JP2006006061A - Bidirectional chopper circuit - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a low-loss and small bidirectional chopper circuit for suppressing a magnetic noise and reducing a noise. <P>SOLUTION: The bidirectional chopper circuit is provided with a step-up chopper circuit 6 having a step-up reactor 10a connected to a first input/output terminal 1 at one terminal, a step-up switching element 11a connected between the other terminal of the step-up reactor and a ground terminal and a step-up diode 12a comprising a wide gap semiconductor unipolar device connected between the other terminal of the step-up reactor and a second input/output terminal 2, and a step-down chopper circuit 7 having a step-down reactor 10b connected to the first input/output terminal 1 at one terminal, a step-down diode 12b comprising a wide gap semiconductor unipolar device connected between the other terminal of the step-down reactor and the ground terminal and a step-down switching element 11b connected between the other terminal of the step-down reactor and the second input/output terminal 2. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は双方向チョッパ回路に関し、特にスイッチング損失を低減させる技術に関する。   The present invention relates to a bidirectional chopper circuit, and more particularly to a technique for reducing switching loss.

従来、例えば二次電池を利用した車載用ドライブ装置や回生エネルギーを蓄積して利用する交通車両では、電圧を制御するチョッパ回路が使用されている。これらの場合、力行モードでは二次電池の出力で駆動し、回生モードで二次電池を充電するために双方向チョッパ回路が必要になる。   2. Description of the Related Art Conventionally, for example, in-vehicle drive devices that use secondary batteries and transportation vehicles that store and use regenerative energy, chopper circuits that control voltage are used. In these cases, a bidirectional chopper circuit is required to drive with the output of the secondary battery in the power running mode and to charge the secondary battery in the regeneration mode.

一般に、双方向チョッパ回路においては、入出力の関係は非絶縁であり、入出力電圧の関係は昇降圧で双方向である。このような従来の双方向チョッパ回路の一般的な構成を図４に示す（特許文献１参照）。   In general, in a bidirectional chopper circuit, the input / output relationship is non-insulated, and the input / output voltage relationship is bidirectional by step-up / down. A general configuration of such a conventional bidirectional chopper circuit is shown in FIG. 4 (see Patent Document 1).

この双方向チョッパ回路は、リアクトル５１、スイッチング素子５２、ダイオード５３、平滑コンデンサ５４、蓄電池５５、スイッチング素子５６、ダイオード５７および平滑コンデンサ５８を備えている。この双方向チョッパ回路では、昇圧時には、トランジスタ５６が常にオフにされ、トランジスタ５２が高周波でオン／オフされる。これにより、双方向チョッパ回路は、昇圧チョッパ回路として機能し、蓄電池５５を放電する。一方、降圧時には、トランジスタ５２が常にオフにされ、トランジスタ５６が高周波でオン／オフされる。これにより、双方向チョッパ回路は、降圧チョッパ回路として機能し、蓄電池５５を充電する。   This bidirectional chopper circuit includes a reactor 51, a switching element 52, a diode 53, a smoothing capacitor 54, a storage battery 55, a switching element 56, a diode 57, and a smoothing capacitor 58. In this bidirectional chopper circuit, during boosting, the transistor 56 is always turned off and the transistor 52 is turned on / off at a high frequency. Thereby, the bidirectional chopper circuit functions as a boost chopper circuit and discharges the storage battery 55. On the other hand, at the time of step-down, the transistor 52 is always turned off and the transistor 56 is turned on / off at a high frequency. As a result, the bidirectional chopper circuit functions as a step-down chopper circuit and charges the storage battery 55.

このような双方向チョッパ回路では、スイッチング素子５２、スイッチング素子５６、ダイオード５３およびダイオード５７は、一般に、シリコン半導体を用いて作製されている。高耐圧用（例えば素子耐圧６００Ｖ以上）のスイッチング素子５２、スイッチング素子５６、ダイオード５３およびダイオード５７としては、一般に、バイポーラデバイスが採用されている。
特開２００１−２２４１６４号公報 In such a bidirectional chopper circuit, the switching element 52, the switching element 56, the diode 53, and the diode 57 are generally manufactured using a silicon semiconductor. As the switching element 52, switching element 56, diode 53, and diode 57 for high withstand voltage (for example, element withstand voltage 600V or more), bipolar devices are generally employed.
JP 2001-224164 A

上述した双方向チョッパ回路においては、スイッチング動作時において、例えばスイッチング素子５２がターンオンすると、反対アームのダイオード５３がオフするが、この際、ＰＮ接合部に形成される空乏層に少数キャリアの蓄積がなされる。そして、この蓄積された少数キャリアによる逆回復電流（リカバリ電流）がダイオード５３に流れ、リカバリ損失が発生する。リカバリ損失はダイオードのスイッチング損失であり、スイッチング動作のたびに発生する損失となる。また、この逆回復電流がターンオンの過渡状態にあるスイッチング素子５２に流れ込み、スイッチング素子５２のスイッチング損失の増大を引き起こし、発熱損失が大きくなる。スイッチング素子５６についても同様である。   In the above-described bidirectional chopper circuit, for example, when the switching element 52 is turned on during the switching operation, the diode 53 on the opposite arm is turned off. At this time, minority carriers are accumulated in the depletion layer formed at the PN junction. Made. Then, the reverse recovery current (recovery current) due to the accumulated minority carriers flows to the diode 53, and recovery loss occurs. The recovery loss is a switching loss of the diode, and is a loss that occurs every time the switching operation is performed. In addition, the reverse recovery current flows into the switching element 52 in a turn-on transient state, causing an increase in switching loss of the switching element 52 and increasing heat loss. The same applies to the switching element 56.

従って、スイッチング素子５２およびスイッチング素子５６を冷却するためのヒートシンク等といった冷却構造が大型化してしまう。また、十数ｋＷ以上の容量を有する装置で使用される双方向チョッパ回路では、スイッチング損失、つまり発熱を低減させるためにスイッチング周波数を下げることが行われている。   Therefore, a cooling structure such as a heat sink for cooling the switching element 52 and the switching element 56 is increased in size. In a bidirectional chopper circuit used in a device having a capacity of more than a dozen kW, the switching frequency is lowered in order to reduce switching loss, that is, heat generation.

しかしながら、スイッチング周波数を下げると所望の出力を得るためにはリアクトルが大型化し、また、リアクトルによる磁気騒音が発生し、この磁気騒音を抑える防音構造が必要になる。一般に、双方向チョッパ回路において、回路体積と回路損失とにはトレードオフの関係がある。なお、特許文献１に開示された双方向チョッパ回路では、発熱を抑えるためにリアクトルが追加されているので、小型化が難しいという問題は依然として残されている。   However, when the switching frequency is lowered, in order to obtain a desired output, the reactor is enlarged, and magnetic noise is generated by the reactor, and a soundproof structure for suppressing the magnetic noise is required. Generally, in a bidirectional chopper circuit, there is a trade-off relationship between circuit volume and circuit loss. In the bi-directional chopper circuit disclosed in Patent Document 1, since a reactor is added to suppress heat generation, there still remains a problem that miniaturization is difficult.

また、スイッチング周波数を可聴周波数（例えば１６ｋＨｚ）以上にするとリアクトルの大型化と磁気騒音の発生という問題は起きないが、上述したように、スイッチング損失の増大により冷却構造が大型化し、またノイズ増大による制御機器や周辺の他の機器への影響が大きくなるという別の問題が生じる。   In addition, if the switching frequency is set to an audible frequency (for example, 16 kHz) or higher, there is no problem of an increase in the size of the reactor and generation of magnetic noise. Another problem arises in that the influence on the control device and other peripheral devices increases.

本発明は、低損失、小型で、磁気騒音を抑止することができ、さらに、ノイズを低減できる双方向チョッパ回路を提供することを課題とする。   An object of the present invention is to provide a bidirectional chopper circuit that is low loss, small in size, can suppress magnetic noise, and can reduce noise.

