JP2006138691A

JP2006138691A - 漏洩電流検出方法及び漏洩電流検出装置

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Publication number: JP2006138691A
Application number: JP2004327302A
Authority: JP
Inventors: Takashi Kako; 尚加來; Atsushi Takigawa; 淳瀧川
Original assignee: NETINDEX Inc
Current assignee: NETINDEX Inc
Priority date: 2004-11-11
Filing date: 2004-11-11
Publication date: 2006-06-01
Anticipated expiration: 2024-11-11
Also published as: JP4563144B2

Abstract

【課題】電力供給システムに於ける漏洩電流検出方法及び漏洩電流検出装置に関し、ＺＣＴの検出信号のみを用いて、抵抗性漏洩電流を迅速且つ精度良く検出する。
【解決手段】電力供給システムの接地線に流れる電流を検出するＺＣＴの検出信号のみを入力して、抵抗性漏洩電流を検出処理する漏洩電流検出方法及び漏洩電流検出装置であって、ＺＣＴの検出信号を入力して、周波数情報を抽出し、この周波数情報に従った検出信号のｎ次の高調波成分についての振幅及び位相のパラメータを含む漏電波形パラメータを抽出する漏電波形パラメータ抽出部２と、漏電波形パラメータと出力パラメータとの誤差分を抽出する誤差抽出部４と、この誤差抽出部４による誤差分を零に近づけるように、出力パラメータを補正処理して漏電経路を含む漏電システム同定処理を行って、抵抗性漏洩電流を推定検出するシステム同定回路部３とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種の電気設備管理分野又は電気工事分野に於ける抵抗性漏電電流を検出する漏電電流検出方法及び漏洩電流検出装置に関する。

各種の電力供給システムに於ける電圧変換の為のトランスの結線構成としては、例えば、図４０に示すΔΔ結線があり、ＶＣＡ，ＶＢＣ，ＶＡＢは一次側のＡ相、Ｂ相、Ｃ相の相間電圧、ＩＡ，ＩＢ，ＩＣは各相の電流、ＥＵ，ＥＶ，ＥＷは各相の電圧、Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは二次側の各相の電圧、Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは各相の電流、Ｖｃａ，Ｖｂｃ，Ｖａｂは相間電圧を示す。

一次側の電圧ＶＣＡ，ＶＢＣ，ＶＡＢは、例えば、６．６ｋＶ、二次側の電圧Ｖｃａ，Ｖｂｃ，Ｖａｂは、例えば、２００Ｖとした構成が一般的である。又図４１は、ＹＹ結線の構成を示し、図４０と同一符号は同一名称部分を示す。又図４２は、ＹＹ結線の構成に於ける二次側の中性点引き出しの場合を示し、図４０及び図４１と同一符号は同一名称部分を示し、Ｖａｇ，Ｖｂｇ，Ｖｃｇは二次側の各相と中性点との間の電圧を示す。

又図４３は、一次側をＹ接続、二次側をΔ接続としたＹΔ結線の構成を示し、図４０及び図４２と同一符号は同一名称部分を示す。又図４４は、図４３と反対に、一次側をΔ接続、二次側をＹ接続とした場合を示す。又図４５は、一次側と二次側とをＶ接続したＶＶ結線の構成を示す。又二次側の接続構成として、単相３線式の構成があり、相間２００Ｖと１００Ｖとして給電することができる。又前述の接続構成以外に、千鳥結線、スコット結線、ウッドブリッジ結線、変形ウッドブリッジ結線等がある。又３相と単相との組み合わせ、２線式と３線式と４線式の組み合わせ等の構成がある。

前述の各接続構成に於いて、二次側の絶縁不良等による障害発生を防止する為に、非活線状態で絶縁抵抗測定を行う方式が一般的である。しかし、必ずしも活線状態の絶縁状態を反映するものではない。そこで、活線状態に於ける漏洩電流検出の各種の方式が提案されている。漏洩電流としては、対地間容量や各種コンデンサ接続による容量性漏洩電流と、漏洩抵抗による抵抗性漏洩電流とを含むもので、抵抗性漏洩電流を検出する従来の漏洩電流検出方式は、Ｉ０（零相電流）検出方式と、Ｉｇｒ（抵抗性漏洩電流）検出方式とに大別することができる。

Ｉ０検出方式は、中性点と大地との間を接続した接地線に流れる零相電流を検出するカレントトランス構成のＺＣＴセンサを設けるか、又は任意の相と大地との間を接続した接地線に流れる電流を検出するカレントトランス構成のＺＣＴセンサを設けて、漏洩電流を検出するものである。又Ｉｇｒ検出方式は、所定の周波数の信号を注入する注入トランスを設け、注入した信号を検出するＩｇｒ１方式と、ＺＣＴセンサにより検出した零相電流に対して、基準電圧位相を用いて判定を行うＩｇｒ２方式とが知られている（例えば、特許文献１〜特許文献１６参照）。
実公平６−１０５２７６号公報特開平６−４３１９６号公報特開２００１−２４２２０５号公報特開平５−１８０８８５号公報実開平６−５７０３７号公報特開２０００−７４９７９号公報特開２００２−１３１３６２号公報特開２００１−２１５２４７号公報特開２００１−１６５９７１号公報特開平８−１８２１７９号公報特開平８−１８２１８０号公報特開平１０−１０１８４号公報特開平１０−７８４６２号公報特開平１０−３３９７５７号公報実開平７−２９４７７号公報特開２００２−１２５３１３号公報

電力供給システムに於いては、前述のように、トランスの接続構成としては、各種の接続構成が適用されており、それらの何れの構成に於いても、絶縁不良や地絡等による漏洩電流が発生した場合、その漏洩電流を迅速に検出して、電力供給を遮断する等により、火災発生等を回避することが必要である。その為、前述のように、各種の手段が提案されている。しかし、従来の漏洩電流検出の検出手段に対して、無停電で漏洩電流検出装置の設置を可能とし、基準電圧の取り込み等を不要とすると共に、次の第一乃至第三の課題を解決することが必要である。

第一の課題は、抵抗性漏洩電流の検出の高精度化である。
従来のＩ０方式は、容量性漏洩電流と抵抗性漏洩電流のトータルを見ている為、正確な抵抗性漏洩電流の検出が困難であった。又従来のＩｇｒ１方式では、信号を注入する方式であって、実際の漏洩電流を検出しているものではないから、検出精度は低いものであった。又従来のＩｇｒ２方式では、基準電圧位相を外部から取り込む方式の為、接地相の僅かな劣化に伴う基準電圧位相のずれにより、正確な抵抗性漏洩電流の検出が困難であった。更に従来のＩｇｒ２方式では、大半が、容量性漏洩電流が平衡であるということを前提に設計されているものであるから、容量性漏洩電流が不平衡な環境や、負荷の変動に伴って容量性漏洩電流が不平衡になる環境等では、検出精度が悪化していた。

容量性漏洩電流の不平衡性の増大の背景としては、省エネルギー化の進展による各種装置のインバータ化がある。この各種装置のインバータ化により、各種装置からは高周波雑音成分の発生が増大する。そこで、装置メーカは雑音対策の為、装置と対地間に雑音防止用コンデンサを付加する。結果として、高周波電流は接地相に流れるから、容量性漏洩電流が増大すると共に、負荷の接続状態に伴う不平衡性が増大してきた。

第二の課題が、抵抗性漏洩電流検出の高速化である。
漏電を検出する場合、一般的に検出時限という時間的ガードを設けている。不用意に不要な漏電を通報しないようにする為、並びに必要な情報を確実に通報できるようにする為のものである。これらの時間的ガードは、顧客システムによって異なるから、検出装置としては、予め設定することにより最適化している。具体的な検出時限設定値としては、例えば、１０秒／３０秒／１分／３分／５分／１０分等がある。例えば、検出時限を１０秒に設定した場合には、連続して１０秒間、漏洩電流が或る一定値を超えないと通報しないようにしている。又これらの検出時限精度は±１０％程度となっている。この為、検出に必要な処理時間としては、例えば、検出時限設定が１０秒の場合には、±１秒程度（幅で２秒以内）の高速な漏洩電流検出処理が必要となる。一般的に、対象の電路システムを拡大し、更に、高精度を追求すると、処理時間は増大する傾向にあり、これらの処理時間の高速化が第二の課題となる。

第三の課題が、単相／三相の自動切り替えである。
漏洩電流検出対象の電力供給システムは、単相や三相の構成があるが、その場合に、操作性を向上する為には、相切替えの操作を不要とする構成として、取り扱いを容易とすることが要望される。即ち、検出装置の簡便性の追求が第三の課題である。

本発明は、ＺＣＴによる検出信号のみを用いて、前述の第一乃至第三の課題を解決することを目的とする。

本発明の漏洩電流検出方法は、電力供給システムに於ける接地線に流れる電流をＺＣＴにより検出して抵抗性漏洩電流を検出する漏洩電流検出方法に於いて、ＺＣＴの検出信号から前記電力供給システムの周波数情報を抽出し、この周波数情報を基に、ＺＣＴの検出信号の基本波とそのｎ次高調波の成分の振幅及び位相のパラメータを含む漏電波形パラメータを抽出し、基本波とそのｎ次高調波の成分の振幅及び位相のパラメータを含む出力パラメータと漏電波形パラメータとの誤差を抽出し、この誤差が最小となるように前記出力パラメータの補正処理を行って漏電システムの同定を行い、この漏電システムの同定収束により、抵抗性漏洩電流を検出する過程を含むものである。

又基本波を除くｋ次及びｎ次高調波の成分のｋ次高調波成分をｎ倍し、ｎ次高調波成分をｋ倍して差分を求め、基準位相に関係しない出力パラメータ及び漏電波形パラメータの位相パラメータを出力する過程を含むものである。

又漏電波形パラメータと出力パラメータとの差の振幅誤差と位相誤差とを、抵抗性成分と容量性成分とに分解して、漏電システム同定の係数補正を行う過程を含むものである。

又漏電波形パラメータと出力パラメータとの差分の極性が反転する場合は、漏電波形パラメータの係数補正の制御力を減少させ、同一極性が継続する場合は制御力を増大させる過程を含むものである。

