diagram of the reproduction signal processing circuit shown in FIG.
As shown in FIG. 1, in this reproduction signal processing circuit, a
The
図3は、図1に示すPLL回路3の内部構成の一例を示すブロック図である。
図3に示すように、N段に接続された差動バッファ33−1〜33−N(Nは正の整数)が多相クロック源となる。
各差動バッファ33−1〜33−Nは、最終段の差動バッファ33−Nの出力が、反転されるように初段の差動バッファ33−1にフィードバックされており、いわゆるリングオシレータを構成している。
各差動バッファ差動バッファ33−1〜33−Nの出力は、各出力バッファ34−1〜34−Nを介してN相の出力クロックClk1、Clk2、Clk3、…、ClkNとして出力される。
FIG. 3 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the
As shown in FIG. 3, differential buffers 33-1 to 33-N (N is a positive integer) connected to N stages are multiphase clock sources.
Each differential buffer 33-1 to 33-N is fed back to the first-stage differential buffer 33-1 so that the output of the last-stage differential buffer 33-N is inverted, and constitutes a so-called ring oscillator. is doing.
The outputs of the differential buffers 33-1 to 33-N are output as N-phase output clocks Clk1, Clk2, Clk3,..., ClkN via the output buffers 34-1 to 34-N.
N相の出力クロックClk1、Clk2、Clk3、…、ClkNは、いずれも同じ周波数を有し、互いに所定の位相差を有している。
図4は、N相の出力クロックClk1、Clk2、Clk3、…、ClkNの関係を示す波形図である。
各差動バッファ33−1〜33−Nの動作電流は、共通の制御端子により可変可能になっており、その制御端子の電圧を変化させることで、多相クロック源の発振周波数を変化させることができる。
PLL回路3の入力信号(2値化信号)と、出力クロックのひとつであるClkNとの位相差が位相比較部30により比較され、チャージポンプ31、フィルタ32によって、位相差に応じた電圧が上記制御端子に与えられる。
The N-phase output clocks Clk1, Clk2, Clk3,..., ClkN all have the same frequency and have a predetermined phase difference from each other.
FIG. 4 is a waveform diagram showing the relationship between the N-phase output clocks Clk1, Clk2, Clk3,..., ClkN.
The operating current of each differential buffer 33-1 to 33-N can be changed by a common control terminal, and the oscillation frequency of the multiphase clock source can be changed by changing the voltage of the control terminal. Can do.
The phase difference between the input signal (binarized signal) of the
その結果、位相同期ループが構成され、出力クロックClkNは2値化信号に同期したクロック信号となる。
ビット番号カウンタ5は、出力クロックClkNの1周期ごとにインクリメントし、現在のビット番号Tbを出力する。
図2では、Tb=0,1,…,15の範囲を示している。
エッジ位置検出回路4は、多相クロックと2値化信号との位相関係から、2値化信号の位相に対応した値を有するエッジ位置信号Teを出力する。
図5は、図1に示すエッジ位置検出回路4の内部構成の一例を示すブロック図である。
図6は、図5に示すエッジ位置検出回路の動作波形図である。
As a result, a phase locked loop is formed, and the output clock ClkN is a clock signal synchronized with the binarized signal.
The
In FIG. 2, the range of Tb = 0, 1,.
The edge
FIG. 5 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the edge
FIG. 6 is an operation waveform diagram of the edge position detection circuit shown in FIG.
エッジ位置検出回路4は、2値化信号をD入力とし、N相のクロックClk1、Clk2、Clk3、…、ClkNをそれぞれCK入力とするN(Nは正の整数)個のDFF40−1〜40−Nと、パターン判定回路41とから構成される。
N個のDFF40−1〜40−Nの出力の組み合わせパターンはN相のクロックClk1、Clk2、Clk3、…、ClkNと2値化信号との位相関係によって変化する。
パターン判定回路41は、N個のDFF40−1〜40−Nの出力の組み合わせパターンから2値化信号のエッジ位置を検出し、そのエッジ位置信号Teを出力する。
図6は、N=8とした場合の動作波形図である。
The edge
The combination pattern of the outputs of the N DFFs 40-1 to 40-N varies depending on the phase relationship between the N-phase clocks Clk1, Clk2, Clk3,.
The
FIG. 6 is an operation waveform diagram when N = 8.
クロックClkNの1周期を8分割し、前から順に1から8までの番号を割り当てている。クロックClkNの1周期目で、2値化信号は8分割番号の“3”の位置に変化エッジを持つ。この場合、エッジ位置検出回路4は、次のクロックClk1の1周期中、Teを“3”とする。
同様にして、クロックClkNの2,3周期目で、2値化信号の変化エッジ位置は、それぞれ8分割番号の“5”“7”の位置なので、クロックClkNの3,4周期目で、Teはそれぞれ“5”“7”となる。
また、2値化信号の変化エッジ存在しない場合、Teは“0”となる。
One cycle of the clock ClkN is divided into 8 and
Similarly, in the second and third cycles of the clock ClkN, the change edge position of the binarized signal is the position of “5” and “7” of the 8-division number, respectively. Becomes “5” and “7”, respectively.
When there is no change edge of the binarized signal, Te is “0”.
