JP5267201B2

JP5267201B2 - Switching circuit

Info

Publication number: JP5267201B2
Application number: JP2009039358A
Authority: JP
Inventors: 達広鈴木; 星　　正勝; 林　　哲也; 秀明田中; 滋春山上
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2009-02-23
Filing date: 2009-02-23
Publication date: 2013-08-21
Anticipated expiration: 2029-02-23
Also published as: JP2010200401A

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching circuit which prevents a load to a semiconductor switching element without increasing the number of part items. <P>SOLUTION: This switching circuit has a semiconductor switching element 103 which has a parasitic diode 104, a diode 101 which is connected in parallel with the semiconductor switching element 103 in the same direction as that of the parasitic diode 104, and a saturable reactor 102 which is connected in series with the diode 101 and in parallel with the semiconductor switching element 103. The transient build-up voltage of the parasitic diode 104 is made larger than the transient build-up voltage of the diode 101. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、スイッチング回路に関する。 The present invention relates to a switching circuit.

ダイオードに直列接続された可飽和リアクトルと、当該可飽和リアクトルに並列接続されたダイオードとを有する磁気スナバ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（特許文献１）。 A DC-DC converter using a magnetic snubber circuit having a saturable reactor connected in series to a diode and a diode connected in parallel to the saturable reactor is known (Patent Document 1).

特開２００２−２２３５６８号公報JP 2002-223568 A

しかしながら、従来の磁気スナバ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素子へ負荷をかけないように、可飽和リアクトルにダイオードを追加して並列接続するため、部品点数が増加してしまうという問題があった。 However, in the conventional DC-DC converter using the magnetic snubber circuit, a diode is added to the saturable reactor so as not to apply a load to the switching element, and the parallel connection is made, so that the number of parts increases. there were.

そこで、本発明は、部品点数を増加させずに半導体スイッチング素子への負荷を軽減するスイッチング回路を提供する。 Therefore, the present invention provides a switching circuit that reduces the load on the semiconductor switching element without increasing the number of components.

本発明は、半導体スイッチング素子の寄生ダイオードを利用するスイッチング回路によって上記課題を解決する。 The present invention solves the above problems by a switching circuit that uses a parasitic diode of a semiconductor switching element.

本発明によれば、ダイオードと可飽和リアクトルの直列回路に寄生ダイオードを有する半導体スイッチング素子を並列接続させ、当該寄生ダイオードに電流を流すことで、
部品点数を不要に増加させず、半導体スイッチング素子への負荷を軽減することができる。 According to the present invention, a semiconductor switching element having a parasitic diode is connected in parallel to a series circuit of a diode and a saturable reactor, and a current is passed through the parasitic diode.
The load on the semiconductor switching element can be reduced without unnecessarily increasing the number of parts.

発明の実施形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。It is a circuit diagram showing a switching circuit concerning an embodiment of the invention. 図１のスイッチング回路を用いた三相インバータ回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a three-phase inverter circuit using the switching circuit of FIG. 1. 図１の可飽和リアクトル１０２の磁気ヒステリシス曲線を示す図である。It is a figure which shows the magnetic hysteresis curve of the saturable reactor 102 of FIG. 図１に示す還流ダイオード１０１を流れる電流の変化を示す図である。It is a figure which shows the change of the electric current which flows through the free-wheeling diode 101 shown in FIG. 発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。It is a top view which shows the free-wheeling diode and saturable reactor which concern on other embodiment of invention. 発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。It is a top view which shows the free-wheeling diode and saturable reactor which concern on other embodiment of invention. 発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。It is a top view which shows the free-wheeling diode and saturable reactor which concern on other embodiment of invention. 発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。It is a top view which shows the free-wheeling diode and saturable reactor which concern on other embodiment of invention. 発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。It is a top view which shows the free-wheeling diode and saturable reactor which concern on other embodiment of invention.

以下、発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the invention will be described with reference to the drawings.

《第１実施形態》
図１は、発明の実施形態に係るスイッチング回路１０の回路図である。図２は、図１の回路を用いた三相インバータ回路の回路図である。図３は、図１に示すスイッチング回路１０の可飽和リアクトル１０２の磁気ヒステリシス曲線を示す図である。図４は、図１に示すスイッチング回路１０の還流ダイオード１０１を流れる電流の変化を示す図である。なお、寄生ダイオード１０４は、半導体スイッチング素子１０３の構造上有するダイオードであって、図１及び２においては、分かりやすく表すために半導体スイッチング素子１０３の一部としてダイオード１０４を記載している。 << First Embodiment >>
FIG. 1 is a circuit diagram of a switching circuit 10 according to an embodiment of the invention. FIG. 2 is a circuit diagram of a three-phase inverter circuit using the circuit of FIG. FIG. 3 is a diagram showing a magnetic hysteresis curve of the saturable reactor 102 of the switching circuit 10 shown in FIG. FIG. 4 is a diagram showing a change in current flowing through the freewheeling diode 101 of the switching circuit 10 shown in FIG. The parasitic diode 104 is a diode having a structure of the semiconductor switching element 103. In FIGS. 1 and 2, the diode 104 is described as a part of the semiconductor switching element 103 for easy understanding.

図１に示すスイッチング回路１０は、還流ダイオード１０１と、還流ダイオード１０１と直列に接続される可飽和リアクトル１０２と、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２との直列回路に並列される半導体スイッチング素子１０３を有している。半導体スイッチング素子１０３は寄生ダイオード１０４を有しており、還流ダイオード１０１と寄生ダイオード１０４は同じ方向である。そのため、半導体スイッチング素子１０３に実際に流れる電流の向きと還流ダイオード１０１及び寄生ダイオード１０４の順方向の電流の向きは逆となる。 A switching circuit 10 shown in FIG. 1 includes a free-wheeling diode 101, a saturable reactor 102 connected in series with the free-wheeling diode 101, and a semiconductor switching element 103 parallel to the series circuit of the free-wheeling diode 101 and the saturable reactor 102. Have. The semiconductor switching element 103 has a parasitic diode 104, and the free wheel diode 101 and the parasitic diode 104 are in the same direction. Therefore, the direction of the current that actually flows through the semiconductor switching element 103 is opposite to the direction of the forward current of the free wheeling diode 101 and the parasitic diode 104.

また寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧が還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくなるように、半導体スイッチング素子１０３及び還流ダイオード１０１が形成されている。 The semiconductor switching element 103 and the free wheeling diode 101 are formed so that the rising voltage of the parasitic diode 104 is larger than the rising voltage of the free wheeling diode 101.