上記課題を解決するために、第１の発明に係る双方向チョッパ回路は、第１入出力端子に印加された直流電圧より高い直流電圧を第２入出力端子に出力する昇圧動作を行う昇圧チョッパ回路と、前記第２入出力端子に印加された直流電圧より低い直流電圧を前記第１入出力端子に出力する降圧動作を行う降圧チョッパ回路とを備えた双方向チョッパ回路であって、前記昇圧チョッパ回路は、前記第１入出力端子に一方の端子が接続された昇圧用リアクトルと、前記昇圧用リアクトルの他方の端子と接地端子との間に接続された昇圧用スイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他方の端子と前記第２入出力端子との間に接続されたワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから成る昇圧用ダイオードとを備え、前記降圧チョッパ回路は、前記第１入出力端子に一方の端子が接続された降圧用リアクトルと、前記降圧用リアクトルの他方の端子と接地端子との間に接続されたワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから成る降圧用ダイオードと、前記降圧用リアクトルの他方の端子と前記第２入出力端子との間に接続された降圧用スイッチング素子とを備えたことを特徴とする。   In order to solve the above problems, a bidirectional chopper circuit according to a first aspect of the present invention is a boost chopper that performs a boost operation that outputs a DC voltage higher than a DC voltage applied to a first input / output terminal to a second input / output terminal. A bidirectional chopper circuit comprising: a circuit; and a step-down chopper circuit that performs a step-down operation that outputs a DC voltage lower than the DC voltage applied to the second input / output terminal to the first input / output terminal. The chopper circuit includes a boosting reactor having one terminal connected to the first input / output terminal, a boosting switching element connected between the other terminal of the boosting reactor and a ground terminal, and the boosting A step-up chopper circuit comprising a step-up diode comprising a unipolar device using a wide gap semiconductor connected between the other terminal of the reactor and the second input / output terminal. Is a step-down reactor comprising a step-down reactor having one terminal connected to the first input / output terminal, and a unipolar device using a wide gap semiconductor connected between the other terminal of the step-down reactor and a ground terminal. And a step-down switching element connected between the other terminal of the step-down reactor and the second input / output terminal.

また、第２の発明に係る双方向チョッパ回路は、第１入出力端子に印加された直流電圧より高い直流電圧を第２入出力端子に出力する昇圧動作および前記第２入出力端子に印加された直流電圧より低い直流電圧を前記第１入出力端子に出力する降圧動作を行う双方向チョッパ回路であって、前記第１入出力端子に一方の端子が接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他方の端子と接地端子との間に接続された昇圧用スイッチング素子と、前記リアクトルの他方の端子と前記第２入出力端子との間に接続されたワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから成る昇圧用ダイオードと、前記リアクトルの他方の端子と前記第２入出力端子との間に接続された降圧用スイッチング素子と、前記降圧用リアクトルの他方の端子と前記接地端子との間に接続されたワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから成る降圧用ダイオードとを備えたことを特徴とする。   Further, the bidirectional chopper circuit according to the second invention is applied to the step-up operation for outputting a DC voltage higher than the DC voltage applied to the first input / output terminal to the second input / output terminal and the second input / output terminal. A bidirectional chopper circuit for performing a step-down operation for outputting a DC voltage lower than the DC voltage to the first input / output terminal, the reactor having one terminal connected to the first input / output terminal, and the other of the reactors A step-up switching element connected between the first terminal and the ground terminal, and a step-up switching device comprising a unipolar device using a wide gap semiconductor connected between the other terminal of the reactor and the second input / output terminal A diode, a step-down switching element connected between the other terminal of the reactor and the second input / output terminal, the other terminal of the step-down reactor and the ground Characterized by comprising a step-down diode consisting of unipolar devices using a connected wide-gap semiconductor between the child.

第１の発明に係る双方向チョッパ回路によれば、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスで昇圧用ダイオードおよび降圧用ダイオードを構成したので、これら昇圧用ダイオードおよび降圧用ダイオードのリカバリ損失を低減すると共に、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子のスイッチング損失も低減させることができる。その結果、発熱を低減することができるので、冷却構造の小型化が可能になる。また、スイッチング損失を低減させるためにスイッチング周波数を下げる必要もないので、リアクトルの小型化、低騒音化が可能になる。   According to the bidirectional chopper circuit of the first invention, since the boosting diode and the step-down diode are configured by the unipolar device using the wide gap semiconductor, the recovery loss of the step-up diode and the step-down diode is reduced. The switching loss of the step-up switching element and the step-down switching element can also be reduced. As a result, since heat generation can be reduced, the cooling structure can be downsized. In addition, since it is not necessary to lower the switching frequency in order to reduce the switching loss, the reactor can be reduced in size and noise.

また、第２の発明に係る双方向チョッパ回路によれば、上述した第１の発明に係る双方向チョッパ回路と同様の効果を奏するとともに、第１の発明に係る双方向チョッパ回路に比べてリアクトルの数を減らすことができるので、双方向チョッパ回路を簡単且つ安価に構成できる。   In addition, according to the bidirectional chopper circuit according to the second invention, the same effect as the bidirectional chopper circuit according to the first invention described above is obtained, and the reactor is compared with the bidirectional chopper circuit according to the first invention. Therefore, the bidirectional chopper circuit can be configured easily and inexpensively.

以下、本発明の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１は、本発明の実施例１に係る双方向チョッパ回路の構成を示す回路図である。この双方向チョッパ回路は、第１入出力端子１、第２入出力端子２、接地端子３、第１平滑コンデンサ４、第２平滑コンデンサ５、昇圧チョッパ回路６、降圧チョッパ回路７および制御回路８から構成されている。第１入出力端子１と接地端子３との間には、例えば直流電源（図示しない）が接続され、第２入出力端子２と接地端子３との間には、例えばインバータ（図示しない）が接続される。   1 is a circuit diagram showing a configuration of a bidirectional chopper circuit according to a first embodiment of the present invention. The bidirectional chopper circuit includes a first input / output terminal 1, a second input / output terminal 2, a ground terminal 3, a first smoothing capacitor 4, a second smoothing capacitor 5, a step-up chopper circuit 6, a step-down chopper circuit 7, and a control circuit 8. It is composed of A DC power supply (not shown) is connected between the first input / output terminal 1 and the ground terminal 3, for example, and an inverter (not shown) is connected between the second input / output terminal 2 and the ground terminal 3, for example. Connected.

第１平滑コンデンサ４は、第１入出力端子１と接地端子３との間に接続され、例えば直流電源から出力される電圧又は直流電源へ供給する電圧を平滑化する。第２平滑コンデンサ５は、第２入出力端子２と接地端子３との間に接続され、例えばインバータから出力される電圧又はインバータへ供給する電圧を平滑化する。   The first smoothing capacitor 4 is connected between the first input / output terminal 1 and the ground terminal 3 and smoothes, for example, a voltage output from a DC power supply or a voltage supplied to the DC power supply. The second smoothing capacitor 5 is connected between the second input / output terminal 2 and the ground terminal 3, and smoothes, for example, a voltage output from the inverter or a voltage supplied to the inverter.

昇圧チョッパ回路６は、昇圧用リアクトル１０ａ、昇圧用スイッチング素子１１ａおよび昇圧用ダイオード１２ａから構成されている。   The step-up chopper circuit 6 includes a step-up reactor 10a, a step-up switching element 11a, and a step-up diode 12a.

昇圧用リアクトル１０ａは、直流電力の蓄積および放出を行うものであり、その一方の端子は第１入出力端子１に接続され、他方の端子は昇圧用スイッチング素子１１ａと昇圧用ダイオード１２ａとの接続点Ｐ１に接続されている。昇圧用スイッチング素子１１ａは、例えばＮＰＮトランジスタから構成されており、そのエミッタは接地端子３に接続され、コレクタは接続点Ｐ１に接続され、ベースは制御回路８に接続されている。   The boosting reactor 10a stores and discharges DC power. One terminal of the boosting reactor 10a is connected to the first input / output terminal 1, and the other terminal is connected to the boosting switching element 11a and the boosting diode 12a. Connected to point P1. The step-up switching element 11a is composed of, for example, an NPN transistor, and has an emitter connected to the ground terminal 3, a collector connected to the connection point P1, and a base connected to the control circuit 8.