図2には、Tb=“0”“2”“6”“8”の位置で2値化信号のエッジが生じている例を示しており、クロックClkNの1クロック分遅れた位置で、Te=“7”“4”“7”“2”がそれぞれ出力されている。
それ以外のTbでは、Te=“0”であるが、図示を省略している。
デコード回路7は、Teが“0”でない、すなわち、2値化信号の変化エッジが存在する場合に、ロード信号Ldを“1”とする。
図2には、Tb=“1”“3”“7”“9”の位置でLd=“1”となる場合を示している。
エッジ発生時刻メモリ6は、ロード信号Ldが“1”となるたびに、現在のビット番号Tbとエッジ位置信号Teを取り込んで記憶する。
FIG. 2 shows an example in which the edge of the binarized signal is generated at the positions of Tb = “0”, “2”, “6”, and “8”, and Te is delayed by one clock of the clock ClkN. = "7""4""7""2" are output.
For other Tb, Te = “0”, but the illustration is omitted.
The
FIG. 2 shows a case where Ld = “1” at the positions of Tb = “1”, “3”, “7”, and “9”.
The edge
すなわち、エッジ発生時刻メモリ6には、2値化信号の変化エッジが生じるたびに、それが発生した時点でのビット番号Tbとエッジ位置信号Teとの組み合わせにより、2値化信号の変化エッジ発生時刻が順次記憶されていく。
上記ビット番号Tbとエッジ位置信号Teとは、例えば、TbをTeの上位ビットとして付け加え、Tb*N+Teに相当する1つのデータとして合成して処理される。すなわち、1つに合成された時刻データは、クロックClkNの1周期をN分割した単位でカウントした値となる。
図2中では、1つに合成されたデータを(Tb,Te)のように示している。
図7は、図1に示すエッジ発生時刻メモリ6の内部構成の一例を示すブロック図である。
That is, every time a change edge of the binarized signal occurs, the edge
The bit number Tb and the edge position signal Te are processed, for example, by adding Tb as the upper bits of Te and combining them as one data corresponding to Tb * N + Te. That is, the combined time data is a value obtained by counting one cycle of the clock ClkN in units of N division.
In FIG. 2, the combined data is shown as (Tb, Te).
FIG. 7 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the edge
エッジ発生時刻メモリ6には、M(Mは正の整数)段のレジスタ(REG)60−1〜60−Mが存在する。エッジ位置発生時刻(Tb,Te)は、ロード信号Ldが“1”となるたびに、1段目のレジスタ60−1に記憶されるとともに、すでに各レジスタに記憶されていた値は、それぞれ次段のレジスタにシフトされていく。
3つのマルチプレクサ(MUX)61〜63により、M段のレジスタ60−1〜60−Mの出力のうち、それぞれ1つが選択されて出力される。
図7中、中央のマルチプレクサ62は、エッジ位置の補正対象となるエッジ発生時刻(Tb0,Te0)を選択するレジスタであり、そのレジスタ番号を選択信号A0で指定する。
The edge
Three multiplexers (MUX) 61 to 63 select and output one of the outputs of the M-stage registers 60-1 to 60-M, respectively.
In FIG. 7, the
図7中、上のマルチプレクサ61及び下のマルチプレクサ63が、エッジ位置の補正対象となるエッジの、それぞれ前及び後のエッジ発生時刻(Tb−,Te−)、(Tb+,Te+)を選択するレジスタであり、そのレジスタ番号を、それぞれ選択信号A−、A+で指定する。
図2には、Tb=“1”でLd=“1”となる例を示している。
そのため、Tb=“1”の時点の、Tb,Teの値“1”“7”の組み合わせがREG1に記憶される。
図2の(h)に示すREG1(レジスタ60−1)にすでに記憶されていたTb,Teの値“−1”“4”は、同図の(i)に示すREG2(レジスタ60−2)にシフトされる。
In FIG. 7, the
FIG. 2 shows an example in which Tb = “1” and Ld = “1”.
Therefore, a combination of Tb and Te values “1” and “7” at the time of Tb = “1” is stored in REG1.
The values “−1” and “4” of Tb and Te already stored in REG1 (register 60-1) shown in (h) of FIG. 2 are the values of REG2 (register 60-2) shown in (i) of FIG. Shifted to.
次に、Tb=“3”でLd=“1”となる。
このため、Tb=“3”の時点の、Tb,Teの値“3”“4”の組み合わせが、図2の(h)に示すREG1(レジスタ60−1)に記憶される。
REG1(レジスタ60−1)にすでに記憶されていたTb,Teの値“1”“7”は、同図の(i)に示すREG2(レジスタ60−2)にシフトされ、REG2(レジスタ60−2)にすでに記憶されていたTb,Teの値“−1”“4”は、同図の(j)に示すREG3(レジスタ60−3)にシフトされる。
遅延回路8は、ロード信号Ldを遅延させて、遅延信号DLdを出力する。
ここで、所定の遅延量Dly1は、例えば、2値化信号の最大反転長よりやや長い量とする。
Next, Tb = “3” and Ld = “1”.
Therefore, the combination of Tb and Te values “3” and “4” at the time of Tb = “3” is stored in REG1 (register 60-1) shown in FIG.
The values “1” and “7” of Tb and Te already stored in REG1 (register 60-1) are shifted to REG2 (register 60-2) shown in (i) of FIG. The values “−1” and “4” of Tb and Te already stored in 2) are shifted to REG3 (register 60-3) shown in FIG.
The
Here, the predetermined delay amount Dly1 is, for example, an amount slightly longer than the maximum inversion length of the binarized signal.