本例のスイッチング回路１０において、還流ダイオード１０１は、炭化珪素からなる半導体材料を用いたユニポーラ動作のショットキーバリアダイオードで形成され、半導体スイッチング素子１０３は、炭化珪素を半導体基板としたＭＯＳ―ＦＥＴで形成されている。また可飽和リアクトル１０２はフェライトで形成されている。 In the switching circuit 10 of this example, the freewheeling diode 101 is formed of a unipolar Schottky barrier diode using a semiconductor material made of silicon carbide, and the semiconductor switching element 103 is a MOS-FET using silicon carbide as a semiconductor substrate. Is formed. The saturable reactor 102 is made of ferrite.

図２は、本例のスイッチング回路１０を用いた具体的構成として示す三相インバータ回路であり、図３及び４を参照し、本例の三相インバータ回路の動作を説明する。 FIG. 2 is a three-phase inverter circuit shown as a specific configuration using the switching circuit 10 of this example, and the operation of the three-phase inverter circuit of this example will be described with reference to FIGS.

図２に示す三相インバータ回路は、本例のスイッチング回路１０及びスイッチング回路２０を直列接続したプッシュプル回路２１と、スイッチング回路３０及びスイッチング回路４０を直列接続したプッシュプル回路２２と、スイッチング回路５０及びスイッチング回路６０を直列接続したプッシュプル回路２３と、直流電源２４と、三相同期モータ２５と、平滑コンデンサ２６と、リレースイッチ２７とを有している。３個のプッシュプル回路２１、２２、２３は並列に接続され、当該三並列させたプッシュプル回路２１、２２、２３及び平滑コンデンサ２６は直流電源２２の正極端子と負極端子の間に接続され、三相同期モータ２５の三相の端子が三並列されたプッシュプル回路２３、２４、２５のスイッチング回路１０、３０、５０とスイッチング回路２０、４０、６０との接続点にそれぞれ接続される。これにより、本例のスイッチング回路１０、２０は、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路を形成し、三相同期モータ２５にＰＷＭ信号を出力する。なお、三相同期モータ２５とプッシュプル回路２１との接続線をＵ相とし、三相同期モータ２５とプッシュプル回路２２との接続線をＶ相とし、三相同期モータ２５とプッシュプル回路２１との接続線をＷ相とする。なお、本例の三相インバータ回路が、本発明の電力変換装置に相当する。 The three-phase inverter circuit shown in FIG. 2 includes a push-pull circuit 21 in which the switching circuit 10 and the switching circuit 20 of this example are connected in series, a push-pull circuit 22 in which the switching circuit 30 and the switching circuit 40 are connected in series, and a switching circuit 50. And a push-pull circuit 23 having a switching circuit 60 connected in series, a DC power supply 24, a three-phase synchronous motor 25, a smoothing capacitor 26, and a relay switch 27. Three push-pull circuits 21, 22, 23 are connected in parallel, and the three parallel push-pull circuits 21, 22, 23, and the smoothing capacitor 26 are connected between the positive terminal and the negative terminal of the DC power source 22, The three-phase terminals of the three-phase synchronous motor 25 are connected to the connection points of the switching circuits 10, 30, 50 and the switching circuits 20, 40, 60 of the push-pull circuits 23, 24, 25, which are arranged in parallel. As a result, the switching circuits 10 and 20 of this example form a PWM (Pulse Width Modulation) circuit and output a PWM signal to the three-phase synchronous motor 25. The connection line between the three-phase synchronous motor 25 and the push-pull circuit 21 is a U-phase, the connection line between the three-phase synchronous motor 25 and the push-pull circuit 22 is a V-phase, and the three-phase synchronous motor 25 and the push-pull circuit 21 are connected. The connection line with is a W phase. Note that the three-phase inverter circuit of this example corresponds to the power conversion device of the present invention.

次に、本例の三相インバータ回路の動作のうち、Ｕ相の動作を、図２〜４を参照し、説明する。図３は、可飽和リアクトル１０２の磁気ヒステリシス曲線を示す図であり、横軸に磁界を縦軸に磁化の大きさをとる。図４は、還流ダイオード１０１を流れる電流の変化を示す図であり、横軸は以下に示す半導体スイッチング素子２０３のＯＮとＯＦＦの切り替えの経時を表し、縦軸は電流の大きさである。 Next, among the operations of the three-phase inverter circuit of this example, the U-phase operation will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a diagram showing a magnetic hysteresis curve of the saturable reactor 102, wherein the horizontal axis represents the magnetic field and the vertical axis represents the magnitude of magnetization. FIG. 4 is a diagram showing a change in the current flowing through the freewheeling diode 101, where the horizontal axis represents the time over which the semiconductor switching element 203 is switched between ON and OFF, and the vertical axis represents the magnitude of the current.

まずスイッチング回路３０又はスイッチング回路５０の半導体スイッチング素子がＯＮ状態の時に、半導体スイッチング素子１０３がＯｆｆ状態で、半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態となると、電流がＵ相に流れる。この状態から、ＯＮ状態であったスイッチング回路３０またスイッチング回路５０の半導体スイッチング素子をＯｆｆ状態とし、半導体スイッチング素子２０３をＯｆｆ状態にすると、三相同期モータ２５が有するインダクタンス成分によって、還流電流が発生し、Ｕ相に流れ出す。この時、半導体スイッチング素子２０３はＯＦＦ状態のため、当該還流電流はスイッチング回路２０には流れず、スイッチング回路１０に向けて流れる。スイッチング回路１０において、可飽和リアクトル１０２の磁化状態は図３に示すｆの状態にある。還流電流が流れ出し始める初期において、可飽和リアクトルの磁化状態は、破線で示す初期磁化曲線に沿ってｇの方向に進み、その間は可飽和リアクトル中の磁束密度が変化するので、大きなインピーダンスを発生する。やがてａ点で示す磁化状態になると可飽和リアクトルが飽和して、インピーダンスが減少する。そのため、初期の還流電流は可飽和リアクトルの大きなインピーダンスのために、還流ダイオード１０１には流れず、寄生ダイオード１０４の方へ流れ、やがて可飽和リアクトル１０２が飽和すると、可飽和リアクトル１０２と還流ダイオード１０１との直列回路の方が寄生ダイオード１０４よりもオン電圧が低くなるために、図４のＡに示すように、還流ダイオード１０１側に還流電流が流れる。 First, when the semiconductor switching element of the switching circuit 30 or the switching circuit 50 is in the ON state, when the semiconductor switching element 103 is in the Off state and the semiconductor switching element 203 is in the ON state, a current flows in the U phase. From this state, when the semiconductor switching element of the switching circuit 30 or the switching circuit 50 that is in the ON state is turned off and the semiconductor switching element 203 is turned off, a reflux current is generated by the inductance component of the three-phase synchronous motor 25. And flows into the U phase. At this time, since the semiconductor switching element 203 is in the OFF state, the return current does not flow to the switching circuit 20 but flows toward the switching circuit 10. In the switching circuit 10, the magnetization state of the saturable reactor 102 is in the state f shown in FIG. At the initial stage when the reflux current starts to flow, the magnetization state of the saturable reactor proceeds in the direction of g along the initial magnetization curve indicated by the broken line, and during that period, the magnetic flux density in the saturable reactor changes, and thus a large impedance is generated. . Eventually, when the magnetization state indicated by point a is reached, the saturable reactor is saturated and the impedance decreases. Therefore, the initial return current does not flow through the free-wheeling diode 101 but flows toward the parasitic diode 104 due to the large impedance of the saturable reactor. When the saturable reactor 102 is saturated, the saturable reactor 102 and the free-wheeling diode 101 are eventually saturated. Since the ON voltage is lower in the series circuit than the parasitic diode 104, a return current flows to the return diode 101 side as shown in FIG.

