JP2006140735A

JP2006140735A - 平面アンテナ

Info

Publication number: JP2006140735A
Application number: JP2004328044A
Authority: JP
Inventors: Kisho Odate; 舘紀章大; Shuichi Sekine; 根秀一関
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2004-11-11
Filing date: 2004-11-11
Publication date: 2006-06-01

Abstract

【課題】インピーダンスを低くでき、小型化および低コスト化を実現できる。
【解決手段】平面アンテナは、地板１における所定の端辺２から所定形状に切り込まれて形成された切り込み部３を有する。切り込み部３のみ折り返し構造にすることで、インピーダンスを下げることができ、インピーダンス変換回路などの別の回路を設けなくても、50Ωの給電線路に整合させることができ、構造を簡略化できて、コスト削減を図れる。
【選択図】図１

Description

本発明は、携帯無線機、無線LANおよび車載アンテナなどに広く用いることが可能な平面アンテナに関する。

携帯電話やノート型PCなどの携帯端末で無線通信を行うためには、携帯端末内に内蔵アンテナを設ける必要がある。内蔵アンテナは、携帯端末を落下してもアンテナは破損しにくいこと、アンテナにより携帯端末のデザインが影響を受けないこと、小型化を実現して持ち運びが容易であるなどの利点がある。

内蔵アンテナの一つとして、地板に切り込み部を設けた、いわゆるノッチアンテナが提案されている（特許文献１参照）。ノッチアンテナは平面構成であり、地板に切り込みを設けるだけでよいことから、容易に設計でき、かつ低コストなアンテナとして知られている。

しかしながら、ノッチアンテナは、モノポールアンテナの補対構造であるために、入力インピーダンスが高く、数百Ωになることから、50Ωの給電線路に整合しにくいという性質がある。

そこで、地板の周囲から地板の内側にオフセットした位置で給電して入力インピーダンスの整合を改善している。すなわち、一般的なノッチアンテナは、給電点の位置が地板の内側となる。このため、線状アンテナのように自由度の高い小型化を実現することが難しいという問題がある。線状アンテナの代表的なモノポールアンテナでは、エレメントを螺旋状にして、小型化を実現することは、給電点が固定であるために容易である。このとき、螺旋の形状は自由にすることが可能であり、アンテナ形状がどのようであれ、給電点は固定となる。従って、製品の最終工程でアンテナ形状を調整することは容易である。

しかしながら、ノッチアンテナの場合には、小型化を実現するために、切り込みの形状を変化させると、給電点の位置も変化してしまう。このため、小型化を実現するにあたって、切り込みの形状の自由度が小さいという問題がある。また、給電点をオフセットしないで、インピーダンス変換回路を用いて整合特性を改善することも出来るが、インピーダンス変換回路のコストが増大してしまうという問題がある。

一方、内蔵アンテナとして、地板に逆Fアンテナと逆Lの導体を取り付けた平面アンテナも考案されている（非特許文献１参照）。このアンテナは、ノッチアンテナとは異なるが、地板に切り込みを構成した平面アンテナと見ることが出来るので、ノッチアンテナに類似している。このアンテナを小型化する場合には、給電点を固定したまま、逆Fアンテナと逆Lの導体の形状を変化させることで可能である。しかし、このアンテナの問題点として、アンテナを地板の端に設置する必要がある。従って、ノッチアンテナのように設置場所の自由度が無く、小さな携帯端末に内蔵するアンテナとして設計しにくいという問題がある。
特表2001-523414公報土田、玉熊、岩崎、"広帯域平面アンテナ"、電子情報通信学会総合大会、B-1-204、2004年

このように、従来のノッチアンテナにおいては、給電点の位置が地板の内側になるという制限があり、切り込みの形状に対する柔軟性が小さいという問題があった。また、インピーダンス変換回路を用いる場合には、コストが増大する問題があった。また、逆Fアンテナと逆Lの導体を組み合わせるアンテナでは、アンテナの設置場所が限定される問題があった。その他、高整合特性、高効率特性、高利得特性、高アイソレーション特性、これらの広帯域特性、小型化、軽量化、低コスト化、多素子化、などが課題となっている。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、インピーダンスを低くでき、小型化および低コスト化を実現可能な平面アンテナを提供することにある。