図2には、所定の遅延量Dly1はクロックClkNの5クロック分としている例を示しており、Tb=“6”“8”“12”“14”の位置でDLd=“1”となっている。
アップダウンカウンタ(図中には「U/Dカウンタ」と記載する)9は、ロード信号Ldでアップカウント、遅延信号DLdでダウンカウントする。
U/Dカウンタ9のカウント値は、選択信号A0となり、エッジ位置の補正対象となるエッジ発生時刻が記憶されたレジスタ番号を示す。
このようにして、選択信号A0を発生させることで、選択されたエッジ位置補正対象のエッジ発生時刻(Tb0,Te0)は、エッジ発生時刻メモリ6に入力されるエッジ位置発生時刻(Tb,Te)を、遅延回路8の遅延量+1相当(Dly1+1)だけ遅延させたものとなる。
FIG. 2 shows an example in which the predetermined delay amount Dly1 is five clocks of the clock ClkN, and DLd = “1” at the positions of Tb = “6” “8” “12” “14”. Yes.
An up / down counter (referred to as “U / D counter” in the figure) 9 counts up with a load signal Ld and counts down with a delay signal DLd.
The count value of the U / D counter 9 is the selection signal A0 and indicates the register number in which the edge generation time that is the correction target of the edge position is stored.
By generating the selection signal A0 in this way, the edge generation time (Tb0, Te0) to be selected as the edge position correction target becomes the edge position generation time (Tb, Te) input to the edge
図2に示す例では、Tb=“0”“1”ではA0=“1”である。
ここで選択されるレジスタは、図2の(h)に示すREG1(レジスタ60−1)であり、Tb,Te=“−1”“4”が読み出される。
また、Tb=“2”“3”では、A0=“2”である。
ここで選択されるレジスタは、図2の(i)に示すREG2(レジスタ60−2)であるが、読み出される値はTb,Te=“−1”“4”で、同じである。
さらに、Tb=“4”“5”“6”では、A0=“3”である。
ここで選択されるレジスタは、図2の(j)に示すREG3(レジスタ60−3)であるが、読み出される値はTb,Te=“−1”“4”で、やはり同じである。
In the example shown in FIG. 2, A0 = "1" when Tb = "0""1".
The register selected here is REG1 (register 60-1) shown in (h) of FIG. 2, and Tb, Te = “− 1” and “4” are read out.
In addition, when Tb = “2” “3”, A0 = “2”.
The register selected here is REG2 (register 60-2) shown in (i) of FIG. 2, but the read values are the same as Tb, Te = “− 1” and “4”.
Further, when Tb = “4”, “5”, “6”, A0 = “3”.
The register selected here is REG3 (register 60-3) shown in (j) of FIG. 2, but the read values are Tb, Te = “− 1” and “4”, which are also the same.
また、Tb=“7”で、A0=“2”である。
ここで選択されるレジスタは、図2の(i)に示すREG2(レジスタ60−2)であり、この時点で、読み出される値が、Tb,Te=“1”“7”に変化する。
以降の説明は省略するが、A0で選択され、エッジ発生時刻メモリ6から読み出される値のエッジ発生時刻(Tb0,Te0)は、エッジ発生時刻メモリ6に入力されるエッジ位置発生時刻(Tb,Te)を、クロックClkNの6クロック分遅延させたものとなる。
インクリメント回路10は、選択信号A0に1を加え、エッジ位置補正対象エッジの前のエッジ発生時刻(Tb−,Te−)が記憶されたレジスタ番号を示す選択信号A−を出力する。
Further, Tb = “7” and A0 = “2”.
The register selected here is REG2 (register 60-2) shown in FIG. 2 (i). At this time, the read value changes to Tb, Te = “1” and “7”.
Although the following description is omitted, the edge generation time (Tb0, Te0) selected from A0 and read from the edge
The
デクリメント回路11は、選択信号A0から1を引き、エッジ位置補正対象エッジの後ろのエッジ発生時刻(Tb+,Te+)が記憶されたレジスタ番号を示す選択信号A+を出力する。
このようにして、エッジ発生時刻メモリ6からは、エッジ位置補正対象のエッジ発生時刻(Tb0,Te0)、および、その前後のエッジ発生時刻(Tb−,Te−)、(Tb+,Te+)が出力される。
パターン長演算回路12で、エッジ位置補正対象のエッジ発生時刻(Tb0,Te0)と、その前のエッジ発生時刻(Tb−,Te−)との差L−が演算される。その演算された値は、エッジ位置補正対象エッジの前のパターン長である。
The
In this way, the edge
The pattern
パターン長演算回路13で、エッジ位置補正対象のエッジ発生時刻(Tb0,Te0)と、その後のエッジ発生時刻(Tb+,Te+)との差L+が演算される。その演算された値は、エッジ位置補正対象エッジの後ろのパターン長である。
図2では、Tb=“7”の位置でエッジ位置補正対象のエッジ発生時刻(Tb0,Te0)は“1”“7”であり、その前のエッジ発生時刻(Tb−,Te−)は、“−1”“4”である。
その結果、エッジ位置補正対象エッジの前のパターン長L−として、(Tb0−(Tb−))*8+(Te0−(Te−))=(1−(−1))*8+(7−4)=19が算出される。
The pattern
In FIG. 2, the edge generation time (Tb0, Te0) of the edge position correction target at the position of Tb = “7” is “1” “7”, and the previous edge generation time (Tb−, Te−) is “−1” and “4”.