なお、以下、スイッチング回路３０及びスイッチング回路５０の半導体スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦ状態の説明は省略する。 Hereinafter, description of the ON / OFF states of the semiconductor switching elements of the switching circuit 30 and the switching circuit 50 will be omitted.

次に半導体スイッチング素子２０３をＯＦＦからＯＮ状態にすると、直流電源２４に基づく電流が三相同期モータ２５に流れ出し、還流ダイオード１０１に流れていた還流電流はゼロに向かう。この過程で、可飽和リアクトル１０２の磁化の状態は、飽和状態で図３においてｂの方向に推移し、また還流ダイオード１０１に流れる電流は、図４のＢの矢印に示すようにゼロに向かって減少する。 Next, when the semiconductor switching element 203 is turned from OFF to ON, a current based on the DC power supply 24 flows out to the three-phase synchronous motor 25, and the return current flowing in the return diode 101 goes to zero. In this process, the state of magnetization of the saturable reactor 102 changes in the direction of b in FIG. 3 in a saturated state, and the current flowing through the freewheeling diode 101 approaches zero as shown by the arrow B in FIG. Decrease.

本実施の形態においては、還流ダイオード１０１にはユニポーラ型のダイオードを用いている。ユニポーラ型のダイオードは動作中に少数キャリアが発生せず、ＰＮ型ダイオードと比較して高速に電流を遮断することが出来る。その高速な電流遮断特性はスイッチング損失の低減をもたらす。（ＰＮ型ダイオードにおいては、ターンオフ時において、その中で伝導度変調をもたらしている少数キャリアが完全に消滅するまでにキャリアの寿命で決まる時間を必要とし、高速にターンオフできない。）ただし、インバータ回路等が必然的にもつ寄生インダクタンスＬにより、サージ電圧（Ｖ＝Ｌ＊ｄＩ／ｄｔ）を発生し、その電圧は電流変化率（ｄＩ／ｄｔ）が増すにしたがって大きくなる。そのため、ＰＮ型ダイオードと比較して、ユニポーラ型ダイオードの高速な電流遮断速度（ｄＩ／ｄｔ）は、大きなサージ電圧を生むことになる。そのサージ電圧は回路素子を破壊したり、寄生の容量Ｃと寄生のインダクタンスＬによりリンギングを発生し、損失やノイズの放射を発生したりする。さらに、ＰＮ型ダイオードと比較してユニポーラ型のダイオードは電流遮断の直前においても素子が持つ抵抗が低いため、リンギングの収束に時間がかかってしまい、ノイズの放射が増加してしまう。 In the present embodiment, a unipolar diode is used as the freewheeling diode 101. The unipolar diode does not generate minority carriers during operation, and can cut off the current faster than the PN diode. Its high-speed current interruption characteristic leads to a reduction in switching loss. (In a PN diode, at the time of turn-off, a time determined by the life of the carrier is required until the minority carriers that cause conductivity modulation completely disappear, and cannot be turned off at high speed.) A surge voltage (V = L * dI / dt) is generated due to the parasitic inductance L that is inevitably included in the circuit, and the voltage increases as the current change rate (dI / dt) increases. Therefore, compared with the PN type diode, the high current interruption speed (dI / dt) of the unipolar type diode generates a large surge voltage. The surge voltage destroys circuit elements or generates ringing due to parasitic capacitance C and parasitic inductance L, and generates loss and noise. Furthermore, since the resistance of the unipolar diode is lower than that of the PN diode even before the current is interrupted, it takes time for the ringing to converge, and noise emission increases.

ユニポーラ型の還流ダイオード１０１の空乏層容量に伴う逆方向電流が流れ始める時、図４では矢印Ｃの状態の時、可飽和リアクトル１０２の磁化の状態は、飽和状態から急激に弱くなり、図３においてｃの方向で推移する。このため可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが高くなるため、還流ダイオード１０１の電流変化率ｄＩ／ｄｔは減少する。 When reverse current due to the depletion layer capacitance of the unipolar freewheeling diode 101 begins to flow, in the state of arrow C in FIG. 4, the magnetization state of the saturable reactor 102 suddenly weakens from the saturated state, and FIG. In the direction of c. For this reason, since the impedance of the saturable reactor 102 becomes high, the current change rate dI / dt of the free-wheeling diode 101 decreases.

そして、逆方向の電流がゼロになる時（図４において、Ｄの時）、可飽和リアクトル１０２の磁化はさらに弱くなり、図３においてｄの状態となる。 When the current in the reverse direction becomes zero (D in FIG. 4), the magnetization of the saturable reactor 102 is further weakened and is in the state d in FIG.

再び、半導体スイッチング素子１０３がオフ状態で、半導体スイッチング素子２０３がオフ状態となると、三相同期モータ２５のインダクタンス成分による還流電流がＵ相に流れ出す。この還流電流は、半導体スイッチング素子２０３がオン状態の時に流れていた電流によって、三相同期モータ２５のインダクタンス成分に蓄積されたエネルギーによるものである。半導体スイッチング素子２０３はオフ状態であるから、当該還流電流は、スイッチング回路２０には流れず、スイッチング回路１０へと流れる。 When the semiconductor switching element 103 is turned off again and the semiconductor switching element 203 is turned off again, the return current due to the inductance component of the three-phase synchronous motor 25 flows out to the U phase. This return current is due to the energy accumulated in the inductance component of the three-phase synchronous motor 25 due to the current flowing when the semiconductor switching element 203 is in the ON state. Since the semiconductor switching element 203 is in the off state, the return current does not flow to the switching circuit 20 but flows to the switching circuit 10.