本発明の一態様によれば、少なくとも一つの端辺から所定形状に切り込まれて形成された切り込み部を有する第１の導体板と、前記切り込み部の形状に沿って前記第１の導体板と分離して形成される第２の導体板と、前記切り込み部の形成された前記第１の導体板の端辺上に配置され、前記第２の導体板に給電を行う給電点と、前記切り込み部の形成された前記第１の導体板の端辺上に配置され、前記第１および第２の導体板を電気的に分離する開放端と、を備える。

本発明によれば、インピーダンスを低くでき、小型化および低コスト化を実現できる。

以下、図面を参照しながら、本発明の一実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る平面アンテナの概略形状を示す図である。図１の平面アンテナは、地板１における所定の端辺２から所定形状に切り込まれて形成された切り込み部３を有する、いわゆるノッチアンテナであり、50Ωの給電線路に整合可能であることを特徴とする。

図１のノッチアンテナは、所定形状の切り込み部３が形成された地板１と、地板１と分離して切り込み部３の内部に配置される導体部４と、端辺２上に配置されて導体部４に給電点を行う給電点５と、端辺２上に配置されて地板１と導体部４とを電気的に分離する開放端６とを備えている。

導体部４は、地板１の一部を用いて形成されるが、地板１とは電気的に絶縁されている。地板１は、平面状の導体板からなり、導電性のよい材料であれば、どのような材料（例えば、銅、Alおよび鉄など）を用いてもよい。地板１は、導体と誘電体からなる誘電体基板でもよい。この場合、誘電体の誘電率を考慮してノッチアンテナの寸法を調整すればよい。導体板の代わりに、電気回路や無線回路等が搭載される回路基板を用いてもよい。回路基板が複数層で形成されており、接地として利用される導体層が存在する場合には、この導体層を地板１として利用してもよい。

なお、地板１の厚さは、使用する電波の波長に比べて十分に薄ければよく、例えば10分の１波長程度以下の厚さであれば特に制限はない。

切り込み部３は、地板１上の導体が存在しない領域である。切り込みの幅は、地板１の厚さと同様に、使用する電波の波長に比べて十分に小さければよく、例えば10分の１波長程度以下の幅にすればよい。

給電点５は、切り込み部３の形成された地板１の端辺上に配置され、導電部に給電を行う。図２は給電点５の構造を詳細に示す斜視図であり、給電線路に同軸線路を用いる例を示している。同軸線路の外導体７は地板１に接地され、内導体８は導体部４に接続されている。このように、給電点５は、地板１と導体部４との間に電位差を与えるように給電を行う。図３は図２の地板１（導体板）を誘電体２３の基板上に形成した例を示す図である。

給電線路として、同軸線路以外の線路（例えば、マイクロストリップ線路やコプレナー線路など）を用いることも可能である。同軸線路以外の線路を用いる場合も、同軸線路と同様の給電を行う。

図４は、給電線路にマイクロストリップ線路２６を用いた例を示している。導体板１の上に誘電体基板を設置し，その上にマイクロストリップ線路２６が形成されている。マイクロストリップ線路２６の一端は，高周波電源２７に接続される。ここで，高周波電源２７とは，マイクロストリップ線路２６への給電点を表しており、マイクロストリップ線路２６へ高周波信号を供給したり、マイクロストリップ線路２６から入力される高周波信号を受信する。なお、高周波電源２７は、図示していないが無線回路に接続される。マイクロストリップ線路２６のもう一端は，給電点において導体板１（小さいほう）に接続される。その結果，導体板１（大きいほう）と導体板１（小さいほう）の間に電位差を与えることとなり、アンテナの給電点が形成される。なお、誘電体基板の大きさは大きくても小さくてもどちらでも良い。

図２に戻り、導体部４を挟んで給電点５と対向配置される場所は開放端６であり、導体部４と地板１とが所定距離を隔てて対向配置されている。

次に、図１のノッチアンテナの動作原理について説明する。まず、一般的なノッチアンテナが高インピーダンスになる理由について説明する。図５（ａ）は一般的なノッチアンテナの概略形状を示す図、図５（ｂ）はノッチアンテナと電磁界的に補対となるモノポールアンテナの概略形状を示す図である。ここで、補対構造は、ノッチアンテナの切り込み９の形状とモノポールアンテナの素子１０の形状が同一となる場合に成り立つものである。