As a result, as the pattern length L− before the edge position correction target edge, (Tb0− (Tb −)) * 8+ (Te0− (Te −)) = (1 − (− 1)) * 8+ (7−4) ) = 19 is calculated.
このパターン長は、クロックClkNの1周期をN分割(ここでは8分割)した時間を基準にカウントした値である。
同様にして、Tb=“7”の位置で、エッジ位置補正対象エッジの後ろのエッジ発生時刻(Tb+,Te+)は、“3”“4”である。
その結果、エッジ位置補正対象エッジの後ろのパターン長L+として、((Tb+)−Tb0)*8+((Te+)−Te0)=(3−1)*8+(4−7)=13が算出される。
エッジ位置補正回路14は、エッジ位置補正対象エッジの前後のパターン長(L−,L+)の組み合わせに応じて、エッジ位置補正量dTeを出力する。
This pattern length is a value counted on the basis of a time obtained by dividing one cycle of the clock ClkN into N (here, 8).
Similarly, the edge generation time (Tb +, Te +) after the edge position correction target edge at the position of Tb = “7” is “3” “4”.
As a result, ((Tb +) − Tb0) * 8 + ((Te +) − Te0) = (3-1) * 8 + (4-7) = 13 is calculated as the pattern length L + behind the edge position correction target edge. The
The edge
すでに、光ディスクに、マーク長記録された情報を再生する場合、各マークのエッジ位置が本来の位置に対し、符号間干渉の影響によりシフトしてしまい、情報の読み誤りを生じてしまうことを述べたが、マーク長記録における符号間干渉は、各マークのエッジ位置が、前後のパターン長に依存して変化してしまうことによって生じる。
したがって、各マークのエッジ位置をその前後のパターン長(L−,L+)の組み合わせに応じて補正することにより、符号間干渉の影響を減じることが可能になる。
ここでは、説明を簡単にするために、エッジ位置補正量dTeは、L−>L+であれば“−1”、L−<L+であれば“+1”とする。
図2には、Tb=“7”の位置ではL−>L+なので、エッジ位置補正量dTe=“−1”としている例を示している。
It has already been stated that when information recorded with a mark length on an optical disk is reproduced, the edge position of each mark is shifted from the original position due to the effect of intersymbol interference, resulting in information reading errors. However, intersymbol interference in mark length recording occurs when the edge position of each mark changes depending on the pattern length before and after.
Therefore, it is possible to reduce the influence of intersymbol interference by correcting the edge position of each mark according to the combination of the pattern lengths (L−, L +) before and after the mark.
Here, to simplify the description, the edge position correction amount dTe is “−1” if L−> L +, and “+1” if L− <L +.
FIG. 2 shows an example in which the edge position correction amount dTe = “− 1” because L−> L + at the position of Tb = “7”.
また、Tb=“9”の位置ではL−<L+なので、エッジ位置補正量dTe=“+1”としている。
加算回路15は、エッジ位置補正対象のエッジ発生時刻(Tb0,Te0)に、エッジ位置補正量dTe、および所定の遅延量Dly2を加算し、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻(Tb0Eq,Te0Eq)を出力する。ここで、遅延量Dly2は遅延量Dly1より大きい値とする。
図2で、Tb=“7”の位置では、エッジ発生時刻(Tb0,Te0)=“1”“7”であり、エッジ位置補正量dTe=“−1”である。また、遅延量Dly2は、ここではクロックClkNの8クロック分とする。
Further, since L− <L + at the position of Tb = “9”, the edge position correction amount dTe = “+ 1”.
The adding
In FIG. 2, at the position of Tb = “7”, the edge generation time (Tb0, Te0) = “1” “7” and the edge position correction amount dTe = “− 1”. Here, the delay amount Dly2 is assumed to be eight clocks of the clock ClkN.
そのため、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻(Tb0Eq,Te0Eq)=“Tb0+Dly2”“Te0+dTe”=“9”“6”となる。
Tb=“9”の位置では、エッジ発生時刻(Tb0,Te0)=“3”“4”で、エッジ位置補正量dTe=“+1”なので、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻(Tb0Eq,Te0Eq)=“11”“5”となる。
タイミング回路19は、遅延信号DLdを受け、その次のクロックタイミングで、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻(Tb0Eq,Te0Eq)を、2つのレジスタ(REGa)16と(REGb)17に交互に格納していく。
その格納された値は、マルチプレクサ(MUX)18によって、1方が選択されて出力される。
Therefore, the edge generation time (Tb0Eq, Te0Eq) after edge position correction = “Tb0 + Dly2”, “Te0 + dTe” = “9”, “6”.
At the position of Tb = “9”, the edge generation time (Tb0, Te0) = “3” “4” and the edge position correction amount dTe = “+ 1”, so that the edge generation time after the edge position correction (Tb0Eq, Te0Eq) = "11""5".
The
One of the stored values is selected and output by a multiplexer (MUX) 18.