複数種類の漏電システム同定を行い、それぞれの誤差が最小となる漏電システム同定結果を基に、抵抗性漏洩電流を検出する過程を含むものである。

本発明の漏洩電流検出装置は、電力供給システムに於ける接地線に流れる電流を検出するＺＣＴの検出信号のみを入力して、抵抗性漏洩電流を検出処理する漏洩電流検出装置に於いて、ＺＣＴの検出信号を入力して、この検出信号の周波数情報を抽出し、この周波数情報に従った検出信号のｎ次の高調波成分についての振幅及び位相のパラメータを含む漏電波形パラメータを抽出する漏電波形パラメータ抽出手段と、漏電波形パラメータと出力パラメータとの誤差分を抽出する誤差抽出手段と、この誤差抽出手段による誤差分を零に近づけるように、出力パラメータを補正処理して漏電経路を含む漏電システム同定処理を行って、抵抗性漏洩電流を推定検出するシステム同定手段とを備えている。

又漏電波形パラメータ抽出手段及びシステム同定手段は、基本波を除くｋ次及びｎ次高調波の成分のｋ次高調波成分をｎ倍した値と、ｎ次高調波成分をｋ倍した値との差分を、基準位相に関係しない出力パラメータ及び漏電波形パラメータのそれぞれの位相パラメータとして出力する構成を有するものである。

又漏電波形パラメータと出力パラメータとを入力する誤差抽出手段を備え、この誤差抽出手段は、漏電波形パラメータと出力パラメータとの差の振幅誤差と位相誤差とを、抵抗性成分と容量性成分とに分解して、システム同定手段の係数補正として入力する構成を有するものである。

又システム同定手段は、漏電波形パラメータと出力パラメータとの差分の極性と、この極性の変化の有無との判定手段と、この判定手段により極性が反転した時に、漏電波形パラメータの係数補正の制御力を減少させ、極性が同一の継続時は、漏電波形パラメータの係数補正の制御力を増加させる係数補正手段とを有するものである。

又システム同定手段は、複数種類の電力供給システム対応の漏電システム同定を行う複数の同定部を有し、この複数の同定部の出力パラメータと漏電波形パラメータとの誤差が最小となる同定部による漏電システム同定結果を基に抵抗性漏洩電流を検出する手段を備えている。

電力供給システムの三相や単相等の構成情報、周波数情報及び基準位相情報を入力することなく、接地線に流れる電流を検出するＺＣＴの検出信号のみを入力して、抵抗性漏洩電流を検出するものであるから、漏洩電流検出装置を設置する場合に、停電工事を必要としないものであり、又容量性漏洩電流が不平衡な環境及び負荷変動に伴う不平衡状態の変動があっても、漏電波形パラメータと出力パラメータとの誤差分の振幅誤差と位相誤差とを抵抗性成分と容量性成分とに分解して、漏電システム同定を行うことにより、抵抗性漏洩電流の検出精度を向上することが可能となる。又漏電波形パラメータと出力パラメータとの誤差分に応じて、係数補正の制御力を変更することにより、システム同定の収束の高速化を図ることができる。又複数種類の電力供給システム、例えば、三相と単相とに対する漏電システムの同定処理を行い、誤差が小さい方を抵抗性漏洩電流検出の電力供給システムと判定することにより、相切替えの操作を不要とすることができる。

本発明の漏洩電流検出方法は、図１を参照すると、電力供給システムに於ける接地線に流れる電流をＺＣＴ１により検出して抵抗性漏洩電流を検出する漏洩電流検出方法に於いて、ＺＣＴ１の検出信号を漏電波形パラメータ抽出部２に入力して、電力供給システムの周波数情報を抽出し、この周波数情報を基に、ＺＣＴの検出信号の基本波とそのｎ次高調波の成分の振幅及び位相のパラメータを含む漏電波形パラメータを抽出し、基本波とそのｎ次高調波の成分の振幅及び位相のパラメータを含む出力パラメータと漏電波形パラメータとの誤差を、誤差抽出部４により抽出し、この誤差が最小となるように、システム同定回路部３により、その出力パラメータの補正処理を行って漏電システムの同定を行い、この漏電システムの同定収束により、抵抗性漏洩電流を検出する過程を含むものである。

本発明の漏洩電流検出装置は、電力供給システムに於ける接地線に流れる電流を検出するＺＣＴの検出信号のみを入力して、抵抗性漏洩電流を検出処理する漏洩電流検出装置に於いて、ＺＣＴ１の検出信号を入力して、この検出信号の周波数情報を抽出し、この周波数情報に従った検出信号のｎ次の高調波成分についての振幅及び位相のパラメータを含む漏電波形パラメータを抽出する漏電波形パラメータ抽出手段（漏電波形パラメータ抽出部２）と、漏電波形パラメータと出力パラメータとの誤差分を抽出する誤差抽出手段（誤差抽出部４）と、この誤差抽出手段による誤差分を零に近づけるように、出力パラメータを補正処理して漏電経路を含む漏電システム同定処理を行って、抵抗性漏洩電流を推定検出するシステム同定手段（システム同定回路部３）とを備えている。

図１は、本発明の原理説明図であり、１は単一又は複数のＺＣＴセンサＺＣＴ１〜ＺＣＴｍを有するＺＣＴ部、２は振幅と位相情報等の漏電波形パラメータを抽出する漏電波形パラメータ抽出手段としての漏電波形パラメータ抽出部、３はシステム同定手段としてのシステム同定回路部、４はシステム同定過程に於ける漏電波形パラメータと出力パラメータとの誤差分を抽出する誤差抽出手段としての誤差抽出部、５は各種設定／表示制御部を示す。ＺＣＴ部１のＺＣＴ１〜ＺＣＴｍは、電力供給システムのｍ個のトランス対応の接地線に流れる電流をそれぞれ検出できるように設けた公知の構成を有するものである。このＺＣＴ部１の検出信号は漏電波形パラメータ抽出部２に入力され、ＺＣＴ部１の検出信号に含まれているｎ次高調波の振幅／位相／周波数情報を求めて、漏洩電流のシステム同定に必要な漏電波形パラメータ(基本波とそのｎ次高調波の振幅及び位相のパラメータ)を抽出する。ＺＣＴ部１がｍ個のＺＣＴ１〜ＺＣＴｍを含む場合は、漏電波形パラメータ抽出部２は、時分割処理により、ＺＣＴ対応の検出信号に従った漏電波形パラメータを抽出する手段を含むものである。

又システム同定回路部３は、例えば、三相と単相等の複数種類の電力供給システムに対応した漏電システム同定を行う構成を含み、ＺＣＴ部１のＺＣＴ１〜ＺＣＴｍにより検出した信号が、複数種類の何れの電力供給システムかを判定し、ＺＣＴ１〜ＺＣＴｍ対応の実際の漏洩電流経路を含む漏洩電流システムを、ＺＣＴ１〜ＺＣＴｍ対応に時分割処理により模擬するもので、漏電波形パラメータと、システム同定回路部３により同定した出力パラメータとが一致(誤差抽出部４による抽出出力が零)するように、誤差分をシステム同定回路部３にフィードバックして補正することを繰り返し、収束させることによってシステム同定を行い、同定した漏電システムによる抵抗性漏洩電流を検出し、且つ、システム同定に於ける誤差分を基に、電力供給システムの例えば単相か三相かを判定する。又各種設定／表示制御部５は、抵抗性漏洩電流の検出出力に対する閾値の設定、検出出力の閾値を超えた継続時間の設定等の設定を行うものである。その設定に対応して、抵抗性漏洩電流Ｉｇｒ出力／注意／警戒等の検出信号を出力する。

図２は、本発明を適用した警報システムの説明図であり、工場、オフィスビル、学校、病院等の電力需用家１３の受電設備（キュービクル）１１に警報検出伝送装置１２を設け、この警報検出伝送装置１２に於いて、異常検出として漏電検出を行った場合に、この検出信号を、例えば、１００Ｖの電灯線（電力線搬送）又は通信線経由で警備室又は事務所１５の警報受信通報装置１４に伝送し、自動的或いは警備員により、電話網等を介して監視センタ１６に漏電発生通知を送出する。警備員による場合は、ファクシミリ装置ＦＡＸ又は電話等により監視センタ１６に漏電発生通知を送出することもできる。監視センタ１６に於いては、緊急出動車１７等により保守要員等を急行させて、異常発生箇所の修復を図ることができる。

図３は，ＺＣＴ接続説明図であり、例えば、ΔΔ結線のトランスの二次側のａ，ｂ，ｃ相の中のｂ相を接地線により接地し、その接地線に流れる電流を検出する為のカレントトランス構成のＺＣＴを設けた場合を示す。三相の電力供給システムとしては、トランスの二次側がΔ結線の場合、このように、ｂ相接地の構成が一般的である。又ｒａ，ｒｂ，ｒｃは、対地間等価抵抗、ｃａ，ｃｂ，ｃｃは、対地間等価容量を示す。正常時は、対地間等価抵抗ｒａ，ｒｂ，ｒｃは大きい値を示し、従って、抵抗性漏洩電流は無視できる程度の小さい値となる。又対地間等価容量ｃａ，ｃｂ，ｃｃは、図示を省略している力率改善用コンデンサ等を含むもので、更に、インバータ機器等による高調波成分が多いことにより、容量性漏洩電流は比較的大きい値を示すことになる。そして、各相の抵抗性漏洩電流のベクトル合成した電流と、各相の容量性漏洩電流のベクトル合成した電流とのベクトル和の電流が接地線に流れるので、これをＺＣＴにより検出する。このＺＣＴの検出信号を漏洩電流検出装置に入力することにより、漏電経路を模擬する漏電システム同定を行って、高精度且つ迅速に、抵抗性漏洩電流を推定検出する。

図４は、図１に示す本発明の構成を、図３に示す構成に適用した漏電検出システムを示し、例として、ａ，ｂ，ｃ相の三相の中のｂ相を接地線により接地し、その接地線に流れる電流を検出できるようにＺＣＴを設けた構成に於いて、ｃ相に地絡障害が発生した場合を示す。従って、ｃ相は、抵抗性漏洩電流Ｉｇｒが流れる対地間等価抵抗と、容量性漏洩電流Ｉｇｃが流れる対地間等価容量とが接続され、ａ相は、対地間等価抵抗は無視できる大きさであるから、図示を省略し、容量性漏洩電流Ｉｇｃが流れる対地間等価容量のみを図示している。又接地線に流れる電流を検出するＺＣＴからの信号を入力する漏洩電流検出装置は、図１に示すように、ＺＣＴに接続された漏電波形パラメータ抽出部２と、システム同定回路部３と、誤差抽出部４と、各種設定／表示制御部５とを含む構成を有し、システム同定回路部３は、誤差抽出部４からの誤差分のフィードバックにより、その誤差分が零に近づくように補正処理して、漏洩経路を含む漏電システム同定を行って、抵抗性漏洩電流Ｉｇｒを検出する。

