JP2006174643A - Motor controller - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ブラシレスDCモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a motor control device that controls the frequency of a brushless DC motor.
ブラシレスDCモータを回転数制御するモータ制御装置として、従来より120゜通電制御の方式(例えば、特許文献1参照)と、正弦波180゜通電制御(例えば、特許文献2、3参照)がある。
Conventional motor control devices that control the rotational speed of a brushless DC motor include a 120 ° energization control method (see, for example, Patent Document 1) and a
120゜通電方式は、上記特許は誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する。
The 120 ° energization method is a method in which the above-mentioned patent directly detects the zero-cross signal of the induced voltage, and is obtained by comparing the inverter phase voltage with the reference voltage in order to detect it. The commutation signal is changed based on this zero cross signal. This zero cross signal is generated 12 times during one rotation of the motor, and is generated every
180゜通電方式は、上記特許はモータ巻線の中性点電位と、3相のインバータ出力電圧に対して3相Y結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。この位置検出信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である。
しかしながら、前記従来の構成では下記のような課題を有していた。 However, the conventional configuration has the following problems.
図7は従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。この120゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。 FIG. 7 is a control block diagram of a conventional motor control device. Since this 120 ° energization method compares the zero crossing of the induced voltage part, if the motor load sudden change or the power supply voltage sudden change occurs, the induced voltage zero crossing signal will be hidden in the inverter output voltage region and detected. It may not be possible. In such a state, first, a step-out phenomenon occurs and the inverter system stops.
また、120゜通電では、1相当たり誘起電圧が電気角60゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音、振動を軽減しようとして、通電角を150゜程度に設定して運転させようとすると、1相当たり誘起電圧が電気角30゜分しか連続確認できず、通常の運転時においてもインバータ回生電圧の影響により脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。 In addition, at 120 ° energization, the induced voltage per phase can be confirmed continuously for 60 ° electrical angle, but in order to reduce the noise and vibration during motor operation, the operation angle is set to about 150 ° for operation. If this is the case, the induced voltage per phase can only be confirmed continuously for an electrical angle of 30 °, and the risk of step-out increases due to the effect of the inverter regenerative voltage even during normal operation, and unstable phenomena such as turbulence occur. There was a tendency to occur easily.
また、本構成では、180゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。 Further, this configuration has a problem that an operation close to 180 ° energization is impossible.
図8(a)は120゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。 FIG. 8A is a relationship diagram between the phase current waveform and the induced voltage waveform of 120 ° energization control.
通常運転時には誘起電圧10に対して相電流20の位置に設定し、最高回転数を増加さ
せる場合には相電流20を進角させる必要があるが限界が早く、高速回転性能が劣る。
During normal operation, the
図8(b)は180゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。 FIG. 8B is a relationship diagram between the phase current waveform and the induced voltage waveform in the 180 ° energization control.
180゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。 Since the 180 ° energization method passes through the integration circuit, the zero-cross position of the induced voltage cannot be accurately grasped with an absolute value, and the phase difference between the zero-cross position and the position detection signal varies greatly depending on the operating state. Complicated control such as phase correction is required, and the phase correction adjustment is difficult, and the control calculation is complicated.
また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の3次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。 Further, the motor requires a neutral point output terminal, and uses the third harmonic component of the induced voltage waveform, and therefore has a problem that it cannot be used in a motor using a sine wave magnetized magnet.
また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波180゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。
In addition, in the
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波180゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、またどのような運転負荷領域においても脱調限界トルクを一層向上させ、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and the object of the present invention is to provide a 180 ° sine wave with a position sensor by applying a new method of induced voltage feedback control that does not require a mechanical electromagnetic pickup sensor. An object of the present invention is to provide a motor control device that realizes a high speed performance at the same level, further improves the step-out limit torque in any operating load region, and is inexpensive and highly reliable.
前記従来の課題を解決するために本発明のモータ制御装置は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出動作が所定時間継続した場合、該回生電圧検出手段に直流電圧の再取込指令を複数回出力し該再取込指令時間間隔が直流電圧に関係する物理量に基づいて設定されるVDC再取込設定手段とを備え、前記回生電圧検出手段は該再取込指令に基づいて直流電圧の再取込を行う。 In order to solve the above-described conventional problems, a motor control device according to the present invention includes a plurality of switching elements, converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching elements, and supplies the DC voltage to a three-phase brushless DC motor. AC conversion means, induced voltage detection means for detecting the induced voltage of the brushless DC motor, magnetic pole position detection means for detecting the magnetic pole position of the brushless DC motor from the induced voltage, and output from the magnetic pole position detection means Regenerative voltage detection for detecting a regenerative voltage included in the induced voltage in a motor control device having voltage control means for outputting a voltage waveform based on a magnetic pole position and PWM control means for converting the voltage waveform into the PWM signal Magnetic pole position detecting means for determining the magnetic pole position based on the detected regenerative voltage and the induced voltage When the regenerative detection operation of the regenerative voltage detection means continues for a predetermined time, a DC voltage re-acquisition command is output to the regenerative voltage detection means a plurality of times, and the re-acquisition command time interval is related to the DC voltage. VDC re-acquisition setting means set based on a physical quantity, and the regenerative voltage detection means re-acquires DC voltage based on the re-acquisition command.