商演算回路20と剰余演算回路21は、それぞれ入力データをNで除算したときの商(整数値)と剰余を算出する。
エッジ位置補正後のエッジ発生時刻(Tb0Eq,Te0Eq)は、クロックClkNの1周期をN分割した単位でカウントした値なので、商は、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻のビット番号を、また、剰余は、該当するビット番号内のエッジ位置を、それぞれ示すことになる。
図2で、Tb=“8”以降、レジスタ(REGa)16には、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻(Tb0Eq,Te0Eq)=“9”“6”が保持されているが、前に述べたように、実際にはこれらの1つのデータとして合成して処理されており、Tb0Eq*N+Te0Eq=“78”という値として保持されている。
The
Since the edge generation time (Tb0Eq, Te0Eq) after edge position correction is a value obtained by counting one cycle of the clock ClkN in units of N, the quotient is the bit number of the edge generation time after edge position correction, and the remainder Indicates the edge position in the corresponding bit number.
In FIG. 2, after Tb = “8”, the register (REGa) 16 holds the edge generation time (Tb0Eq, Te0Eq) = “9”, “6” after edge position correction. As described above, the data is actually combined and processed as one piece of data, and held as a value of Tb0Eq * N + Te0Eq = “78”.
商演算回路20と剰余演算回路21は、この1つのデータから、それぞれ、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻Tb0EqとTe0Eqを分離し、Tb=“8”では、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻Tb0Eq“9”とTe0Eq=“6”を出力する。
コンパレータ22は、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻のビット番号Tb0Eqを、ビット番号カウンタの出力値Tbと比較し、一致した場合、ゲート回路23の出力をイネーブルとし、ゲート回路23から補正後のエッジ位置信号TeEqが出力される。
図2には、Tb=“8”以降、エッジ位置補正後のエッジ発生時刻Tb0Eq“9”とTe0Eq=“6”を示している。
そのため、Tb=“9”で、コンパレータ22がゲート回路23の出力をイネーブルとし、補正後のエッジ位置信号TeEq=“6”が出力される。
The
The
FIG. 2 shows edge generation times Tb0Eq “9” and Te0Eq = “6” after edge position correction after Tb = “8”.
Therefore, when Tb = “9”, the
同様にして、Tb=“11”では、TeEq=“5”が、Tb=“15”では、TeEq=“6”が、出力される。それ以外のTbでは、TeEq=“0”であるが、図示を省略している。
このようにして出力された補正後のエッジ位置信号TeEqは、図2の一点鎖線の矢印で示すように、エッジ位置検出回路4で検出された、エッジ位置信号Teを所定量遅延させた上で、エッジ位置を補正したものとなる。
補正後のエッジ位置信号TeEqは、復号回路24に入力され、記録媒体から読み出された信号が、もとのデジタルデータに復号される。
Similarly, when Tb = “11”, TeEq = “5” is output, and when Tb = “15”, TeEq = “6” is output. For other Tb, TeEq = “0”, but not shown.
The corrected edge position signal TeEq output in this way is obtained by delaying the edge position signal Te detected by the edge
The corrected edge position signal TeEq is input to the
以上のように、図1に示す、実施例1の記録媒体からの再生信号処理回路では、各マークのエッジ位置をその前後のパターン長の組み合わせに応じて補正することにより、符号間干渉の影響を減じることが可能になる。
また、本再生信号処理回路は、アナログ回路を使用した波形等価器や多値AD変換器を使用せず、デジタル回路で構成されているため、回路の小型化と低コスト化が可能になる。
As described above, in the reproduction signal processing circuit from the recording medium of Example 1 shown in FIG. 1, the influence of intersymbol interference is obtained by correcting the edge position of each mark according to the combination of the pattern lengths before and after the mark. Can be reduced.
In addition, since the reproduced signal processing circuit is composed of a digital circuit without using a waveform equalizer or multi-level AD converter using an analog circuit, the circuit can be reduced in size and cost.
〔実施例2〕
次に、この発明の実施例2の再生信号処理回路について説明する。
図8は、この発明の実施例2の再生信号処理回路の構成を示すブロック図であり、図1と共通する部分には同一符号を付してその説明を省略する。
図9は、図8に示す再生信号処理回路の動作波形図である。
デコード回路25は、U/Dカウンタ9から出力され、エッジ位置の補正対象となるエッジ発生時刻(Tb0,Te0)を選択する選択信号A0を入力し、その値が“1”の場合にアンダーフロー(UF)信号を出力する。
UF信号=“1”と言う状態は、選択信号A0=“1”という状態をさすので、この場合、デクリメント回路11が出力する選択信号A+は“0”となる。
[Example 2]
Next, a reproduction signal processing circuit according to
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the reproduction signal processing circuit according to the second embodiment of the present invention. The same reference numerals are given to the portions common to FIG. 1, and the description thereof is omitted.
FIG. 9 is an operation waveform diagram of the reproduction signal processing circuit shown in FIG.
The decode circuit 25 receives the selection signal A0 that is output from the U / D counter 9 and selects the edge generation time (Tb0, Te0) for which the edge position is to be corrected, and underflows when the value is “1”. The (UF) signal is output.