又単一のＺＣＴを漏洩電流検出装置に接続した場合を示すが、図１に示すように、複数の電力供給システム対応のＺＣＴを接続することも可能である。又ＺＣＴに近い位置に漏洩電流検出装置を配置した場合を示すが、この漏洩電流検出装置を遠隔地に配置し、ＺＣＴとは各種の伝送方式で知られているネットワークを介して接続することも可能である。又有線ネットワークのみでなく、無線ネットワークを介して接続することも可能である。それぞれのネットワークを介してＺＣＴからの信号を伝送する場合、ＺＣＴ対応のアドレス付け等により、伝送方式に従ったフォーマットに従って漏洩電流検出装置に伝送し、漏洩電流検出装置は、それぞれのＺＣＴを識別して、ＺＣＴ対応の電力供給システムの抵抗性漏洩電流を検出することもできる。

図５は、単相の場合の抵抗性漏洩電流が２、容量性漏洩電流が２の比率の場合の漏洩電流波形をシミュレーションにより求めた場合を示し、５０Ｈｚの３サイクル分であるが、高調波成分が多く、基本周波数の正弦波からは大きく歪んだ波形となる。

図６は、漏洩電流スペクトラムの説明図であり、横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸はパワー［ｄＢｍ］を示し、５０Ｈｚの配電地域に於ける０〜５００Ｈｚについてのスペクトラムを示す。即ち、５０Ｈｚの整数倍の高調波成分が含まれていることが判る。なお、電力供給システムの構成によっては、三次高調波成分が五次高調波成分や七次高調波成分に比較して著しく少ない場合がある。例えば、トランスの二次巻線がΔ結線の場合、三次高調波成分は各相とも同相となり、Δ結線内を巡回する電流となる場合がある。

図７は、一次、三次、五次、七次の高調波成分のスペクトラムについて、地絡パターンの種別対応の一例を示すもので、（ａ）（‘０２００）は、単相で容量性漏洩電流のみの場合、（ｂ）（’１２００）は、単相で容量性漏洩電流に抵抗性漏洩電流が加わった場合、（ｃ）（‘０２０２）は、３相３線式で容量性漏洩電流のみの場合、（ｄ）（’１２０２）は、３相３線式のａ相で抵抗性漏洩電流が加わった場合、（ｅ）（‘０２１２）は、３相３線式で容量性漏洩電流がａ相、ｃ相で発生し、且つｃ相で抵抗性漏洩電流が発生した場合をそれぞれ示している。又縦軸は、合成パワーを１．０に正規化した一次／三次／五次／七次の高調波のパワーを示している。即ち、各種漏電パターンにより漏洩電流波形が微妙に異なり、且つ、スペクトラムが微妙に異なった形となっている。従って、ＺＣＴからの信号に含まれるｎ次高調波成分のパワーのパターンにより、抵抗性漏洩電流が含まれているか否かを判定することもできる。

図８は、三次と五次と七次との高調波成分の正規化振幅分布の説明図であり、図７に於ける漏電パターンと同一の漏電パターンについて、三次、五次、七次の高調波成分のパワーを１．０に正規化した場合の振幅分布を示すものである。

図９は、ｎ次高調波成分の合成波形説明図であり、ｎ次高調波成分が大なる場合と小なる場合との漏電波形例を示している。３相３線式に於けるｂ相接地の場合、容量性漏洩電流がａ相，ｃ相の両方で発生し、且つ抵抗性漏洩電流もａ相，ｃ相の両方で発生し、一方（左側）は、ｎ次高調波成分が極めて大で、大きく波形が歪んでいる場合を示し、他方（右側）は、ｎ次高調波成分が比較的小さく、波形はあまり歪んでいない場合を示している。この一方の波形と他方の波形とを比較すると、両者は大きく相違する波形となっているが、抵抗性漏洩電流については同じ値の場合を示している。又前述の図６は、実フィールドでの実測波形であるが、ｎ次高調波のレベルは、基本波からすると、約１８ｄＢ程度低下した波形となっている。

図１０は、五次高調波を正規化した時の三次及び七次高調波の振幅分布説明図であり、例えば、五次の高調波のレベルを１．０に正規化した場合に於いて、三次と七次とのパワー値を二次元グラフで示すもので、想定される各種の漏電パターンをプロットしたものであるが、漏電パターンにより、三次と七次との振幅座標位置が特定できることを示している。前述の図９に示す一方と他方との波形についてのシミュレーションも同一の結果が得られた。ｎ次高調波のパワーであるが、漏電の量が同じでも、合成パワー値は、漏電システム毎で大きく異なっている。然しながら、パワーを正規化した切り口で見ると、同一の劣化パターンとなっている。従って、安定した漏電検出を行う為には、何らかの正規化手段が有効であることが判る。

図１１は、本発明の実施例の説明図であり、１はＺＣＴ部、２は漏電波形パラメータ抽出部、３はシステム同定回路部、４は誤差抽出部、５は各種設定／表示制御部、２１はフィルタ部、２２はデータ取込部、２３は基準値抽出部、２４は周波数情報抽出部、２５はＩ０検出部、３１は三相電圧発生部、３２は単相電圧発生部、３３は三相同定部、３４は単相同定部、３５はＩｇｒ算出／選定部、３６はＩｇｒ判定／タイマ監視部を示す。各部の演算処理機能は、プロセッサの演算処理機能によって実現することも可能である。

漏電波形パラメータ抽出部２のフィルタ部２１は、ＺＣＴ部１のＺＣＴ１〜ＺＣＴｍ対応の終端回路部と、時分割的に処理する為の選択回路ＳＥＬと、ゲイン切替部ＧＳＷと、ローパスフィルタＬＰＦとを有し、ＺＣＴ部１の各ＺＣＴ１〜ＺＣＴｍは、終端回路１〜終端回路ｍにより所定のインピーダンスで終端され、電圧値として選択回路ＳＥＬに入力する。選択回路ＳＥＬは、漏洩電流検出対象のＺＣＴを選択するもので、例えば、３個のＺＣＴの選択を行う場合には、例えば、０．６秒単位で順次選択することができる。又１個のＺＣＴの場合には、選択回路ＳＥＬは省略或いは固定的な選択状態とすることができる。又選択回路ＳＥＬによる選択情報をＩｇｒ判定／タイマ監視部３６からのＩｇｒ出力と共に出力して、ＺＣＴ１〜ＺＣＴｍの何れによるものであるかを識別可能とすることもできる。即ち、電力供給システムの情報と共に、Ｉｇｒ出力の注意／警報を出力することができる。

又ゲイン切替部ＧＳＷは、選択回路ＳＥＬにより選択されたＺＣＴの出力信号に対する増幅ゲインを切替える可変利得増幅器に相当する。ＺＣＴの出力信号は、例えば、５０ｍＡ〜８００ｍＡ程度の広い範囲に相当するものとなるから、所定のダイナミックレンジを確保する為に、選択回路ＳＥＬにより順次選択されたＺＣＴの出力信号に対する増幅ゲインを切替える。選択回路ＳＥＬとゲイン切替部ＧＳＷとは、データ取込部２２のアナログ制御部により制御される。

このデータ取込部２２は、ＡＤ変換器Ａ／Ｄと、オフセット除去回路Ｏｆｆｓｅｔと、バッファＢＵＦＦと、アナログ制御部とを含む構成を有し、又周波数情報抽出部２４は、キャリア発生部ＣＲＲ０と、復調部ＤＥＭＯと、ローパスフィルタＬＰＦ０と、複素共役回路と、周波数変換部と、キャリア発生部ＣＲＲｎとを含む構成を有する。又Ｉ０検出部２５は、パワー算出部ＰＷＲと判定部とを含む構成を有し、基準値抽出部２３は、復調部ＤＥＭ１〜ＤＥＭｎと、ローパスフィルタＬＰＦ１〜ＬＰＦｎと、振幅位相補正回路と、振幅／位相差抽出回路とを含む構成を有する。

データ取込み部２２のオフセット除去回路Ｏｆｆｓｅｔは、ＡＤ変換器Ａ／Ｄにより変換されたＺＣＴ１〜ＺＣＴｍ対応のディジタル信号に、それぞれ直流オフセット成分が含まれているから、この直流オフセット成分を算出し、直流オフセット成分が零となるように処理して、バッファＢＵＦＦに一旦蓄積する。それにより、ディジタル演算処理による抵抗性漏洩電流検出精度を一層向上することができる。そして、バッファＢＵＦＦから読出して、アナログ制御部と、基準値抽出部２３の復調部ＤＥＭ１〜ＤＥＭｎと、周波数情報抽出部２５の復調部ＤＥＭ０とに入力する。

アナログ制御部は、選択回路ＳＥＬにより選択したＺＣＴからの信号レベルに対して、バッファＢＵＦＦに入力された信号レベルが所定範囲の下限値より低い時、ゲイン切替部ＧＳＷのゲインを上昇させ、反対に、所定範囲の上限を超える時、ゲイン切替部ＧＳＷのゲインを低下させるように、ゲインの切替えの制御を行う。なお、バッファＢＵＦＦに入力される信号レベルが常に所定の範囲内の場合には、ゲイン切替部ＧＳＷのゲインを予め設定した値として、自動ゲイン切替えの制御構成を省略することも可能である。又ＡＤ変換器Ａ／Ｄのダイナミックレンジが広い場合も同様である。