また、本発明のモータ制御装置は、上記VDC再取込設定手段は、直流電圧変化率が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電圧変化率が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くする。 In the motor control device of the present invention, the VDC re-acquisition setting means shortens the re-acquisition command time interval when the DC voltage change rate is large, and re-restores when the DC voltage change rate is small. Increase the capture command time interval.
また、本発明のモータ制御装置は、上記再取込指令時間間隔は、直流電圧変化率の1次関数式とする。 In the motor control device according to the present invention, the retake command time interval is a linear function expression of a DC voltage change rate.
また、本発明のモータ制御装置は、上記直流電圧変化率の1次関数式は、上限値および下限値を持つ。 In the motor control device of the present invention, the linear function expression of the DC voltage change rate has an upper limit value and a lower limit value.
また、本発明のモータ制御装置は、上記VDC再取込設定手段は、直流電圧リプル率が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電圧リプル率が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くする。 In the motor control device of the present invention, the VDC re-acquisition setting means shortens the re-acquisition command time interval when the DC voltage ripple rate is large, and re-restores when the DC voltage ripple rate is small. Increase the capture command time interval.
また、本発明のモータ制御装置は、上記再取込指令時間間隔は、直流電圧リプル率の1次関数式とする。 Further, in the motor control device of the present invention, the retake command time interval is a linear function expression of a DC voltage ripple rate.
また、本発明のモータ制御装置は、上記直流電圧リプル率の1次関数式は、上限値および下限値を持つ。 In the motor control device of the present invention, the linear function expression of the DC voltage ripple rate has an upper limit value and a lower limit value.
本発明のモータ制御装置は、直流電圧が大きく変動する場合においても、回生電圧を正確に検出できるため誘起電圧誤検出を無くし、非常に信頼性の高いモータ制御装置を構築できる。 The motor control device of the present invention can accurately detect the regenerative voltage even when the DC voltage fluctuates greatly, so that erroneous detection of the induced voltage is eliminated and a very reliable motor control device can be constructed.
第1の発明は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出動作が所定時間継続した場合、該回生電圧検出手段に直流電圧の再取込指令を複数回出力し該再取込指令時間間隔が直流電圧に関係する物理量に基づいて設定されるVDC再取込設定手段とを備え、前記回生電圧検出手段は該再取込指令に基づいて直流電圧の再取込を行うものである。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a DC / AC converter that includes a plurality of switching elements, converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching elements, and supplies the AC voltage to a three-phase brushless DC motor, and induction of the brushless DC motor Induced voltage detecting means for detecting voltage, magnetic pole position detecting means for detecting the magnetic pole position of the brushless DC motor from the induced voltage, and voltage for outputting a voltage waveform based on the magnetic pole position output from the magnetic pole position detecting means In a motor control device having control means and PWM control means for converting the voltage waveform into the PWM signal, regenerative voltage detection means for detecting a regenerative voltage included in the induced voltage, the detected regenerative voltage and the Magnetic pole position detection means for determining the magnetic pole position based on the induced voltage, and the regeneration detection operation of the regenerative voltage detection means VDC re-acquisition setting means in which a DC voltage re-acquisition command is output to the regenerative voltage detecting means a plurality of times and the re-acquisition command time interval is set based on a physical quantity related to the DC voltage when the constant voltage period continues. And the regenerative voltage detecting means recaptures the DC voltage based on the recapture command.
第2の発明は、特に第1の発明のVDC再取込設定手段は、直流電圧変化率が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電圧変化率が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くしたものである。 In the second invention, in particular, the VDC re-acquisition setting means of the first invention shortens the re-acquisition command time interval when the DC voltage change rate is large, and the VDC re-acquisition setting means when the DC voltage change rate is small. The re-import command time interval is extended.
第3の発明は、特に第2の発明の再取込指令時間間隔を、直流電圧変化率の1次関数式としたものである。 In the third aspect of the invention, in particular, the recapture command time interval of the second aspect of the invention is a linear function expression of the DC voltage change rate.
第4の発明は、特に第3の発明の直流電圧変化率の1次関数式は、上限値および下限値を持たせたものである。 In the fourth invention, in particular, the linear function expression of the DC voltage change rate of the third invention has an upper limit value and a lower limit value.