The state of UF signal = “1” indicates the state of selection signal A0 = “1”. In this case, the selection signal A + output from the
しかし、これら選択信号が“0”の時に選択されるエッジ発生時刻メモリ6内のレジスタは存在しない。
つまり、UF信号=“1”という状態では、パターン長測定のために、所定遅延量Dly1を置いて、エッジ発生時刻メモリ6から、エッジ位置補正対象のエッジ発生時刻(Tb0,Te0)が読み出されたものの、その時点では、まだその次のエッジ発生時刻(Tb+,Te+)が発生しておらず、読み出しが不可能な状態を示す。
図8に示すパターン長演算回路13′は、UF信号=“0”(選択信号A0≠“0”)の場合には、図1のそれと同様にエッジ位置補正対象エッジの後ろのパターン長L+を演算するが、UF信号=“1”(選択信号A0=“0”)の場合には、エッジ位置補正対象エッジの後ろのパターン長L+として、所定量の値を出力する。
However, there is no register in the edge
That is, in the state where the UF signal = “1”, the edge generation time (Tb0, Te0) to be subjected to edge position correction is read from the edge
When the UF signal = “0” (selection signal A0 ≠ “0”), the pattern
その所定量は、遅延時間Dly1よりもやや大きい値に設定するのが適当である。
図9において、Tb=“6”以前の動作波形は、図2と同じである。
図9に示す動作波形例では、Tb=“3”で、2値化信号のエッジが検出された後、Tb=“10”になるまで、次のエッジが検出されない。
そのため、Tb=“9”“10”“11”で、選択信号A0=“0”という状態が発生し、アンダーフロー信号(UF)が“1”となっている。
Tb=“9”のタイミングで、所定遅延量Dly1を置いて、エッジ発生時刻メモリ6から、エッジ位置補正対象のエッジ発生時刻(Tb0,Te0=“3”“4”)が読み出されたものの、まだその次のエッジ発生時刻(Tb+,Te+)が発生しておらず、Tb+,Te+は不定である(図中“X”で示す)。
The predetermined amount is appropriately set to a value slightly larger than the delay time Dly1.
In FIG. 9, the operation waveform before Tb = “6” is the same as FIG.
In the operation waveform example shown in FIG. 9, after Tb = “3” and the edge of the binarized signal is detected, the next edge is not detected until Tb = “10”.
Therefore, when Tb = “9”, “10”, “11”, the state of the selection signal A0 = “0” occurs, and the underflow signal (UF) is “1”.
The edge generation time (Tb0, Te0 = “3” “4”) to be edge position corrected is read from the edge
パターン長演算回路13′は、UF信号=“1”(A0=“0”)なので、エッジ位置補正対象エッジの後ろのパターン長L+として、所定量の値を出力する。
この例では、パターン長L+=“48”としている。
これは、Dly1+1の6クロック分の遅延量を、クロックClkNの1周期をN分割(ここでは8分割)した時間を基準にカウントした値である(6*8=48)。
一般に、符号間干渉量は、前後一方のパターン長が、ある値以上になると、パターン長変化による波形干渉量の変化が量が小さくなる傾向を持つ。
これは、例えば、記録媒体が光ディスクの場合、パターン長が、光スポット系よりも大きくなると、それ以上パターン長が伸びても、反射光量に変化がなくなってくるためである。
Since the UF signal = “1” (A0 = “0”), the pattern
In this example, the pattern length L + = “48”.
This is a value obtained by counting the delay amount corresponding to 6 clocks of Dly1 + 1 based on the time obtained by dividing one period of the clock ClkN into N (here, 8) (6 * 8 = 48).
In general, the intersymbol interference amount has a tendency that the amount of change in the waveform interference amount due to the change in the pattern length becomes smaller when one of the front and rear pattern lengths exceeds a certain value.
This is because, for example, when the recording medium is an optical disc, if the pattern length is larger than that of the light spot system, the amount of reflected light is not changed even if the pattern length is further increased.
このため、あるパターン長以上では、本実施例に示すように、パターン長を所定値におきかえても、十分に正確な符号間干渉の補正が可能である。
また、図1の例では、扱うパターン長に応じて、遅延量Dly1を大きくし、その時間内に発生し得るエッジの数に応じて、エッジ発生時刻メモリ6の記憶容量を増やす必要があった。
図8に示す再生信号処理回路では、扱うパターン長を所定量で打ちるため、エッジ発生時刻メモリ6の記憶容量を小型化することができ、一層、回路の小型化と低コスト化が可能になる。
Therefore, at a certain pattern length or longer, as shown in the present embodiment, even if the pattern length is changed to a predetermined value, sufficiently accurate intersymbol interference can be corrected.
In the example of FIG. 1, it is necessary to increase the delay amount Dly1 according to the pattern length to be handled and increase the storage capacity of the edge
In the reproduction signal processing circuit shown in FIG. 8, the pattern length to be handled is set at a predetermined amount, so that the storage capacity of the edge
〔実施例3〕
次に、この発明の実施例3の再生信号処理回路について説明する。
この再生信号処理回路の構成は、図1又は図8に示す再生信号処理回路と同じである。
図10は、この発明の実施例3の再生信号処理回路のエッジ位置補正回路14における入力パターン長(L−,L+)の組み合わせとエッジ位置補正量dTeとの関係を示す波形図である。
図11は、光ディスク等の光記録媒体における符号間干渉の様子の説明に供する波形図である。
Example 3
Next, a reproduced signal processing circuit according to
The configuration of this reproduction signal processing circuit is the same as that of the reproduction signal processing circuit shown in FIG. 1 or FIG.
FIG. 10 is a waveform diagram showing the relationship between the combination of the input pattern lengths (L−, L +) and the edge position correction amount dTe in the edge
FIG. 11 is a waveform diagram for explaining the state of intersymbol interference in an optical recording medium such as an optical disk.