ここで、上記の最初に半導体スイッチング素子２０３がオフ状態となることで還流電流が流れ出した時とは、可飽和リアクトル１０２の磁化の状態が異なる。すなわち、可飽和リアクトル１０２の磁化は、図３においてｄの状態から、矢印ｅの状態へと推移し、磁化が急激に強くなる。そのため、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが高いため、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２との直列回路には電流は流れない。図４において、Ｅの状態である。 Here, the state of magnetization of the saturable reactor 102 is different from the time when the return current starts flowing because the semiconductor switching element 203 is turned off first. That is, the magnetization of the saturable reactor 102 transitions from the state of d in FIG. 3 to the state of the arrow e, and the magnetization sharply increases. Therefore, since the impedance of the saturable reactor 102 is high, no current flows through the series circuit of the freewheeling diode 101 and the saturable reactor 102. In FIG.

しかし、本例のスイッチング回路１０は、還流ダイオード１０１と同じ方向で半導体スイッチング素子１０３の寄生ダイオード１０４を有するため、還流電流は、当該寄生ダイオードに流れ出す。これにより、還流電流を三相インバータ内で回生させることができる。 However, since the switching circuit 10 of this example includes the parasitic diode 104 of the semiconductor switching element 103 in the same direction as the freewheeling diode 101, the freewheeling current flows out to the parasitic diode. Thereby, the reflux current can be regenerated in the three-phase inverter.

そして、可飽和リアクトル１０２の磁化がさらに高まり飽和状態に近づくと、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが低くなり、寄生ダイオード１０４に流れている還流電流は、可飽和リアクトル１０２及び還流電流１０１との直接回路にも流れ始める。図４では、矢印Ｆの状態である。 When the magnetization of the saturable reactor 102 further increases and approaches a saturation state, the impedance of the saturable reactor 102 decreases, and the return current flowing through the parasitic diode 104 is a direct circuit between the saturable reactor 102 and the return current 101. Also begins to flow. FIG. 4 shows the state of arrow F.

さらに、可飽和リアクトル１０２の磁化が飽和し、図３においてａの状態になり、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスは還流電流に対して実質ゼロになるため、半導体スイッチング素子１０３とスイッチング回路１０１にかかる電圧が
同程度になる。本例のスイッチング回路１０は、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧を還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくなるよう構成されているため、還流電流は、寄生ダイオード１０４ではなく還流ダイオード１０１側に流れ出す。図４では、Ａの状態に戻る。 Further, since the magnetization of the saturable reactor 102 is saturated and is in the state a in FIG. 3, the impedance of the saturable reactor 102 becomes substantially zero with respect to the return current, so the voltage applied to the semiconductor switching element 103 and the switching circuit 101. Becomes the same level. Since the switching circuit 10 of this example is configured such that the rising voltage of the parasitic diode 104 is larger than the rising voltage of the freewheeling diode 101, the freewheeling current flows out to the freewheeling diode 101 side instead of the parasitic diode 104. In FIG. 4, the state returns to the state A.

次に、再びスイッチング回路２０３がＯＮ状態になると、還流ダイオ−ド１０１に流れていた還流電流はゼロに向かう。上記と同様に、還流ダイオード１０１が遮断される際の電流変化速度ｄＩ／ｄｔは、可飽和リアクトル１０２の磁化が飽和状態から弱くなるため、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが高く、本例の三相インバータにはサージ電圧やリンギングを発生しない。 Next, when the switching circuit 203 is turned on again, the return current flowing through the return diode 101 goes to zero. Similarly to the above, since the magnetization rate of the saturable reactor 102 is weakened from the saturated state, the current changing speed dI / dt when the freewheeling diode 101 is cut off is high, and the impedance of the saturable reactor 102 is high. There is no surge voltage or ringing in the inverter.

一方、本例のスイッチング素子１０３は、ＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードはＰＮ型で構成すると、導通状態には少数キャリアが発生しており、電流遮断時にはその少数キャリアが消滅するまでの間、ダイオードに逆バイアスがかかっていると、電流がダイオードの逆方向に流れるという逆回復電流が発生する。その逆回復電流はインバータ回路に流れて損失となるが、半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態となり還流ダイオード１０１が遮断される前に、還流電流は寄生ダイオード１０４に流れていないため、半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態になったとしても、寄生ダイオード１０４に逆回復電流は発生しない。そのため、半導体スイッチング素子２０３がＯＮからＯＦＦ状態となることにより、スイッチング回路１０より逆回復電流が三相インバータ回路に流れることはない。 On the other hand, when the parasitic diode of the MOS-FET is configured as a PN type, the switching element 103 of the present example generates minority carriers in the conduction state, and the current is interrupted until the minority carriers disappear. When reverse bias is applied, a reverse recovery current is generated in which current flows in the reverse direction of the diode. The reverse recovery current flows to the inverter circuit and is lost, but since the return current does not flow to the parasitic diode 104 before the semiconductor switching element 203 is turned on and the return diode 101 is cut off, the semiconductor switching element 203 is Even if the ON state is established, no reverse recovery current is generated in the parasitic diode 104. Therefore, the reverse recovery current does not flow from the switching circuit 10 to the three-phase inverter circuit when the semiconductor switching element 203 changes from the ON state to the OFF state.

以上により、本例のスイッチング回路１０は、寄生ダイオード１０４を有する半導体スイッチング素子１０３に還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２との直列回路を並列接続させ、当該還流ダイオード１０１と当該寄生ダイオード１０４を同一向きになるよう構成されているため、スイッチング回路１０が接続されるシステム回路のインダクタンス成分により発生する還流電流を、当該寄生ダイオード１０４に流すことができる。これにより、本例のスイッチング回路１０はシステム回路内に還流電流をスムーズに回生させるため、電流の立ち上がりの遅れを防ぐことができる。特に可飽和リアクトル１０２の磁化が変化してインピーダンスが高い場合に、本例のスイッチング回路は、還流電流を寄生ダイオード１０４に流し、システム回路内に還流電流を回生させることができる。 As described above, in the switching circuit 10 of this example, the series circuit of the freewheeling diode 101 and the saturable reactor 102 is connected in parallel to the semiconductor switching element 103 having the parasitic diode 104, and the freewheeling diode 101 and the parasitic diode 104 are oriented in the same direction. Therefore, the reflux current generated by the inductance component of the system circuit to which the switching circuit 10 is connected can be passed through the parasitic diode 104. Thereby, since the switching circuit 10 of this example smoothly regenerates the return current in the system circuit, it is possible to prevent a delay in the rise of the current. In particular, when the magnetization of the saturable reactor 102 changes and the impedance is high, the switching circuit of this example can flow the return current through the parasitic diode 104 and regenerate the return current in the system circuit.

