JP2006128739A - Photocurrent processing circuit and current amplifying circuit used therefor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、フォトダイオードからの光電流を増幅する電流増幅回路及びこの電流増幅回路を用いた光電流処理回路に関するものである。 The present invention relates to a current amplifying circuit for amplifying a photocurrent from a photodiode and a photocurrent processing circuit using the current amplifying circuit.
従来、フォトダイオードからの光電流を処理する光電流処理回路としては、例えば、吉田裕道他著「センサー回路と応用」(近代図書株式会社、1990年7月10日発行、第85頁)に記載されている図8に示すような構成のもの、及び特開平6−235658号公報に開示されている図9に示すような構成のものがよく知られている。図8に示した光電流処理回路は、光信号がフォトダイオード801 により光電流に変換され、該光電流は、非反転入力端子に定電圧源802 が接続され、反転入力端子と出力端子間に帰還抵抗803 が接続された演算増幅器804 によって構成された電流電圧変換器によって電圧信号に変換されるように構成されている。このとき、フォトダイオード801 からの光電流をIp ,定電圧源802 の電圧値をEr ,帰還抵抗803 の抵抗値をRf とすると、出力電圧Vout は、
Vout =Er −Rf ・Ip ・・・・・・・・・・・・(1)
となり、電圧信号が得られる。
Conventionally, as a photocurrent processing circuit for processing a photocurrent from a photodiode, it is described in, for example, Hiromichi Yoshida et al., “Sensor Circuit and Application” (Modern Books Co., Ltd., issued July 10, 1990, page 85). The structure shown in FIG. 8 and the structure shown in FIG. 9 disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 6-235658 are well known. In the photocurrent processing circuit shown in FIG. 8, an optical signal is converted into a photocurrent by a
Vout = Er-Rf Ip (1)
Thus, a voltage signal is obtained.
次に、図9に示す光電流処理回路について説明する。図9に示した光電流処理回路は、カソード端子が電源に接続されたフォトダイオード901 のアノード端子が演算増幅器902 の反転入力端子に接続され、前記演算増幅器902 の非反転入力端子には定電圧源903 が接続され、前記演算増幅器902 の反転入力端子と出力端子間には、光電流を蓄える積分コンデンサ904 と該積分コンデンサ904 をリセットするアナログスイッチ905 とが接続されて構成されている。
Next, the photocurrent processing circuit shown in FIG. 9 will be described. In the photocurrent processing circuit shown in FIG. 9, the anode terminal of the
次に、かかる構成の光電流処理回路の動作について説明する。光電流検出前は、アナログスイッチ905 は閉じた状態であり、このとき、演算増幅器902 の出力端子には、定電圧源903 の電圧Erが出力されている。次にアナログスイッチ905 が開かれ、光電流の検出が開始される。アナログスイッチ905 が開かれ時間Tが経過したとき、積分コンデンサ904 の容量値をCint とすると、出力電圧Vout は、
Vout =Er −Ip ・T/Cint ・・・・・・・・・(2)
となり、電圧信号が得られる。
Vout = Er-Ip T / Cint (2)
Thus, a voltage signal is obtained.
近年、被写界を複数の領域に分割し、それぞれの領域毎の輝度信号を用いて測光を行う、いわゆる多分割測光が多くのカメラで用いられており、多分割測光では被写界からより多くの正確な輝度情報を得るためには、フォトダイオードの分割数が多ければ多いほど有利である。ところで、フォトダイオードと光電流処理回路を同一ICチップ上に混載する場合、フォトダイオードがICチップの一定の面積を占有する。したがって、フォトダイオードと光信号処理回路を混載しフォトダイオードの分割数を多くすると、分割したフォトダイオードの一つ当たりの受光面積が小さくなり、結果としてフォトダイオードから発生する光電流が非常に微弱となる。 In recent years, so-called multi-division photometry, which divides an object scene into a plurality of areas and performs photometry using luminance signals for each area, is used in many cameras. In order to obtain a large amount of accurate luminance information, the larger the number of divided photodiodes, the more advantageous. By the way, when the photodiode and the photocurrent processing circuit are mixedly mounted on the same IC chip, the photodiode occupies a certain area of the IC chip. Therefore, when a photodiode and an optical signal processing circuit are mixedly mounted and the number of divided photodiodes is increased, the light receiving area per divided photodiode is reduced, and as a result, the photocurrent generated from the photodiode is very weak. Become.