図５（ａ）および図５（ｂ）の形状において、ノッチアンテナの入力インピーダンスをZn、モノポールアンテナの入力インピーダンスをZmとする。このとき、補対関係にあるアンテナのインピーダンスの積は一定となる性質がある。なお、積の値は(60π)^2（Ω）である。これを式で表すと以下の（１）式で表される。

Zn×Zm＝(60π)^2（Ω） …（１）
図５（ｂ）に示すようなモノポールアンテナの入力インピーダンスは、共振周波数においてZm≒75Ω程度である。従って、図５（ａ）に示すノッチアンテナのインピーダンスはZn≒473Ωとなり、高インピーダンスになる。従って、ノッチアンテナは50Ωの給電線路には整合しない。.
なお、以上の補対の関係は、厳密には、地板１の大きさが無限の場合に成り立つ関係であり、有限の大きさの地板１だと、誤差が生じる。ただし、誤差が生じても、ノッチアンテナが高インピーダンスになることは変わらない。

ここで、本実施形態のノッチアンテナは、図1に示すような折り返し構造を採用している。図６は図１のノッチアンテナの補対構造を示す図である。図６に示す補対構造は、折り返しモノポールアンテナとなっている。折り返しモノポールアンテナは、モノポールアンテナの入力インピーダンスを大きくすることが出来るアンテナである。２本の線状素子２０，２１の太さと２本の線状素子２０，２１の間隔を調整することにより、モノポールアンテナのインピーダンスを1倍から50倍程度まで増加することが出来る。

図１のアンテナと図６の折り返しモノポールアンテナとは補対の関係にあり、上述した（１）式の関係を満たすため、図６の折り返しモノポールアンテナのインピーダンスが大きくなるように調整すれば、その補対の構造である図１のアンテナのインピーダンスを下げることができる。

より具体的には、図６の折り返しモノポールアンテナの入力インピーダンスを710Ω程度に調整し、その補対の構造になるように図１のアンテナの切り込み部３と導体部４を調整することにより、図１のアンテナのインピーダンスを50Ωの給電線路に整合させることができる。

図７は本実施形態のノッチアンテナの入力インピーダンスをスミスチャート上に表した図である。この図はモーメント法の電磁界解析で求めた特性を示している。周波数は1.7〜2.7GHzの範囲を表し、スミスチャートの中心が50Ωの入力インピーダンスを表している。図７より、図１のノッチアンテナは、オフセット給電を行わなくても50Ωの給電線路に整合可能であることがわかる。

このように、本実施形態のノッチアンテナは、切り込み部３のみ折り返し構造にすることで、インピーダンスを下げることができ、インピーダンス変換回路などの別の回路を設けなくても、50Ωの給電線路に整合させることができ、構造を簡略化できて、コスト削減を図れる。

図８は図１の第１の変形例を示すノッチアンテナの形状を示す図である。図８のノッチアンテナは、切り込み部３の形状がＬ字状であり、導体部４の形状も、切り込み部３の形状に沿ってＬ字状に形成されている。図８の構造の場合、切り込み部３の切り込み深さを短縮できるため、ノッチアンテナの小型化が可能となる。例えば、回路基板を用いて地板１を形成する場合、回路基板上の実装部品を避けて切り込み部３と導体部４を形成でき、アンテナ形状に対する制限を緩和できる。

なお、切り込み部３の形状は図１や図８に示すものに限定されず、図８よりもさらに複雑な形状の切り込み部３と導体部４を形成してもよい。

図９は図１の第２の変形例を示すノッチアンテナの形状を示す図である。図９のノッチアンテナは、切り込み部３が地板１の隣接する２辺に形成されており、導体部４も、切り込み部３の形状に沿って地板１の２辺に沿って形成されている。図９のノッチアンテナの場合、切り込み部３の端部に設けられる給電点５と開放端６が地板１の同一端辺上になく、隣接する２端辺上にある。また、切り込み部３と導体部４は直線状に形成されておらず、曲線で形成されている。したがって、切り込み部３の対向する２辺も平行ではない。図９のような形状であっても、切り込み部３のサイズと位置を調整することにより、50Ωの給電線路に整合させることが可能なインピーダンスに設定できる。