なお、本例のスイッチング回路１０は三相インバータ回路に接続され、本例のスイッチング回路１０の動作は三相同期モータ２５のインダクタンス成分により発生する還流電流を用いて説明したが、本例のスイッチング回路１０は、インバータ回路に接続される場合に限らず、他のシステム回路に接続され、当該システム回路に基づき還流電流を生ずる場合にも適用可能である。 The switching circuit 10 of this example is connected to a three-phase inverter circuit, and the operation of the switching circuit 10 of this example has been described using the return current generated by the inductance component of the three-phase synchronous motor 25. The circuit 10 is not limited to the case where it is connected to the inverter circuit, but is also applicable to a case where it is connected to another system circuit and generates a return current based on the system circuit.

また本例のスイッチング回路は、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧を還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくなるように構成されているため、寄生ダイオード１０４に流れていた還流電流は、可飽和リアクトル１０２の磁化の飽和により、還流ダイオード１０１へ流れる。これにより、還流ダイオード１０１が順バイアスから逆バイアスとなる時、寄生ダイオード１０４側で逆回復電流が発生しない。また還流ダイオード１０１に可飽和リアクトル１０２が接続されるため、還流ダイオード１０１をユニポーラ型ダイオードとすることにより発生する高速な電流遮断特性は可飽和リアクトル１０２の高いインピーダンスによって制限され、その結果、本例のスイッチング回路はサージ電圧やリンギングを抑制できる。 In addition, since the switching circuit of this example is configured so that the rising voltage of the parasitic diode 104 is larger than the rising voltage of the freewheeling diode 101, the freewheeling current flowing in the parasitic diode 104 is the magnetization of the saturable reactor 102. Flows to the freewheeling diode 101 due to saturation. Thereby, when the freewheeling diode 101 is changed from the forward bias to the reverse bias, no reverse recovery current is generated on the parasitic diode 104 side. In addition, since the saturable reactor 102 is connected to the freewheeling diode 101, the high-speed current interruption characteristic generated when the freewheeling diode 101 is a unipolar diode is limited by the high impedance of the saturable reactor 102. This switching circuit can suppress surge voltage and ringing.

また従来のスイッチング回路、例えばバイパス用のダイオード素子を可飽和リアクトル１０２に並列接続させる回路に比べて、本例のスイッチング回路１０は、還流ダイオード１０１と同様のダイオードが追加され、チップ面積が増大することを抑制できる。 Further, compared to a conventional switching circuit, for example, a circuit in which a bypass diode element is connected in parallel to the saturable reactor 102, the switching circuit 10 of this example is added with a diode similar to the freewheeling diode 101, and the chip area is increased. This can be suppressed.

ちなみに、本例の比較例として、スイッチング回路１０の寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧が還流ダイオード１０１より低い場合を説明する。半導体スイッチング素子１０３がＯＦＦ、半導体スイッチング素子２０３がＯＮの状態で、可飽和インダクタンスの磁化が弱くなっている状態、図３で示すｄの状態から説明する。 Incidentally, as a comparative example of this example, a case where the rising voltage of the parasitic diode 104 of the switching circuit 10 is lower than that of the freewheeling diode 101 will be described. Description will be made from a state where the semiconductor switching element 103 is OFF and the semiconductor switching element 203 is ON, and the magnetization of the saturable inductance is weak, and the state d shown in FIG.

半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態からＯＦＦ状態に変わると、三相同期モータ２５のインダクタンス成分により還流電流が発生し、還流電流がスイッチング回路１０に流れ出す。この時、可飽和リアクトル１０２の磁化は弱まっている状態からは飽和に向けて変化するため、図３においてｄの状態から、矢印ｅの状態へと推移し、磁化が急激に強くなる。そのため、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが高いため、還流電流は、寄生ダイオード１０４に流れ出す。 When the semiconductor switching element 203 changes from the ON state to the OFF state, a return current is generated by the inductance component of the three-phase synchronous motor 25, and the return current flows out to the switching circuit 10. At this time, since the magnetization of the saturable reactor 102 changes from a weakened state toward saturation, the state changes from the state of d in FIG. 3 to the state of the arrow e, and the magnetization sharply increases. Therefore, since the impedance of the saturable reactor 102 is high, the return current flows out to the parasitic diode 104.

可飽和リアクトル１０２が飽和状態に近づくと、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスは低くなる。しかし、可飽和リアクトル１０２の磁化が飽和し（図３のａの状態）、半導体スイッチング素子１０３にかかる電圧と還流ダイオード１０１にかかる電圧が同程度なったとしても、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧が還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より低いため、当該還流電流は、還流ダイオード１０１側に流れず、寄生ダイオード１０４に流れたままである。 When the saturable reactor 102 approaches a saturated state, the impedance of the saturable reactor 102 becomes low. However, even if the magnetization of the saturable reactor 102 is saturated (state a in FIG. 3), even if the voltage applied to the semiconductor switching element 103 and the voltage applied to the freewheeling diode 101 become approximately the same, the rising voltage of the parasitic diode 104 is freewheeled. Since it is lower than the rising voltage of the diode 101, the return current does not flow to the return diode 101 side, but still flows to the parasitic diode 104.

この状態で、半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態になると、還流電流が寄生ダイオード１０４に流れているため、寄生ダイオード１０４の順方向バイアスが逆バイアスとなり、寄生ダイオード１０４において逆回復電流が発生してしまう。そして、半導体スイッチング素子１０３には、還流ダイオード１０１のように可飽和インダクタンス１０２が接続されていないため、逆回復電流を抑制する素子がなく、逆回復電流が三相同期モータ２５及び他のスイッチング回路２０等に流れてしまう。これにより、スイッチング素子１０〜６０に対して損失が発生してしまう。 In this state, when the semiconductor switching element 203 is turned on, since the return current flows through the parasitic diode 104, the forward bias of the parasitic diode 104 becomes a reverse bias, and a reverse recovery current is generated in the parasitic diode 104. . And since the saturable inductance 102 is not connected to the semiconductor switching element 103 like the free-wheeling diode 101, there is no element for suppressing the reverse recovery current, and the reverse recovery current is not reduced to the three-phase synchronous motor 25 and other switching circuits. It will flow to 20 mag. Thereby, a loss will occur to switching elements 10-60.

そのため、本例のスイッチング回路は、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧を寄生ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくすることで、寄生ダイオード１０４における逆回復電流の発生を抑制できる。 Therefore, the switching circuit of this example can suppress the occurrence of reverse recovery current in the parasitic diode 104 by making the rising voltage of the parasitic diode 104 larger than the rising voltage of the parasitic diode 101.