図8に示した従来例では、微弱な光電流から所望の電圧信号を得るためには帰還抵抗803 の値Rfを大きくする必要があり、そのため帰還抵抗803 の面積は非常に大きくなり、結果としてICチップ面積が大きくなる。更に、帰還抵抗値Rfが大きくなることにより帰還抵抗803 の寄生容量値Cfも大きくなり、帰還抵抗値Rfとその寄生容量値Cfにより構成されるローパスフィルタにより応答特性が劣化する。
In the conventional example shown in FIG. 8, in order to obtain a desired voltage signal from a weak photocurrent, it is necessary to increase the value Rf of the
また図9に示した従来例では、所望の電圧信号を得るためには積分コンデンサ904 の容量値Cint を小さくする必要がある。一方、アナログスイッチ905 は通常MOSトランジスタで構成され、ゲート電圧を制御することによりスイッチの開閉を行う。このとき、ゲート−ドレイン間、及びゲート−ソース間にはそれぞれ寄生容量が存在し、ゲート電圧が変動したとき、これらの寄生容量を介してゲート電圧の変動成分がスイッチングノイズとして信号線に重畳される。ところで、このスイッチングノイズは積分コンデンサ904 の容量値Cint の逆数に比例する。すなわち、積分コンデンサ904 の容量値Cint が小さくなるに従いアナログスイッチ905 のスイッチングノイズの影響が大きくなる。また、積分コンデンサ904 の容量値が小さくなることに伴い積分コンデンサを微細化しなければならないが、積分コンデンサを微細化した場合、積分コンデンサの製造誤差が大きくなる。
In the conventional example shown in FIG. 9, it is necessary to reduce the capacitance value Cint of the integrating
本発明は、従来の光電流処理回路における上記課題を解決するためになされたものであり、フォトダイオードの面積が縮小し光電流が微弱となっても安定した電圧信号を得ることが可能な光電流処理回路、及び、この光電流処理回路に用いて好適な電流増幅回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems in the conventional photocurrent processing circuit, and is a light capable of obtaining a stable voltage signal even when the photodiode area is reduced and the photocurrent becomes weak. It is an object of the present invention to provide a current processing circuit and a current amplification circuit suitable for use in the photocurrent processing circuit.
上記課題を解決するために、請求項1に係る発明は、フォトダイオードと、反転入力端子に前記フォトダイオードの一方の端子が接続された演算増幅器と、ベース端子が反転入力端子に接続され、コレクタ端子が電源に接続されたバイポーラトランジスタと、ゲート端子が前記演算増幅器の出力端子に、ソース端子が前記バイポーラトランジスタのエミッタ端子に、それぞれ接続されたMOSトランジスタと、前記演算増幅器の非反転入力端子に接続された定電圧源と、前記MOSトランジスタのドレイン端子に接続され、該ドレイン端子からの電流を電圧に変換する電流電圧変換器とで光電流処理回路を構成するものである。 In order to solve the above-mentioned problem, an invention according to claim 1 is directed to a photodiode, an operational amplifier in which one terminal of the photodiode is connected to an inverting input terminal, a base terminal is connected to the inverting input terminal, and a collector A bipolar transistor having a terminal connected to a power source, a gate terminal connected to the output terminal of the operational amplifier, a source terminal connected to the emitter terminal of the bipolar transistor, a MOS transistor connected to the bipolar transistor, and a non-inverting input terminal of the operational amplifier A photocurrent processing circuit is constituted by the connected constant voltage source and the current-voltage converter connected to the drain terminal of the MOS transistor and converting the current from the drain terminal into a voltage.
請求項2に係る発明は、請求項1に係る光電流処理回路において、前記演算増幅器は、その非反転入力端子に前記フォトダイオードの他方の端子が接続されていることを特徴とするものである。 According to a second aspect of the present invention, in the photocurrent processing circuit according to the first aspect, the operational amplifier has a non-inverting input terminal connected to the other terminal of the photodiode. .
請求項3に係る発明は、請求項1に係る光電流処理回路において、前記バイポーラトランジスタは、複数のバイポーラトランジスタがダーリントン接続されて構成されていることを特徴とするものである。 According to a third aspect of the present invention, in the photocurrent processing circuit according to the first aspect, the bipolar transistor includes a plurality of bipolar transistors connected in a Darlington connection.
請求項4に係る発明は、請求項1に係る光電流処理回路において、前記電流電圧変換器は、光電流を電圧に変換する素子として抵抗素子を有することを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in the photocurrent processing circuit according to the first aspect, the current-voltage converter has a resistance element as an element for converting a photocurrent into a voltage.