昇圧用ダイオード１２ａは、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから構成されており、そのアノードは接続点Ｐ１に接続され、カソードは第２入出力端子２に接続されている。ユニポーラデバイスとは、ワイドギャップ半導体と金属とを接続したものである。ワイドギャップ半導体としては、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイアモンド等を用いることができる。   The boosting diode 12a is composed of a unipolar device using a wide gap semiconductor, and has an anode connected to the connection point P1 and a cathode connected to the second input / output terminal 2. A unipolar device is a device in which a wide gap semiconductor and a metal are connected. As the wide gap semiconductor, SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), diamond, or the like can be used.

降圧チョッパ回路７は、降圧用リアクトル１０ｂ、降圧用スイッチング素子１１ｂおよび降圧用ダイオード１２ｂから構成されている。   The step-down chopper circuit 7 includes a step-down reactor 10b, a step-down switching element 11b, and a step-down diode 12b.

降圧用リアクトル１０ｂは、直流電力の蓄積および放出を行うものであり、その一方の端子は第１入出力端子１に接続され、他方の端子は降圧用スイッチング素子１１ｂと降圧用ダイオード１２ｂとの接続点Ｐ２に接続されている。降圧用スイッチング素子１１ｂは、例えばＮＰＮトランジスタから構成されており、そのエミッタは接続点Ｐ２に接続され、コレクタは第２入出力端子２に接続され、ベースは制御回路８に接続されている。   Step-down reactor 10b stores and discharges DC power, one terminal of which is connected to first input / output terminal 1, and the other terminal is connected to step-down switching element 11b and step-down diode 12b. Connected to point P2. The step-down switching element 11b is composed of, for example, an NPN transistor, its emitter is connected to the connection point P2, its collector is connected to the second input / output terminal 2, and its base is connected to the control circuit 8.

降圧用ダイオード１２ｂは、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから構成されており、そのアノードは接地端子３に接続され、カソードは接続点Ｐ２に接続されている。ワイドギャップ半導体としては、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイアモンド等を用いることができる。   The step-down diode 12b is composed of a unipolar device using a wide gap semiconductor, and has an anode connected to the ground terminal 3 and a cathode connected to the connection point P2. As the wide gap semiconductor, SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), diamond, or the like can be used.

制御回路８は、昇圧チョッパ回路６内の昇圧用スイッチング素子１１ａを高速でオン／オフさせるための制御信号ＳＷ１を生成するとともに、降圧チョッパ回路７内の降圧用スイッチング素子１１ｂを高速でオン／オフさせるための制御信号ＳＷ２を生成する。この制御回路８で生成された制御信号ＳＷ１は、昇圧用スイッチング素子１１ａを構成するトランジスタのベースに供給され、制御信号ＳＷ２は降圧用スイッチング素子１１ｂを構成するトランジスタのベースに供給される。   The control circuit 8 generates a control signal SW1 for turning on / off the step-up switching element 11a in the step-up chopper circuit 6 at high speed, and turns on / off the step-down switching element 11b in the step-down chopper circuit 7 at high speed. A control signal SW2 for generating the control signal SW2 is generated. The control signal SW1 generated by the control circuit 8 is supplied to the base of the transistor constituting the step-up switching element 11a, and the control signal SW2 is supplied to the base of the transistor constituting the step-down switching element 11b.

なお、昇圧用スイッチング素子１１ａ、降圧用スイッチング素子１１ｂ、昇圧用ダイオード１２ａおよび降圧用ダイオード１２ｂとしては、それぞれ個別の半導体素子を使用することもできるが、昇圧用スイッチング素子１１ａと昇圧用ダイオード１２ａとを同一パッケージに収めた半導体モジュールと、降圧用スイッチング素子１１ｂと降圧用ダイオード１２ｂとを同一のパッケージに収めた半導体モジュールとを使用することもできる。   Note that, as the step-up switching element 11a, the step-down switching element 11b, the step-up diode 12a, and the step-down diode 12b, individual semiconductor elements may be used, but the step-up switching element 11a and the step-up diode 12a Can be used, and a semiconductor module in which the step-down switching element 11b and the step-down diode 12b are housed in the same package can be used.

次に、このように構成される本発明の実施例１に係る双方向チョッパ回路の動作を、図２に示す波形図を参照しながら説明する。   Next, the operation of the bidirectional chopper circuit according to the first embodiment of the present invention configured as described above will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG.

まず、双方向チョッパ回路における昇圧動作について説明する。この場合、第１入出力端子１が入力側になり、第２入出力端子２が出力側になる。   First, the boosting operation in the bidirectional chopper circuit will be described. In this case, the first input / output terminal 1 is on the input side, and the second input / output terminal 2 is on the output side.

制御回路８は、昇圧チョッパ回路６を動作させるために、高速でオン／オフする制御信号ＳＷ１を昇圧用スイッチング素子１１ａに供給するとともに、低レベルの制御信号ＳＷ２を降圧用スイッチング素子１１ｂに供給して降圧用スイッチング素子１１ｂをオフさせる。これにより、図２（ａ）に示すように、昇圧用スイッチング素子１１ａのみが高速でオンとオフを繰り返す。昇圧用スイッチング素子１１ａがオンになると、第１入出力端子１→昇圧用リアクトル１０ａ→昇圧用スイッチング素子１１ａ→接地端子３という経路で電流が流れる。これにより、昇圧用リアクトル１０ａに直流電力が蓄積される。昇圧用スイッチング素子１１ａのオン期間が長いほど昇圧用リアクトル１０ａに蓄積される直流電力は大きくなり、その起電力も大きくなる。   In order to operate the step-up chopper circuit 6, the control circuit 8 supplies a control signal SW1 that is turned on / off at high speed to the step-up switching element 11a and supplies a low-level control signal SW2 to the step-down switching element 11b. Thus, the step-down switching element 11b is turned off. As a result, as shown in FIG. 2A, only the boosting switching element 11a repeatedly turns on and off at high speed. When the step-up switching element 11a is turned on, a current flows through the path of the first input / output terminal 1 → the step-up reactor 10a → the step-up switching element 11a → the ground terminal 3. As a result, DC power is accumulated in boost reactor 10a. As the ON period of the boosting switching element 11a is longer, the DC power stored in the boosting reactor 10a increases and the electromotive force also increases.

次に、昇圧用スイッチング素子１１ａがオフになると、第１入出力端子１→昇圧用リアクトル１０ａ→昇圧用ダイオード１２ａ→第２入出力端子２という経路で電流が流れる。このとき、第２入出力端子２に発生する電圧は、第１入出力端子１に印加される電圧に、昇圧用リアクトル１０ａに蓄積された直流電力による起電力が加えられた電圧である。従って、第１入出力端子１に印加される電圧より第２入出力端子２に発生する電圧が大きくなり、昇圧される。   Next, when the boosting switching element 11a is turned off, a current flows through a path of the first input / output terminal 1 → the boosting reactor 10a → the boosting diode 12a → the second input / output terminal 2. At this time, the voltage generated at the second input / output terminal 2 is a voltage obtained by adding the electromotive force due to the DC power accumulated in the boosting reactor 10 a to the voltage applied to the first input / output terminal 1. Accordingly, the voltage generated at the second input / output terminal 2 becomes larger than the voltage applied to the first input / output terminal 1 and is boosted.

