JP2006211855A - 交流直流変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】装置全体の大型化を抑制しつつも、低リップルの直流電力を供給することのできる交流直流変換器を提供する。
【解決手段】交流直流変換器１０の全波整流回路１３の出力側に、阻止周波数が、交流電源１１の周波数（ｎ［Ｈｚ］）の２倍（２・ｎ［Ｈｚ］）に設定された帯域阻止フィルタ１４を配設する。全波整流後の電圧／電流波形は、交流電源１１の周波数の２倍の周波数の脈流となっているため、上記設定の帯域阻止フィルタ１４により、直流出力電力のリップルが効果的に低減されるようになる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する交流直流変換器に関する。

商用交流電源から直流電気機器への給電を行う場合、交流電力を直流電力に変換する交流直流変換器（ＡＣ−ＤＣ変換器）が用いられる。交流直流変換器は一般に、交流電源から入力された交流電圧を適宜調整する変圧器、交流電力の全波／半波整流を行う整流回路、整流後の電圧／電流波形に表れる脈流（リップル）を低減する平滑回路を備えて構成されている。そして近年には、例えば特許文献１に見られるような、交流直流変換器にスイッチングレギュレータを備える直流電源装置が主流となっている。

図１５は、そうしたスイッチングレギュレータ付きの交流直流変換器１００の回路構造を示している。同図に示すように、交流直流変換器１００は、変圧器１０１、整流回路１０２、平滑回路１０３、スイッチングレギュレータ１０４を備えて構成されている。スイッチングレギュレータ１０４は、スイッチング回路、整流平滑回路、フィードバック回路等を備えて構成されている。

図１６（ａ）は、交流直流変換器１００における変圧器１０１通過後の電圧波形を、同図（ｂ）は、整流回路１０２通過後の電圧波形をそれぞれ示している。また同図（ｃ）は、平滑回路１０３通過後の電圧波形を、同図（ｄ）は、スイッチングレギュレータ１０４通過後の電圧波形を、すなわち交流直流変換器１００の最終的な出力電圧波形をそれぞれ示している。

交流電源１０５から交流電力が交流直流変換器１００に入力されると、まず変圧器１０１がその電圧振幅を適宜に調整する。このときの電圧波形は、同図（ａ）に示すように、交流電源１０５と同様の全波交流のままである。整流回路１０２は、変圧器１０１から入力された全波交流を、整流（同図の例では全波整流）して平滑回路１０３に出力する。整流後の電圧波形は、同図（ｂ）に示すような脈流（リップル）となっている。平滑回路１０３は、そうした脈流を同図（ｃ）に示すように平滑化してスイッチングレギュレータ１０４に出力する。

スイッチングレギュレータ１０４のスイッチング回路は、平滑回路１０３の出力電圧を高周波数でスイッチングして高周波数のパルス交流に一旦変換する。変圧トランスは、そうして変換されたパルス交流の電圧レベルを適宜調整する。整流平滑回路は、そのパルス交流を再び整流平滑して直流に変換して出力する。更にスイッチングレギュレータ１０４のフィードバック回路は、交流直流変換器１００の出力電圧の検出結果に応じて、上記スイッチング回路のスイッチング周波数、あるいはスイッチングの開閉比率を、出力電圧を一定に保持するようにフィードバック制御する。これにより、同図（ｄ）に示される交流直流変換器１００の直流出力電圧は、交流電源１０５の電圧変動や供給先の直流負荷変動に拘わらず、安定して一定に保持される。
特開２００４−２０８４５５号公報

このようにスイッチングレギュレータを採用すれば、出力電圧の安定化が可能となるが、高周波数のスイッチングに係るノイズの発生や回路構造の複雑化といった問題が生じてしまう。そのため、より簡易な構成で低リップル率の直流電力を供給可能な交流直流変換器の実現が要望されている。

もっとも、細密な直流出力電圧の制御が特に必要のない用途であれば、スイッチングレギュレータを採用せずとも、平滑回路の高性能化で低リップルの直流電力供給を実現可能ではある。しかしながら、そうした場合には、平滑回路に使用されるコンデンサやインダクタの大型化は避けられず、装置全体の大型化や重量化を招いてしまうことになる。

勿論、スイッチングレギュレータを採用する場合であれ、平滑回路からの入力時にリップルがより低く抑えられるのであれば、出力電圧の更なる安定化や更なる制御性の向上が可能であり、小型軽量で低リップル率の整流・平滑回路の実現は、やはり望ましいものである。

本発明は、こうした実状に鑑みてなされたものであり、その解決しようとする課題は、装置の大型化を抑制しつつも、低リップルの直流電力供給を行うことのできる交流直流変換器を提供することにある。