請求項5に係る発明は、請求項1に係る光電流処理回路において、前記電流電圧変換器は、光電流を電圧に変換する素子としてのコンデンサと、該コンデンサと並列に接続され、前記コンデンサを短絡するスイッチとを有することを特徴とするものである。 According to a fifth aspect of the present invention, in the photocurrent processing circuit according to the first aspect, the current-voltage converter includes a capacitor as an element that converts a photocurrent into a voltage, and is connected in parallel to the capacitor, It has the switch which short-circuits, It is characterized by the above-mentioned.
請求項6に係る発明は、請求項1〜5のいずれか1項に係る光電流処理回路において、前記バイポーラトランジスタの電流増幅率の変動による出力電圧の変動を補正する補正手段を更に有することを特徴とするものである。 According to a sixth aspect of the present invention, in the photocurrent processing circuit according to any one of the first to fifth aspects of the present invention, the photoelectric current processing circuit further includes a correction unit that corrects a variation in output voltage due to a variation in current amplification factor of the bipolar transistor. It is a feature.
請求項7に係る発明は、反転入力端子に、フォトダイオードの一方の端子が接続された電流入力端子が接続される演算増幅器と、ベース端子が前記反転入力端子に接続され、コレクタ端子が電源に接続されたバイポーラトランジスタと、ゲート端子が前記演算増幅器の出力端子に、ソース端子が前記バイポーラトランジスタのエミッタ端子に、ドレイン端子が電流出力端子に、それぞれ接続されたMOSトランジスタと、前記演算増幅器の非反転入力端子に接続された定電圧源とで電流増幅回路を構成するものである。 The invention according to claim 7 is an operational amplifier in which a current input terminal connected to one terminal of a photodiode is connected to an inverting input terminal, a base terminal is connected to the inverting input terminal, and a collector terminal is a power source. A connected bipolar transistor; a gate terminal connected to the output terminal of the operational amplifier; a source terminal connected to the emitter terminal of the bipolar transistor; a drain terminal connected to the current output terminal; A current amplification circuit is constituted by a constant voltage source connected to the inverting input terminal.
請求項8に係る発明は、請求項7に係る光電流処理回路において、前記演算増幅器は、その非反転入力端子に前記フォトダイオードの他方の端子が接続されていることを特徴とするものである。 The invention according to claim 8 is the photocurrent processing circuit according to claim 7, wherein the operational amplifier has the other terminal of the photodiode connected to the non-inverting input terminal. .
請求項9に係る発明は、請求項7に係る光電流処理回路において、前記バイポーラトランジスタは、複数のバイポーラトランジスタがダーリントン接続されて構成されていることを特徴とするものである。 The invention according to claim 9 is the photocurrent processing circuit according to claim 7, wherein the bipolar transistor is constituted by a plurality of bipolar transistors connected in a Darlington connection.
請求項10に係る発明は、請求項1〜6のいずれか1項に係る光電流処理回路において、前記バイポーラトランジスタは、コレクタに相当する半導体基板と、該半導体基板上に形成され、ベースに相当する前記半導体基板と異なる導電型の第1の拡散層と、該第1の拡散層内の上方に形成され、エミッタに相当する前記半導体基板と同型導電型である第2の拡散層とから構成されていることを特徴とするものである。 A tenth aspect of the present invention is the photocurrent processing circuit according to any one of the first to sixth aspects, wherein the bipolar transistor is formed on a semiconductor substrate corresponding to a collector, and formed on the semiconductor substrate, and corresponds to a base. A first diffusion layer having a conductivity type different from that of the semiconductor substrate, and a second diffusion layer formed above the first diffusion layer and corresponding to the emitter and having the same conductivity type as the semiconductor substrate. It is characterized by being.
請求項11に係る発明は、請求項7〜9のいずれか1項に係る光電流処理回路において、前記バイポーラトランジスタは、コレクタに相当する半導体基板と、該半導体基板上に形成され、ベースに相当する前記半導体基板と異なる導電型の第1の拡散層と、該第1の拡散層内の上方に形成され、エミッタに相当する前記半導体基板と同型導電型である第2の拡散層とから構成されていることを特徴とするものである。 The invention according to claim 11 is the photocurrent processing circuit according to any one of claims 7 to 9, wherein the bipolar transistor is formed on a semiconductor substrate corresponding to a collector, and formed on the semiconductor substrate, and corresponds to a base. A first diffusion layer having a conductivity type different from that of the semiconductor substrate, and a second diffusion layer formed above the first diffusion layer and corresponding to the emitter and having the same conductivity type as the semiconductor substrate. It is characterized by being.