図１２は、図１１に於ける周波数情報抽出部２４のキャリア発生部ＣＲＲ０及び復調部ＤＥＭ０〜ＤＥＭｎの説明図であり、周波数情報抽出部２４のキャリア発生部ＣＲＲ０は、ＺＣＴからの信号の基本波の周波数が未知であるが、電力供給システムに於ける基本周波数は、一般的には、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚであるから、例えば、その中間の５５Ｈｚの周波数のキャリア発生を行う為のデータをＲＯＭ（リードオンリメモリ）に格納した構成とすることができる。この場合のＲＯＭ格納データは、半径１．０の５５Ｈｚで、ベクトル回転することを示す（ｃｏｓ（２π５５（Ｈｚ）ｔ）−ｊｓｉｎ（２π５５（Ｈｚ）ｔ））とすることができる。

又周波数情報抽出部２４の復調部ＤＥＭ０及び基準値抽出部２３の復調部ＤＥＭ０〜ＤＥＭｎは、入力信号に、基本波とその高調波との次数をｎとして、ｃｏｓ（ｎω）を乗算してリアルパートの復調出力（ＤＥＭ出力）を得る乗算器と、−ｓｉｎ（ｎω）を乗算して、イマジナリパートの復調出力（ＤＥＭ出力）を得る乗算器とを含み、周波数情報抽出部２４に於いては、バッファＢＵＦＦからの信号が復調部ＤＥＭ０に対するＤＥＭ入力となり、キャリア発生部ＣＲＲ０からのキャリアｃｏｓ（２π５５（Ｈｚ）ｔ）−ｊｓｉｎ（２π５５（Ｈｚ）ｔ）のｃｏｓ（２π５５（Ｈｚ）ｔ）と、ｓｉｎ（２π５５（Ｈｚ）ｔ）とを、点線矢印で示す経路により、それぞれの乗算器に入力し、復調出力信号を、アナログ制御部と、ローパスフィルタＬＰＦ０を介して複素共役回路と、Ｉ０検出部２５のパワー算出部ＰＷＲとに入力する。

又基準値抽出部２３の復調部ＤＥＭ１〜ＤＥＭｎについては、バッファＢＵＦＦからの信号がそれぞれのＤＥＭ入力となり、周波数情報抽出部２４のキャリア発生部ＣＲＲｎからの次数対応のキャリア（後述のように、抽出した電源周波数に同期した一次を含むｎ次高調波信号；ｃｏｓ（ｎω）、−ｓｉｎ（ｎω））を復調用として乗算器に入力する。それにより、ｎ次高調波信号対応の復調出力信号は、同期検波と同様に、ＺＣＴの検出信号に含まれているｎ次高調波成分を示し、それぞれローパスフィルタＬＰＦ１〜ＬＰＦｎを介して振幅位相補正回路に入力する。

図１３は、周波数情報抽出部２２のローパスフィルタＬＰＦ０及び基準値抽出部２３のローパスフィルタＬＰＦ１〜ＬＰＦｎの構成の一例を示すものであり、単位時間の遅延回路Ｔと、入力信号及び遅延回路Ｔを介した信号に係数ω０〜ωｋをそれぞれ乗算する乗算器と、加算器Σとを含み、トランスバーサル型のＦＩＲフィルタの構成を適用した場合を示す。例えば、周波数情報抽出部２４のローパスフィルタＬＰＦ０は、５５Ｈｚ近辺以外の不要な成分は除去したい為、帯域幅として５５Ｈｚ±２５Ｈｚ程度とすることになる。他のローパスフィルタＬＰＦ１〜ＬＰＦｎも同様にｎ次高調波対応の帯域として、カットオフ周波数をｎ次高調波周波数に対して例えば±２５Ｈｚ程度に設定し、不要な高調波信号は除去する。周波数情報抽出部２４に於けるキャリア発生部ＣＲＲ０と、復調部ＤＥＭ０と、ローパスフィルタＬＰＦ０とにより、３０Ｈｚ〜８０Ｈｚ間の周波数の抽出を可能とすることができる。従って、５０Ｈｚ／６０Ｈｚの周波数同期が確立する前でも、漏電信号の抽出を可能としている。

図１４は、Ｉ０検出部２５の説明図であり、パワー算出部ＰＷＲと判定回路とを含み、ローパスフィルタＬＰＦ０を介した復調信号を入力し、パワー算出部ＰＷＲにより、その復調信号を二乗してパワーを求め、判定回路の演算部により、パワーと、予め設定した値ＲＥＦとの差を求め、極性判定部に於いて、極性が負であれば、漏電電流有り（Ｉ０ＤＥＣ＝１）と判定し、極性が正であれば、漏電電流無し（Ｉ０ＤＥＣ＝０）と判定して、検出信号Ｉ０ＤＥＣを出力し、Ｉｇｒ判定／タイマ監視部３６のＬＰＦ逆正規化部に入力する。この場合、漏電電流無しの検出信号Ｉ０ＤＥＣの場合は、警報送出等の誤動作を防止する為に、Ｉｇｒ判定／タイマ監視部３６以降の抵抗性漏洩電流検出処理は行わない構成とする。

図１５は、周波数情報抽出部２４に於ける複素共役回路と周波数変換部との説明図であり、周波数情報抽出部２４の複素共役回路は、単位時間Ｔの遅延回路と乗算器とを含む複素共役回路と、ローパスフィルタＬＰＦとを有し、前述のローパスフィルタＬＰＦ０の出力信号を複素共役抽出入力として、乗算器と遅延回路とに入力する。この場合、ＡＤ変換器Ａ／Ｄにより変換されたサンプリング間隔の信号を、バッファＢＵＦＦを介して、更に、復調部ＤＥＭ０、ローパスフィルタＬＰＦ０を介して複素共役回路に対して、複素共役抽出入力して示すように入力する。この時間差を有する信号を、それぞれ、ＬＰＦ０１，ＬＰＦ０２とすると、複素共役抽出出力Ｙは、
Ｙ＝ＬＰＦ０２×（ＬＰＦ０１）＊・・・（１）
と表すことができる。なお、＊印は複素共役演算を示す。

ローパスフィルタＬＰＦにより不要帯域の信号を除去した複素共役抽出出力Ｙは、ＡＤ変換器Ａ／Ｄに入力された信号の周波数が５５Ｈｚより高い場合、反時計方向にシフトするベクトルとなり、反対に、５５Ｈｚより低い場合、時計方向にシフトするベクトルとなる。このベクトル信号を点線矢印で示す周波数情報抽出入力として、周波数変換部に入力する。この周波数変換部は、周波数情報抽出回路６１とキャリア発生部（ＣＲＲｎ）６２とを含み、周波数情報抽出回路６１は、ベクトル情報→Δθ変換回路６３とΔθ＋５５Ｈｚ加算ＭＯＤ回路６４とを含む構成を有する。

取り込んだ漏洩電流の周波数をｆ_ＡＣ、任意の復調周波数をｆ_ＤＥＭ、取り込んだ漏洩電流の周波数と任意の復調周波数との偏差をΔｆとすると、
ｆ_ＡＣ＝ｆ_ＤＥＭ＋Δｆ・・・（２）
となる。

任意に定めた復調周波数ｆ_ＤＥＭと前処理で求めたΔｆとの２つの周波数情報により、複数の復調の為の周波数を生成する。一次の周波数ｆ_ＤＥＭ１、三次の周波数ｆ_ＤＥＭ３、五次の周波数ｆ_ＤＥＭ５、七次の周波数ｆ_ＤＥＭ７とした時、次式により求められる。
ｆ_ＤＥＭ１＝ｆ_ＤＥＭ＋Δｆ
ｆ_ＤＥＭ３＝３×（ｆ_ＤＥＭ＋Δｆ）
ｆ_ＤＥＭ５＝５×（ｆ_ＤＥＭ＋Δｆ）
ｆ_ＤＥＭ７＝７×（ｆ_ＤＥＭ＋Δｆ）
従って、ｎ次高調波の周波数についての一般式は、
ｆ_ＤＥＭｎ＝ｎ×（ｆ_ＤＥＭ＋Δｆ）・・・（３）
と表すことができる。

又複素共役回路からの複素共役抽出出力を周波数情報抽出入力として、周波数変換部の周波数情報抽出回路６１に入力し、複素ベクトル情報（Ｘ＋ｊＹ）を、ベクトル情報→Δθ変換回路に入力し、ｔａｎ^−１関数を用いて、角度情報Δθ（Δｆの周波数情報に比例）に変換する。そして、キャリア発生部ＣＲＲ０で発生させた５５Ｈｚの角度情報に加算（周波数加算）し、毎サンプル毎の回転角度情報を求め（±１８０度ｍｏｄ加算）、キャリア発生部ＣＲＲｎからのキャリアにより、所望の周波数情報抽出出力（ＣＲＲｎの回転ベクトル信号＝（ｃｏｓ（ｎωｔ）−ｊｓｉｎ（ｎωｔ）））を得ることができる。

なお、この周波数情報抽出回路６１は、前述の構成以外に各種の構成により実現可能であり、例えば、複素共役信号（ｘ＋ｊｙ）をアドレス変換（例えば、上位ｘ＋下位ｙ）とし、変換したアドレスによりＲＯＭをアクセスして、所望の周波数（５１．１Ｈｚ／６０．３Ｈｚ等）を得ることができる。又は、複素共役回路の出力を、半径１．０のベクトル情報に変換し、イマジナリ成分のみを用いて、ＲＯＭのアドレスとし、所望の周波数情報に変換することも可能である。又は、ＰＬＬ回路(位相同期回路)を用いて直接的に周波数抽出を行う構成とすることも可能である。

図１６は、基準値抽出部２３の振幅位相補正回路の説明図であり、ＺＣＴ部１からの処理構成に於ける各種の振幅特性／位相特性はフラットでなくなっている。このように、振幅位相特性がフラットでないと、漏洩電流の検出誤差につながるから、これを補正することにより、検出精度を向上することができる。この補正手段は、各種存在するが、例えば、図示のように、予めＲＯＭに補正値（ｅの冪乗数を（ｊｃθ_ｎ）として示すＡｅ（ｊｃθ_ｎ））を格納し、この補正値を乗算器に入力して補正する場合を示している。この補正値は、既知の抵抗性漏洩電流を入力し、ローパスフィルタＬＰＦ１〜ＬＰＦｎの出力について、入力した抵抗性漏洩電流に対応した値との誤差分を求めて、これを補正値として予めＲＯＭに格納することができる。或いは、後述の位相差抽出手段を適用することも可能である。