請求項１に記載の発明は、交流電力を直流電力に変換する交流直流変換器において、前記整流回路の出力側に配設されるとともに、同整流回路に入力される交流電力の周波数に対してその２倍の周波数が阻止周波数として設定された帯域阻止フィルタと、を備えることをその要旨とする。

整流回路によって交流電力を全波整流した後の電圧／電流波形は、整流回路に入力された交流電力の周波数に対してその２倍の周波数の脈流となっている。上記構成では、そうした脈流の周波数を阻止周波数、すなわち通過を阻止する周波数として設定された帯域阻止フィルタが、整流回路の出力側に配設されている。そのため、整流後の電圧／電流波形に表れる脈流を効果的に低減することができる。なおそうした帯域阻止フィルタは、比較的小型のインダクタ、コンデンサ等を用いて形成することができる。また交流直流変換器に更に平滑回路を配設する場合にも、上記帯域阻止フィルタによって整流後の脈流が低減されることから、比較的小型のインダクタ、コンデンサを用いて形成された簡易な平滑回路のみで、直流出力電力の平滑化を図ることができる。したがって上記構成によれば、装置の大型化を抑制しつつも、低リップルの直流電力供給を行うことができる。

なお上記帯域阻止フィルタ通過後の電圧／電流波形には、整流回路に入力された交流電力の周波数に対してそのｉ倍（ｉは３以上の整数）の脈流が表れることがある。そうした場合、請求項２に記載のように、整流回路に入力される交流周波数に対してそのｉ倍の周波数が阻止周波数として設定された更なる帯域阻止フィルタを、上記帯域阻止フィルタの出力側に配設するようにすれば、効果的にリップルの低減を図ることができる。

請求項３に記載の発明は、交流電力を直流電力に変換する交流直流変換器において、入力された交流電力を半波整流する整流回路と、その整流回路の出力側に配設されるとともに、同整流回路に入力される交流電力の周波数と同じ周波数が阻止周波数として設定された帯域阻止フィルタと、を備えることをその要旨とする。

整流回路によって交流電力を半波整流した後の電圧／電流波形は、整流回路に入力された交流電力の周波数と同じ周波数の脈流となっている。上記構成では、そうした脈流の周波数を阻止周波数として設定された帯域阻止フィルタが、整流回路の出力側に配設されているため、整流後の電圧／電流波形に表れる脈流を効果的かつ効率的に低減することができる。したがって上記構成によれば、装置の大型化を抑制しつつも、低リップルの直流電力供給を行うことができる。

なお半波整流を行う場合、上記帯域阻止フィルタ通過後の電圧／電流波形には、整流回路に入力された交流電力の周波数に対してそのｊ倍（ｊは２以上の整数）の脈流が表れることがある。そうした場合、請求項４に記載のように、整流回路に入力される交流周波数に対してそのｉ倍の周波数が阻止周波数として設定された更なる帯域阻止フィルタを、上記帯域阻止フィルタの出力側に配設するようにすれば、効果的にリップルの低減を図ることができる。

請求項５に記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流直流変換器において、前記帯域阻止フィルタの入力側および出力側に平滑回路をそれぞれ配設したことをその要旨とする。

上記構成では、帯域阻止フィルタへの入力前に、その入力側に配設された平滑回路によって、整流後の脈流がある程度低減されるようになる。また帯域阻止フィルタの通過後の電圧／電流波形に表れる脈流は、同フィルタの出力側に配設された平滑回路によって低減されるようになる。そのため、上記構成によれば、直流出力電力のリップルをより効果的に低減することができるようになる。

請求項６に記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流直流変換器において、前記整流回路による整流前の交流電圧振幅を可変とする入力電圧可変手段と、当該交流直流変換器の直流出力電圧を検出するとともに、その検出結果に応じて前記入力電圧可変手段を制御する制御手段と、を備えることをその要旨とする。

上記構成では、交流直流変換器の直流出力電圧の検出結果に応じて、整流回路に入力される交流電圧の振幅が補正されるようになる。そのため、整流回路に入力される交流電圧の変動や給電先の直流負荷の変動に拘わらず、直流出力電圧を好適に制御することができる。そしてこれにより、直流出力電圧を一定に保持する電圧安定化を図ることができるようにもなる。

なお、上記入力電圧可変手段は、例えばインダクタンスを可変とする可変インダクタコイルや、１次巻線と２次巻線との巻線比を可変とする可変トランス、あるいは請求項７に記載のような阻止周波数を可変とする可変帯域阻止フィルタ等によって構成することができる。