図11では、マーク長記録の場合を示す。同図の(a)中の実線は、あるエッジの前後のパターン長L−、L+の関係がL−<L+の関係にある場合の元の記録データと再生信号の波形を示している。また、同図の(b)の点線は、あるエッジの前後のパターン長(L−、L+)の関係がL−=L+の関係にある場合の元の記録データと再生信号波形を示している。
光記録媒体においては、図11に示すように、符号間干渉は、本来のエッジ位置における信号レベルが、エッジ前後のパターン長の長い方の信号レベルの方向にシフトしてしまい、結果的に再生信号のゼロクロス点位置が、エッジ前後のパターン長の短い方にシフトするように生じる。
FIG. 11 shows the case of mark length recording. The solid line in FIG. 6A shows the waveforms of the original recording data and the reproduction signal when the relationship between the pattern lengths L− and L + before and after a certain edge is in the relationship of L− <L +. Also, the dotted line in (b) of the figure shows the original recording data and the reproduction signal waveform when the relationship between the pattern lengths (L−, L +) before and after a certain edge is L− = L +. .
In the optical recording medium, as shown in FIG. 11, the intersymbol interference causes the signal level at the original edge position to shift in the direction of the signal level of the longer pattern length before and after the edge, resulting in reproduction. The zero cross point position of the signal is generated so as to shift to the shorter pattern length before and after the edge.
図示はしていないが、マーク位置記録の場合も、符号間干渉の方向は同様である。
そのため、光記録媒体を使用する場合、図11の(a)のL−<L+のケースでは、2値化信号の位置を後ろにシフトする、すなわち、エッジ位置補正量dTeを正の方向とする補正が、符号間干渉の補正方向として適している。
また、図示はしていないが、L−>L+のケースでは、エッジ位置補正量dTeを負の方向とする補正が適当である。
図10に示すように、エッジ位置補正回路14の入出力特性は、3次元グラフ状に示される。エッジ位置補正回路14の特性は、まさに上述した、光記録媒体に適した特性となっている。
このようにして、この再生信号処理回路では、記録媒体が光ディスクなどの光記録媒体である場合に適した符号間干渉の補正が可能である。
Although not shown, the direction of intersymbol interference is the same in the case of mark position recording.
Therefore, when the optical recording medium is used, in the case of L− <L + in FIG. 11A, the position of the binarized signal is shifted backward, that is, the edge position correction amount dTe is set in the positive direction. The correction is suitable as a correction direction of intersymbol interference.
Although not shown, in the case of L-> L +, correction with the edge position correction amount dTe in the negative direction is appropriate.
As shown in FIG. 10, the input / output characteristics of the edge
In this manner, this reproduction signal processing circuit can correct intersymbol interference suitable for a case where the recording medium is an optical recording medium such as an optical disk.
〔実施例4〕
次に、この発明の実施例4の再生信号処理回路について説明する。
この再生信号処理回路の構成は、図1又は図8に示す再生信号処理回路と同じである。
図12は、この発明の実施例4の再生信号処理回路のエッジ位置補正回路14における入力パターン長(L−,L+)の組み合わせとエッジ位置補正量dTeとの関係を示す波形図である。
図13は、磁気ディスク等の磁気記録媒体における符号間干渉の様子の説明に供する波形図である。
磁気記録においては、光ディスクのマーク長記録の再生信号ゼロクロス点検出に相当するものとして、再生信号のピーク位置を検出する。
Example 4
Next, a reproduced signal processing circuit according to
The configuration of this reproduction signal processing circuit is the same as that of the reproduction signal processing circuit shown in FIG. 1 or FIG.
FIG. 12 is a waveform diagram showing the relationship between the combination of the input pattern lengths (L−, L +) and the edge position correction amount dTe in the edge
FIG. 13 is a waveform diagram for explaining the state of intersymbol interference in a magnetic recording medium such as a magnetic disk.
In magnetic recording, the peak position of a reproduction signal is detected as equivalent to detection of a reproduction signal zero cross point in mark length recording of an optical disk.
図13の(a)中の実線は、あるエッジの前後のパターン長(L−、L+)の関係が、L−<L+の関係にある場合の元の記録データと再生信号の波形を示している。
また、同図の(b)の点線は、あるエッジの前後のパターン長(L−、L+)の関係がL−=L+の関係にある場合の元の記録データと再生信号波形を示している。
磁気記録媒体においては、図13に示すように、符号間干渉は、再生信号のピーク位置が、エッジ前後のパターン長の長い方にシフトするように生じる。
そのため、磁気記録媒体を使用する場合、図13の(a)のL−<L+のケースでは、2値化信号の位置を前にシフトする。すなわち、エッジ位置補正量dTeを負の方向とする補正が、符号間干渉の補正方向として適している。
The solid line in FIG. 13A shows the waveforms of the original recording data and the reproduction signal when the relationship between the pattern lengths (L−, L +) before and after a certain edge is L− <L +. Yes.
Also, the dotted line in (b) of the figure shows the original recording data and the reproduction signal waveform when the relationship between the pattern lengths (L−, L +) before and after a certain edge is L− = L +. .
In the magnetic recording medium, as shown in FIG. 13, the intersymbol interference occurs such that the peak position of the reproduction signal is shifted to the longer pattern length before and after the edge.
Therefore, when using a magnetic recording medium, the position of the binarized signal is shifted forward in the case of L− <L + in FIG. That is, the correction in which the edge position correction amount dTe is in the negative direction is suitable as the correction direction of the intersymbol interference.