次に、昇圧用スイッチング素子１１ａがオンすると、昇圧用ダイオード１２ａに逆電圧が加わり、昇圧用ダイオード１２ａはオフする。この時、仮に昇圧用ダイオード１２ａがバイポーラデバイスであるＰＮ接合ダイオードにより構成されていると、昇圧用ダイオード１２ａに少数キャリアの蓄積による逆回復電流が流れて昇圧用ダイオード１２ａにリカバリ損失が生じる。更に、この逆回復電流は昇圧用スイッチング素子１１ａにも流れ込み、昇圧用スイッチング素子１１ａのスイッチング損失を増加させる。   Next, when the boosting switching element 11a is turned on, a reverse voltage is applied to the boosting diode 12a, and the boosting diode 12a is turned off. At this time, if the boosting diode 12a is composed of a PN junction diode, which is a bipolar device, a reverse recovery current due to the accumulation of minority carriers flows through the boosting diode 12a and a recovery loss occurs in the boosting diode 12a. Further, the reverse recovery current also flows into the boosting switching element 11a and increases the switching loss of the boosting switching element 11a.

これに対し、実施例１に係る双方向チョッパ回路では、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスにより構成された昇圧用ダイオード１２ａが用いられているので、ＰＮ接合部を有する半導体のような空乏層が形成されず、少数キャリアが蓄積されない。その結果、逆回復電流が流れないので、昇圧用ダイオード１２ａのリカバリ損失が著しく低減される。また、これと同時に、昇圧用スイッチング素子１１ａへ流れ込む逆回復電流も著しく低減するので、昇圧用スイッチング素子１１ａのスイッチング損失も低減される。また、図２（ｃ）に示すように、昇圧用スイッチング素子１１ａの立ち上がりタイミングで発生するターンオン時のノイズも低減される。   On the other hand, in the bidirectional chopper circuit according to the first embodiment, since the boosting diode 12a configured by a unipolar device using a wide gap semiconductor is used, a depletion layer like a semiconductor having a PN junction portion is formed. It is not formed and minority carriers are not accumulated. As a result, since no reverse recovery current flows, the recovery loss of the boosting diode 12a is remarkably reduced. At the same time, the reverse recovery current flowing into the boosting switching element 11a is significantly reduced, so that the switching loss of the boosting switching element 11a is also reduced. Further, as shown in FIG. 2C, the noise at the turn-on generated at the rising timing of the boosting switching element 11a is also reduced.

なお、図２（ｂ）は、従来の双方向チョッパ回路においてスイッチング素子の立ち上がりタイミングで発生するターンオン時のノイズ（実施例１に比べて大きい）を示している。さらに、昇圧用ダイオード１２ａとしてワイドギャップ半導体を用いたので高耐圧ユニポーラデバイスが実現されている。   FIG. 2B shows noise (larger compared with the first embodiment) at the time of turn-on generated at the rising timing of the switching element in the conventional bidirectional chopper circuit. Further, since a wide gap semiconductor is used as the boosting diode 12a, a high withstand voltage unipolar device is realized.

次に、双方向チョッパ回路における降圧動作について説明する。この場合、第２入出力端子２が入力側になり、第１入出力端子１が出力側になる。   Next, the step-down operation in the bidirectional chopper circuit will be described. In this case, the second input / output terminal 2 is on the input side, and the first input / output terminal 1 is on the output side.

制御回路８は、降圧チョッパ回路７を動作させるため、高速でオン／オフする制御信号ＳＷ２を降圧用スイッチング素子１１ｂに供給するとともに、低レベルの制御信号ＳＷ１を昇圧用スイッチング素子１１ａに供給して昇圧用スイッチング素子１１ａをオフさせる。これにより、図２（ａ）に示すように、降圧用スイッチング素子１１ｂのみが高速でオンとオフを繰り返す。降圧用スイッチング素子１１ｂがオンになると、第２入出力端子２→降圧用スイッチング素子１１ｂ→降圧用リアクトル１０ｂ→第１入出力端子１という経路で電流が流れる。これにより、降圧用リアクトル１０ｂに直流電力が蓄積される。降圧用スイッチング素子１１ｂのオン期間が短いほど降圧用リアクトル１０ｂに蓄積される直流電力は小さくなり、その起電力も小さくなる。   In order to operate the step-down chopper circuit 7, the control circuit 8 supplies a control signal SW2 that is turned on / off at high speed to the step-down switching element 11b and supplies a low-level control signal SW1 to the step-up switching element 11a. The boosting switching element 11a is turned off. Thereby, as shown in FIG. 2A, only the step-down switching element 11b repeats ON and OFF at high speed. When the step-down switching element 11b is turned on, a current flows through the path of the second input / output terminal 2 → the step-down switching element 11b → the step-down reactor 10b → the first input / output terminal 1. As a result, DC power is accumulated in the step-down reactor 10b. The shorter the ON period of the step-down switching element 11b, the smaller the DC power stored in the step-down reactor 10b and the smaller the electromotive force.

次に、降圧用スイッチング素子１１ｂがオフになると、接地端子３→降圧用ダイオード１２ｂ→降圧用リアクトル１０ｂ→第１入出力端子１といった経路で電流が流れる。このとき第１入出力端子１に発生する電圧は、降圧用リアクトル１０ｂに蓄積された直流電力による起電力分のみである。従って、第２入出力端子２に印加される電圧より第１入出力端子１に発生する電圧が小さくなり、降圧される。   Next, when the step-down switching element 11b is turned off, a current flows through a path such as the ground terminal 3 → the step-down diode 12b → the step-down reactor 10b → the first input / output terminal 1. At this time, the voltage generated at the first input / output terminal 1 is only the electromotive force generated by the DC power stored in the step-down reactor 10b. Therefore, the voltage generated at the first input / output terminal 1 becomes smaller than the voltage applied to the second input / output terminal 2 and is stepped down.

次に、降圧用スイッチング素子１１ｂがオンすると、降圧用ダイオード１２ｂに逆電圧が加わり、降圧用ダイオード１２ｂはオフする。この時、仮に降圧用ダイオード１２ｂがバイポーラデバイスであるＰＮ接合ダイオードにより構成されていると、降圧用ダイオード１２ｂに少数キャリアの蓄積による逆回復電流が流れて降圧用ダイオード１２ｂにリカバリ損失が生じる。更に、この逆回復電流は降圧用スイッチング素子１１ｂにも流れ込み、降圧用スイッチング素子１１ｂのスイッチング損失を増加させる。   Next, when the step-down switching element 11b is turned on, a reverse voltage is applied to the step-down diode 12b, and the step-down diode 12b is turned off. At this time, if the step-down diode 12b is composed of a PN junction diode that is a bipolar device, a reverse recovery current due to the accumulation of minority carriers flows through the step-down diode 12b, and a recovery loss occurs in the step-down diode 12b. Further, the reverse recovery current also flows into the step-down switching element 11b and increases the switching loss of the step-down switching element 11b.

これに対し、実施例１に係る双方向チョッパ回路では、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスにより構成された降圧用ダイオード１２ｂが用いられているので、ＰＮ接合部を有する半導体のような空乏層が形成されず、少数キャリアが蓄積されない。その結果、逆回復電流が流れないので、降圧用ダイオード１２ｂのリカバリ損失が著しく低減される。また、これと同時に、降圧用スイッチング素子１１ｂへ流れ込む逆回復電流も著しく低減するので、降圧用スイッチング素子１１ｂのスイッチング損失も低減される。また、図２（ｃ）に示すように、降圧用スイッチング素子１１ｂの立ち上がりタイミングで発生するターンオン時のノイズも低減される。なお、図２（ｂ）は、従来の双方向チョッパ回路においてスイッチング素子の立ち上がりタイミングで発生するターンオン時のノイズ（実施例１に比べて大きい）を示している。さらに、降圧用ダイオード１２ｂとしてワイドギャップ半導体を用いたので高耐圧ユニポーラデバイスが実現されている。   On the other hand, in the bidirectional chopper circuit according to the first embodiment, since the step-down diode 12b configured by a unipolar device using a wide gap semiconductor is used, a depletion layer like a semiconductor having a PN junction portion is formed. It is not formed and minority carriers are not accumulated. As a result, since no reverse recovery current flows, the recovery loss of the step-down diode 12b is significantly reduced. At the same time, the reverse recovery current flowing into the step-down switching element 11b is significantly reduced, so that the switching loss of the step-down switching element 11b is also reduced. Further, as shown in FIG. 2C, the noise at the turn-on generated at the rising timing of the step-down switching element 11b is also reduced. FIG. 2B shows noise (larger compared with the first embodiment) at the time of turn-on generated at the rising timing of the switching element in the conventional bidirectional chopper circuit. Further, since a wide gap semiconductor is used as the step-down diode 12b, a high voltage unipolar device is realized.