図８や図９のように切り込み部３の形状を種々変更することにより、放射パターンを制御することができる。この理由は、切り込みに沿って磁流が流れ、この磁流を波源として、放射パターンが決まるからである。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、切り込み部３により切り取られる地板１の長さを、送受信される無線信号の波長の１／４（λ/4）に設定するものである。

図１０は本発明の第２の実施形態に係るノッチアンテナの概略形状を示す図である。図１０のノッチアンテナは、基本的な形状は図１と同様であるが、切り込み部３により切り取られる地板１の長さを、送受信される無線信号の波長の１／４（λ/4）に設定している。

ここで、地板１の長さとは、切り込み部３が形成された地板１の端辺から測定した長さである。より具体的には、図１や図１０のように長方形の切り込み部３の場合、地板１の端辺から切り込み部３の最深部までの長さであり、図８のようにＬ字状の切り込み部３の場合、地板１の端辺からＬ字に曲がった先の切り込み部３の最深部までの長さである。

本実施形態のノッチアンテナは、折り返しモノポールアンテナの補対構造であり、折り返しモノポールアンテナが共振するのは、モノポールの長さがλ/4となったときである。従って、本発明のノッチアンテナにおいても、折り返し構造の切り込みによって切り取られる地板１の長さをλ/4とすることで、動作周波数、言い換えれば、50Ωの給電線路に整合する周波数を設定することが可能となる。

このように、第２実施形態では、切り込み部３により切り取られる地板１の長さを動作周波数の波長/4に設定することで、50Ωの給電線路に整合させつつ、所望の動作周波数で共振させることができる。従って、整合回路などを用いることなく、所望の動作周波数を設定でき、低コスト化および小型化が可能となる。

モノポールアンテナは、λ/4の整数倍の長さが変化した場合でも、共振特性が発生する。従って、切り込み部３により切り取られる地板１の長さがλ/4×n（nは整数）であっても、同様に動作周波数の設定をすることが可能となる。このような長いノッチを用いると、アンテナが大きくなってしまうが、放射パターン制御や高利得化が実現しやすいなどの利点がある。

なお、本実施形態では、折り返し構造の切り込みによって切り取られる地板１の長さをλ/4として説明してきた。この条件を別の見方で説明すると、給電点５から開放端６までの切り込みの全長がλ/4×2=λ/2となる条件とも等価である。従って、上述した図９に示すような曲線形状の切り込み部３を有する場合には、折り返し構造の切り込みの全長がλ/2となることが条件となる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態は、切り込み部３の内部に形成される導体部４と地板１との間隔を調整するものである。

図１１は本発明の第３の実施形態に係るノッチアンテナの概略形状を示す図であり、切り込み部３の周辺の構造を拡大表示したものである。図１１のノッチアンテナは、切り込み部３の切り込み方向に伸びる導体部４の第１端辺と第２端辺のうち、第１端辺と地板１の対向配置される端辺との間隔１１と、第２端辺と地板１の対向配置される端辺との間隔１２とを、互いに相違させている。図１１のような構造にし、両間隔１１，１２を調整することにより、50オームの給電線路に整合可能な入力インピーダンスが確実に得られる。以下に詳細に説明する。

図１１のノッチアンテナは、折り返しモノポールアンテナと補対の関係にある。折り返しモノポールアンテナでは、インピーダンスを増大させるインピーダンス変換比を、平行な2本の線状素子それぞれの太さと2本の線状素子の素子間隔とによって調節することができる。従って、本実施形態の折り返しノッチアンテナにおいても、導体部４の両側に設けられる間隔１１，１２の幅を互いに変えることで、ノッチアンテナの入力インピーダンスを調節することが可能である。

図１２は導体部４の両側の間隔１１，１２の幅と入力インピーダンスの抵抗値との関係の一例を示す図である。この値は、2GHz帯の周波数で導出したものである。なお、以下の（２）式の関係が成り立つ。

間隔１１の幅＋導体の幅＋間隔１２の幅＝一定の条件
図１２に示すように、間隔１１の幅を大きくすると抵抗値は高くなり、間隔１２の幅を大きくすると抵抗値は低くなる。従って、間隔１１，１２の幅を変えることで、ノッチアンテナのインピーダンスを制御することができるようになる。