図１７は、基準値抽出部２３の振幅／位相差抽出回路の中の振幅抽出回路の説明図であり、７１，７４，８１，８２，８５はパワーを求める自乗回路、７２，７６，８３，８７は１／ａ回路、７３，７５，８４，８６は平方根回路、７７，７８，７９，８０は乗算器である。ローパスフィルタＬＰＦ１〜ＬＰＦｎ対応の振幅位相補正回路の出力信号をＬＰＦ（１）〜ＬＰＦ（ｎ）として示し、一次の信号ＬＰＦ（１）に対しては、自乗回路７１によりパワーを示す信号ＳｙｎＬＰＦＰを出力し、更に、平方根回路７３と１／ａ回路７４と乗算回路７７と、自乗回路７４と平方根回路７５とによる演算処理により、一次の振幅正規化信号ＬＰＦＮ（１）を出力し、更に１／ａ回路７６と乗算回路７８とを含めた演算処理により、一次の信号ＬＰＦＥ（１）を出力する。

又一次の高調波信号ＬＰＦ（１）を除くｎ次高調波信号ＬＰＦ（ｋ）〜ＬＰＦ（ｎ）を自乗回路８１，８２により自乗してパワーを求め、合成して平方根回路８４と１／ａ回路８３と乗算回路７９と自乗回路８５と平方根回路８６とによる演算処理により、振幅正規化信号ＬＰＦＮ（ｎ）を出力し、更に、１／ａ回路８７と乗算回路８０とを含む演算処理により、信号ＬＰＦＥ（ｎ）を出力する。

漏電のシステム同定で重要な漏電波形パラメータとは何かについて説明する。漏電波形は図５〜図９に示すように極めて複雑な波形となるが、電源周波数を基にした繰り返し波形であることは明確である。抵抗性漏洩電流検出には、基準の電圧位相が極めて重要であるが、Ａ／Ｄ変換器に入力された漏電波形のみからは基準位相の特定は不可能である。実際問題、基準位相を特定できたと仮定した場合の漏電システム同定は極めて容易であるが、実際的でない。この為、漏電システム同定では、基準位相に依存しないアルゴリズムの創出が不可欠である。データ取込部２２のＡ／Ｄ変換器に取り込まれた信号から漏電システム同定に基本となる漏電波形パラメータは何か、基準位相に振り回されないパラメータは何か、と言う問いに対して、一つの回答が自己相関系列である。

入力信号をｆ（ｔ）とした場合の自己相関系列Ａ（τ）は、Ａ（τ）＝Σ（ｆ（ｔ）×（ｆ（ｔ＋τ））＊）（なお、＊は複素共役演算を示す）となり、例えば、抵抗性漏電、容量性漏電、複合性漏電（抵抗性漏電と容量性漏電発生時）の自己相関系列は、図１８の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示すようになる。即ち、それぞれ漏電条件毎に異なった自己相関系列となるが、その自己相関系列は、抽出信号ｆ（ｔ）の切り出し位相によらず一定の値となる。従って、自己相関系列を使用してシステム同定を行えば、基準位相によらないシステム同定が可能である。

問題は波形の自己相関演算の積分期間であるが、電源周波数の１周期であることが望ましい。Ａ／Ｄ変換により抽出した波形では、１周期分の切り出しはサンプリングの量子化からも困難であるが、入力された信号に同期をとって、復調回路ＤＥＭｎで復調し、ローパスフィルタＬＰＦｎにより不要帯域を除去したベースバンド信号であれば、１周期分の積分は極めて容易であり正確に実現可能である。

自己相関系列演算は、極めて演算量が多く、この演算を導入すると、処理量が飛躍的に増大する。一方、自己相関系列は入力波形のパワースペクトラムを代表していることはよく知られている。実際問題、パワースペクトラムの場合には、位相の変化の影響を受けない。現にローパスフィルタＬＰＦｎのベクトル信号に任意の位相回転を施しても、位相回転を施す前の自己相関系列と位相回転を施した後での自己相関系列は一致している。これは、自己相関演算そのものが、複素共役ベクトルを演算しており、位相成分が消えることによる。従って、ローパスフィルタＬＰＦｎの出力のパワーをみれば、自己相関演算を行わなくてもよいことを示している。

即ち、基準値抽出部２３のローパスフィルタＬＰＦｎの出力に、各ｎ次の高調波ベクトル信号を、半径１．０の複素共役ベクトルとして乗算して、位相に無関係な信号とし、これを漏電システム同定用の基準信号とする。同時に、システム同定回路部３内のＥＱＬ出力にも同様な位相正規化回路を導入して、位相に依存しない出力を得て、これをシステム同定回路部３の出力とし、誤差抽出部４により基準値との誤差を求め、この誤差が最小となるように漏電システムの同定を実施していく。これにより、演算量の飛躍的減少が可能となる。

図１９は、基準値抽出部２３（図１１参照）に於ける振幅／位相差抽出回路の位相差抽出回路の説明図であり、図１７の振幅抽出回路の出力のｎ次とｋ次とのＬＰＦＥ（ｎ），ＬＰＦＥ（ｋ）とを入力し、それぞれ角度抽出部により位相角θを、ｔａｎ^−１関数を用いて求め、ｎ次側はｋ／２を乗算し、ｋ次側はｎ／２を乗算して差を求め、その差出力をモジュロ回路ＭＯＤにより例えば１８０度のモジュロ演算を行って、ｓｉｎ，ｃｏｓ関数の信号ＰＨＬＰＡとして出力する。なお、ｎ，ｋを分子とした分母の２は、他の任意の整数とすることができる。

取り込んだ漏電波形に関しては、波形の切り出し位相が不定である為、切り出し位相に依存しない漏電波形のパラメータ抽出が必要である。特に、基準位相と切り出し位相のずれであるが、これは、ｎ次高調波の場合、基準位相が１０度ずれると、第五次高調波では５０度、第七次高調波では７０度の位相回転が起きることになる。逆に言えば、五次の角度を７倍し、七次の角度を５倍して差をとれば、基準位相とのずれの角度は消滅することとなる。従って、基準位相によらない安定した漏電波形パラメータ抽出とすることができる。

又電力線の基本波は、位相が変化しないとしても、高調波成分に関しては、三相のｂ相接地の場合のａ相／ｃ相とも、負荷が電力の供給を受けた後、負荷内部で歪みが発生し、この歪みは、負荷と電力線間に構成されている雑音除去フィルタにより減衰し、又位相回転されて電力線に戻る。一方、高圧トランスの二次側も一次側も基本的にパッシブ回路で接続されている為、最終的に需要家の総トータルの歪みが高圧側に電圧効果となって現れ、且つこの結果が二次側に歪みとなって現れることとなる。従って、ａ相／ｃ相とも安定した歪みが観測されることとなるが、ａ相とｃ相では負荷の状況が異なる為、最終的に微妙に位相が異なって来る。この為、位相差情報は、少なくとも、一次の信号は用いずに、ｎ次高調波の信号のみから位相差信号を抽出することが、高精度漏電検出のキーポイントになることとなる。

例えば、前述のように、一次高調波の基準位相がａ度ずれていた場合に、三次高調波の基準位相は３ａ度、五次高調波の基準位相は５ａ度、七次高調波の基準位相は７ａ度、ｎ次高調波の基準位相はｎａ度ずれることになるから、各ｎ次高調波の複数倍の位相差信号を算出して差を求めることにより、基準位相に無関係な位相差信号を抽出することができる。具体的には、以下に示すようになる。

一次の波形位相をθ１＋ａ、五次の波形位相をθ５＋５ａ、七次の波形位相をθ７＋７ａ、とすると、
（七次−五次）−（一次の２倍）は、
＝（θ７＋７ａ）−（θ５＋５ａ）−２（θ１＋ａ）
＝（θ７−θ５−２θ１）＋（７ａ−５ａ−２ａ）
＝（θ７−θ５−２θ１）
となり、基準位相ａが消える。
同様に、（五次−一次の５倍）は、
＝（θ５＋５ａ）−５（θ１＋ａ）
＝（θ５−５θ１）＋（５ａ−５ａ）
＝（θ５−５θ１）
以下同様にして高次高調波についても算出できるもので、
（七次−一次の７倍）は、
＝（θ７＋７ａ）−７（θ１＋ａ）
＝（θ７−７θ１）＋（７ａ−７ａ）
＝（θ７−７θ１）
となって、基準位相ａを消去した値が得られる。

又トランスがΔ結線の場合、三次高調波は同相となり、Δ結線内を循環することによって、三次高調波成分は少なくなる。そこで、図１９に於いては、ｎ＝７、ｋ＝５として、ｎ＝３の三次高調波成分を用いない構成とすることができる。このように、漏電波形の切り出し位相が基準位相不定の状態で切り出しても、複数の高調波の位相差を算出することで、基準位相に無関係な漏電波形パラメータを抽出できることが判る。

今まで、基準位相は外部より取り込まなければ、その基準位相を基に抵抗性漏洩電流の検出が常識的に不可能だったものが、外部からの基準位相取込みなしに、正確に、基準位相に相当する情報を得ることができる。又従来は外部より基準位相を取り込んでいた為に、接地線状態が劣化した場合には、そのまま、取込みの基準位相のずれにつながり、正確な漏洩電流の検出が不可能だったものが、ＺＣＴのみによる実際の検出信号を用いて、抵抗性漏洩電流の検出処理を実行できるから、接地線の接地抵抗等の劣化に関係なく、正確な抵抗性漏洩電流を検出できることができる。

なお、三次の高調波を含まない一次、五次、七次の３種の高調波から３種の式をたてることができるが、数学的にはこの内の２式が決定されれば残りの１式が決定される為、情報として意味を持つのは、２式のみである。この場合の一次の位相（θ１＋ａ）の倍数を大きくとると、位相回転量が増大し、漏電波形パラメータとしては使い勝手が悪くなる。この為、この倍数はできるだけ２倍程度に抑えることが望ましい。

図２０は、位相誤差説明図であり、横軸は角度（０〜９０度）、縦軸は位相角度差を示し、五次と七次との高調波を用いた場合についてのものであり、漏電波形の位相θ１が、０度、３０度、６０度、９０度の時のシステム同定回路部３に於ける推定位相が０〜９０度の場合の角度差を示し、この角度差が零となった状態が、漏電波形の位相θ１とシステム同定回路部３の推定位相とが一致したことを示すことになる。