請求項８に記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の交流直流変換器において、前記整流回路による整流前の電流を可変とする入力電流可変手段と、当該交流直流変換器の直流出力電流を検出するとともに、その検出結果に応じて前記入力電流可変手段を制御する制御手段と、を備えることをその要旨とする。

上記構成では、交流直流変換器の直流出力電圧の検出結果に応じて、整流回路に入力される交流電流の振幅が補正されるようになる。そのため、整流回路に入力される交流電流の変動や給電先の直流負荷変動に拘わらず、直流出力電流を好適に制御することができる。そしてこれにより、直流出力電流を一定に保持する電流安定化を図ることができるようにもなる。

本発明の交流直流変換器によれば、装置の大型化を抑制しつつも、低リップルの直流電力供給を行うことができる。

（発明の解決原理）
以下、本発明での上記課題の解決原理を、図１〜図６を参照して詳細に説明する。まずここでは交流電力の整流を、全波整流にて行う場合について説明する。

図１は、ここでの説明に用いる交流直流変換器（ＡＣ−ＤＣ変換器）１０の回路構造を示している。同図に示す交流直流変換器１０は、交流電源１１から入力される単相の交流電力を直流電力に変換して直流負荷１２に供給するよう構成されている。この交流直流変換器１０は、その交流電力の入力側から直流電力の出力側に向けて順に、全波整流回路１３、帯域阻止フィルタ１４および平滑回路１５を備えて構成されている。

図２（ａ）は、交流電源１１から全波整流回路１３に入力される交流電力の電圧波形例を示している。また同図（ｂ）は、全波整流回路１３による整流後の電圧波形例を示している。交流電源１１からの交流入力電圧は、同図（ａ）に示すような全波交流となっており、全波整流回路１３はこれを全波整形して帯域阻止フィルタ１４に出力する。全波整形後の電圧波形は、同図（ｂ）に示すような脈流（リップル）となっており、そうした脈流の周波数は、交流電源１１から入力される交流電力の周波数に対して２倍となっている。すなわち、交流電源１１の周波数をｎ［Ｈｚ］とすると、全波整流後の電圧／電流波形に表れる脈流の周波数は２・ｎ［Ｈｚ］となる。例えば５０Ｈｚの商用交流電源を用いる場合には、整流後の脈流の周波数は１００Ｈｚとなり、６０Ｈｚの商用交流電源を用いる場合には、整流後の脈流の周波数は１２０Ｈｚとなる。

図３は、そうした２・ｎ［Ｈｚ］の周波数の脈流が入力される帯域阻止フィルタ１４の周波数通過特性の設定例を示している。同図に示すように、この帯域阻止フィルタ１４は、全波整流回路１３による整流後の電力から、上記交流電源１１の交流周波数に対して２倍の周波数成分（２・ｎ［Ｈｚ］）のみについてその通過を阻止し、それ以外の周波数成分はその通過が許容されるように構成されている。したがって、こうした帯域阻止フィルタ１４によれば、上記整流後の脈流と同じ２・ｎ［Ｈｚ］の周波数成分が、全波整流後の電圧波形から除去される。その結果、帯域阻止フィルタ１４通過後の電圧波形は、図４（ａ）に例示するように、全波整流の直後に比して脈流が大きく低減されたものとなる。ただし、上記全波整流後の電圧波形は、同図に点線で併せ示すような完全な正弦波では無いことから、帯域阻止フィルタ１４通過後の電圧波形は、完全には平滑とならず、ある程度の脈流を含んだものとなる。ただし、その脈流の振幅は、全波整流の直後に比して、十分に小さくなる。また脈流の周波数は、交流電源１１の交流周波数（ｎ［Ｈｚ］）のｉ倍（ｉは、３以上の整数）となる。同図（ａ）の例では、全波整流後の電圧波形に、４・ｎ［Ｈｚ］の脈流が表れている。

図４（ｂ）は、平滑回路１５通過後の電圧波形を、すなわち交流直流変換器１０の最終的な直流出力の電圧波形を示している。同図に示すように平滑回路１５は、帯域阻止フィルタ１４の通過後の電圧波形に残留した脈流を更に低減する。このときの平滑回路１５には、帯域阻止フィルタ１４を通過せずに全波整流後の電力が直接入力された場合に比して、脈流の振幅が低減され、また脈流の電圧変動周波数も高くされた電圧が入力されるようになる。そのため、比較的簡易な、すなわちインダクタンスや静電容量の比較的小さいインダクタ、コンデンサで構成された平滑回路１５であっても、直流出力電力のリップルを十分に低減することが可能となる。