第5の発明は、特に第1の発明のVDC再取込設定手段は、直流電圧リプル率が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電圧リプル率が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くしたものである。 According to a fifth aspect of the invention, in particular, the VDC recapture setting means of the first aspect of the invention shortens the recapture command time interval when the DC voltage ripple rate is large, and the VDC recapture setting unit when the DC voltage ripple rate is small. The re-import command time interval is extended.
第6の発明は、特に第5の発明の再取込指令時間間隔は、直流電圧リプル率の1次関数式としたものである。 In the sixth invention, in particular, the retake command time interval of the fifth invention is a linear function expression of the DC voltage ripple rate.
第7の発明は、特に第6の発明の直流電圧リプル率の1次関数式は、上限値および下限値を持たせたものである。 In the seventh invention, the linear function expression of the DC voltage ripple rate of the sixth invention in particular has an upper limit value and a lower limit value.
以下、添付の図面を用いて、本発明に係るモータ制御装置の実施形態を説明する。 Hereinafter, embodiments of a motor control device according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Note that the present invention is not limited to the embodiments.
(実施の形態1)
図1に実施の形態1のモータ制御装置の制御ブロック図を示す。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a control block diagram of the motor control apparatus of the first embodiment.
本実施形態のモータ制御装置は、3相ブラシレスDCモータ7を回転数制御するモータ制御装置を示している。この図において、モータ制御装置は、直流電圧4を交流電圧に変換し、3相ブラシレスDCモータ(以下、BLMと略)7に出力する直流交流変換手段6と、BLM7の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段1と、誘起電圧からブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段2と、磁極位置検出手段2から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段3と、電圧波形をPWM信号に変換するPWM制御手段5と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段8と、検出された回生電圧と誘起電圧とに基づいて磁極位置を判定する磁極位置検出手段2とを有する。
The motor control device of the present embodiment is a motor control device that controls the rotation speed of the three-phase
PWM制御手段5は、BLM7を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するPWM信号を出力する。直流交流変換手段6は、高速に開閉する6つのスイッチング素子(図2(a))から成り立っている。
The PWM control means 5 outputs a PWM signal for controlling the applied voltage, frequency, and phase for controlling the rotation speed of the
まず、図1において誘起電圧検出手段1と磁極位置検出手段2と電圧制御手段3、PWM制御手段5の役割について順次説明する。 First, the roles of the induced voltage detection means 1, the magnetic pole position detection means 2, the voltage control means 3, and the PWM control means 5 will be described sequentially in FIG.
この部分は、図7従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。 This part is the same as the operation of the control block diagram of the conventional motor control device in FIG.
図1において、誘起電圧検出手段1は、BLM7の誘起電圧を降下させ、磁極位置検出手段2では誘起電圧ゼロクロス信号を検出し、誘起電圧ゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御手段3に出力する。電圧制御手段3はその磁極位置に基づいて、BLM7を駆動させるための電圧波形を演算しそれをPWM制御手段5に出力する。
In FIG. 1, the induced voltage detection means 1 lowers the induced voltage of the
電圧波形に基づきPWM制御手段5はPWM信号を直流交流変換手段6に出力する。このように構成されたモータ制御装置では、BLM7の回転数は、直流交流変換手段6から出力される交流電圧の周波数と位相(以下、『インバータ周波数』と称す)を変化させることにより制御される。
Based on the voltage waveform, the PWM control means 5 outputs a PWM signal to the DC / AC conversion means 6. In the motor control device configured as described above, the rotation speed of the
120゜通電制御の場合、PWM制御手段5は、直流交流変換手段6のスイッチング素子を開閉する6通りのPWM信号を出力し、その6通りのPWM信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段6から出力されるインバータ周波数が制御される。
In the case of 120 ° energization control, the
6通りのPWM信号について説明する。6通りのPWM信号とは、直流交流変換手段6のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。PWM信号は、インバータ電気角1周期において6つの基本的なパターンPTN1〜PTN6を有し、PWM信号1周期の逆数がインバータ周波数となる。
Six kinds of PWM signals will be described. The six types of PWM signals are pulse signals for driving the switching elements of the DC /
実際、BLM7の回転数を変更させるべき手法は、PWM制御手段5が直流交流変換手段6のインバータ周波数を変化させながら、BLM7を回転数制御する。
Actually, the method for changing the rotation speed of the
図2(a)に示す通り、直流交流変換手段6は、6個のスイッチング素子を有し、U相、V相、W相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子1個、下アームにスイッチング素子1個具備している。
As shown in FIG. 2 (a), the DC /
PTN1では、U相上アームスイッチング素子Tuと、V相下アームスイッチング素子
Tyが通電される。
In PTN1, the U-phase upper arm switching element Tu and the V-phase lower arm switching element Ty are energized.