また本例のスイッチング回路１０は、還流ダイオード１０１にユニポーラ素子として、炭化珪素のショットキーバリアダイオードを用い、半導体スイッチング素子１０３に炭化珪素の半導体基体を用いたＭＯＳ−ＦＥＴを用いる。これにより、本例のスイッチング回路１０は、還流ダイオードにおいて順方向バイアスから逆方向バイアスに推移する時に過剰なキャリアが発生を抑制し、逆回復電流を低減できる。 The switching circuit 10 of this example uses a silicon carbide Schottky barrier diode as the unipolar element for the free wheel diode 101 and a MOS-FET using a silicon carbide semiconductor substrate as the semiconductor switching element 103. Thereby, the switching circuit 10 of the present example can suppress the generation of excessive carriers and reduce the reverse recovery current when the free-wheeling diode transitions from the forward bias to the reverse bias.

また炭化珪素のＭＯＳ−ＦＥＴである半導体スイッチング素子１０３の寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧は３Ｖ程度であり、金属にＮｉを用いた炭化珪素のショットキーバリアダイオードである還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧は約１Ｖである。これにより、本例のスイッチング回路１０は、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧を還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくなるよう構成できる。 The rising voltage of the parasitic diode 104 of the semiconductor switching element 103 which is a silicon carbide MOS-FET is about 3V, and the rising voltage of the freewheeling diode 101 which is a Schottky barrier diode of silicon carbide using Ni as a metal is about 1V. It is. Thereby, the switching circuit 10 of this example can be configured so that the rising voltage of the parasitic diode 104 is larger than the rising voltage of the freewheeling diode 101.

なお、本例のスイッチング回路１０の還流ダイオード１０１及び半導体スイッチング素子１０３は、炭化珪素の半導体以外に、例えば窒化ガリウムやダイアモンド等のワイドギャップ半導体により形成されてもよい。 In addition, the free-wheeling diode 101 and the semiconductor switching element 103 of the switching circuit 10 of this example may be formed of a wide gap semiconductor such as gallium nitride or diamond other than a silicon carbide semiconductor.

また、本例のスイッチング回路において、還流ダイオード１０１に例えばシリコンのＰＮ接合ダイオードを用いた場合、還流ダイオード１０１において、導通から遮断へと移行する時に過剰キャリアが発生し易いため、逆回復電流が大きくなる。その一方で、ＰＮ接合ダイオードは、素子に小数キャリアを注入することでドリフト領域の伝導度を変調でき、ドリフト領域の厚みを小さくし不純物濃度を低く形成することにより、順方向バイアス時の導通損失を低減しつつ耐圧を確保できる。これにより、ＰＮ接合ダイオードにおいて、導通時と遮断直前時でドリフト領域の抵抗の大きさを変えることができるため、逆回復電流が流れる場合、ＰＮ接合ダイオードは、素子自体で逆回復電流に対し抵抗として機能し、逆回復電流を抑制できる。 Further, in the switching circuit of this example, when a PN junction diode made of silicon, for example, is used as the freewheeling diode 101, the reverse diode has a large reverse recovery current because the freewheeling diode 101 is liable to generate excess carriers when transitioning from conduction to interruption. Become. On the other hand, the PN junction diode can modulate the conductivity of the drift region by injecting minority carriers into the device, and by reducing the thickness of the drift region and reducing the impurity concentration, conduction loss during forward bias is achieved. The withstand voltage can be secured while reducing the above. As a result, in the PN junction diode, the resistance of the drift region can be changed between immediately before conduction and immediately before shutoff. Therefore, when reverse recovery current flows, the PN junction diode is resistant to reverse recovery current by the element itself. As a function of the reverse recovery current.

また、シリコンのＰＮ接合ダイオードにおいて、金や白金を用いた重金属拡散、電子線を用いた電子線照射、プロトン等を用いたイオン照射などを素子に照射し、逆回復電流が流れる際の時間成分を最適化することができるため、逆回復電流とシステム回路内のインダクタンス成分により生じる電流・電圧の振動を抑制することができる。 In silicon PN junction diodes, the time component when reverse recovery current flows when the element is irradiated with heavy metal diffusion using gold or platinum, electron beam irradiation using electron beams, ion irradiation using protons, etc. Therefore, it is possible to suppress current / voltage oscillation caused by the reverse recovery current and the inductance component in the system circuit.

また、本例のスイッチング回路１０の可飽和リアクトル１０２は、フェライト以外に、コバルト基アモルファス合金等のアモルファス合金磁性体を用いてもよい。これにより、電流反転時のインダクタンス成分が大きくなるため、より逆回復電流のリンギングを抑制できる。 The saturable reactor 102 of the switching circuit 10 of this example may use an amorphous alloy magnetic material such as a cobalt-based amorphous alloy in addition to ferrite. Thereby, since the inductance component at the time of current reversal becomes large, the ringing of the reverse recovery current can be further suppressed.

なお、還流ダイオード１０１のデバイスと可飽和リアクトル１０２のデバイスを直列に実装する形態として以下の第２〜第６実施形態を挙げることができる。図１〜４に示す回路構成は第１実施形態と同じであるため、その記載をそれぞれ援用する。 In addition, the following 2nd-6th embodiment can be mentioned as a form which mounts the device of the free-wheeling diode 101 and the device of the saturable reactor 102 in series. Since the circuit configuration shown in FIGS. 1 to 4 is the same as that of the first embodiment, the description thereof is incorporated respectively.

《第２実施形態》
図５は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。 << Second Embodiment >>
FIG. 5 is a plan view of a free-wheeling diode 101 and a saturable reactor 102 according to another embodiment of the invention.

図５において、還流ダイオード１０１はＴＯ２２０等のモールドパッケージ５００に封止され、可飽和リアクトル１０２はフェライト材からなり、中央に孔を有する部材として筒状に形成されている。可飽和リアクトル１０２は、モールドパッケージ５００の端子５０１のうち一方の端子５０１に差し込まれている。これにより、可飽和リアクトル１０２をモールドパッケージ５００の端子５０１に差し込むだけで、可飽和リアクトル１０２を本例のスイッチング回路１０の一部として形成でき、製造工程の短縮を図ることができる。 In FIG. 5, the free-wheeling diode 101 is sealed in a mold package 500 such as TO220, and the saturable reactor 102 is made of a ferrite material and is formed in a cylindrical shape as a member having a hole in the center. Saturable reactor 102 is inserted into one terminal 501 of terminals 501 of mold package 500. Thereby, the saturable reactor 102 can be formed as a part of the switching circuit 10 of this example only by inserting the saturable reactor 102 into the terminal 501 of the mold package 500, and the manufacturing process can be shortened.