また、図示はしていないが、L−>L+のケースでは、エッジ位置補正量dTeを正の方向とする補正が適当である。
図12に示すように、エッジ位置補正回路14の入出力特性は、3次元グラフ状に示されている。エッジ位置補正回路14の特性は、まさに上述した、磁気記録媒体に適した特性となっている。
このようにして、この再生信号処理回路では、記録媒体が磁気ディスクなどの磁気記録媒体である場合に適した符号間干渉の補正が可能である。
Although not shown, in the case of L-> L +, correction with the edge position correction amount dTe as the positive direction is appropriate.
As shown in FIG. 12, the input / output characteristics of the edge
In this way, this reproduction signal processing circuit can correct intersymbol interference suitable for the case where the recording medium is a magnetic recording medium such as a magnetic disk.
〔実施例5〕
次に、この発明の実施例5の再生信号処理回路について説明する。
図14は、この発明の実施例5の再生信号処理回路の構成を示すブロック図であり、図1と共通する部分には同一符号を付してその説明を省略する。
エッジ発生時刻メモリ6′は、図1に示すエッジ発生時刻メモリ6の出力であるエッジ発生時刻(Tb0,Te0)(Tb−,Te−)(Tb+,Te+)の他、さらにエッジ位置補正対象エッジの2つ前、2つ後のエッジ発生時刻(Tb−−,Te−−)(Tb++,Te++)を出力する。それぞれ、出力レジスタは選択信号A−−とA++で指定される。
Example 5
Next, a reproduction signal processing circuit according to
FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the reproduction signal processing circuit according to the fifth embodiment of the present invention. The same reference numerals are given to the portions common to FIG. 1, and the description thereof is omitted.
The edge
インクリメント回路26は、選択信号A0に2を加え、エッジ位置補正対象エッジの2つ前のエッジ発生時刻(Tb−−,Te−−)が記憶されたレジスタ番号を示す選択信号A−−を出力する。
デクリメント回路27は、選択信号A0から2を引き、エッジ位置補正対象エッジの2つ後ろのエッジ発生時刻(Tb++,Te++)が記憶されたレジスタ番号を示す選択信号A++を出力する。
パターン長演算回路28で、エッジ位置補正対象エッジの前のエッジ発生時刻(Tb−,Te−)と、さらにその前のエッジ発生時刻(Tb−−,Te−−)との差L−−が演算される。
The
The
In the pattern
パターン長演算回路29で、エッジ位置補正対象エッジの後ろのエッジ発生時刻(Tb+,Te+)と、さらにその後のエッジ発生時刻(Tb++,Te++)との差L++が演算される。
エッジ位置補正回路14′は、エッジ位置補正対象エッジの前後の4つのパターン長(L−−,L−,L+,L++)の組み合わせに応じて、エッジ位置補正量dTeを出力する。
The pattern
The edge position correction circuit 14 'outputs an edge position correction amount dTe according to a combination of four pattern lengths (L--, L-, L +, L ++) before and after the edge position correction target edge.
以上のようにして、この再生信号処理回路では、各マークのエッジ位置をその前後の4つ以上のパターン長の組み合わせに応じて補正するため、実施例1の再生信号処理回路に比べて、より正確に符号間干渉の影響を減じることが可能になる。
また、実施例1の再生信号処理回路と同様に、この実施例5の再生信号処理回路は、アナログ回路を使用した波形等価器や多値AD変換器を使用せず、デジタル回路で構成されているため、回路の小型化と低コスト化が可能になる。
As described above, in this reproduction signal processing circuit, the edge position of each mark is corrected in accordance with the combination of four or more pattern lengths before and after the mark, and therefore, compared with the reproduction signal processing circuit of the first embodiment. It is possible to accurately reduce the influence of intersymbol interference.
Similarly to the reproduction signal processing circuit of the first embodiment, the reproduction signal processing circuit of the fifth embodiment is configured by a digital circuit without using a waveform equalizer or multi-level AD converter using an analog circuit. Therefore, the circuit can be reduced in size and cost.
この発明による再生信号処理装置は、記録媒体を再生する装置全般においても適用することができる。 The reproduction signal processing apparatus according to the present invention can be applied to all apparatuses for reproducing a recording medium.
1,100,110:ヘッド 2,103:2値化回路 3:PLL回路 4:エッジ位置検出回路 5:ビット番号カウンタ 6,6′:エッジ発生時刻メモリ 7:デコード回路 8:遅延回路 9:U/Dカウンタ 10,26:インクリメント回路 11,27:デクリメント回路 12,13,28,29:パターン長演算回路 14,14′:エッジ位置補正回路 15:加算回路 16,17:レジスタ 18,61〜63:マルチプレクサ 19:タイミング回路 20:商演算回路 21:剰余演算回路 22:コンパレータ 23:ゲート回路 24,104:復号回路 25:デコード回路 30:位相比較部 31:チャージポンプ 32:フィルタ 33−1〜33−N:差動バッファ 34−1〜34−N:出力バッファ 40−1〜40−N:DFF 41:パターン判定回路 60−1〜60−M:レジスタ 101:イコライザ 102:AGC回路 111:VGA回路 112:LPF 113:AD変換回路 114:PRイコライザ 115:COSイコライザ 116:ビタビ復号回路
1, 100, 110:
Claims (5)
Priority Applications (1)
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JP2005035029A JP2006221752A (en) | 2005-02-10 | 2005-02-10 | Reproducing signal processor |
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Publications (1)
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