以上説明したように、本発明の実施例１に係る双方向チョッパ回路によれば、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスで昇圧用ダイオード１２ａおよび降圧用ダイオード１２ｂを構成したので、これら昇圧用ダイオード１２ａおよび降圧用ダイオード１２ｂのリカバリ損失を低減すると共に、昇圧用スイッチング素子１１ａおよび降圧用スイッチング素子１１ｂのスイッチング損失も低減させることができる。その結果、発熱を低減することができるので、冷却構造の小型化が可能になる。また、スイッチング損失を低減させるためにスイッチング周波数を下げる必要もないので、リアクトルの小型化、低騒音化が可能になる。   As described above, according to the bidirectional chopper circuit according to the first embodiment of the present invention, the boosting diode 12a and the step-down diode 12b are configured by the unipolar device using the wide gap semiconductor. In addition, the recovery loss of the step-down diode 12b can be reduced, and the switching loss of the step-up switching element 11a and the step-down switching element 11b can also be reduced. As a result, since heat generation can be reduced, the cooling structure can be downsized. In addition, since it is not necessary to lower the switching frequency in order to reduce the switching loss, the reactor can be reduced in size and noise.

次に、本発明の実施例２に係る双方向チョッパ回路を、図３に示した回路図を参照しながら説明する。なお、実施例１と同一の構成部分には実施例１と同一の符号を付して説明する。   Next, a bidirectional chopper circuit according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the circuit diagram shown in FIG. Note that the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment.

実施例２に係る双方向チョッパ回路は、第１入出力端子１、第２入出力端子２、接地端子３、第１平滑コンデンサ４、第２平滑コンデンサ５、リアクトル１０、昇圧用スイッチング素子１１ａ、降圧用スイッチング素子１１ｂ、昇圧用ダイオード１２ａ、降圧用ダイオード１２ｂおよび制御回路８から構成されている。第１入出力端子１と接地端子３との間には、例えば直流電源（図示しない）が接続され、第２入出力端子２と接地端子３との間には、例えばインバータ（図示しない）が接続される。   The bidirectional chopper circuit according to the second embodiment includes a first input / output terminal 1, a second input / output terminal 2, a ground terminal 3, a first smoothing capacitor 4, a second smoothing capacitor 5, a reactor 10, a boosting switching element 11a, It is composed of a step-down switching element 11b, a step-up diode 12a, a step-down diode 12b, and a control circuit 8. A DC power supply (not shown) is connected between the first input / output terminal 1 and the ground terminal 3, for example, and an inverter (not shown) is connected between the second input / output terminal 2 and the ground terminal 3, for example. Connected.

第１平滑コンデンサ４は、第１入出力端子１と接地端子３との間に接続され、例えば直流電源から出力される電圧又は直流電源へ供給する電圧を平滑化する。第２平滑コンデンサ５は、第２入出力端子２と接地端子３との間に接続され、例えばインバータから出力される電圧又はインバータへ供給する電圧を平滑化する。   The first smoothing capacitor 4 is connected between the first input / output terminal 1 and the ground terminal 3 and smoothes, for example, a voltage output from a DC power supply or a voltage supplied to the DC power supply. The second smoothing capacitor 5 is connected between the second input / output terminal 2 and the ground terminal 3, and smoothes, for example, a voltage output from the inverter or a voltage supplied to the inverter.

リアクトル１０は、直流電力の蓄積および放出を行うものであり、その一方の端子は第１入出力端子１に接続され、他方の端子は昇圧用スイッチング素子１１ａと降圧用スイッチング素子１１ｂとの接続点Ｐに接続されている。   Reactor 10 stores and discharges DC power, one terminal of which is connected to first input / output terminal 1, and the other terminal is a connection point between step-up switching element 11a and step-down switching element 11b. Connected to P.

昇圧用スイッチング素子１１ａは、例えばＮＰＮトランジスタから構成されており、そのエミッタは接地端子３に接続され、コレクタは接続点Ｐに接続され、ベースは制御回路８に接続されている。   The step-up switching element 11 a is composed of, for example, an NPN transistor, and has an emitter connected to the ground terminal 3, a collector connected to the connection point P, and a base connected to the control circuit 8.

昇圧用ダイオード１２ａは、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから構成されており、降圧用スイッチング素子１１ｂに逆並列に接続されている。具体的には、昇圧用ダイオード１２ａのアノードは接続点Ｐに接続され、カソードは第２入出力端子２に接続されている。ワイドギャップ半導体としては、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイアモンド等を用いることができる。   The step-up diode 12a is composed of a unipolar device using a wide gap semiconductor, and is connected in reverse parallel to the step-down switching element 11b. Specifically, the anode of the boosting diode 12 a is connected to the connection point P, and the cathode is connected to the second input / output terminal 2. As the wide gap semiconductor, SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), diamond, or the like can be used.

降圧用スイッチング素子１１ｂは、例えばＮＰＮトランジスタから構成されており、そのエミッタは接続点Ｐに接続され、コレクタは第２入出力端子２に接続され、ベースは制御回路８に接続されている。   The step-down switching element 11b is composed of, for example, an NPN transistor, its emitter is connected to the connection point P, its collector is connected to the second input / output terminal 2, and its base is connected to the control circuit 8.

降圧用ダイオード１２ｂは、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから構成されており、昇圧用スイッチング素子１１ａに逆並列に接続されている。具体的には、降圧用ダイオード１２ｂのアノードは接地端子３に接続され、カソードは接続点Ｐに接続されている。ワイドギャップ半導体としては、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイアモンド等を用いることができる。   The step-down diode 12b is composed of a unipolar device using a wide gap semiconductor, and is connected in reverse parallel to the step-up switching element 11a. Specifically, the anode of the step-down diode 12b is connected to the ground terminal 3, and the cathode is connected to the connection point P. As the wide gap semiconductor, SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), diamond, or the like can be used.

制御回路８は、昇圧用スイッチング素子１１ａを高速でオン／オフさせるための制御信号ＳＷ１および降圧用スイッチング素子１１ｂを高速でオン／オフさせるための制御信号ＳＷ２を生成する。この制御回路８で生成された制御信号ＳＷ１は、昇圧用スイッチング素子１１ａを構成するトランジスタのベースに供給され、制御信号ＳＷ２は降圧用スイッチング素子１１ｂを構成するトランジスタのベースに供給される。   The control circuit 8 generates a control signal SW1 for turning on / off the step-up switching element 11a at a high speed and a control signal SW2 for turning on / off the step-down switching element 11b at a high speed. The control signal SW1 generated by the control circuit 8 is supplied to the base of the transistor constituting the step-up switching element 11a, and the control signal SW2 is supplied to the base of the transistor constituting the step-down switching element 11b.