なお、本実施形態の技術は、地板１の大きさが有限となる場合に有効である。このときには、折り返しモノポールアンテナと折り返しノッチアンテナの補対関係の誤差が大きくなり、折り返しノッチアンテナのインピーダンスを予測しにくい。このような場合に、特に有効となる。

以上に説明したように、第３の実施形態では、切り込み部３の内部に形成された導体部４の両側に設けられる間隔１１，１２の幅を変えることによって、入力インピーダンスを調節することが出来る。従って、小型の地板１にノッチアンテナを設置した場合のインピーダンス変動を制御することができるようになる。

また、ノッチの形状を、例えばL 字のように、変形した場合にも、同様に、間隔１１，１２の幅を変えることで、インピーダンスを制御することが可能である。

（第４の実施形態）
第４の実施形態は、給電点５を開放端６よりも地板１の端辺の中央寄りに設けるものである。図１３は本発明の第４の実施形態に係るノッチアンテナの概略形状を示す図である。図１３のノッチアンテナは、切り込み部３が形成された地板１の端辺の中央位置１４の近くに給電点５を配置し、中央位置１４から遠くに開放端６を配置している。このような構造により、有限サイズである小型の地板１の影響を少なくすることが可能となる。以下に詳細に説明する。

図１３のノッチアンテナでは、給電点５の近傍に強い電流分布を有する特徴がある。これは一般的なアンテナと同様であり、給電点５近傍の電流分布が一番強く、給電点５から離れるに従って、徐々に小さくなる。従って、給電点５近傍に十分な大きさの地板１が存在しない場合には、アンテナ性能が大幅に変化してしまう可能性がある。また、ノッチアンテナの補対関係の折り返しモノポールアンテナとの関係も大きく崩れることとなってしまう。

本実施形態のノッチアンテナでは、給電点５の配置される近傍の地板１のサイズが大きくなるように給電点５を配置している。したがって、有限地板１の影響を最小限にすることが可能となる。

以上に説明したように、第４の実施形態によるノッチアンテナでは、給電点５と開放端６の相対的な配置位置を決定することによって、有限地板１の影響を最小限とし、有限地板１の影響で生じるアンテナ性能の変化を最小限にすることが可能である。

なお、切り込みの形状が変形している場合でも、同様に、給電点５と開放端６の相対的な位置を設定することで、同様な効果を得ることが出来る。

（第５の実施形態）
第５の実施形態は、切り込み部３とは別個に、二次切り込み部を設けるものである。図１４は本発明の第５の実施形態によるノッチアンテナの概略形状を示す図である。図１４のノッチアンテナは、端辺に形成された二次切り込み部１５を有する。このような二次切り込み部１５を設けることにより、地板１上の電流分布を制御することができる。

ノッチアンテナの特性は、切り込みに流れる磁流の特性で決定されるが、有限の地板１を用いた場合には、地板１上に流れる電流分布にも影響する。つまり、有限の大きさの地板１を用いた場合には、アンテナの入力インピーダンスや放射パターンが地板１上に存在する電流分布によって大きく影響を受けることとなる。これは、携帯無線機の小型化が進むと、特に問題となってくる。

本実施形態では、地板１に二次切り込み部１５を設けることにより、地板１上の電流分布を制御し、これにより、アンテナの入力インピーダンスや放射パターンといった特性を可変することができる。なお、二次切り込み部１５を設ける場所は、特に問わないが、地板１の端辺から切り込んで二次切り込み部１５を形成するのが望ましい。

ここで、地板１上の電流は、地板１の周辺部、つまり、地板１の辺に近い部分に強く存在している。従って、本実施形態のように、地板１の端辺から切り込まれた二次切り込み部１５を設けると、地板１上の電流分布を大幅に変更でき、アンテナの入力インピーダンスや、放射パターンといった特性を制御できるようになる。

以上に説明したように、第５の実施形態では、地板１の端辺から切り込まれた二次切り込み部１５を設けるため、地板１上の電流分布を制御し、アンテナ特性を制御できるようになる。なお、二次切り込み部１５の形状に関する制限は無い。また、二次切り込み部１５を地板１の複数箇所に設けて、アンテナ特性の制御を行ってもよい。