以上説明したように、全波整流後に生じる脈流の周波数（２・ｎ［Ｈｚ］）に合致する阻止周波数の設定された帯域阻止フィルタ１４を設けることで、インダクタンス／静電容量の大きいインダクタ／コンデンサを用いた大型の平滑回路を用いずとも、効率的に直流出力電力の平滑化を図ることができる。またそうした帯域阻止フィルタ１４は、比較的小型のインダクタやコンデンサで構成することができる。そのため、こうした交流直流変換
器１０によれば、装置の大型化を抑制しつつも、低リップルの直流電力供給を行うことができる。ちなみに帯域阻止フィルタ１４のみでリップルを許容できる範囲内に低減できるのであれば、平滑回路１５は省略することも可能である。

続いて、交流電力の整流に際して半波整流を行う場合について説明する。図５は、交流電力の半波整流を行うように構成された交流直流変換器１０’の回路構造を示している。同図に示すように、この交流直流変換器１０’は、その交流電力の入力側から直流電力の出力側に向けて順に、半波整流回路１３’、帯域阻止フィルタ１４’および平滑回路１５を備えて構成されている。

図６（ａ）は、半波整流回路１３’による半波整流後の電圧波形の一例を示している。同図に示すように半波整流を行う場合には、整流後の電圧／電流波形に表れる脈流の周波数は、半波整流回路１３’に入力される交流電力の周波数と同じとなっている。すなわち、交流電源１１の周波数をｎ［Ｈｚ］とすると、半波整流後の脈流の周波数もｎ［Ｈｚ］となる。よってこの場合には、交流電源１１の周波数と同じｎ［Ｈｚ］を阻止周波数とする、図６（ｂ）のような周波数通過特性を有する帯域阻止フィルタ１４’を配設することで、整流後の脈流を効果的に低減することができる。

（第１実施形態）
以下、本発明に係る交流直流変換器を具体化した第１実施形態について図７および図８参照して説明する。本実施形態および以下に述べる各実施形態の交流直流変換器は、電圧実効値１００Ｖの商用交流電源から供給された単相交流電力を直流電力に変換して直流電気機器に給電する直流電源装置（ＡＣアダプタ）として使用されるものとして構成されている。

図７に、本実施形態の交流直流変換器２０の回路構造を示す。同図に示す交流直流変換器２０は大きくは、変圧器２１、整流回路２２、平滑回路２３および帯域阻止フィルタ２４を備えて構成されている。

変圧器２１は、交流電源２５に接続される交流直流変換器２０の入力端子Ｖｉｎに接続されている。この実施形態では、変圧器２１としてトランスが用いられている。

整流回路２２は、変圧器２１の出力側に接続されている。ここでは、整流回路２２として４つのダイオード２２ａによって構成されたダイオードブリッジからなるブリッジ型全波整流回路が用いられている。整流回路２２の出力の低電位側（接地側）は、接地されている。

平滑回路２３は、整流回路２２の出力側に接続されている。ここでは、平滑回路２３として、インダクタ（コイル）２３ａおよびコンデンサ２３ｂからなるローパスフィルタが用いられている。平滑回路２３の出力側は、直流負荷２６に接続される出力端子Ｖｏｕｔ，ＧＮＤに接続されている。

帯域阻止フィルタ２４は、平滑回路２３のインダクタ２３ａとコンデンサ２３ｂとの間に介設されている。この実施形態では、帯域阻止フィルタ２４は、並列接続されたインダクタ２４ａとコンデンサ２４ｂとによって構成されており、その阻止周波数は、整流回路２２に入力される交流電力の周波数、すなわち交流電源２５の周波数の２倍に設定されている。例えば帯域阻止フィルタ２４の阻止周波数は、５０Ｈｚの商用交流電源を用いる場合には、１００Ｈｚに設定され、６０Ｈｚの商用交流電源を用いる場合には、１２０Ｈｚに設定される。

以上のように構成された本実施形態の交流直流変換器２０では、交流電源２５の交流電
力は、まず変圧器２１に入力され、そこでその電圧が適宜に調整される。電圧調整後の電力は、整流回路２２にて全波整流される。全波整流後の電圧／電流波形は、交流電源２５の周波数の２倍の周波数で変動する脈流となっている（図４（ｂ）参照）。この脈流となった電圧／電流は、平滑回路２３のインダクタ２３ａによってある程度平滑化された状態で、帯域阻止フィルタ２４に入力され、そこで全波整流後の電圧／電流波形に表れる脈流の周波数と同じ、交流電源２５の周波数の２倍の周波数成分が除去される。これにより、全波整流後の電圧／電流波形に表れる脈流は、大きく低減される。このときの電圧／電流波形に残留した脈流は、平滑回路２３によって更に低減されるようになる。そして、以上により、リップルの低減された直流電力が、直流負荷に給電されることになる。