なお、昇圧用スイッチング素子１１ａ、降圧用スイッチング素子１１ｂ、昇圧用ダイオード１２ａおよび降圧用ダイオード１２ｂとしては、それぞれ個別の半導体素子を使用することもできるが、昇圧用スイッチング素子１１ａと昇圧用ダイオード１２ａとを同一パッケージに収めた半導体モジュールと、降圧用スイッチング素子１１ｂと降圧用ダイオード１２ｂとを同一のパッケージに収めた半導体モジュールとを使用することもできる。また、昇圧用スイッチング素子１１ａと降圧用ダイオード１２ｂとを同一のパッケージに収めた半導体モジュールと、降圧用スイッチング素子１１ｂと昇圧用ダイオード１２ａとを同一パッケージに収めた半導体モジュールとを使用することもできる。昇圧用スイッチング素子１１ａ、降圧用スイッチング素子１１ｂ、昇圧用ダイオード１２ａおよび降圧用ダイオード１２ｂを同一のパッケージに収めた半導体モジュールを使用することもできる。   Note that, as the step-up switching element 11a, the step-down switching element 11b, the step-up diode 12a, and the step-down diode 12b, individual semiconductor elements may be used, but the step-up switching element 11a and the step-up diode 12a Can be used, and a semiconductor module in which the step-down switching element 11b and the step-down diode 12b are housed in the same package can be used. Further, a semiconductor module in which the step-up switching element 11a and the step-down diode 12b are housed in the same package, and a semiconductor module in which the step-down switching element 11b and the step-up diode 12a are housed in the same package can be used. . A semiconductor module in which the step-up switching element 11a, the step-down switching element 11b, the step-up diode 12a, and the step-down diode 12b are housed in the same package can also be used.

次に、上記のように構成される本発明の実施例２に係る双方向チョッパ回路の動作を、図２に示す波形図を参照しながら説明する。   Next, the operation of the bidirectional chopper circuit according to the second embodiment of the present invention configured as described above will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG.

まず、この双方向チョッパ回路における昇圧動作について説明する。この場合、第１入出力端子１が入力側になり、第２入出力端子２が出力側になる。   First, the boosting operation in this bidirectional chopper circuit will be described. In this case, the first input / output terminal 1 is on the input side, and the second input / output terminal 2 is on the output side.

制御回路８は、昇圧動作時には、高速でオン／オフする制御信号ＳＷ１を昇圧用スイッチング素子１１ａに供給するとともに、低レベルの制御信号ＳＷ２を降圧用スイッチング素子１１ｂに供給して降圧用スイッチング素子１１ｂをオフさせる。これにより、図２（ａ）に示すように、昇圧用スイッチング素子１１ａのみが高速でオンとオフを繰り返す。昇圧用スイッチング素子１１ａがオンになると、第１入出力端子１→リアクトル１０→昇圧用スイッチング素子１１ａ→接地端子３という経路で電流が流れる。これにより、リアクトル１０に直流電力が蓄積される。昇圧用スイッチング素子１１ａのオン期間が長いほどリアクトル１０に蓄積される直流電力は大きくなり、その起電力も大きくなる。   During the step-up operation, the control circuit 8 supplies a control signal SW1 that is turned on / off at high speed to the step-up switching element 11a, and supplies a low-level control signal SW2 to the step-down switching element 11b. Turn off. As a result, as shown in FIG. 2A, only the boosting switching element 11a repeatedly turns on and off at high speed. When the boosting switching element 11a is turned on, a current flows through a path of the first input / output terminal 1 → the reactor 10 → the boosting switching element 11a → the ground terminal 3. As a result, DC power is accumulated in the reactor 10. The longer the ON period of the step-up switching element 11a, the greater the DC power stored in the reactor 10, and the greater the electromotive force.

次に、昇圧用スイッチング素子１１ａがオフになると、第１入出力端子１→リアクトル１０→昇圧用ダイオード１２ａ→第２入出力端子２という経路で電流が流れる。このとき第２入出力端子２に発生する電圧は、第１入出力端子１に印加される電圧に、昇圧用リアクトル１０に蓄積された直流電力による起電力が加えられた電圧である。従って、第１入出力端子１に印加される電圧より第２入出力端子２に発生する電圧が大きくなり、昇圧される。   Next, when the boosting switching element 11a is turned off, a current flows through a path of the first input / output terminal 1 → the reactor 10 → the boosting diode 12a → the second input / output terminal 2. The voltage generated at the second input / output terminal 2 at this time is a voltage obtained by adding the electromotive force due to the DC power accumulated in the boosting reactor 10 to the voltage applied to the first input / output terminal 1. Accordingly, the voltage generated at the second input / output terminal 2 becomes larger than the voltage applied to the first input / output terminal 1 and is boosted.

次に、昇圧用スイッチング素子１１ａがオンすると、昇圧用ダイオード１２ａに逆電圧が加わり、昇圧用ダイオード１２ａはオフする。この時、仮に昇圧用ダイオード１２ａがバイポーラデバイスであるＰＮ接合ダイオードにより構成されていると、昇圧用ダイオード１２ａに少数キャリアの蓄積による逆回復電流が流れて昇圧用ダイオード１２ａにリカバリ損失が生じる。更に、この逆回復電流は昇圧用スイッチング素子１１ａにも流れ込み、昇圧用スイッチング素子１１ａのスイッチング損失を増加させる。   Next, when the boosting switching element 11a is turned on, a reverse voltage is applied to the boosting diode 12a, and the boosting diode 12a is turned off. At this time, if the boosting diode 12a is composed of a PN junction diode, which is a bipolar device, a reverse recovery current due to the accumulation of minority carriers flows through the boosting diode 12a and a recovery loss occurs in the boosting diode 12a. Further, the reverse recovery current also flows into the boosting switching element 11a and increases the switching loss of the boosting switching element 11a.

これに対し、実施例２に係る双方向チョッパ回路では、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスにより構成された昇圧用ダイオード１２ａが用いられているので、ＰＮ接合部を有する半導体のような空乏層が形成されず、少数キャリアが蓄積されない。その結果、上述した実施例１と同様の効果を奏する。   On the other hand, in the bidirectional chopper circuit according to the second embodiment, since the boosting diode 12a configured by a unipolar device using a wide gap semiconductor is used, a depletion layer like a semiconductor having a PN junction portion is formed. It is not formed and minority carriers are not accumulated. As a result, the same effects as those of the first embodiment described above are obtained.

次に、双方向チョッパ回路における降圧動作について説明する。この場合、第２入出力端子２が入力側になり、第１入出力端子１が出力側になる。   Next, the step-down operation in the bidirectional chopper circuit will be described. In this case, the second input / output terminal 2 is on the input side, and the first input / output terminal 1 is on the output side.

制御回路８は、降圧動作時は、高速でオン／オフする制御信号ＳＷ２を降圧用スイッチング素子１１ｂに供給するとともに、低レベルの制御信号ＳＷ１を昇圧用スイッチング素子１１ａに供給して昇圧用スイッチング素子１１ａをオフさせる。これにより、図２（ａ）に示すように、降圧用スイッチング素子１１ｂのみが高速でオンとオフを繰り返す。降圧用スイッチング素子１１ｂがオンになると、第２入出力端子２→降圧用スイッチング素子１１ｂ→リアクトル１０→第１入出力端子１という経路で電流が流れる。これにより、リアクトル１０に直流電力が蓄積される。降圧用スイッチング素子１１ｂのオン期間が短いほどリアクトル１０に蓄積される直流電力は小さくなり、その起電力も小さくなる。   During the step-down operation, the control circuit 8 supplies a control signal SW2 that is turned on / off at high speed to the step-down switching element 11b and supplies a low-level control signal SW1 to the step-up switching element 11a. 11a is turned off. Thereby, as shown in FIG. 2A, only the step-down switching element 11b repeats ON and OFF at high speed. When the step-down switching element 11b is turned on, a current flows through a path of the second input / output terminal 2 → the step-down switching element 11b → the reactor 10 → the first input / output terminal 1. As a result, DC power is accumulated in the reactor 10. The shorter the ON period of the step-down switching element 11b, the smaller the DC power stored in the reactor 10, and the smaller the electromotive force.