又システム同定回路部３（図１１参照）は、三相電圧発生部３１と、単相電圧発生部３２と、三相同定部３３と、単相同定部３４と、Ｉｇｒ算出／選定部３５と、Ｉｇｒ判定／タイマ監視部３６とを含み、三相同定部３３と単相同定部３４とは、それぞれＥＱＬｎ部（漏洩電流模擬回路）と、振幅／位相差算出回路と、ＥＱＬ係数補正回路とを含む構成を有する。又Ｉｇｒ算出／選定部３５は、相判定部と、Ｉｇｒ算出部と、Ｉｇｒ選択部とを含む構成を有し、又Ｉｇｒ判定／タイマ監視部３６は、ＬＰＦ逆正規化部と、Ｉｇｒ判定部と、タイマ監視部とを含む構成を有し、又誤差抽出部４は、誤差算出部と、エラー合成部と、エラー分解部とを含む構成を有し、又各種設定／表示制御部５は、Ｉｇｒ判定／タイマ監視部３６のＩｇｒ判定部とタイマ監視部とに設定制御する各種設定表示制御部を含む構成を有するものである。

図２１は、基準電圧発生部の説明図であり、基準電圧を発生する三相電圧発生部３１について、それぞれ１２０度位相差のａ，ｂ，ｃ相の三相に於けるｂ相接地の場合に適用する場合を示し、１２０度の位相差のａ相とｃ相との一次の基準電圧ＶＧａ（１），ＶＧｃ（１）〜ｎ次の基準電圧ＶＧａ（ｎ），ＶＧｃ（ｎ）を発生させるＲＯＭにより構成した場合を示す。又単相電圧発生部３２も同様なＲＯＭの構成で実現できるものであるが、単相電圧発生部３２の場合は、ａ相とｃ相との位相差を１８０度とした基準電圧を発生させる構成とする。又一次〜ｎ次のａ相、ｂ相、ｃ相の三相基準電圧ＶＧａ（１）〜ＶＧｃ（１）〜ＶＧａ（ｎ）〜ＶＧｃ（ｎ）の場合、ａ相の基準電圧位相を０度とすると、一次の電圧位相は、（４）〜（６）式で示すものとなり、ｎ次の電圧位相は、（７）〜（９）式に示すものとなる。

図２２は、ＥＱＬ部の説明図であり、三相同定部３３と単相同定部３４とのＥＱＬｎ（漏洩電流模擬回路）部を示す。なお、三相同定部３３に三相電圧発生部３１から入力するａ相の基準電圧ＶＧａ（１）とｃ相の基準電圧ＶＧｃ（１）とは１２０度の位相差を有するものであるが、単相同定部３４に単相電圧発生部３２から入力するａ相の基準電圧ＶＧａ（１）とｃ相の基準電圧ＶＧｃ（１）とは、前述のように、１８０度の位相差を有するものである。又次数対応の抵抗性と容量性とのパラメータＥＱＬＲａ（１），ＥＱＬＲｃ（１），ＥＱＬＣａ（１），ＥＱＬＣｃ（１）、ＥＱＬＲａ（ｋ），ＥＱＬＲｃ（ｋ），ＥＱＬＣａ（ｋ），ＥＱＬＣｃ（ｋ）〜ＥＱＬＲａ（ｎ），ＥＱＬＲｃ（ｎ），ＥＱＬＣａ（ｎ），ＥＱＬＣｃ（ｎ）を入力する。

一次対応の構成は、基準電圧ＶＧａ（１），ＶＧｃ（１）に対してそれぞれパラメータＥＱＬＲａ（１），ＥＱＬＲｃ（１），ＥＱＬＣａ（１），ＥＱＬＣｃ（１）を乗算して加算（Σ）して、一次のパラメータＥＱＬ（１）を出力する。又ｋ次及びｎ次に対しては、抵抗性のパラメータＥＱＬＲａ（ｋ），ＥＱＬＲｃ（ｋ）に対して１／ｋ及び１／ｎを乗算し、又ｃ相については、それぞれｅの（ｊθ）乗を乗算してθ度の位相回転を与えて加算（Σ）することにより、パラメータＥＱＬ（ｋ），ＥＱＬ（ｎ）を出力する。

ｎ次高調波の電圧源をＶ、各相と対地間に存在する負荷のインピーダンスをＺ、ＺＣＴに流れる電流をＩとすると、Ｉ＝Ｖ／Ｚとなる。一方、負荷インピーダンスＺは、各相と対地間に存在している容量性負荷と、抵抗性負荷との並列接続であるが、周波数をω、容量をＣ、抵抗をｒとすると、容量性負荷に流れる電流Ｉｃは、
Ｉｃ＝Ｖ／（１／ｊωＣ）＝ｊωＣＶ・・・（１０）
又抵抗性負荷に流れる電流Ｉｒは、
Ｉｒ＝Ｖ／ｒ・・・（１１）
となる。従って、最終的にＺＣＴに流れる電流Ｉは、
Ｉ＝Ｖ（１／ｒ＋ｊωＣ）・・・（１２）
となる。実際には、電圧Ｖがｎ次高調波基準電圧源の電圧である為、又各相（ａ／ｂ／ｃ相）が存在する為、これら全ての合成ベクトルとなる。

抽出目標である抵抗性漏洩電流を得る為には、取り込んだ零相電流成分から、抵抗性漏洩電流成分と容量性漏洩電流成分とに分離して、抵抗性漏洩電流成分を測定する必要がある。又、容量性漏洩電流は、抵抗性漏洩電流の９０度進んだ位相である。

実際に漏電システムの中で構築される容量性負荷及び抵抗性負荷は、システム同定の容易さの観点から、インピーダンスではなく、アドミッタンスで定義する。アドミッタンスのベクトルと基準となるｎ次高調波基準電圧源との乗算を行い、合成することで、ＺＣＴから入力された零相電流を推定する。ＥＱＬの等化係数パラメータとして、各相（ＰＨ＝ａ，ｂ，ｃ）毎に、
ＥＱＬ（ＰＨ）＝ＥＱＬＲ（ＰＨ）＋ｊＥＱＬＣ（ＰＨ）・・・（１３）
と表すことができる。

又ＥＱＬ補正の手段は、モデム等に適用されている自動等化技術を応用することができる。即ち、基準値と推定値のエラー信号を位相正規化信号の複素共役で演算し、更に振幅補正の逆数を乗算し、或る一定の制御力を乗算した後、抵抗性成分に関しては、過去の抵抗性成分に、エラーと基準電圧の複素共役を乗算（基準電圧とエラーの相関をなくすように作用）し、抵抗性成分について、最小二乗法を用いてシステム同定補正することができる。

又容量性成分については、

に示すものとなる。又抵抗性成分については、基準電圧発生部からの基準電圧の次数に応じて１／ｎに低下する為、１／ｎの定数を乗算して対応することができる。又容量性成分については、次数の増加に伴う振幅の低下に対して、インピーダンスの低下により相殺されるので、そのままとする。

ＥＱＬの詳細補正アルゴリズムを次の（１５）〜（１７）式を基に説明する。

然しながら、推定した零相電流は、あくまでも基準電圧発生部からのｎ次高調波基準電圧を基にしている。一方、実際にＺＣＴに接続された漏電システムの基準電圧位相及び振幅は、基準位相及び振幅とは異なるものであり、この振幅差／位相差を補正する必要がある。この為、三相同定部３３及び単相同定部３４に、それぞれ振幅／位相差算出回路を設けている。

図２３は、前述の振幅／位相差算出回路の一部の振幅抽出回路を示し、図２４は、位相差抽出回路を示す。図２３に於いては、図２２に示すＥＱＬ部からの一次、ｋ次〜ｎ次の出力ＥＱＬ（１），ＥＱＬ（ｋ）〜ＥＱＬ（ｎ）を入力し、図１７の振幅抽出回路と同様な演算処理により、ＥＱＬ（１），ＥＱＬＮ（１），ＥＱＬＥ（ｎ），ＥＱＬＮ（ｎ），ＡＭＰＩ（ｎ）を出力する。このＡＭＰＩ（ｎ）は、ＥＱＬのループゲイン補正用のｎ次高調波の合成パワーに相当したパラメータである。

図２４は、誤差抽出部の説明図であり、図１９に示す位相差抽出部と同様な構成を有するものであるが、図２３に示す振幅抽出回路からのｎ次とｋ次との高調波に対応したＥＱＬＥ（ｎ），ＥＱＬＥ（ｋ）を入力して、位相差のパラメータＰＨＥＱＡを出力する。

図２５は、誤差抽出部４の一部を構成する誤差算出部を示し、振幅誤差抽出部と位相誤差抽出部とを含み、振幅誤差抽出部には、図１７に示す振幅抽出回路からのＬＰＦＮ（ｎ）と図２３に示す振幅抽出回路からのＡＭＰ（ｎ）（ＡＭＰＩ（ｎ）の逆数）を入力し、差分に相当する振幅の誤差ＡＥ（ｎ）を出力する。又位相誤差抽出回路には、図１９に示す位相抽出回路からのＰＨＬＰＡと図２４に示す位相差抽出部からのＰＨＥＱＡとを入力し、複素共役演算により、位相誤差分としてのＰＤＥＡと、−１の加算，ＥＱＬＥの（１）の乗算，αの乗算によるエラー信号Ｅとを出力する。

即ち、抽出した漏電波形パラメータとシステム同定回路部で抽出したパラメータとが一致するように、例えば、モデムの技術分野で適用されている最大傾斜法、最小二乗法のアルゴリズムを用いて、システム同定を行うことができるもので、具体的には、振幅はそれぞれの振幅ＡＭＰ（ｎ）とＬＰＦＮ（ｎ）との差信号ＡＥ（ｎ）を抽出し、位相差に関しては、ＰＨＥＱＡと、ＰＨＬＰＡとの複素共役演算で位相差信号ＰＤＥＡを算出し、且つ−１を加算し、ＥＱＬＥ（１）を乗算し、係数αを乗算して、エラー信号Ｅとして出力する。