PTN2では、U相上アームスイッチング素子Tuと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。 In PTN2, the U-phase upper arm switching element Tu and the W-phase lower arm switching element Tz are energized.
PTN3では、V相上アームスイッチング素子Tvと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。 In PTN3, the V-phase upper arm switching element Tv and the W-phase lower arm switching element Tz are energized.
PTN4では、V相上アームスイッチング素子Tvと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。 In PTN4, the V-phase upper arm switching element Tv and the U-phase lower arm switching element Tx are energized.
PTN5では、W相上アームスイッチング素子Twと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。 In PTN5, the W-phase upper arm switching element Tw and the U-phase lower arm switching element Tx are energized.
PTN6では、W相上アームスイッチング素子Twと、V相下アームスイッチング素子Tyが通電される。 In PTN6, the W-phase upper arm switching element Tw and the V-phase lower arm switching element Ty are energized.
PWM信号の転流切換は、電圧制御手段3の電圧波形出力に基づいて行われる。 The commutation switching of the PWM signal is performed based on the voltage waveform output of the voltage control means 3.
磁極位置検出手段2の詳細動作を図2(b)および図3、図4を用いて説明する。 The detailed operation of the magnetic pole position detection means 2 will be described with reference to FIG. 2B, FIG. 3, and FIG.
BLM7の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角1周期中に6回発生する。
The induced voltage zero cross signal of the
図3(a)は1相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。 FIG. 3A shows the induced voltage zero-cross signal per phase.
図3(a)は相電流波形と相誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧10と相電流9とその正ゼロクロス信号11と逆ゼロクロス信号12を示している。
FIG. 3A is a relationship diagram between the phase current waveform and the phase induced voltage waveform, and shows the induced
正ゼロクロス信号11は電気角0゜、逆ゼロクロス信号12は電気角180゜で発生する。
The positive zero
磁極位置検出手段2が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧4の負側をGND電位Nとするならば、図3(b)の誘起電圧10a、図4(b)の10bのようになっており、これはBLM7の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧10の電圧波形にPWM電圧成分が重畳された波形となる。
The induced voltage that can be actually observed by the magnetic pole position detection means 2 is as shown in FIG. 3B induced voltage 10a and FIG. 4B 10b if the negative side of the
基本的には、直流電圧VDCの半分である(=VDC/2)と誘起電圧10a(10b)の交点、さらには直流交流変換手段6の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ1つずつ導通点弧している期間(図3、図4中のTON部分)であれば正ゼロクロス信号11(逆ゼロクロス信号12)を検出できる。
Basically, the intersection of the half of the DC voltage VDC (= VDC / 2) and the induced voltage 10a (10b), and further the conduction point of each of the upper and lower arm elements of the DC /
磁極位置検出手段2は、図中の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を検出して、それを磁極位置として電圧制御手段3に出力する。
The magnetic pole position detection means 2 detects the positive zero
そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御手段3は相電流9とほぼ相似形の電圧波形を演算し、PWM制御手段5ではその電圧波形に基づいて、各電気角に対応したPWM信号のベースPTNを創出する。 Based on the zero cross signal, the voltage control means 3 calculates a voltage waveform substantially similar to the phase current 9, and the PWM control means 5 creates a PWM signal base PTN corresponding to each electrical angle based on the voltage waveform. To do.
図3の電気角X1〜X2、図4の電気角X3〜X4は電流カット区間である。 The electrical angles X1 to X2 in FIG. 3 and the electrical angles X3 to X4 in FIG. 4 are current cut sections.
また、電圧制御手段3は120゜〜180゜通電波形の電圧波形を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を180゜未満にする必要がある。 Further, the voltage control means 3 can create a voltage waveform of a 120 ° to 180 ° energization waveform. However, in order to observe the induced voltage, it is necessary to make the conduction angle less than 180 °.
通電角>120゜とする場合には、120゜通電制御で説明した6通りのPWM信号に加えて、3相正弦波駆動用PWM信号を追加する。 When the conduction angle> 120 °, in addition to the six PWM signals described in the 120 ° conduction control, a three-phase sine wave drive PWM signal is added.
基本的には、3相のうちどれか1相でも電流OFFとなる区間( 電流カット区間)では、120゜通電制御用のPWM信号を使用する。 Basically, the PWM signal for 120 ° energization control is used in the section where the current is OFF in any one of the three phases (current cut section).
3相すべてに相電流が流れている区間では、3相正弦波駆動用PWM信号を使用する。 In the section where the phase current flows in all three phases, the PWM signal for three-phase sine wave drive is used.
このPWM信号については、3相正弦波PWM制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。 Since this PWM signal is already known as three-phase sine wave PWM control, detailed description thereof is omitted here.