なお帯域阻止フィルタ２４は、図８に示すように構成することもできる。同図に示される交流直流変換器２０’では、高電位側の配線と低電位側（接地側）の配線とを、直列に接続されたインダクタ２４ｃおよびコンデンサ２４ｄを介して結線することで、帯域阻止フィルタ２４が形成されている。こうした場合にも、阻止周波数を交流電源２５の周波数の２倍に設定すれば、帯域阻止フィルタ２４’を、図７に示した交流直流変換器２０のものと同様に機能させることができる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。

（１）整流後の電圧／電流波形に表れる脈流の周波数と同じ周波数を阻止周波数とする帯域阻止フィルタ２４を設けたことで、効率的にリップルの低減を行うことができることから、装置全体の大型化を抑えながら、低リップルの直流電力を供給することができるようになる。

（２）平滑回路２３と帯域阻止フィルタ２４とのみで直流出力電力の低リップル化を図っているため、スイッチングレギュレータを採用する場合に比して、スイッチングに伴う損失が無い分、より大きい電流を供給することができるようになる。

（３）帯域阻止フィルタ２４の前後に平滑回路２３のインダクタ２３ａおよびコンデンサ２３ｂがそれぞれ配設されており、整流後の脈流がある程度低減された状態の電圧／電流が帯域阻止フィルタ２４に入力されるようになり、帯域阻止フィルタ２４通過後の電圧／電流波形に残留した脈流の低減がなされるようになる。そのため、直流出力電力の低リップル化をより効率的に行うことができる。

（第２実施形態）
続いて本発明に係る交流直流変換器を具体化した第２実施形態について、上記実施形態と異なる点を中心に説明する。なお、本実施形態以降の各実施形態において、上述した実施形態と構成／機能の共通する部材については、同一の番号を付してその説明を省略する。

上述したように、整流後の脈流の電圧／電流波形の周波数に合致するように阻止周波数の設定された帯域阻止フィルタを設けることで、そうした整流後の脈流を効率的に低減することが可能となる。ただし、帯域阻止フィルタ通過後の電圧／電流波形には、整流回路に入力された交流電力の周波数に対して整数倍の周波数成分を有する脈流が表れることがある（図４（ａ）参照）。より具体的には、全波整流を行う場合には、整流前の交流周波数のｉ倍（ｉは３以上の整数）の脈流が、半波整流を行う場合には、整流前の交流周波数のｊ倍（ｊは２以上の整数）の脈流が、それぞれ表れる。

ここで上記帯域阻止フィルタの出力側に、そうした脈流と同じ周波数が阻止周波数に設定された更なる帯域阻止フィルタを配設するようにすれば、直流出力電力の更なる低リップル化を効果的に図ることができる。例えば図４（ａ）に示した帯域阻止フィルタ２４通
過後の電圧波形例では、交流電源２５の周波数（ｎ［Ｈｚ］）の４倍の周波数（４・ｎ［Ｈｚ］）の脈流が顕著に表れている。この場合、上記帯域阻止フィルタに加え、その出力側に阻止周波数が４・ｎ［Ｈｚ］に設定された更なる帯域阻止フィルタを配設することで、効果的に更なるリップルの低減を図ることができる。

図９に、そうした更なる帯域阻止フィルタ２７を備える本実施形態の交流直流変換器２８の回路構造を示す。同図に示すように、この交流直流変換器２８には、阻止周波数が２・ｎ［Ｈｚ］に設定された帯域阻止フィルタ２４’の出力側に、更なる帯域阻止フィルタ２７が配設されている。この更なる帯域阻止フィルタ２７の阻止周波数は、交流電源２５の周波数の４倍（４・ｎ［Ｈｚ］）に設定されている。例えば交流電源２５の周波数が５０Ｈｚ（６０Ｈｚ）の場合、前段の帯域阻止フィルタ２４’の阻止周波数は１００Ｈｚ（１２０Ｈｚ）に、後段の更なる帯域阻止フィルタ２７の阻止周波数は４００（４８０Ｈｚ）Ｈｚにそれぞれ設定されることになる。

こうした交流直流変換器２８では、図４（ａ）に示したような帯域阻止フィルタ２４’通過後の電圧／電流波形に表れる４・ｎ［Ｈｚ］の脈流が、更なる帯域阻止フィルタ２７によって効果的に低減されるようになる。