これらの振幅／位相エラー信号は、例えば、三相では、ａ相／ｃ相、更に、抵抗性漏洩電流、容量性漏洩電流、と複雑な合成に相当するものであり、単純な直交系とはならない為、エラーの分解を極めて正確に行う必要がある。振幅エラーに関しては、さほど敏感ではないので、モデムで使用しているデータ信号とエラー信号との相関をとる手法で、振幅エラーを各相のエラー信号に分離することができる。一番重要なのは、位相エラー信号の分離である。

図２６は、漏洩電流ベクトルの説明図であり、ａ相、ｂ相、ｃ相の中のｂ相を接地した電力供給システムに於いて、ａ相を基準として、（ａ）は、ｃ相の位相を＋１５度回転した場合、（ｂ）は、ｃ相の位相を回転しない場合、（ｃ）はｃ相の位相を−１５度回転した場合のベクトルを示すものであり、Ｉ０は漏洩電流、Ｒａ，Ｒｃはａ相とｃ相との抵抗性漏洩電流、Ｃａ，Ｃｃはａ相とｃ相との容量性漏洩電流を示す。ａ相とｃ相との抵抗性漏洩電流の合成ベクトルＲと、ａ相とｃ相との容量性漏洩電流の合成ベクトルＣとをベクトル合成した漏洩電流Ｉ０について、ｃ相の位相のシフトにより、変化することが判る。この変化に対応した成分をフィードバックすることにより、位相エラー信号と振幅エラー信号とを共に零に収束させることが可能となる。

図２７は、エラーベクトルの説明図であり、エラーＥを抵抗性Ｅｒと容量性Ｅｃとの合成ベクトルとして示し、このエラーＥの位相をθＥとして、９０度を超えて１８０度以下、９０度以下、２７０度を超えて３６０度以下、１８０度を超えて２７０度以下の場合を、それぞれｐａｒｔ１〜ｐａｒｔ４として示す。又漏洩電流Ｉ０の抵抗性の成分Ｒと容量性の成分Ｃとの位相をθＲ，θＣとすると、ｐａｒｔ１〜ｐａｒｔ４対応のエラーＥの抵抗性の成分ΔＲを以下の演算処理により求めることができる。

図２８及び図２９は、誤差抽出部４（図１１参照）のエラー分解部の一部を構成する振幅エラー分解部の説明図であり、三相のｂ相接地の場合のａ相、ｃ相に対する構成を示すもので、図２５に示す振幅誤差抽出回路からの一次〜ｎ次の振幅エラーＡＥ（１）〜ＡＥ（ｎ）と、図２３に示す振幅抽出回路からの振幅を示すＡＭＰＩ（ｎ）とを入力し、又基準電圧発生部からの各相対応の基準電圧、ａ相についてはＶＧａ（１）〜ＶＧａ（ｎ）を入力し、ｃ相についてはＶＧｃ（１）〜ＶＧｃ（ｎ）と、位相回転させるｅ（ｊθ）（ｅのｊθ乗を示す）を入力し、複素共役演算によるリアルパートｒを加算（Σ）して、抵抗性の振幅エラーＡＥＲａ，ＡＥＲｃを出力し、イマジナリパートｉを加算（Σ）して、容量性の振幅エラーＡＥＣａ，ＡＥＣｃを出力する。

又図２９の振幅エラー分解部は、ｋ次とｎ次との振幅エラーＡＥ（ｋ），ＡＥ（ｎ）とを入力して乗算した値をａとすると、判定部は、ａ＜０の場合、ｂ＝１、ａ≧０の場合、ｂ＝０の判定出力信号ｂと、振幅エラーＡＥ（ｋ）とＡＥ（ｎ）との差分とを乗算して信号ＡＥＰＨを出力する。即ち、振幅エラーの相関性が大きい同相成分を加算してフィードバック補正に使用されるが、ＡＥ（ｋ）とＡＥ（ｎ）との極性が異なる場合、逆相関の関係を示し、加算（Σ）処理により、振幅エラー成分が小さくなる。これに対して、判定部により、極性が異なる逆相関の状態の場合は、ＡＥ（ｋ）とＡＥ（ｎ）との差分をＡＥＰＨとして、ＥＱＬ係数補正回路にフィードバックする。又極性が同一の場合は、相関有りと判定してＡＥＰＨ＝０とする。

図３０は、位相エラー分解部の説明図であり、ｂ相接地の場合に、ａ相、ｃ相のそれぞれの抵抗性と容量性とのパラメータＲａ，Ｒｃ，Ｃａ，Ｃｃに分解してフィードバックする必要がある。前述の図２７のエラーベクトルに基づいた数式に従った演算処理により、ΔＲｂ，ΔＣｂ，ΔＲａ，ΔＲｃ，ΔＣａ，ΔＣｃに分解して出力する。例えば、図２７のエラーベクトルＥについて、Ｅ＝Ｅｒ＋Ｅｃとし、Ｒの位相をθ_Ｒ、Ｃの位相をθ_Ｃとし、ベクトルＥｒ，Ｅｃの大きさをそれぞれΔＲ，ΔＣとすると、
Ｅ＝ΔＲｅｊθ_Ｒ＋ΔＣｅｊθ_Ｃ
と表すことができ、これをリアルパートとイマジナリパートとに分離して演算処理することにより求めることができる。

図３１は、誤差抽出部４（図１１参照）のエラー合成部の説明図であり、三相のａ相、ｃ相について示し、Σは加算器を示す。前述の振幅エラー分解部（図２８参照）と位相エラー分解部（図２９参照）とからのＡＥＲａ，ＡＥＲｃ，ＡＥＣａ，ＡＥＣｃと、ΔＲａ，ΔＣａ，ΔＲｃ，ΔＣｃを入力して、合成したエラーＥＲａ，ＥＣａ，ＥＲｃ，ＥＣｃを出力する。この合成したエラーを三相同定部３３及び単相同定部３４に入力して漏電システムの同定を行うものである。

図３２及び図３３は、三相同定部３３（図１１参照）のＥＱＬ係数補正回路の説明図であり、単相同定部３４のＥＱＬ係数補正回路も同様な構成を有するものである。又１１１，１１２は条件判定部、１１３は加算器、１１４はリミッタ（ＬＭ）、１１５は単位時間の遅延回路（Ｔ）、１１６は係数発生回路（ＲＯＭ）、１１７は乗算器、１１８は加算器、１１９はリミッタ（ＬＭ）、１２０は単位時間の遅延回路（Ｔ）を示し、各相対応に同様な構成を有するものである。

エラー合成部（図３１参照）からのＥＲａ，ＥＣａ，ＥＲｃ，ＥＣｃを入力し、条件判定部１１１は、入力ｉｎｐｕｔが０より大きい正極性の時に、出力ＯｕｔＥを＋１，負極性の時に、出力ＯｕｔＥを−１とする。又条件判定部１１２は、入力ｉｎｐｕｔが前回と極性が同一の時に、制御値ＣｏｎｔＡｄｊを＋１、極性が反転した時に、−２を出力する。この制御値ＣｏｎｔＡｄｊは、加算器１１３とリミッタ１１４と遅延回路１１５とにより累算処理され、リミッタ１１４による制限範囲内で変化する。係数発生回路１１６は、
リミッタ１１４の出力をアドレスとして、乗算器に入力する係数を格納したＲＯＭ構成とすることができるもので、読出した係数を条件判定部１１１の出力ＯｕｔＥに乗算し、加算器１１８とリミッタ１１９と遅延回路１２０とからなる構成により累算処理して、ＥＱＬＲａ，ＥＱＬＣａ，ＥＱＬＲｃ，ＥＱＬＣｃを出力する。

この場合、ループゲインが１．０未満で安定系を構成している場合に、エラーの相関があると、エラーの極性がプラスかマイナスかの一定値を維持する状態となる。そこで、エラーの極性が変化する場合には、ループゲインが１．０を超えたと判断し、制御力を例えば半減し、エラーの極性が継続して同じ場合は、エラーの相関性があって、フィードバックは有効であると判断し、制御力を例えば√２倍する。図３２に於いては、条件判定部１１２と係数発生部１１６とを含むルートの処理によって、前述の制御力の変更を行うものである。それにより、漏電パターンに従って振幅エラーの大きさが変化する場合でも、係数発生回路１１６を含むＥＱＬ係数の非線形フィードバック構成によって、安定且つ高速で収束可能となる。

又図３３に示すＥＱＬ係数補正回路は、位相エラー信号ＡＥＰＨを入力し、係数αを乗算し、加算器とモジュロ回路ＭＯＤとリミッタＬＭと遅延回路Ｔとによる積分機能によって積分し、積分値をリミッタＬＭにより制限し、ＣＯＳ／ＳＩＮのベクトル変換によって位相補正信号ｅ（ｊθ）を出力する。

図３４は、ＥＱＬ係数収束特性説明図であり、（Ａ），（Ｂ）の縦軸はＥＱＬ係数、横軸は補正回数を示し、又（Ａ）は、ａ相とｃ相とに容量性漏電があり、且つｃ相に抵抗性漏電がある場合、（Ｂ）は、単相で抵抗性と容量性の両方に漏電ある場合を示している。何れの場合も、約６回程度の補正回数で収束していることが判る。ＥＱＬ係数は、（Ａ）に於いては、Ｒａ及びＣａは、０からではなく、約１から出発し、又（Ｂ）に於いては、Ｒｃは、約０．５から出発して収束の高速化が可能であることを示している。

図３５は、Ｉｇｒ算出／選定部３５の説明図であり、１２１は三相処理部、１２２は単相処理部、１２３，１２４は中央値フィルタ、１２５はセレクタ（ＳＥＬ）を示す。前述のＥＱＬ係数補正回路からの抵抗性漏洩電流の値を示すＥＱＬＲａ，ＥＱＬＲｂ，ＥＱＬＲｃを入力し、三相処理部１２１に於いては、それらの位相が異なるから、基準電圧ＶＧｂ（１），ＶＧｃ（１）をＥＱＬＲｂ，ＥＱＬＲｃにそれぞれ乗算し、リアルパートｒとイマジナリパートｉに分離し、リアルパートは加算して自乗する。又イマジナリパートも加算して自乗する。それらを加算して、中央値フィルタ１２３に入力する。又単相処理部１２２に於いては、ＲＱＬＲａを自乗してパワーを求め、中央値フィルタ１２４に入力する。セレクタ１２５は、三相か単相かの相判定信号に従って選択動作し、抵抗性漏洩電流Ｉｇｒを出力する。