なお、電圧制御手段3が出力する電圧波形は相電流9とほぼ相似系であるが、その位相差は相電流9に対して多少進んでいる。 The voltage waveform output by the voltage control means 3 is almost similar to that of the phase current 9, but the phase difference is somewhat advanced with respect to the phase current 9.
本実施例では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち 電圧波形 相電流9 と定義する。 In this embodiment, for simplification, the phase difference will be described as zero. That is, the voltage waveform is defined as phase current 9.
図9は、BLM7の等価回路図である。 FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the BLM7.
R1は巻線一次抵抗、Lu・Lv・Lwは各相のインダクタンス、Eu・Ev・Ewは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、BLM7が無通電状態で回転したときに、マグネット(界磁)のみによる発生する誘起電圧を意味している。
R1 is the primary resistance of the winding, Lu · Lv · Lw is the inductance of each phase, and Eu · Ev · Ew is the field induced voltage of each phase. Here, the field induced voltage means an induced voltage generated only by a magnet (field) when the
図2(b)は3相ブラシレスDCモータの界磁誘起電圧波形関係図である。 FIG. 2B is a field induced voltage waveform relationship diagram of the three-phase brushless DC motor.
図中のU1はEuの正ゼロクロス位置を、U2は逆ゼロクロス位置を表している。 In the figure, U1 represents the positive zero cross position of Eu, and U2 represents the reverse zero cross position.
同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には60゜毎、電気角1周期につき6回発生することになる。 Similarly, the other phases are also shown, and the interval between the zero cross positions is ideally generated 6 times every 60 ° and one cycle of the electrical angle.
これらゼロクロス位置を、BLM7の真の磁極位置と命名する。 These zero-cross positions are named as the true magnetic pole positions of the BLM7.
BLM7の真の磁極位置は、誘起電圧10のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。
The true magnetic pole position of the
また、この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。 Further, since this phase difference depends on the operating load, it is difficult to specify the true magnetic pole position from the induced voltage zero cross signal.
しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりBLM7を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好ましい場合もある。本実施例では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。
However, even if the true magnetic pole position cannot be specified, it is sufficiently possible to control the rotation speed of the
すなわち、
真の磁極位置≡誘起電圧ゼロクロス位置
である。すなわち、図3(a)の誘起電圧10がU相に対応したものであるならば
ゼロクロスU1≡正ゼロクロス信号11
ゼロクロスU2≡逆ゼロクロス信号12
である。なお、
Eu≠誘起電圧10
である。上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。
That is,
True magnetic pole position ≡ induced voltage zero cross position. That is, if the induced
Zero cross U2 = Reverse zero
It is. In addition,
Eu ≠ induced
It is. The above equation is generated because the voltage waveform amplitudes of both are different due to the influence of the armature reaction.
次に、回生電圧検出手段8の詳細動作を図3・図4および図5を用いて説明する。一般的に回生電圧の発生する条件としては、BLM7の相電流をカットした瞬間より所定時間連続して発生し、その後に本来の誘起電圧が発生する。誘起電圧検出手段1の出力は、この回生電圧と誘起電圧の双方が含まれており、双方の判別が必要である。この判別を誤れば、回生電圧部分を誘起電圧のゼロクロス信号と誤検出していまい、乱調・脱調などの異常現象が発生する。
Next, the detailed operation of the regenerative voltage detection means 8 will be described with reference to FIGS. Generally, as a condition for generating the regenerative voltage, the regenerative voltage is generated continuously for a predetermined time from the moment when the phase current of the
回生電圧と誘起電圧の関係図を図3(b)と図4(b)に示す。図3は誘起電圧10として時間微分値が正の場合であり、図4は誘起電圧10として時間微分値が負の場合を示している。図中で回生電圧13・回生電圧14は相電流9をカットした瞬間より発生し、回生電圧終了点19・回生電圧終了点22まで継続する。正ゼロクロス信号11を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10a ≧ VDC/2
また、逆ゼロクロス信号12を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10b ≦ VDC/2
がある。
FIG. 3B and FIG. 4B show the relationship between the regenerative voltage and the induced voltage. FIG. 3 shows a case where the time differential value is positive as the induced
Induced voltage 10a ≧ VDC / 2
As one of the necessary conditions for determining the reverse zero
Induced voltage 10b ≦ VDC / 2
There is.
しかしながら、正ゼロクロス信号11を検出する以前に回生電圧13の電圧値がVDCであるために、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出において、回生電圧終了点19以前では位置検出結果を無視し、回生電圧終了点19後より位置検出の判定開始するようにすれば回生電圧13を正ゼロクロス信号11として誤検出することはない。
However, since the voltage value of the
逆ゼロクロス信号12の場合も同様に、回生電圧14の電圧値が0Vであり、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。
Similarly, in the case of the reverse zero
これを防ぐために図中の位置検出区間を回生電圧終了点22後より判定開始するようにする。 In order to prevent this, the determination of the position detection section in the figure is started after the regenerative voltage end point 22.