（第６の実施形態）
第６の実施形態は、第５の実施形態の変形例であり、二次切り込み部を設ける場所を特定するものである。

図１５は本発明の第６の実施形態に係るノッチアンテナの概略形状を示す図である。図１５のノッチアンテナは、開放端６に隣接する地板１の辺に二次切り込み部１５を設けている。このような構造により、ノッチアンテナを広帯域化することが可能となる。以下、詳細に説明する。

本実施形態の二次切り込み部１５は、切り込み部３の開放端６に隣接する地板１の端辺上に設けられ、地板１上の電流分布を制御する。このような電流分布の制御を行うことで、広帯域特性を有する自己補対アンテナの電流分布に類似することになる。従って、ノッチアンテナの広帯域特性が実現できる。

図１６は自己補対アンテナの概略形状を示す図である。図１６のアンテナは、図１のノッチアンテナを、給電点５と開放端６の位置する地板１の端辺を軸として180度回転させた構造になっている。したがって、図１のアンテナは、図１６の自己補対アンテナの変形であるともみなせる。

自己補対アンテナは一般に、インピーダンスの広帯域特性を有するアンテナとしてよく知られている。従って、自己補対アンテナに類似した特徴を持たせることで、帯域幅特性を広くすることが出来ると考えられる。

そこで、図１のアンテナと図１６の自己補対アンテナとの類似度を調べる評価方法として、アンテナ特性を決定する地板１上の電流分布の比較を行った。その結果、図１７に示すような特性が得られた。

図１７（ｂ）は図１６のアンテナにおける端辺ＡＢの電流振幅特性図、図１７（ｃ）は図１６の端辺ＡＢの電流位相特性図である。また、図１７（ｅ）は図１のアンテナにおける端辺ＡＢの電流振幅特性図、図１７（ｆ）は図１のアンテナにおける端辺ＡＢの電流位相特性図である。ここで、端辺ＡＢは、切り込み部３が形成された地板１の端辺に隣接する端辺である。

ここで、切り込み部３の開放端６の位置する端辺に隣接する端辺ＡＢの電流分布を調べる理由は、開放端６に隣接する辺において、最も電流分布に大きな違いがあるためである。電流振幅は正規化して示してある。電流位相のグラフは、縦軸の位相のメモリを全てのグラフで同じにしているので、相対的に比較できるようにしている。

図１６に示す自己補対アンテナの場合、電流の振幅が小さくなる部分が辺の中央付近に存在している。また、その電流振幅の小さくなる部分の前後で、電流位相が大きく変化していることもわかる。
一方、図１に示す折り返し構造を有するノッチアンテナの場合、端辺の中央付近に電流の振幅が急激に小さくなる部分が存在していない。また、電流位相もなだらかに変化する分布になっている。

以上のように、図１に示す折り返し構造を有するノッチアンテナは、図１６に示す自己補対アンテナの放射素子を折り曲げただけの構造であるが、地板１上の電流分布は異なり、従って、自己補対アンテナと同様の広帯域特性が得られないおそれがある。

そこで、本実施形態では、図１５に示すように、開放端６に隣接する地板１の辺に二次切り込み部１５を設け、電流分布の制御を行っている。

図１８は、二次切り込み部１５を設けた効果を示すために、切り込みの長さに対する周波数帯域幅を示す図である。ここで、周波数帯域幅は、VSWRが2以下となる帯域幅として定義している。

なお、VSWRは、給電線路の特性インピーダンスを50Ωとした場合で評価している。VSWRが2以下の場合とは、給電線路とアンテナとの不整合損が0.5dB以下となる範囲であり、アンテナの動作範囲としてよく使用される値である.図１８より、切り込みの長さが0mmに対して、切り込み長さ30mmとすることで、帯域幅は約1.5倍と広帯域化が実現できていることがわかる。

二次切り込み部１５の切り込み長さは、アンテナの設置位置や、アンテナ形状、地板１の大きさなどによっても影響を受ける。ただし、切り込みの長さをλ/4程度とすることで、切り込みの部分に大きな電流分布の変化が発生し、大幅な特性改善が期待できる。

また、切り込みの形状は、任意の形状を採用することが可能である。ここでは、長方形の切り込みの形状を用いた。L字の形状であっても、曲線状の形状であっても、同様な効果が期待できる。