図３６は、中央値フィルタの説明図であり、サンプリング周期の遅延回路Ｔにより遅延した三相処理部１２１又は単相処理部１２２の出力Ｍｄ（０），Ｍｄ（１），Ｍｄ（２）を比較判定部に入力し、Ｍｄ（０），Ｍｄ（１），Ｍｄ（２）の中の中央値を出力する。その中央値フィルタの出力をセレクタ１２５（図３５参照）に入力する。それにより、雑音による異常値を除いて動作の安定化を図ることができる。

図３７は、相判定部の説明図であり、Ｉｇｒ算出／選定部３５（図１１参照）に於ける相判定部を示し、１３１，１３２は合成処理部、１３３は加算器、１３４は相選定部、１３５は多数決回路、１３６は加算器（Σ）、１３７は加算器、１３８は判定部を示す。合成処理部１３１，１３２は、振幅エラーＡＥ（１）〜ＡＥ（ｎ）と位相エラーＰＤＥＡ，ＰＤＥＢとをそれぞれ自乗して合成（Σ）し、加算器１２３に於いて差分ａ１を求め、相選定部１３４に於いて，ａ１≧０の場合、単相選定ａ２＝０とし、ａ１＜０の場合、三相選定ａ２＝１として出力する。多数決回路１３５は、相選定部１３４の出力ａ２を単位時間の遅延回路Ｔを介して加算器１３６により加算し、加算器１３７に於いて係数ａ３との差分ａ４を求め、判定部１３８に於いて、ａ４≧０の場合は三相判定、ａ４＜０の場合は単相判定の相判定出力をＩｇｒ選択部（図１１参照）に入力する。

図３８は、Ｉｇｒ判定／タイマ監視部の説明図であり、１４１，１４２，１４６，１４７は加算器、１４３はＩＧＲ判定部、１４４はタイマ監視部、１４５は設定部、１４８，１４９は連続時間監視部を示す。Ｉ０検出部２５の判定部（図１１参照）からの漏洩電流の有無を示す検出信号Ｉ０ＤＥＣと、Ｉｇｒ算出／選定部３５のＩｇｒ選択部からのＩｇｒ判定出力と、基準値抽出部２３の振幅／位相差抽出部の振幅抽出回路（図１７参照）からのＳｙｎＬＰＦＰとが入力され、漏洩電流無しの場合は、Ｉ０ＤＥＣ＝０であるから、乗算器１４２の出力信号も０となり、Ｉｇｒ判定処理は行わない。それにより、検出誤動作を防止する。又漏洩電流有りの場合は、Ｉ０ＤＥＣ＝１となり、乗算器１４１の出力はＩＧＲ判定部１４３に入力され、設定部１４５の注意閾値を加算器１４６に、又警戒閾値を加算器１４７にそれぞれ入力し、設定時限に従って、連続時間監視部１４８に於いて注意閾値を超えた連続時間の有無を監視し、連続時間監視部１４９に於いて警戒閾値を超えた連続時間の有無を判定し、それぞれ連続時間が、設定時限を超えた時に、注意信号又は警戒信号を出力する。

図３９は、本発明と従来例との対比説明図であり、従来のＩ０方式と、Ｉｇｒ方式１と、Ｉｇｒ方式２と、本発明とについて、設置、精度、総合について比較したものであり、丸印と三角印とにより優劣を示す。本発明は、Ｉｇｒ方式に属するとしても、付帯設備不要、無停電設置可能、基準電圧取り込み不要、感電事故小、設置スペース小、単相／三相自動切替えはシステム同定により可能、容量性漏電の平衡、不平衡に対応、負荷変動に対応、接地相劣化に対応、その他としての高速化が可能であり、総ての項目に対して有利であることが判る。

本発明の原理説明図である。警報システムの説明図である。ＺＣＴの接続説明図である。漏電検出システムの説明図である。単相の漏洩電流のシミュレーション波形説明図である。漏洩電流スペクトラムの説明図である。スペクトラムのパターン説明図である。正規化振幅分布説明図である。ｎ次高調波成分の合成波形説明図である。ｎ次高調波振幅分布説明図である。本発明の実施例の説明図である。キャリア発生部及び復調部の説明図である。ローパスフィルタの説明図である。Ｉ０検出部の説明図である。複素共役回路と周波数変換部との説明図である。振幅位相補正回路の説明図である。振幅抽出回路の説明図である。自己相関演算結果の説明図である。位相差抽出回路の説明図である。位相誤差説明図である。基準電圧発生部の説明図である。ＥＱＬ部の説明図である。振幅抽出回路の説明図である。位相抽出部の説明図である。誤差算出部の説明図である。漏洩電流ベクトルの説明図である。エラーベクトルの説明図である。振幅エラー分解部の説明図である。振幅エラー分解部の説明図である。位相エラー分解部の説明図である。エラー合成部の説明図である。ＥＱＬ係数補正回路の説明図である。ＥＱＬ係数補正回路の説明図である。ＥＱＬ係数収束特性説明図である。Ｉｇｒ算出／選定部の説明図である。中央値フィルタの説明図である。相判定部の説明図である。Ｉｇｒ判定／タイマ監視部の説明図である。本発明と従来例との対比説明図である。 ΔΔ結線の説明図である。ＹＹ結線の説明図である。ＹＹ結線（中性点引き出し）の説明図である。ＹΔ結線の説明図である。 ΔＹ結線の説明図である。ＶＶ結線の説明図である。

符号の説明

１ＺＣＴ部
２漏電波形パラメータ抽出部
３システム同定回路部
４誤差抽出部
５各種設定／表示制御部
２１フィルタ部
２２データ取込み部
２３基準値抽出部
２４周波数情報抽出部
２５Ｉ０検出部
３１三相電圧発生部
３２単相電圧発生部
３３三相同定部
３４単相同定部
３５Ｉｇｒ算出／選定部
３６Ｉｇｒ判定／タイマ監視部

Claims

電力供給システムに於ける接地線に流れる電流をＺＣＴにより検出して抵抗性漏洩電流を検出する漏洩電流検出方法に於いて、
前記ＺＣＴの検出信号から前記電力供給システムの周波数情報を抽出し、該周波数情報を基に前記ＺＣＴの検出信号の基本波とそのｎ次高調波の成分の振幅及び位相のパラメータを含む漏電波形パラメータを抽出し、基本波とそのｎ次高調波の成分の振幅及び位相のパラメータを含む出力パラメータと前記漏電波形パラメータとの誤差を抽出し、該誤差が最小となるように前記出力パラメータの補正処理を行って漏電システムの同定を行い、該漏電システムの同定収束により、抵抗性漏洩電流を検出する過程を含む
ことを特徴とする漏洩電流検出方法。
基本波を除くｋ次及びｎ次高調波の成分のｋ次高調波成分をｎ倍し、ｎ次高調波成分をｋ倍して差分を求め、基準位相に関係しない前記出力パラメータ及び前記漏電波形パラメータの前記位相パラメータを出力する過程を含むことを特徴とする請求項１記載の漏洩電流検出方法。
前記漏電波形パラメータと前記出力パラメータとの差の振幅誤差と位相誤差とを、抵抗性成分と容量性成分とに分解して、漏電システム同定の係数補正を行う過程を含むことを特徴とする請求項１記載の漏洩電流検出方法。
前記漏電波形パラメータと前記出力パラメータとの差分の極性が反転する場合は、前記漏電波形パラメータの係数補正の制御力を減少させ、同一極性が継続する場合は前記制御力を増大させる過程を含むことを特徴とする請求項１又は請求項３記載の漏洩電流検出方法。
複数種類の前記漏電システム同定を行い、それぞれの誤差が最小となる漏電システム同定結果を基に、抵抗性漏洩電流を検出する過程を含むことを特徴とする請求項１記載の漏洩電流検出方法。
電力供給システムに於ける接地線に流れる電流を検出するＺＣＴの検出信号のみを入力して、抵抗性漏洩電流を検出処理する漏洩電流検出装置に於いて、
前記ＺＣＴの検出信号を入力して該検出信号の周波数情報を抽出し、該周波数情報に従った前記検出信号のｎ次の高調波成分についての振幅及び位相のパラメータを含む漏電波形パラメータを抽出する漏電波形パラメータ抽出手段と、
前記漏電波形パラメータと出力パラメータとの誤差分を抽出する誤差抽出手段と、
該誤差抽出手段による誤差分を零に近づけるように前記出力パラメータを補正処理して漏電経路を含む漏電システム同定処理を行って、抵抗性漏洩電流を推定検出するシステム同定手段と
を備えたことを特徴とする漏洩電流検出装置。
前記漏電波形パラメータ抽出手段及び前記システム同定手段は、基本波を除くｋ次及びｎ次高調波の成分のｋ次高調波成分をｎ倍した値と、ｎ次高調波成分をｋ倍した値との差分を、基準位相に関係しない前記出力パラメータ及び前記漏電波形パラメータの前記位相パラメータとして出力する構成を有することを特徴とする請求項６記載の漏洩電流検出装置。
前記漏電波形パラメータと前記出力パラメータとを入力する誤差抽出手段を備え、該誤差抽出手段は、前記漏電波形パラメータと前記出力パラメータとの差の振幅誤差と位相誤差とを、抵抗性成分と容量性成分とに分解して、前記システム同定手段の係数補正として入力する構成を有することを特徴とする請求項６記載の漏洩電流検出装置。
前記システム同定手段は、前記漏電波形パラメータと前記出力パラメータとの差分の極性と該極性の変化の有無との判定手段と、該判定手段により前記極性が反転した時に前記漏電波形パラメータの係数補正の制御力を減少させ、極性が同一の継続時は前記漏電波形パラメータの係数補正の制御力を増加させる係数補正手段とを有することを特徴とする請求項６記載の漏洩電流検出装置。
前記システム同定手段は、複数種類の電力供給システム対応の漏電システム同定を行う複数の同定部を有し、該複数の同定部の出力パラメータと前記漏電波形パラメータとの誤差が最小となる同定部による漏電システム同定結果を基に抵抗性漏洩電流を検出する手段を備えたことを特徴とする請求項６記載の漏洩電流検出装置。