次に、降圧用スイッチング素子１１ｂがオフになると、接地端子３→降圧用ダイオード１２ｂ→降圧用リアクトル１０→第１入出力端子１といった経路で電流が流れる。このとき第１入出力端子１に発生する電圧は、リアクトル１０に蓄積された直流電力による起電力分のみである。従って、第２入出力端子２に印加される電圧より第１入出力端子１に発生する電圧が小さくなり、降圧される。   Next, when the step-down switching element 11b is turned off, a current flows through a path such as the ground terminal 3 → the step-down diode 12b → the step-down reactor 10 → the first input / output terminal 1. At this time, the voltage generated at the first input / output terminal 1 is only the electromotive force generated by the DC power accumulated in the reactor 10. Therefore, the voltage generated at the first input / output terminal 1 becomes smaller than the voltage applied to the second input / output terminal 2 and is stepped down.

次に、降圧用スイッチング素子１１ｂがオンすると、降圧用ダイオード１２ｂに逆電圧が加わり、降圧用ダイオード１２ｂはオフする。この時、仮に降圧用ダイオード１２ｂがバイポーラデバイスであるＰＮ接合ダイオードにより構成されていると、降圧用ダイオード１２ｂに少数キャリアの蓄積による逆回復電流が流れて降圧用ダイオード１２ｂにリカバリ損失が生じる。更に、この逆回復電流は降圧用スイッチング素子１１ｂにも流れ込み、降圧用スイッチング素子１１ｂのスイッチング損失を増加させる。   Next, when the step-down switching element 11b is turned on, a reverse voltage is applied to the step-down diode 12b, and the step-down diode 12b is turned off. At this time, if the step-down diode 12b is composed of a PN junction diode that is a bipolar device, a reverse recovery current due to the accumulation of minority carriers flows through the step-down diode 12b, and a recovery loss occurs in the step-down diode 12b. Further, the reverse recovery current also flows into the step-down switching element 11b and increases the switching loss of the step-down switching element 11b.

これに対し、実施例２に係る双方向チョッパ回路では、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスにより構成された降圧用ダイオード１２ｂが用いられているので、ＰＮ接合部を有する半導体のような空乏層が形成されず、少数キャリアが蓄積されない。その結果、上述した実施例１と同様の効果を奏する。   On the other hand, in the bidirectional chopper circuit according to the second embodiment, since the step-down diode 12b configured by a unipolar device using a wide gap semiconductor is used, a depletion layer like a semiconductor having a PN junction is formed. It is not formed and minority carriers are not accumulated. As a result, the same effects as those of the first embodiment described above are obtained.

以上説明したように、本発明の実施例２に係る双方向チョッパ回路によれば、上述した実施例１に係る双方向チョッパ回路と同様に、ワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスで昇圧用ダイオード１２ａおよび降圧用ダイオード１２ｂを構成したので、これら昇圧用ダイオード１２ａおよび降圧用ダイオード１２ｂのリカバリ損失を低減すると共に、昇圧用スイッチング素子１１ａおよび降圧用スイッチング素子１１ｂのスイッチング損失も低減させることができ、ノイズの少ない低損失な双方向チョッパ回路を提供できる。   As described above, according to the bidirectional chopper circuit according to the second embodiment of the present invention, similarly to the bidirectional chopper circuit according to the first embodiment described above, the boosting diode 12a is a unipolar device using a wide gap semiconductor. Since the step-down diode 12b is configured, the recovery loss of the step-up diode 12a and the step-down diode 12b can be reduced, and the switching loss of the step-up switching element 11a and step-down switching element 11b can be reduced. A low-loss bidirectional chopper circuit with less loss can be provided.

本発明の双方向チョッパ回路は、車載用ドライブ装置や交通車両等に適用できる。   The bidirectional chopper circuit of the present invention can be applied to an in-vehicle drive device or a transportation vehicle.

本発明の実施例１に係る双方向チョッパ回路の構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a bidirectional chopper circuit according to a first embodiment of the present invention. 本発明の実施例１に係る双方向チョッパ回路の動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of the bidirectional chopper circuit based on Example 1 of this invention. 本発明の実施例２に係る双方向チョッパ回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the bidirectional chopper circuit which concerns on Example 2 of this invention. 従来の双方向チョッパ回路を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the conventional bidirectional chopper circuit.

符号の説明Explanation of symbols

１ 第１入出力端子
２ 第２入出力端子
３ 接地端子
４ 第１平滑コンデンサ
５ 第２平滑コンデンサ
６ 昇圧チョッパ回路
７ 降圧チョッパ回路
８ 制御回路
１０ リアクトル
１０ａ 昇圧用リアクトル
１０ｂ 降圧用リアクトル
１１ａ 昇圧用スイッチング素子
１１ｂ 降圧用スイッチング素子
１２ａ 昇圧用ダイオード
１２ｂ 降圧用ダイオード
1 first input / output terminal 2 second input / output terminal 3 ground terminal 4 first smoothing capacitor 5 second smoothing capacitor 6 step-up chopper circuit 7 step-down chopper circuit 8 control circuit 10 reactor 10a step-up reactor 10b step-down reactor 11a step-up switching Element 11b Step-down switching element 12a Step-up diode 12b Step-down diode

Claims (5)