請求項1に係る光電流処理回路によれば、フォトダイオードにて検出した光電流をバイポーラトランジスタにより増幅し、演算増幅器で制御されたMOSトランジスタを介して出力するので、安定して増幅された光電流を生成することができる。また、増幅された光電流が電流電圧変換器に伝達されるため、例えば、所望の電圧信号に変換する素子として抵抗素子を用いた場合、その抵抗値を増大させる必要がないので抵抗素子の面積の増大を抑えられ、ICチップの面積を小さくすることができ、抵抗素子の面積が小さいため抵抗素子の寄生容量も小さくなり、抵抗素子と寄生容量により構成されるローパスフィルタのカットオフ周波数が高くなり応答特性が改善される。また、所望の電圧信号に変換する素子としてコンデンサを用いる場合、コンデンサの値を大きくすることができるのでアナログスイッチのスイッチングノイズの影響を抑えることができ、コンデンサを微細化しないためコンデンサの製造誤差を抑えることができる。 According to the photocurrent processing circuit of the first aspect, the photocurrent detected by the photodiode is amplified by the bipolar transistor and is output through the MOS transistor controlled by the operational amplifier. A current can be generated. Further, since the amplified photocurrent is transmitted to the current-voltage converter, for example, when a resistance element is used as an element for converting to a desired voltage signal, it is not necessary to increase the resistance value, so that the area of the resistance element Increase of the IC chip, the area of the IC chip can be reduced, and since the area of the resistor element is small, the parasitic capacitance of the resistor element is also reduced, and the cut-off frequency of the low-pass filter composed of the resistor element and the parasitic capacitor is increased. Response characteristics are improved. In addition, when a capacitor is used as an element for converting to a desired voltage signal, the value of the capacitor can be increased, so that the influence of switching noise of the analog switch can be suppressed, and the capacitor is not miniaturized, so that the capacitor manufacturing error is reduced. Can be suppressed.
また請求項2に係る光電流処理回路によれば、演算増幅器の仮想短絡によりフォトダイオードに印加される電圧を零にすることができるので、ノイズとなる暗電流の発生を抑えることができる。また請求項3に係る光電流処理回路によれば、電流増幅率を増大させることができるので、非常に微弱な光電流に対しても安定して増幅された光電流を生成することができる。 Further, according to the photocurrent processing circuit of the second aspect, the voltage applied to the photodiode can be made zero by the virtual short circuit of the operational amplifier, so that it is possible to suppress the generation of dark current that becomes noise. According to the photocurrent processing circuit of the third aspect, since the current amplification factor can be increased, a photocurrent that is stably amplified even with a very weak photocurrent can be generated.
また請求項4に係る光電流処理回路によれば、抵抗素子の抵抗値に比例した電圧信号を安定して生成することができる。また請求項5に係る光電流処理回路によれば、積分時間に比例した電圧信号を安定して生成することができる。 According to the photocurrent processing circuit of the fourth aspect, a voltage signal proportional to the resistance value of the resistance element can be stably generated. According to the photocurrent processing circuit of the fifth aspect, a voltage signal proportional to the integration time can be stably generated.
また請求項6に係る光電流処理回路によれば、バイポーラトランジスタのベース電流、すなわち、フォトダイオードからの光電流が非常に微弱となり、前記バイポーラトランジスタの電流増幅率が低下した場合であっても、光電流に比例した精度の高い電圧信号を得ることができる。 According to the photocurrent processing circuit of claim 6, even when the base current of the bipolar transistor, that is, the photocurrent from the photodiode becomes very weak, and the current amplification factor of the bipolar transistor is reduced, A highly accurate voltage signal proportional to the photocurrent can be obtained.
請求項7〜9に係る電流増幅回路によれば、フォトダイオードにて検出した光電流をバイポーラトランジスタにより増幅し、演算増幅器で制御されたMOSトランジスタを介して出力するので、安定して増幅された光電流を生成することができる。 According to the current amplifying circuit according to claims 7 to 9, since the photocurrent detected by the photodiode is amplified by the bipolar transistor and outputted through the MOS transistor controlled by the operational amplifier, it is stably amplified. A photocurrent can be generated.
また請求項10に係る発明によれば、バイポーラプロセスを用いずCMOSプロセスのみによって構成できるので、ローコストで光電流処理回路を提供することができる。また請求項11に係る発明によれば、バイポーラプロセスを用いずCMOSプロセスのみによって構成できるので、ローコストで電流増幅回路を提供することができる。 Further, according to the invention of claim 10, since it can be constituted only by a CMOS process without using a bipolar process, a photocurrent processing circuit can be provided at a low cost. Further, according to the invention of claim 11, since it can be constituted by only a CMOS process without using a bipolar process, a current amplifying circuit can be provided at a low cost.