《第３実施形態》
図６は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。本例では上述した第２実施形態に対して、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２とを接続する構成に変わりはないが、還流ダイオード１０１とバスバー６０１とを接続するボンディングワイヤ６０２に可飽和リアクトル１０２を接続する点が異なる。 << Third Embodiment >>
FIG. 6 is a plan view of a freewheeling diode 101 and a saturable reactor 102 according to another embodiment of the invention. In this example, the configuration in which the freewheeling diode 101 and the saturable reactor 102 are connected to the second embodiment described above is not changed, but the saturable reactor 102 is connected to the bonding wire 602 that connects the freewheeling diode 101 and the bus bar 601. The point of connecting is different.

図６において、チップ状態の還流ダイオード１０１がインバータモジュール中にゲル等で封止され、ボンディングワイヤ６０２が還流ダイオード１０１と他の回路等との電流経路となるバスバー６０１とに接続され、可飽和リアクトル１０２がボンディングワイヤ６０２に挿入されている。還流ダイオード１０１は基板に載置され、可飽和リアクトル１０２はエポキシ接着剤もしくはシリコーン接着剤等を用いて当該基板に固定されている。可飽和リアクトル１０２をボンディングワイヤ６０２に取り付ける際は、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１のアノード側に接続した後、ボンディングワイヤ６０２に中央に孔を有する筒状の部材として形成された可飽和リアクトル１０２を通し、ボンディングワイヤ６０２をバスバー６０１に接続する。もしくは、ボンディングワイヤ６０２をバスバー６０１に接続した後、ボンディングワイヤ６０２に筒状の可飽和リアクトル１０２を通し、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１のアノード側に接続する。 In FIG. 6, a chip-like freewheeling diode 101 is sealed with gel or the like in an inverter module, and a bonding wire 602 is connected to a bus bar 601 serving as a current path between the freewheeling diode 101 and other circuits. 102 is inserted into the bonding wire 602. The free-wheeling diode 101 is mounted on a substrate, and the saturable reactor 102 is fixed to the substrate using an epoxy adhesive or a silicone adhesive. When the saturable reactor 102 is attached to the bonding wire 602, the bonding wire 602 is connected to the anode side of the reflux diode 101, and then the saturable reactor 102 formed as a cylindrical member having a hole in the center is bonded to the bonding wire 602. Then, the bonding wire 602 is connected to the bus bar 601. Alternatively, after the bonding wire 602 is connected to the bus bar 601, the cylindrical saturable reactor 102 is passed through the bonding wire 602, and the bonding wire 602 is connected to the anode side of the reflux diode 101.

これにより、１本１本のボンディングワイヤ６０２を可飽和リアクトル１０２に通す工程を省くことができ、製造時間を短縮できる。 Thereby, the process of passing each bonding wire 602 through the saturable reactor 102 can be omitted, and the manufacturing time can be shortened.

《第４実施形態》
図７は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。本例では上述した第２、３実施形態に対して、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２とを接続する構成に変わりはないが、還流ダイオード１０１とバスバー６０１とを接続するボンディングワイヤ６０２に薄型の形状の可飽和リアクトル１０２を巻き付ける点が異なる。 << 4th Embodiment >>
FIG. 7 is a plan view of a free-wheeling diode 101 and a saturable reactor 102 according to another embodiment of the invention. In this example, the configuration in which the freewheeling diode 101 and the saturable reactor 102 are connected to the second and third embodiments described above is the same, but the bonding wire 602 that connects the freewheeling diode 101 and the bus bar 601 is thin. The difference is that a saturable reactor 102 having a shape is wound.

図７において、チップ状態の還流ダイオード１０１がインバータモジュール中にゲル等で封止され、ボンディングワイヤ６０２が還流ダイオード１０１と他の回路等との電流経路となるバスバー６０１に接続され、薄型形状の部材に形成された可飽和リアクトル１０２がボンディングワイヤ６０２に巻き付けられている。還流ダイオード１０１は基板に載置され、可飽和リアクトル３００はエポキシ接着剤もしくはシリコーン接着剤等を用いて当該基板に固定されている。可飽和リアクトル１０２をボンディングワイヤ６０２に取り付ける際は、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１のアノードとバスバー６０１に接続した後、薄型形状の部材に形成された可飽和リアクトル１０２をボンディングワイヤ６０２に巻き付ける。これにより、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１及びバスバー６０１に取り付けた後で可飽和リアクトル１０２を取り付けることができるため、１本１本のボンディングワイヤ６０２を可飽和リアクトル１０２に通す工程を省くことができ、製造時間を短縮できる。 In FIG. 7, the freewheeling diode 101 in a chip state is sealed with gel or the like in the inverter module, and the bonding wire 602 is connected to the bus bar 601 serving as a current path between the freewheeling diode 101 and other circuits. The saturable reactor 102 formed on the bonding wire 602 is wound around the bonding wire 602. The free-wheeling diode 101 is mounted on a substrate, and the saturable reactor 300 is fixed to the substrate using an epoxy adhesive or a silicone adhesive. When attaching the saturable reactor 102 to the bonding wire 602, the bonding wire 602 is connected to the anode of the reflux diode 101 and the bus bar 601, and then the saturable reactor 102 formed in a thin member is wound around the bonding wire 602. As a result, the saturable reactor 102 can be attached after the bonding wire 602 is attached to the free wheel diode 101 and the bus bar 601, and therefore the step of passing each bonding wire 602 through the saturable reactor 102 can be omitted. Manufacturing time can be shortened.

《第５実施形態》
図８は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。本例では上述した第２〜４実施形態に対して、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２とを接続する構成に変わりはないが、バスバー６０１において、ボンディングワイヤ６０２と接続する部分に突起部６０３を設け、当該突起部６０３に可飽和リアクトル１０２を差し込む点が異なる。 << 5th Embodiment >>
FIG. 8 is a plan view of a free-wheeling diode 101 and a saturable reactor 102 according to another embodiment of the invention. In this example, the configuration for connecting the freewheeling diode 101 and the saturable reactor 102 is the same as in the second to fourth embodiments described above, but the protrusion 603 is provided on the portion connected to the bonding wire 602 in the bus bar 601. The difference is that the saturable reactor 102 is inserted into the protrusion 603.