後段の更なる帯域阻止フィルタ２７の阻止周波数は、前段の帯域阻止フィルタ２４’通過後の電圧／電流波形に表れる脈流の周波数に応じて適宜な値を設定することとなる。前段の帯域阻止フィルタ２４’通過後の電圧／電流波形に、複数の周波数成分を含んだ脈流が表れる場合には、それら脈流の各周波数成分にそれぞれ合致するように、互いに異なる阻止周波数の各設定された複数段の更なる帯域阻止フィルタを設けるようにしても良い。

（第３実施形態）
本実施形態では、交流電源の電圧変動や直流負荷変動に対して直流出力電圧を一定に保持する電圧安定化機能を、交流直流変換器に具備させる場合について説明する。

図１０に、そうした本実施形態の交流直流変換器３０の回路構造を示す。同図に示すように、この交流直流変換器３０では、変圧器として、可変トランス３１が用いられている。可変トランス３１は、入力端子Ｖｉｎを介して交流電源２５に接続される１次コイルと整流回路２２に接続される２次コイルとの巻数比を変更可能に構成されている。そして１次／２次コイルの巻数比の変更を通じて、整流回路２２に供給される交流電圧の振幅を変更することができるようになっている。

また本実施形態の交流直流変換器３０には、電圧検出回路３２およびフィードバック回路３３が更に設けられている。電圧検出回路３２は、交流直流変換器３０の直流出力電圧を検出する。フィードバック回路３３は、その検出結果に応じ、直流出力電圧が一定に保持されるように、可変トランス３１の１次／２次コイルの巻数比を可変制御する。

電圧検出回路３２にて検出される直流出力電圧が、交流電源２５の電圧変動や直流負荷２６の変動等によって予め設定された値からずれると、フィードバック回路３３にて可変トランス３１の１次／２次コイルの巻数比が適宜調整され、そのずれが是正されるように、整流回路２２に供給される交流電圧の振幅が補正される。

なお整流回路２２に供給される交流電圧振幅の調整（変圧）は、可変トランス３１以外の手段を用いて行うこともできる。例えば図１１（ａ）に示すような可変インダクタコイル３１Ａを用いても、そのインダクタンスを変更することで、交流電圧振幅を調整することができる。よって可変トランス３１に代えて、そうした可変インダクタコイル３１Ａを採用するようにしても良い。

また図１１（ｂ）に示すような可変帯域阻止フィルタ３１Ｂを用いて交流電圧振幅を調整することもできる。同図に示す可変帯域阻止フィルタ３１Ｂは、インダクタンスを任意変更可能な可変インダクタコイル３４とコンデンサ３５とによって構成されている。こうした可変帯域阻止フィルタ３１Ｂでは、可変インダクタコイル３４のインダクタンスを変更することで、その阻止周波数が変化する。ちなみに、インダクタンス固定のインダクタ、および静電容量を任意に変更可能な可変コンデンサによっても、阻止周波数を変更可能な可変帯域阻止フィルタを構成することができる。

可変帯域阻止フィルタ３１Ｂの阻止周波数と交流電源２５の周波数との偏差がある程度よりも大きい場合、交流電源２５の交流電圧振幅は、ほとんど変化せずに整流回路２２に入力される。ここで、図１２（ａ）に実線で示される交流電源２５の電圧波形に対して同図に破線で示されるような周期の若干ずれた電圧波形を阻止するように、すなわち交流電源２５の周波数に対する偏差の十分に小さい周波数を、可変帯域阻止フィルタ３１Ｂの阻止周波数を設定する。このときの可変帯域阻止フィルタ３１Ｂ通過後の交流電圧振幅は、同図（ｂ）に示すように、その通過前の交流電圧振幅に比して小さくなるようになる。また交流電源２５の周波数に対する阻止周波数の偏差を調整することで、可変帯域阻止フィルタ３１Ｂ通過前の交流電圧振幅を変化させることができる。

勿論、上記以外の手段を用いて整流回路２２に供給される交流電圧の振幅を変化させるようにしても良い。いずれにせよ、そうした入力電圧可変手段およびそれを直流出力電圧の検出結果に応じて制御する制御手段を設ければ、交流電源２５の電圧変動や給電先の直流負荷２６の変動に拘わらず、交流直流変換器３０の直流出力電圧を好適に制御することができるようになる。ちなみに本実施形態では、可変トランス３１、可変インダクタコイル３１Ａおよび可変帯域阻止フィルタ３１Ｂが、上記入力電圧可変手段に対応する構成となっている。また電圧検出回路３２およびフィードバック回路３３が、上記制御手段に対応する構成となっている。