次に、発明を実施するための最良の形態について説明する。 Next, the best mode for carrying out the invention will be described.
(実施例1)
まず、本発明の実施例1について説明する。図1は本発明に係る電流増幅回路の実施例の構成を示す回路構成図である。図1に示すように、この実施例に係る電流増幅回路では、フォトダイオード101 のアノード端子が電流入力端子102 に接続されている。該電流入力端子102 は、非反転入力端子に定電圧源103 が接続された演算増幅器104 の反転入力端子、及びコレクタ端子が電源に接続されたバイポーラトランジスタ(Q1)105 のベース端子に接続されている。また、前記演算増幅器104 の出力端子、及び前記バイポーラトランジスタ105 のエミッタ端子には、ドレイン端子に電流出力端子106 が接続されたMOSトランジスタ(M1)107 のゲート端子及びソース端子がそれぞれ接続されて構成されている。
Example 1
First, Example 1 of the present invention will be described. FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing the configuration of an embodiment of a current amplifier circuit according to the present invention. As shown in FIG. 1, in the current amplification circuit according to this embodiment, the anode terminal of the
次に、このように構成されている電流増幅回路の動作について説明する。フォトダイオード101 からの光電流をIp とすると、該光電流Ip はバイポーラトランジスタ106 のベースに流れ込む。よって、バイポーラトランジスタ106 のエミッタ端子には、
IE =(β−1)Ip ・・・・・・・・・(3)
となる電流IE が流れる。ここで、βはバイポーラトランジスタ106 の電流増幅率である。このエミッタ電流IE は演算増幅回路104 により制御されたMOSトランジスタ107 を介して電流出力端子105 に出力され、出力電流Io は、
Io =(β−1)Ip ・・・・・・・・・(4)
となる。よって、この電流増幅回路においては、フォトダイオード101 からの光電流Ip を(β−1)倍に増幅して出力するので、フォトダイオード101 の受光面積が縮小し、光電流が微弱となっていても、安定した増幅された光電流を生成することができる。
Next, the operation of the current amplifier circuit configured as described above will be described. If the photocurrent from the
I E = (β−1) Ip (3)
A current I E flows. Here, β is the current amplification factor of the
Io = (β-1) Ip (4)
It becomes. Therefore, in this current amplifier circuit, the photocurrent Ip from the
なお、図2に示すように、図1に示した電流増幅回路においては、電流入力端子102 に接続されていないフォトダイオード101 のもう一方の端子、すなわち、カソード端子を演算増幅器104 の非反転入力端子に接続して構成してもよい。
As shown in FIG. 2, in the current amplifying circuit shown in FIG. 1, the other terminal of the
このように構成された電流増幅回路においては、演算増幅器104 の仮想短絡によりフォトダイオード101 のアノード−カソード間の電圧はゼロとなり、フォトダイオード101 にバイアス電圧が印加される際に生じる暗電流の発生が抑えられるので、ノイズの少ない電流増幅を行うことができる。
In the current amplifying circuit configured in this way, the voltage between the anode and the cathode of the
また、図1における電流増幅回路におけるバイポーラトランジスタ106 の代わりに、図3に示すような、前段側バイポーラトランジスタ106aと後段側バイポーラトランジスタ106bのコレクタを共通に接続し、前段側バイポーラトランジスタ106aのエミッタ端子を後段側バイポーラトランジスタ106bのベース端子に接続して構成した、前記前段側バイポーラトランジスタ106aのベース端子が入力端子であり、前記後段側バイポーラトランジスタ106bのエミッタ端子が出力端子となるダーリントン接続106cに構成した複数のバイポーラトランジスタを用いてもよい。
Further, instead of the
このように構成された電流増幅回路においては、フォトダイオード101 からの光電流Ip はダーリントン接続のバイポーラトランジスタ106a及び106bによって増幅され、バイポーラトランジスタ各々の電流増幅率をβとすると、出力電流Io は、
Io =(β−1)2 Ip ・・・・・・・・(5)
となる。よって、フォトダイオード101 からの光電流Ip を(β−1)2 倍に増幅するので、更に高い電流増幅を行うことができる。
In the current amplifying circuit configured as described above, the photocurrent Ip from the
Io = (β-1) 2 Ip (5)
It becomes. Therefore, since the photocurrent Ip from the
(実施例2)
次に、図4を用いて、上記実施例あるいは変形例で示した電流増幅回路を適用した、光電流信号を電圧信号に変換する光電流処理回路の実施例を本発明の実施例2として説明する。この実施例に係る光電流処理回路401 では、フォトダイオード402 が、光電流を増幅する電流増幅回路403 に接続され、該電流増幅回路403 の出力は、前記電流増幅回路403 からの電流信号を抵抗素子により電圧に変換する電流電圧変換器404 に接続されて構成されている。
(Example 2)
Next, referring to FIG. 4, an embodiment of a photocurrent processing circuit that converts a photocurrent signal into a voltage signal to which the current amplifier circuit shown in the above embodiment or the modification is applied will be described as a second embodiment of the present invention. To do. In the
なお、前記電流増幅回路403 には、図示例では図1に示した構成の電流増幅回路が用いられており、前記電流電圧変換器404 は、非反転入力端子に定電圧源405 が接続され、反転入力端子と出力端子間に帰還抵抗406 が接続された演算増幅器407 により構成されている。
In the illustrated example, the
次に、このように構成されている光電流処理回路401 の動作について説明する。フォトダイオード402 により生成された光電流Ip は、上述したように電流増幅回路403 によって、
Io =(β−1)Ip ・・・・・・・・・(6)
に増幅される。
Next, the operation of the
Io = (β-1) Ip (6)
Is amplified.