図８において、バスバー６０１は突起部６０３を有しており、ボンディングワイヤ６０２は突起部に接続される。突起部６０３の大きさは、可飽和リアクトル１０２の孔が挿入できる大きさであって、孔を有する筒状部材で形成された可飽和リアクトル１０２を突起部６０３に挿入する場合は、可飽和リアクトル１０２の孔の直径が、帯状の突起部７０３の幅より大きくするよう構成すればよい。これにより、可飽和リアクトル１０２をバスバー１０１の突起部６０３に巻き付けた状態でボンディングワイヤ６０２をバスバー６０１に接続することができるため、１本１本のボンディングワイヤ６０２を可飽和リアクトル１０２に通す工程を省くことができ、製造時間を短縮できる。 In FIG. 8, the bus bar 601 has a protrusion 603, and the bonding wire 602 is connected to the protrusion. The size of the projecting portion 603 is such that the hole of the saturable reactor 102 can be inserted. When the saturable reactor 102 formed of a cylindrical member having a hole is inserted into the projecting portion 603, the saturable reactor What is necessary is just to comprise so that the diameter of the hole of 102 may become larger than the width | variety of the strip | belt-shaped projection part 703. FIG. Accordingly, since the bonding wire 602 can be connected to the bus bar 601 in a state where the saturable reactor 102 is wound around the protrusion 603 of the bus bar 101, the step of passing each bonding wire 602 through the saturable reactor 102 is performed. The manufacturing time can be shortened.

《第６実施形態》
図９は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。本例では上述した第２〜５実施形態に対して、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２とを接続する構成に変わりはないが、二分割された形状を有する可飽和リアクトル１０２を接続して、可飽和リアクトル１０２をボンディングワイヤ６０２に取り付ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。 << 6th Embodiment >>
FIG. 9 is a plan view of a free-wheeling diode 101 and a saturable reactor 102 according to another embodiment of the invention. In this example, the configuration of connecting the reflux diode 101 and the saturable reactor 102 to the second to fifth embodiments described above is not changed, but the saturable reactor 102 having a shape divided into two parts is connected, The difference is that the saturable reactor 102 is attached to the bonding wire 602. Since the other configuration is the same as that of the first embodiment described above, the description thereof is incorporated.

可飽和リアクトル１０２は、ボンディングワイヤ６０２に取り付けられる前、円筒の形状の部材を二分割に割られた形状である。そして、図９に示すように、還流ダイオード１０１とバスバー６０１とを接続するボンディングワイヤ６０２を筒状の可飽和リアクトル１０２の孔の部分に入るように、二分割された可飽和リアクトル１０２を接合することで、可飽和リアクトル１０２はボンディングワイヤ７０２に取り付けられる。これにより、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１及びバスバー６０１に取り付けた後で可飽和リアクトル１０２を取り付けることができるため、１本１本のボンディングワイヤ６０２を可飽和リアクトル１０２に通す工程を省くことができ、製造時間を短縮できる。 The saturable reactor 102 has a shape in which a cylindrical member is divided into two parts before being attached to the bonding wire 602. Then, as shown in FIG. 9, the saturable reactor 102 divided into two parts is joined so that the bonding wire 602 connecting the reflux diode 101 and the bus bar 601 enters the hole portion of the cylindrical saturable reactor 102. Thus, the saturable reactor 102 is attached to the bonding wire 702. As a result, the saturable reactor 102 can be attached after the bonding wire 602 is attached to the free wheel diode 101 and the bus bar 601, and therefore the step of passing each bonding wire 602 through the saturable reactor 102 can be omitted. Manufacturing time can be shortened.

１０、２０、３０、４０、５０、６０…スイッチング回路
１０１、２０１…還流ダイオード
１０２、２０２…可飽和リアクトル
１０３、２０３…半導体スイッチング素子
１０４、２０４…寄生ダイオード
２１、２２、２３…プッシュプル回路
２４…直流電源
２５…三相同期モータ
２６…平滑コンデンサ
５００…モールドパッケージ
５０１…端子
６０１…バスバー
６０２…ボンディングワイヤ
６０３…突起部 10, 20, 30, 40, 50, 60 ... switching circuit 101, 201 ... freewheeling diode 102, 202 ... saturable reactor 103, 203 ... semiconductor switching element 104, 204 ... parasitic diode 21, 22, 23 ... push-pull circuit 24 ... DC power supply 25 ... three-phase synchronous motor 26 ... smoothing capacitor 500 ... mold package 501 ... terminal 601 ... bus bar 602 ... bonding wire 603 ... projection

Claims

A semiconductor switching element having a parasitic diode;
A diode connected in parallel with the semiconductor switching element in the same direction as the parasitic diode;
A saturable reactor connected in series with the diode and in parallel with the semiconductor switching element;
A switching circuit, wherein a rising voltage of the parasitic diode is larger than a rising voltage of the diode.

The switching circuit according to claim 1, wherein the diode is a unipolar element.

The switching circuit according to claim 1, wherein the diode is formed of a wide band gap semiconductor.

The switching circuit according to claim 1, wherein the semiconductor switching element is formed of a wide band gap semiconductor.

The switching circuit according to claim 1, wherein the saturable reactor is made of ferrite.

The switching circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein the saturable reactor is made of a magnetic amorphous alloy.

In the power converter device having a plurality of the switching circuits according to any one of claims 1 to 6,
A reflux current is generated by turning off the semiconductor switching element of one switching circuit among the plurality of switching circuits,
The return current flows through a parasitic diode and a diode of the other switching circuit among the plurality of switching circuits.

In the power converter device comprised by the conversion circuit to which the switching circuit as described in any one of Claims 1-6 was connected,
The conversion circuit is a circuit that connects two switching circuits in series,
The three conversion circuits are connected in parallel between a pair of terminals to which a direct current is supplied,
A connection point between the switching circuits of the three conversion circuits is connected to a three-phase AC terminal of the motor.

The diode is sealed with a mold package,
The switching circuit according to claim 1, wherein the saturable reactor has a hole, and a terminal of the mold package is inserted into the hole.

A bus bar forming a current path with the diode;
A bonding wire connecting the diode and the bus bar;
The switching circuit according to claim 1, wherein the saturable reactor has a hole, and the bonding wire is inserted into the hole.

A bus bar forming a current path with the diode;
A bonding wire connecting the diode and the bus bar;
The switching circuit according to any one of claims 1 to 6, wherein the saturable reactor has a hole, and a protruding portion of the bus bar is inserted into the hole.

A bus bar forming a current path with the diode;
A bonding wire connecting the diode and the bus bar;
The switching circuit according to any one of claims 1 to 6, wherein the saturable reactor is configured to wind a thin member around the bonding wire.

The said saturable reactor is a switching circuit as described in any one of Claims 9-11 comprised by joining the shape divided into two.