第１入出力端子に印加された直流電圧より高い直流電圧を第２入出力端子に出力する昇圧動作を行う昇圧チョッパ回路と、前記第２入出力端子に印加された直流電圧より低い直流電圧を前記第１入出力端子に出力する降圧動作を行う降圧チョッパ回路とを備えた双方向チョッパ回路であって、
前記昇圧チョッパ回路は、
前記第１入出力端子に一方の端子が接続された昇圧用リアクトルと、
前記昇圧用リアクトルの他方の端子と接地端子との間に接続された昇圧用スイッチング素子と、
前記昇圧用リアクトルの他方の端子と前記第２入出力端子との間に接続されたワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから成る昇圧用ダイオードとを備え、
前記降圧チョッパ回路は、
前記第１入出力端子に一方の端子が接続された降圧用リアクトルと、
前記降圧用リアクトルの他方の端子と接地端子との間に接続されたワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから成る降圧用ダイオードと、
前記降圧用リアクトルの他方の端子と前記第２入出力端子との間に接続された降圧用スイッチング素子と、
を備えたことを特徴とする双方向チョッパ回路。 A step-up chopper circuit for performing a step-up operation for outputting a DC voltage higher than the DC voltage applied to the first input / output terminal to the second input / output terminal; and a DC voltage lower than the DC voltage applied to the second input / output terminal. A bidirectional chopper circuit comprising a step-down chopper circuit that performs a step-down operation that is output to the first input / output terminal;
The step-up chopper circuit is
A step-up reactor having one terminal connected to the first input / output terminal;
A step-up switching element connected between the other terminal of the step-up reactor and the ground terminal;
A boosting diode composed of a unipolar device using a wide gap semiconductor connected between the other terminal of the boosting reactor and the second input / output terminal;
The step-down chopper circuit is
A step-down reactor having one terminal connected to the first input / output terminal;
A step-down diode comprising a unipolar device using a wide gap semiconductor connected between the other terminal of the step-down reactor and a ground terminal;
A step-down switching element connected between the other terminal of the step-down reactor and the second input / output terminal;
A bidirectional chopper circuit characterized by comprising: 第１入出力端子に印加された直流電圧より高い直流電圧を第２入出力端子に出力する昇圧動作および前記第２入出力端子に印加された直流電圧より低い直流電圧を前記第１入出力端子に出力する降圧動作を行う双方向チョッパ回路であって、
前記第１入出力端子に一方の端子が接続されたリアクトルと、
前記リアクトルの他方の端子と接地端子との間に接続された昇圧用スイッチング素子と、
前記リアクトルの他方の端子と前記第２入出力端子との間に接続されたワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから成る昇圧用ダイオードと、
前記リアクトルの他方の端子と前記第２入出力端子との間に接続された降圧用スイッチング素子と、
前記降圧用リアクトルの他方の端子と前記接地端子との間に接続されたワイドギャップ半導体を用いたユニポーラデバイスから成る降圧用ダイオードと、
を備えたことを特徴とする双方向チョッパ回路。 A step-up operation for outputting a DC voltage higher than the DC voltage applied to the first input / output terminal to the second input / output terminal, and a DC voltage lower than the DC voltage applied to the second input / output terminal to the first input / output terminal. A bidirectional chopper circuit that performs a step-down operation that is output to
A reactor having one terminal connected to the first input / output terminal;
A step-up switching element connected between the other terminal of the reactor and a ground terminal;
A step-up diode comprising a unipolar device using a wide gap semiconductor connected between the other terminal of the reactor and the second input / output terminal;
A step-down switching element connected between the other terminal of the reactor and the second input / output terminal;
A step-down diode comprising a unipolar device using a wide gap semiconductor connected between the other terminal of the step-down reactor and the ground terminal;
A bidirectional chopper circuit characterized by comprising: 前記昇圧動作を行う時に、前記昇圧用スイッチング素子をスイッチングさせ且つ前記降圧用スイッチング素子をオフさせ、前記降圧動作を行う時に、前記降圧用スイッチング素子をスイッチングさせ前記昇圧用スイッチング素子をオフさせる制御回路を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の双方向チョッパ回路。   A control circuit that switches the step-up switching element and turns off the step-down switching element when performing the step-up operation, and switches the step-down switching element and turns off the step-up switching element when performing the step-down operation. The bidirectional chopper circuit according to claim 1, wherein the bidirectional chopper circuit is provided. 前記昇圧用スイッチング素子及び前記降圧用スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）から成ることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項記載の双方向チョッパ回路。   4. The bidirectional chopper circuit according to claim 1, wherein the step-up switching element and the step-down switching element comprise IGBTs (insulated gate bipolar transistors). 5. 前記昇圧用ダイオードおよび前記降圧用ダイオードを構成するユニポーラデバイスに用いられるワイドギャップ半導体は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、またはＧａＮ（ガリウムナイトライド）、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項記載の双方向チョッパ回路。
The wide gap semiconductor used in the unipolar device constituting the step-up diode and the step-down diode is made of SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), or diamond. Item 5. The bidirectional chopper circuit according to any one of items 4 to 6.
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Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008099423A (en) * 2006-10-11 2008-04-24 Honda Motor Co Ltd Dc-dc converter
JP2008141949A (en) * 2006-11-29 2008-06-19 General Electric Co <Ge> Current-fed power converter including on normally-on switch
CN100433522C (en) * 2006-10-23 2008-11-12 南京航空航天大学 Double buck/boost two-way AC chopper
CN100459393C (en) * 2006-10-23 2009-02-04 南京航空航天大学 Two-way AC chopper
JP2009177998A (en) * 2008-01-28 2009-08-06 Denso Corp In-vehicle electronic control device
JP2010226793A (en) * 2009-03-19 2010-10-07 Ihi Corp Bidirectional step-up/down converter
JP2011038507A (en) * 2009-07-16 2011-02-24 Mitsubishi Electric Corp Electric blower
WO2012042579A1 (en) * 2010-09-27 2012-04-05 三菱電機株式会社 Power conversion device and refrigeration air-conditioning device
WO2012120600A1 (en) 2011-03-04 2012-09-13 三菱電機株式会社 Power conversion device and refrigeration/ac system
WO2012137258A1 (en) * 2011-04-08 2012-10-11 三菱電機株式会社 Power conversion apparatus, motor drive apparatus, and refrigeration air-conditioning apparatus
KR101203089B1 (en) 2010-09-16 2012-11-21 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 Semiconductor device
US9225258B2 (en) 2011-01-31 2015-12-29 Mitsubishi Electric Corporation Backflow preventing means, power converting device, and refrigerating and air-conditioning apparatus
JP2017518729A (en) * 2014-06-18 2017-07-06 レイセオン カンパニー Integrated motor driven power electronics system and method with improved efficiency
JP2019216577A (en) * 2018-06-13 2019-12-19 朋程科技股▲ふん▼有限公司 Ac power supply and voltage converter thereof
EP3195458B1 (en) * 2014-09-17 2021-04-21 ARM Limited Motor driver and a method of operating thereof

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07298516A (en) * 1994-04-22 1995-11-10 Yuasa Corp Uninterruptible power supply
JP2001245479A (en) * 2000-02-29 2001-09-07 Mitsubishi Electric Corp Power semiconductor module
JP2003339162A (en) * 2002-05-22 2003-11-28 Mitsubishi Electric Corp Dc power supply

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07298516A (en) * 1994-04-22 1995-11-10 Yuasa Corp Uninterruptible power supply
JP2001245479A (en) * 2000-02-29 2001-09-07 Mitsubishi Electric Corp Power semiconductor module
JP2003339162A (en) * 2002-05-22 2003-11-28 Mitsubishi Electric Corp Dc power supply

Cited By (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008099423A (en) * 2006-10-11 2008-04-24 Honda Motor Co Ltd Dc-dc converter
CN100433522C (en) * 2006-10-23 2008-11-12 南京航空航天大学 Double buck/boost two-way AC chopper
CN100459393C (en) * 2006-10-23 2009-02-04 南京航空航天大学 Two-way AC chopper
JP2008141949A (en) * 2006-11-29 2008-06-19 General Electric Co <Ge> Current-fed power converter including on normally-on switch
JP2009177998A (en) * 2008-01-28 2009-08-06 Denso Corp In-vehicle electronic control device
JP2010226793A (en) * 2009-03-19 2010-10-07 Ihi Corp Bidirectional step-up/down converter
JP2011038507A (en) * 2009-07-16 2011-02-24 Mitsubishi Electric Corp Electric blower
KR101203089B1 (en) 2010-09-16 2012-11-21 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 Semiconductor device
AU2010361822B2 (en) * 2010-09-27 2014-03-20 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and refrigeration air-conditioning device
WO2012042579A1 (en) * 2010-09-27 2012-04-05 三菱電機株式会社 Power conversion device and refrigeration air-conditioning device
US9136757B2 (en) 2010-09-27 2015-09-15 Mitsubishi Electric Corporation Power converter and refrigerating and air-conditioning apparatus
US9225258B2 (en) 2011-01-31 2015-12-29 Mitsubishi Electric Corporation Backflow preventing means, power converting device, and refrigerating and air-conditioning apparatus
EP2869449A1 (en) 2011-03-04 2015-05-06 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and refrigeration/air-conditioning system
JP5562482B2 (en) * 2011-03-04 2014-07-30 三菱電機株式会社 Power converter and refrigeration air conditioning system
WO2012120600A1 (en) 2011-03-04 2012-09-13 三菱電機株式会社 Power conversion device and refrigeration/ac system
US9531250B2 (en) 2011-03-04 2016-12-27 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and refrigeration/air-conditioning system
JP5748842B2 (en) * 2011-04-08 2015-07-15 三菱電機株式会社 Power conversion device, motor drive device, and refrigeration air conditioner
CN103477545A (en) * 2011-04-08 2013-12-25 三菱电机株式会社 Power conversion apparatus, motor drive apparatus, and refrigeration air-conditioning apparatus
WO2012137258A1 (en) * 2011-04-08 2012-10-11 三菱電機株式会社 Power conversion apparatus, motor drive apparatus, and refrigeration air-conditioning apparatus
US9240736B2 (en) 2011-04-08 2016-01-19 Mitsubishi Electric Corporation Power converting device, motor driving device, and refrigerating and air-conditioning apparatus
JP2017518729A (en) * 2014-06-18 2017-07-06 レイセオン カンパニー Integrated motor driven power electronics system and method with improved efficiency
EP3195458B1 (en) * 2014-09-17 2021-04-21 ARM Limited Motor driver and a method of operating thereof
JP2019216577A (en) * 2018-06-13 2019-12-19 朋程科技股▲ふん▼有限公司 Ac power supply and voltage converter thereof

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