次に、増幅された光電流Io は、電流電圧変換器404 によって電圧信号に変換され、光電流処理回路401 は、
Vout =Er2−Rf (β−1)Ip ・・・・・・・・・・・(7)
なる電圧信号Vout を出力する。ここで、Er2は定電圧源405 の電圧値、Rf は帰還抵抗406 の抵抗値である。
Next, the amplified photocurrent Io is converted into a voltage signal by the current-
Vout = Er 2 -Rf (β-1) Ip (7)
The voltage signal Vout is output. Here, Er 2 is the voltage value of the
このように構成された光電流処理回路401 においては、電流増幅回路403 により増幅された光電流が電流電圧変換器404 に伝達されるため、所望の電圧信号を得るために抵抗素子(帰還抵抗406 )の値を増大させる必要がないので、抵抗素子の面積を十分に小さくすることができる。なお、電流増幅回路403 に演算増幅器が使用されてはいるものの、該演算増幅器はMOSトランジスタのゲート端子に制御電圧を印加するだけであり負荷は非常に軽いので、演算増幅回路の回路面積は従来例で示した光電流処理回路の帰還抵抗の面積と比較して十分に小さい。よって、本実施例の光電流処理回路を用いることによりICチップの面積の増大を抑えることができる。
In the
また、帰還抵抗の抵抗値が小さいことは勿論、帰還抵抗用抵抗素子の面積が小さいことにより抵抗素子の寄生容量も小さくなるため、抵抗素子と寄生容量により構成されるローパスフィルタのカットオフ周波数が高くなり応答特性が改善される。 In addition, since the resistance value of the feedback resistor is small, the parasitic capacitance of the resistor element is also reduced due to the small area of the resistor element for feedback resistor, and therefore the cutoff frequency of the low-pass filter constituted by the resistor element and the parasitic capacitor is reduced. The response characteristics are improved.
(実施例3)
次に、図5を用いて、上記図1〜図3に示した電流増幅回路を用いた、電流信号を電圧信号に変換する他の光電流処理回路の構成を実施例3として説明する。この実施例に係る光電流処理回路501 では、フォトダイオード502 が、光電流を増幅する電流増幅回路503 に接続され、該電流増幅回路503 の出力は、前記電流増幅回路503 からの電流信号をコンデンサに蓄積し、該コンデンサに蓄積された電荷に従って電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換器504 に接続されて構成されている。
(Example 3)
Next, the configuration of another photocurrent processing circuit that converts a current signal into a voltage signal using the current amplifying circuit shown in FIGS. 1 to 3 will be described as a third embodiment with reference to FIG. In the
前記電流増幅回路503 には、図示例では図2に示した構成の電流増幅回路が用いられており、前記電流電圧変換器504 は、非反転入力端子に定電圧源505 が接続され、反転入力端子と出力端子間に積分コンデンサ506 ,及び該積分コンデンサ506 をリセットするアナログスイッチ507 が接続された演算増幅器508 により構成されている。なお、本実施例においては、フォトダイオード502 のカソード端子及びアノード端子は、電流増幅回路503 を構成している演算増幅器の反転入力端子及び非反転入力端子に各々接続され、フォトダイオード502 にはゼロバイアスが設定されている。
In the illustrated example, the
次に、このように構成されている光電流処理回路501 の動作について説明する。まずフォトダイオード502 により生成された光電流Ip は、上述したように電流増幅回路503 によって、
Io =(β−1)Ip ・・・・・・・・・(8)
に増幅され、後段の電流電圧変換器504 に伝達される。
Next, the operation of the
Io = (β-1) Ip (8)
And is transmitted to the subsequent current-
ところで、本実施例に係る光電流処理回路501 では、光電流検出前においては、アナログスイッチ507 は閉じた状態になっており、積分コンデンサ506 は短絡状態となっている。このとき、光電流処理回路501 から出力される電圧Vout としては、前記演算増幅器508 がボルテージフォロワとして動作しているので、
Vout =Er3 ・・・・・・・・・・・・・(9)
なる電圧が出力される。ここで、Er3は定電圧源505 の電圧値である。
Incidentally, in the
Vout = Er 3 (9)
Is output. Here, Er 3 is the voltage value of the
次に、図示しない指令によりアナログスイッチ507 が開かれることにより、積分コンデンサ506 が演算増幅器508 の反転入力端子と出力端子間に電気的に接続されて、光電流の検出が開始される。電気的に演算増幅器508 の反転入力端子と出力端子間に接続された積分コンデンサ506 には、前段の電流増幅回路503 で増幅された光電流Io が流入し電荷が蓄えられ、電荷量に比例した電圧が出力される。すなわち、アナログスイッチ507 が開かれ時刻Tが経過したとき、光電流処理回路501 は、