（第４実施形態）
本実施形態では、交流電源の電流変動や直流負荷変動に対して直流出力電流を一定に保持する電流安定化機能を、交流直流変換器に具備させる場合を説明する。図１３は、そうした本実施形態の交流直流変換器４０の回路構造を示している。

同図に示すように、交流直流変換器４０は、整流回路２２に供給される交流電流の振幅を可変とする入力電流可変回路４１を備えている。入力電流可変回路４１は、交流入力電圧の振幅を可変とする場合と同様に、可変トランス、可変インダクタコイル、阻止周波数可変の帯域阻止フィルタ等によって構成することができる。

更にこの交流直流変換器４０には、電流検出回路４２とフィードバック回路４３とが更に設けられている。電流検出回路４２は、交流直流変換器４０の直流出力電流を検出する。フィードバック回路４３は、電流検出回路４２の検出結果に応じて、直流出力電流が予め設定された値に保持されるように、入力電流可変回路４１をフィードバック制御する。これにより、この交流直流変換器４０では、交流電源２５の電圧変動や直流負荷変動に拘わらず、交流直流変換器３０の直流出力電流を好適に制御することができるようになっている。

なおこうした本実施形態では、入力電流可変回路４１が上記入力電流可変手段に対応する構成となっている。また電流検出回路４２およびフィードバック回路４３が、上記制御手段に対応する構成となっている。

（第５実施形態）
図１４に、本実施形態に係る交流直流変換器５０の回路構造を示す。同図に示すように、この交流直流変換器５０は、スイッチングレギュレータ５１を備えて構成されている。スイッチングレギュレータ５１は、平滑回路２３と出力端子Ｖｏｕｔ，ＧＮＤとの間に介設されている。

スイッチングレギュレータ５１は、スイッチング回路、整流平滑回路、フィードバック回路等を備えて構成されている。スイッチングレギュレータ５１のスイッチング回路は、平滑回路２３の出力電圧を高周波数でスイッチングして高周波数のパルス交流に一旦変換する。変圧トランスは、そうして変換されたパルス交流の電圧レベルを適宜調整する。整流平滑回路は、そのパルス交流を再び整流平滑して直流に変換して出力する。更にフィードバック回路は、交流直流変換器５０の直流出力電圧の検出結果に応じて、上記スイッチング回路のスイッチング周波数、あるいはスイッチングの開閉比率を、直流出力電圧を一定に保持するようにフィードバック制御する。

こうした本実施形態では、平滑回路２３および帯域阻止フィルタ２４によって、スイッチングレギュレータ５１に入力される以前に、電圧／電流の脈流が効果的に低減されている。そのため、スイッチングレギュレータ５１による電圧制御の更なる高精度化を図ることができるとともに、そうした電圧制御の制御性も向上されるようになる。

なお、以上説明した各実施形態は、次のように変更して実施することもできる。

・整流回路２２を、ブリッジ型全波整流回路以外の整流回路、例えばセンタータップ型全波整流回路等に変更しても良い。また整流回路２２に半波整流回路を用いるようにしても良い。半波整流回路を用いる場合、帯域阻止フィルタ２４（２３’）の阻止周波数は、交流電源２５の周波数と同じ周波数に設定されることになる。

・平滑回路２３全体を、整流回路２２と帯域阻止フィルタ２４と間に介設したり、帯域阻止フィルタ２４と出力端子Ｖｏｕｔ，ＧＮＤとの間に介設したりするなど、平滑回路２３の配設態様を適宜変更しても良い。

・平滑回路２３として、インダクタ２３ａとコンデンサ２３ｂとによって構成されたローパスフィルタ以外のものを採用しても良い。また帯域素子フィルタのみで直流出力電圧を十分に平滑化することができるのであれば、平滑回路を省略しても良い。

・帯域阻止フィルタ２４（２４’）や、更なる帯域阻止フィルタ２７として、上記各実施形態に例示した構成以外のものを採用しても良い。

・本発明の交流直流変換器は、商用交流電力を直流電力に変換して直流電気機器に供給する直流電源装置以外の用途にも、上記各実施形態と同様、或いはそれに準じた態様で適用することができる。