このように回生電圧検出手段8は回生電圧終了点19・回生電圧終了点22を磁極位置検出手段2に対して回生終了信号として出力し、磁極位置検出手段2はその信号を受けるまでは回生電圧13・回生電圧14の位置検出を無視する。
Thus, the regenerative
そして、その信号を受けたのであれば位置検出の判断開始を行うので本来の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を確定することができるようになる。
If the signal is received, determination of position detection is started, so that the original positive zero
回生電圧検出手段8では、VTH1回生判定基準電圧17・VTH2回生判定基準電圧18を内部に持ち、その値と回生電圧13・回生電圧14を比較することで判定行う。
The regenerative voltage detection means 8 has a VTH1 regenerative determination reference voltage 17 and a VTH2 regenerative determination reference voltage 18 inside, and makes a determination by comparing the value with the
具体的には
VTH1回生判定基準電圧17=回生電圧係数*VDC
VTH2回生判定基準電圧18=回生電圧係数*VDC
であり、
0≦回生電圧係数≦1
を満たす実数である。上記、回生電圧係数を適切に設定すればよい。
Specifically,
VTH2 regeneration determination reference voltage 18 = regenerative voltage coefficient * VDC
And
0 ≦ Regenerative voltage coefficient ≦ 1
It is a real number that satisfies The regenerative voltage coefficient may be set appropriately.
また、回生電圧検出手段8では回生電圧13・回生電圧14の電圧をサンプリングする。すなわち、回生検出点15と回生検出点16である。
The regenerative voltage detection means 8 samples the
電流カット開始点である電気角X1・X3より、回生電圧検出手段8は電圧サンプリングを行い、回生検出点15と回生検出点16の電圧Vijを求める。この電圧Vijを図5を使って説明する。
The regenerative voltage detection means 8 performs voltage sampling from the electrical angles X1 and X3, which are current cut start points, and obtains the voltage Vij between the
図5は回生電圧検出手段8の電圧サンプリング動作を説明したものである。 FIG. 5 illustrates the voltage sampling operation of the regenerative voltage detection means 8.
図中のT=0が電流カット開始点の電気角X1・X3に相当する。 T = 0 in the figure corresponds to the electrical angles X1 and X3 of the current cut start point.
T=0より回生電圧検出手段8は、誘起電圧検出手段1の誘起電圧(この時点ではまだ回生電圧である)をサンプリングし始め、回生電圧が終了する回生電圧終了点19・回生電圧終了点22で回生終了信号を磁極位置検出手段2に対して創出する。T=0より、時間Tij31間隔で回生電圧の取込みであるVij回生検出点30を取得し、
V0j、V1j、V2j、・・・、Vij
毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、i、jは任意の自然数である。
From T = 0, the regenerative voltage detecting means 8 starts sampling the induced voltage of the induced voltage detecting means 1 (which is still the regenerative voltage at this time), and the regenerative voltage end point 19 and the regenerative voltage end point 22 at which the regenerative voltage ends. Thus, a regeneration end signal is generated for the magnetic pole
V0j, V1j, V2j, ..., Vij
The regenerative voltage is determined every time. Here, i and j are arbitrary natural numbers.
回生電圧の判定を行う場合には、
Vi=Σ(Vip)/(j+1) ;p=0→j
を求め、上記ViとVTH1またはVTH2と比較して、回生電圧を判定する。
When judging the regenerative voltage,
Vi = Σ (Vip) / (j + 1); p = 0 → j
And the regenerative voltage is determined by comparing Vi with VTH1 or VTH2.
すなわち、図3の場合には、
Vi ≧ VTH1
図4の場合には、
Vi ≦ VTH2
であれば、Viを回生電圧とみなす。上式の条件が成立している間は、磁極位置検出手段2は位置検出結果をすべて無視する。
That is, in the case of FIG.
Vi ≧ VTH1
In the case of FIG.
Vi ≦ VTH2
If so, Vi is regarded as a regenerative voltage. While the above condition is satisfied, the magnetic pole position detecting means 2 ignores all the position detection results.