Vout =Er3−(β−1)Ip ・T/Cint ・・・・・・・(10)
なる電圧信号を出力する。ここで、Cint は積分コンデンサ506 の容量値である。
Next, when the
Vout = Er 3 − (β−1) Ip T / Cint (10)
Output a voltage signal. Here, Cint is the capacitance value of the integrating
このように構成された光電流処理回路501 においては、電流増幅回路503 によって増幅された光電流が電流電圧変換器504 に伝達されるため、所望の電圧を得る際に積分コンデンサ506 の値を大きくすることができるので、積分コンデンサ506 の容量値の逆数に比例するアナログスイッチ507 のスイッチングノイズの影響を抑えることができる。更に、積分コンデンサ506 を微細化しないため積分コンデンサ506 の製造誤差を抑えることができるので、精度の高い光電流処理回路を実現することができる。
In the
(実施例4)
次に、図6を用いて、上記図4及び図5に示した光電流処理回路に、前記電流増幅回路を構成するバイポーラトランジスタの電流増幅率の変動による出力電圧の変動を補正する補正手段を更に設置した光電流処理回路の構成を、実施例4として説明する。この実施例に係る光電流処理回路601 は、フォトダイオード602 が、光電流を増幅する電流増幅回路603 に接続され、該電流増幅回路603 の出力は増幅された光電流を電圧信号に変換する電流電圧変換器604 に接続され、該電流電圧変換器604 の出力は、前記電流増幅回路603 を構成するバイポーラトランジスタの電流増幅率の変動に伴う前記電流電圧変換器604 の出力の変動を補正する補正手段605 に接続され、該補正手段605 の出力は出力端子606 に接続して構成されている。
Example 4
Next, referring to FIG. 6, the photocurrent processing circuit shown in FIGS. 4 and 5 is provided with correction means for correcting the output voltage fluctuation due to the fluctuation of the current amplification factor of the bipolar transistor constituting the current amplification circuit. Further, the configuration of the installed photocurrent processing circuit will be described as a fourth embodiment. In the
このように接続構成されている光電流処理回路601 における補正手段605 は、光電流量とバイポーラトランジスタの電流増幅率の変化量との関係より最適な補正値を図示しないメモリに格納しておき、電圧信号が入力した際には、この電圧信号に対し補正値を演算し出力を行うものである。
The correction means 605 in the
次に、このように構成されている光電流処理回路601 の動作について説明する。まず、フォトダイオード602 によって生成された光電流Ip は電流増幅回路603 によって、
Io =(β−1)Ip ・・・・・・・・・(11)
に増幅される。ここで、βはバイポーラトランジスタの電流増幅率である。ところで、前記電流増幅回路603 を構成しているバイポーラトランジスタのベース電流、すなわち、フォトダイオードからの光電流が非常に微弱となった場合、バイポーラトランジスタの電流増幅率βは低下し、結果として電流電圧変換器604 の出力電圧は非線形となる。次に、電流電圧変換器604 の出力は補正手段605 に入力され、入力した非線形な電圧信号に対し補正演算がなされ、線形な値に補正されて出力端子606 より電圧信号が出力される。
Next, the operation of the
Io = (β-1) Ip (11)
Is amplified. Here, β is the current amplification factor of the bipolar transistor. By the way, when the base current of the bipolar transistor constituting the
このように本実施例に係る光電流処理回路601 においては、補正手段605 により電圧信号が補正されるので、微弱な光電流が入力した場合でも光電流に比例した精度の高い電圧信号を得ることができる。
As described above, in the
(実施例5)
次に、図7を用いて、上記各実施例及びその変形例における電流増幅回路を構成しているバイポーラトランジスタの構成を、実施例5として説明する。図7の(A)に示すように、N型シリコン基板701 にPウェル702 が形成され、更にPウェル702 の内部にはPウェル702 より高い不純物濃度のP型拡散層703 と、N型拡散層704 が形成されている。またPウェル702 の外部のN型シリコン基板701 の上方にはN型拡散層705 が形成されている。よって、N型シリコン基板701 がコレクタ、Pウェル702 がベース、N型拡散層704 がエミッタとなるNPNトランジスタが形成される。前記P型拡散層703 ,前記N型拡散層704 ,及び前記N型拡散層705 に図示しない電極を付けることによってベース端子、エミッタ端子及びコレクタ端子を形成することができる。しかしながら、 通常、N型シリコン基板701 は電源(最高電位)に接続されるため、このNPNトランジスタは図7の(B)に示すように、常にコレクタ電極が電源Vccに接続されたトランジスタとなる。
(Example 5)
Next, referring to FIG. 7, the configuration of the bipolar transistor constituting the current amplifier circuit in each of the above-described embodiments and modifications thereof will be described as a fifth embodiment. As shown in FIG. 7A, a