本発明の交流直流変換器の一実施形態についてその回路構造を示す回路図。 同実施形態に適用される帯域阻止フィルタの周波数成分通過特性を示すグラフ。 同実施形態における（ａ）交流電源の電圧波形例および（ｂ）整流後の電圧波形例をそれぞれ示すグラフ。 同実施形態での（ａ）その帯域阻止フィルタ通過後の電圧波形例および（ｂ）平滑化後の電圧波形例をそれぞれ示すグラフ。 交流直流変換器の他の実施形態についてその回路構造を示す回路図。 （ａ）同実施形態での交流電源の電圧波形例および（ｂ）同実施形態に適用される帯域阻止フィルタの周波数成分通過特性をそれぞれ示すグラフ。 本発明の第１実施形態についてその回路構造を示す回路図。 同実施形態の一変形例の回路構造を示す回路図。 本発明の第２実施形態についてその回路構造を示す回路図。 本発明の第３実施形態についてその回路構造を示す回路図。 （ａ）（ｂ）同実施形態に適用される入力電圧可変回路の他の構成例を示す回路図。 同入力電圧可変回路の他の構成例での（ａ）交流電源の電圧波形例および（ｂ）その入力電圧可変回路通過後の電圧波形例をそれぞれ示すグラフ。 本発明の第４実施形態についてその回路構造を示す回路図。 本発明の第５実施形態についてその回路構造を示す回路図。 従来の交流直流変換器の回路構造を示す回路図。 同従来の交流直流変換器での（ａ）変圧器通過後、（ｂ）整流回路通過後、（ｃ）平滑回路通過後、および（ｄ）スイッチングレギュレータ通過後の各々における電圧波形例をそれぞれ示すグラフ。

符号の説明

１０，１０’，２０，２０’，２８，３０，４０，５０…交流直流変換器、１１，２５…交流電源、１２，２６…直流負荷、１３…全波整流回路、１４…半波整流回路、１４，１４’、２４，２４’…帯域阻止フィルタ（２４ａ，２４ｃ…インダクタ、２４ｂ，２４ｄ…コンデンサ）、１５，２３，２３’…平滑回路（２３ａ…インダクタ、２３ｂ…コンデンサ）、２１…変圧器、２２…（ブリッジ型全波）整流回路（２２ａ…ダイオード）、２７…更なる帯域阻止フィルタ、３１…可変トランス、３１Ａ…可変インダクタコイル、３１Ｂ…可変帯域阻止フィルタ（３４…可変インダクタコイル、３５…コンデンサ）、３２…電圧検出回路、３３，４３…フィードバック回路、４１…入力電流可変回路、４２…電流検出回路、５１…スイッチングレギュレータ。

Claims (8)

1. 交流電力を直流電力に変換する交流直流変換器において、
   入力された交流電力を全波整流する整流回路と、
   その整流回路の出力側に配設されるとともに、同整流回路に入力される交流電力の周波数に対してその２倍の周波数が阻止周波数として設定された帯域阻止フィルタと、
   を備えることを特徴とする交流直流変換器。
2. 請求項１に記載の交流直流変換器において、
   前記帯域阻止フィルタの出力側に配設されるとともに、前記整流回路に入力される交流電力の周波数に対してそのｉ倍（ｉは３以上の整数）の周波数が阻止周波数として設定された更なる帯域阻止フィルタを更に備える
   ことを特徴とする交流直流変換器。
3. 交流電力を直流電力に変換する交流直流変換器において、
   入力された交流電力を半波整流する整流回路と、
   その整流回路の出力側に配設されるとともに、同整流回路に入力される交流電力の周波数と同じ周波数が阻止周波数として設定された帯域阻止フィルタと、
   を備えることを特徴とする交流直流変換器。
4. 請求項３に記載の交流直流変換器において、
   前記帯域阻止フィルタの出力側に配設されるとともに、前記整流回路に入力される交流周波数に対してそのｊ倍（ｊは２以上の整数）の周波数が阻止周波数として設定された更なる帯域阻止フィルタを更に備える
   ことを特徴とする交流直流変換器。
5. 前記帯域阻止フィルタの入力側および出力側に平滑回路がそれぞれ配設されてなる請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流直流変換器。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流直流変換器において、
   前記整流回路による整流前の交流電圧振幅を可変とする入力電圧可変手段と、
   当該交流直流変換器の直流出力電圧を検出するとともに、その検出結果に応じて前記入力電圧可変手段を制御する制御手段と、
   を備えることを特徴とする交流直流変換器。
7. 前記入力電圧可変手段は、阻止周波数を可変とする可変帯域阻止フィルタにより構成されてなる請求項６に記載の交流直流変換器。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載の交流直流変換器において、
   前記整流回路による整流前の電流を可変とする入力電流可変手段と、
   当該交流直流変換器の直流出力電流を検出するとともに、その検出結果に応じて前記入力電流可変手段を制御する制御手段と、
   を備えることを特徴とする交流直流変換器。

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