そして、上式の条件が非成立となった時点で回生電圧検出手段8は磁極位置検出手段2に対して回生終了信号を送出し、磁極位置検出手段2はその信号をうけて、位置検出の判断を開始する。
When the above condition is not satisfied, the regenerative
磁極位置検出手段2としては、その回生終了信号を受けた時点で、先に説明した従来の判定基準で正ゼロクロス信号11・逆ゼロクロス信号12を求める。
The magnetic pole position detection means 2 obtains the positive zero
その位置確定が終了すれば、図3・図4のウエイト時間経過後の電気角X2において電流カットを終了し、位相転流(ベースPTNの切換)を行う。 When the position determination is finished, the current cut is finished at the electrical angle X2 after the elapse of the wait time in FIGS. 3 and 4, and phase commutation (switching of the base PTN) is performed.
次に、VDC再取込設定手段40の動作を説明する。
Next, the operation of the VDC
図5に示すように、VDC再取込設定手段40は、回生電圧検出手段8の回生検出動作継続時間をT=0より計測しており、
T=TRCV*n ;nは自然数
となるとVDC再取込検出信号を回生電圧検出手段8に対して送出する。
As shown in FIG. 5, the VDC
T = TRCV * n; When n is a natural number, a VDC reuptake detection signal is sent to the regenerative voltage detection means 8.
ここでTRCV(>0)は、VDC再取込指令時間間隔である。回生電圧検出手段8では、そのVDC再取込検出信号を受けて、現在の動作状態に係わらず回生電圧検出動作を
一時中断しVDCの再取込みを行う。
Here, TRCV (> 0) is the VDC retake command time interval. The regenerative voltage detection means 8 receives the VDC reuptake detection signal, temporarily suspends the regenerative voltage detection operation regardless of the current operation state, and retakes the VDC.
VDCの再取込みが終了すれば、そのVDCに基づいて、回生電圧検出手段8は回生電圧検出動作を再開する。
When the recapture of the VDC is completed, the regenerative
これにより、VDCの電圧変化率・リプル率が大きくても、所定時間毎にVDC電圧値を更新するのでその悪影響を小さく抑えることができる。 Thereby, even if the voltage change rate / ripple rate of the VDC is large, the VDC voltage value is updated every predetermined time, so that the adverse effect can be suppressed.
電圧変化率絶対値をσ(≧0)、電圧リプル率をξ(≧0)とすれば、
TRCV=Kσ1・σ+Kσ2
もしくは、
TRCV=Kξ1・ξ+Kξ2
で数式表記できる。
If the voltage change rate absolute value is σ (≧ 0) and the voltage ripple rate is ξ (≧ 0),
TRCV = Kσ1 ・ σ + Kσ2
Or
TRCV = Kξ1 ・ ξ + Kξ2
You can use mathematical expressions.
ここで、
Kσ1、Kξ1<0 Kσ2、Kξ2>0
を満たす実数である。
here,
Kσ1, Kξ1 <0 Kσ2, Kξ2> 0
It is a real number that satisfies
また、上記数式から求まるTRCVについて、上限値・下限値を設定してもよく、本数式の意味するところは、直流電圧変動が大きくなると、VDC再取込指令時間間隔TRCVを減少させることにある。 Further, an upper limit value and a lower limit value may be set for the TRCV obtained from the above formula, and the meaning of this formula is to decrease the VDC retake command time interval TRCV when the DC voltage fluctuation increases. .
即ち直流電圧への追従性を向上させることにより、回生電圧の誤検出を防止し、誘起電圧を正確に捉えることが可能となる。 That is, by improving the followability to the DC voltage, it is possible to prevent erroneous detection of the regenerative voltage and accurately capture the induced voltage.
直流電圧の最大値をVDCMAX、最小値をVDCMIN、平均値をVDCAVEとすれば、
ξ=(VDCMAX−VDCMIN)/VDCAVE
の関係が成立する。
If the maximum value of the DC voltage is VDCMAX, the minimum value is VDCMIN, and the average value is VDCAVE,
ξ = (VDCMMAX−VDCMMIN) / VDCAVE
The relationship is established.
VDC再取込指令時間間隔TRCVについて、図6を用いて別の観点より詳しく説明する。 The VDC retake command time interval TRCV will be described in detail from another viewpoint with reference to FIG.
図6(a)は直流電圧4を時間Tに対してプロットしたものであり、図6(b)は、図6(a)においてT=T1〜T2を拡大してプロットしたものである。
FIG. 6A is a plot of the
直流電圧32は周期2*ΔTDCを持ち、最大値VDCMAX、最小値VDCMINをとる準正弦波状波形である。その拡大図である直流電圧33において、時間T=T1で直流電圧33を取り込んだとし、その時の電圧値をVDCとすれば、回生電圧検出手段8の回生判定基準電圧は、図3の場合を考えると、回生判定基準電圧はVTH1であり、
VTH1=回生電圧係数*VDC
であり、上式で回生電圧係数≡RCV1(VTH1用)と定義すると
VTH1=RCV1*VDC
である。
The
VTH1 = Regenerative voltage coefficient * VDC
And the above formula defines the regenerative voltage coefficient ≡RCV1 (for VTH1): VTH1 = RCV1 * VDC
It is.