図１９は開放端６の形成された地板１の端辺に隣接する端辺に二次切り込み部１５を設けた場合の電流分布を示す図である。ここでは、広帯域化が実現されている場合の電流分布である。図１９（ｂ）は図１９（ａ）の端辺ＡＢ（開放端６が形成された端辺に隣接する端辺）における電流振幅特性図、図１９（ｃ）は端辺ＡＢにおける電流位相特性図である。

図１７の自己補対アンテナの電流分布と比較すると、電流振幅は辺の中央付近で小さくなり、自己補対アンテナの電流振幅に類似する。また、位相分布は、辺の中央付近で急激に変化している点も類似している。従って、図１５のノッチアンテナは、図１のノッチアンテナに二次切り込み部１５を設けることにより、図１６の自己補対アンテナの電流分布に類似した特性が得られる。その結果、自己補対アンテナと同様の広帯域特性が得られ、周波数帯域幅特性が改善されたといえる。

以上に説明したように、第６の実施形態の自己補対アンテナでは、二次切り込み部１５を開放端６の形成された地板１の端辺に隣接する端辺に設けるため、自己補対アンテナに類似した電流分布特性が得られる。その結果、本実施形態のノッチアンテナの広帯域化が実現される。

また、平面構造で広帯域特性を実現するため、携帯無線機の小型化が可能である。さらに、二次切り込み部１５を設けるだけで、他に何も加工等を行わなくてよいため、ノッチアンテナの切り込みと同様に製造でき、低コスト化が可能である。また、切り込みを入れることにより、アンテナの軽量化が可能となる。また、広帯域特性が実現されるので、地上波TV受信、UWB（Ultra Wide Band）などの広帯域システムへの適用が可能となる。

なお、以上の説明は、地板１の形状が長方形の場合で説明を行ったが、任意の形状の地板１にも適用することが可能である。

また、切り込み部３は、何も存在しない部分として説明してきたが、切り込み部３に電気的に空気に近い媒質定数の物質を充填してアンテナ部分を固定することが可能である。これにより、携帯無線機の落下に対するアンテナの故障に耐性を持たせることも可能である。また、切り込み部３に誘電体や磁性体を用いることもできる。この場合、切り込みを流れる磁流の波長短縮が生じるので、誘電率、あるいは、透磁率にあわせて、切り込みの長さを調節すればよい
この他、本実施形態のアンテナを地板１に２つ以上搭載し、ダイバーシチやアダプティブアンテナとして用いることも出来る。２つ以上のアンテナを同一平面状に構成することが可能であり、小型化に有効である。また、MIMO(Multiple Input Multiple Output)においても、本実施形態の平面アンテナを用いて複数のアンテナを構築すれば、小型化が可能となる。

また、車、電車、飛行機などでは、移動に伴うアンテナの破損を回避するために、内蔵アンテナが要求される場合が多い。そこで、本実施形態のノッチアンテナを用いることで、十分小型な内蔵アンテナを実現することが可能である。

また、人体に密着させて使用する無線タグ用のアンテナは、薄型化が要求されるため、本実施形態のアンテナを用いることは有効である。また、この場合、地板１を湾曲させることで、人体の形状に合わせて密着してアンテナを装着することが可能であり、アンテナが人体から突起しない形状となり、非常に有効となる。なお、人体に密着させて使用する場合には、人体とアンテナの干渉によって、アンテナ特性が変化する場合がある。これを回避するためには、あらかじめ人体がある前提でアンテナを設計すればよい。あるいは、アンテナと人体の間に導体板や誘電体板などを配置して、人体の影響を軽減することが望ましい。

また、本発明は、放射特性を電気的に可変なチューナブルアンテナへの応用も可能である。チューナブルアンテナとは、アンテナの一部に電気特性可変素子を有し、その可変素子を制御することによって、放射パターンや、入力インピーダンスといったアンテナ特性を可変させることが可能なものをいう。

ここで、可変素子とは、高周波スイッチ、可変容量、可変インダクタンス、可変抵抗など、任意の可変素子、および、受動素子の組み合わせで実現することが可能である。なお、これらの可変素子は、半導体素子やMEMSなどを用いて構成しても良い。

本実施形態のノッチアンテナでは、切り込みの一部に可変素子を取り付けることでアンテナ特性を可変することが可能となる。ここで、アンテナが地板１上に形成されているので、可変素子を同一平面状に構成することが出来る。従って、可変素子を取り付けるためのほかの部品を必要としない。また、可変素子を取り付けても、平面でアンテナを構成することが出来るといった特徴を有する。