このような構成のNPNトランジスタは、バイポーラプロセス、若しくはBiCMOSプロセスを用いずCMOSプロセスのみにより形成することができる。よって、このように形成されたバイポーラトランジスタを用いることにより、上記各実施例及び変形例における電流増幅回路はバイポーラプロセスを用いずCMOSプロセスのみによって構成できるので、ローコストな電流増幅回路と光電流処理回路を提供することができる。 The NPN transistor having such a configuration can be formed only by a CMOS process without using a bipolar process or a BiCMOS process. Therefore, by using the bipolar transistor formed in this way, the current amplifier circuit in each of the above-described embodiments and modifications can be configured only by the CMOS process without using the bipolar process. Therefore, a low-cost current amplifier circuit and a photocurrent processing circuit are provided. Can be provided.
101 フォトダイオード
102 電流入力端子
103 定電圧源
104 演算増幅器
105 電流出力端子
106 バイポーラトランジスタ
107 MOSトランジスタ
401 光電流処理回路
402 フォトダイオード
403 電流増幅回路
404 電流電圧変換器
405 定電圧源
406 帰還抵抗
407 演算増幅器
501 光電流処理回路
502 フォトダイオード
503 電流増幅回路
504 電流電圧変換器
505 定電圧源
506 積分コンデンサ
507 アナログスイッチ
508 演算増幅器
601 光電流処理回路
602 フォトダイオード
603 電流増幅回路
604 電流電圧変換器
605 補正手段
606 出力端子
701 N型シリコン基板
702 Pウェル
703 P型拡散層
704 N型拡散層
705 N型拡散層
101 photodiode
102 Current input terminal
103 Constant voltage source
104 operational amplifier
105 Current output terminal
106 bipolar transistor
107 MOS transistor
401 Photocurrent processing circuit
402 photodiode
403 Current amplifier circuit
404 current-voltage converter
405 Constant voltage source
406 Feedback resistor
407 operational amplifier
501 Photocurrent processing circuit
502 photodiode
503 Current amplifier circuit
504 Current-voltage converter
505 constant voltage source
506 integrating capacitor
507 Analog switch
508 operational amplifier
601 Photocurrent processing circuit
602 photodiode
603 Current amplifier circuit
604 current-voltage converter
605 Correction means
606 output terminal
701 N-type silicon substrate
702 P-well
703 P-type diffusion layer
704 N-type diffusion layer
705 N-type diffusion layer
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JP2004310294A JP2006128739A (en) | 2004-10-26 | 2004-10-26 | Photocurrent processing circuit and current amplifying circuit used therefor |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008209398A (en) * | 2007-01-31 | 2008-09-11 | Olympus Corp | Photoelectric current integrating circuit |
JP2009218796A (en) * | 2008-03-10 | 2009-09-24 | Fujitsu Microelectronics Ltd | Linear correction circuit and linear correction method, and sensor device |
US7947940B2 (en) * | 2007-01-31 | 2011-05-24 | Olympus Corporation | Photoelectric current integrating circuit including a current passing circuit |
-
2004
- 2004-10-26 JP JP2004310294A patent/JP2006128739A/en not_active Withdrawn
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