直流電圧33は時間と共に変化していくので、回生電圧13の回生検出点15の電圧値であるVijも直流電圧33と同数値で変化する。
Since the
この時、任意の時間T=T12をとると、その時間における直流電圧33は電圧値VDC12とし、この数値は上記回生判定基準電圧VTH1より同等以上が必要である。すな
わち、
VDC12 ≧ VTH1
を満足すればよい。
At this time, when an arbitrary time T = T12 is taken, the
VDC12 ≥ VTH1
Should be satisfied.
直流電圧33の電圧変化率絶対値の最大値をσMAX(≧0)とすれば、
ΔVDC=VDC−VDC12 (ΔVDC>0)
TRCV=T12−T1
とおくと、
ΔVDC≦σMAX*TRCV
となり、上式をTRCVについて整理する。
If the maximum value of the voltage change rate absolute value of the
ΔVDC = VDC−VDC12 (ΔVDC> 0)
TRCV = T12-T1
After all,
ΔVDC ≦ σMAX * TRCV
Then, the above equation is organized for TRCV.
VDC12=VDC−ΔVDC
≧VDC−σMAX*TRCV
≧VTH1
=RCV1*VDC
よって、上式の第2行目と第4行目より、
VDC−σMAX*TRCV≧RCV1*VDC
であるから、
TRCV≦VDC*(1−RCV1)/σMAX
である。
VDC12 = VDC-ΔVDC
≧ VDC−σMAX * TRCV
≧ VTH1
= RCV1 * VDC
Therefore, from the second and fourth lines of the above formula,
VDC-σMAX * TRCV ≧ RCV1 * VDC
Because
TRCV ≦ VDC * (1-RCV1) / σMAX
It is.
VDCの変化量を考えると、
TRCV≦VDCMIN*(1−RCV1)/σMAX
となる。
Considering the amount of change in VDC,
TRCV ≦ VDCMMIN * (1-RCV1) / σMAX
It becomes.
上式を満たすように、VDC再取込設定手段40はTRCVを設定する。
The VDC
図4の場合には、回生電圧14の回生検出点16で電圧値Vijは直流電圧VDCの電圧値が
VDC>0
であれば、
Vij = 0
を満たす。
In the case of FIG. 4, the voltage value Vij at the regenerative detection point 16 of the
If,
Vij = 0
Meet.
従って、
VTH2=回生電圧係数*VDC≧0
であるから、
Vij≦VTH2
を常に満足する。
Therefore,
VTH2 = regenerative voltage coefficient * VDC ≧ 0
Because
Vij ≦ VTH2
Always satisfied.
以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、3相ブラシレスDCモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスDCモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施例の変更・追加・削除は可能である。 As described above, the motor control device according to the present invention has been described by taking a three-phase brushless DC motor as an example, but the concept is the same for application to a single-phase brushless DC motor, and the gist of the present invention is as follows. The embodiment can be changed, added, or deleted as appropriate without departing from the concept and scope of claims.
1 誘起電圧検出手段
2 段磁極位置検出手段
3 電圧制御手段
4 直流電圧
5 PWM制御手段
6 直流交流変換手段
7 ブラシレスDCモータ(BLM)
8 回生電圧検出手段
9 相電流
10 誘起電圧
11 正ゼロクロス信号
12 逆ゼロクロス信号
13 回生電圧
14 回生電圧
15 回生検出点
16 回生検出点
17 回生判定基準電圧
18 回生判定基準電圧
19 回生電圧終了点
22 回生電圧終了点
20 相電流
21 相電流
30 回生検出点
31 回生検出時間間隔
32 直流電圧
33 直流電圧
40 VDC再取込設定手段
DESCRIPTION OF
8 Regenerative voltage detection means 9 Phase current 10
Claims (7)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004365713A JP2006174643A (en) | 2004-12-17 | 2004-12-17 | Motor controller |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004365713A JP2006174643A (en) | 2004-12-17 | 2004-12-17 | Motor controller |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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Family
ID=36674773
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country | Link |
---|---|
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009075071A2 (en) | 2007-12-10 | 2009-06-18 | Panasonic Corporation | Inverter controller, and motor driving device, electric compressor and electric home appliance using the inverter controller |
RU2592264C2 (en) * | 2011-06-13 | 2016-07-20 | Спаль Аутомотиве С.Р.Л. | Electrically driven module |
-
2004
- 2004-12-17 JP JP2004365713A patent/JP2006174643A/en active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US8212504B2 (en) | 2007-12-10 | 2012-07-03 | Panasonic Corporation | Conduction angle control of brushless motor |
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