なお、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１の実施形態に係る平面アンテナの概略形状を示す図。給電点５の構造を詳細に示す図。本発明の第１の実施形態に係る平面アンテナの概略形状を示す図であって、図２の地板（導体板）を誘電体の基板に形成したことを示す図。本発明の第１の実施形態に係る平面アンテナの概略形状を示す図であって、給電線路にマイクロストリップ線路を用いた例を示す図。（ａ）は一般的なノッチアンテナの概略形状を示す図、（ｂ）はノッチアンテナと電磁界的に補対となるモノポールアンテナの概略形状を示す図。図１のノッチアンテナの補対構造を示す図。本実施形態のノッチアンテナの入力インピーダンスをスミスチャート上に表した図。図１の第１の変形例を示すノッチアンテナの形状を示す図。図１の第２の変形例を示すノッチアンテナの形状を示す図。本発明の第２の実施形態に係るノッチアンテナの概略形状を示す図。本発明の第３の実施形態に係るノッチアンテナの概略形状を示す図。導体部４の両側の間隔１１，１２の幅と入力インピーダンスの抵抗値との関係の一例を示す図。本発明の第４の実施形態に係るノッチアンテナの概略形状を示す図。本発明の第５の実施形態によるノッチアンテナの概略形状を示す図。本発明の第６の実施形態に係るノッチアンテナの概略形状を示す図。自己補対アンテナの概略形状を示す図。（ａ）〜（ｆ）は図１と図１６のアンテナの特性図。切り込みの長さに対する周波数帯域幅を示す図。（ａ）〜（ｃ）は開放端６の形成された地板１の端辺に隣接する端辺に二次切り込み部１５を設けた場合の電流分布を示す図。

符号の説明

１地板
２端辺
３切り込み部
４導体部
５給電点
６開放端
１５二次切り込み部

Claims

少なくとも一つの端辺から所定形状に切り込まれて形成された切り込み部を有する第１の導体板と、
前記切り込み部の形状に沿って前記第１の導体板と分離して形成される第２の導体板と、
前記切り込み部の形成された前記第１の導体板の端辺上に配置され、前記第２の導体板に給電を行う給電点と、
前記切り込み部の形成された前記第１の導体板の端辺上に配置され、前記第１および第２の導体板を電気的に分離する開放端と、を備えることを特徴とする平面アンテナ。
前記切り込み部の切り込み深さは、送受信される無線信号の動作周波数の（波長×ｎ）／４（ただし、ｎは１以上の整数）であることを特徴とする請求項１に記載の平面アンテナ。
前記切り込み部における前記給電点から前記開放端までの全長は、送受信される無線信号の動作周波数の（波長×ｎ）／２（ただし、ｎは１以上の整数）であることを特徴とする請求項１に記載の平面アンテナ。
前記切り込み部は、前記第１の導体板の一つの端辺に接するように形成され、この端辺上に前記給電点および前記開放端が設けられることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の平面アンテナ。
前記切り込み部は、前記第１の導体板の異なる２つの端辺に接するように形成されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の平面アンテナ。
前記切り込み部の切り込み方向に伸びる前記第２導体板の第１端辺および第２端辺のうち、前記第１端辺に対向配置される前記第１導体板の端辺と前記第１端辺との間隔は、前記第２端辺に対向配置される前記第１導体板の端辺と前記第２端辺との間隔と異なることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の平面アンテナ。
前記給電点および前記開放端は、前記第１の導体板の同じ端辺上に形成され、前記給電点は前記開放端よりも該端辺の中央寄りに形成されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の平面アンテナ。
前記第１の導体板は、前記切り込み部とは別個に、少なくとも一つの端辺から所定形状で切り込まれて形成された二次切り込み部を有することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の平面アンテナ。
前記二次切り込み部は、前記開放端を有する端辺と異なる端辺に設けられ、該端辺は、前記開放端から見て前記給電点とは異なる方向に前記開放端を有する端辺と繋がる端辺であることを特徴とする請求項８に記載の平面アンテナ。
前記給電点に接続される50オームの給電線路に整合するインピーダンスを給電点と給電線路の間に有することを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の平面アンテナ。