JP2005533473A - インバータ - Google Patents

Abstract

直流電力と交流電力との間で変換を行うシステムが、バッファキャパシタと可制御変換回路とを有する。この変換は、直流電力と交流電力との間のバランスを保証する第１成分と、バッファキャパシタにおける電圧リプルのサイクル中で予め決定したサンプリング瞬時におけるバッファキャパシタに蓄積されているエネルギーの変化を表わす第２成分とに順次に依存する電力制御量により制御する。

Description

本発明は、その一般的な観点では、直流（ＤＣ）電力と単相交流（ＡＣ）電力との間での何れの方向の変換をも行うシステムに関するものである。

本発明は、特に、ソーラーセル、すなわち光起電性（ＰＶ）セルの直流電力を、電源分布システム又はグリッドシステムに直接供給する交流電力に変換することに関するものであるが、制御整流器分野において交流電力を直流電力に変換することにも適用しうる。

上述したシステムは既知であり、例えば、米国特許第 4,494,180号明細書に記載されており、この場合負荷が同期電動機から構成されている。

この米国特許明細書に開示されているシステムは、ＤＣ‐ＤＣ変換回路、すなわち変換器と、ＤＣリンクと、ＤＣ‐ＡＣ変換回路、すなわちインバータとの縦続接続より成り、ＤＣリンクは、中間の一時的なエネルギー蓄積素子、すなわちバッファとして作用する並列接続キャパシタを有している。ＤＣ‐ＤＣ変換器の入力端子には、ＤＣ源、この場合ソーラーセル、すなわちＰＶセルアレイが接続されており、インバータのＡＣ出力端子には負荷、この場合同期電動機が接続されており、ＤＣ‐ＤＣ変換器の出力端子は、バッファキャパシタを有する上述したＤＣリンクによりインバータのＤＣ入力端子に接続されている。

ＤＣ‐ＤＣ変換器は一般に、ＤＣ源のＤＣ電圧のレベルを、ＡＣ負荷を駆動するのに必要なレベルに匹敵するレベルまで引き上げるのに用いられている。ＤＣ‐ＤＣ変換器を使用する他の既知の可能性は、ＤＣ源をインバータのＤＣ入力端子に直接接続し、インバータのＡＣ出力電圧をＡＣ変圧器により、ＡＣ負荷に必要なレベルまで引き上げることである。本発明の場合、どちらのシステムを用いるかは関係なく、説明の目的のみで前者のシステムを用いる。

単相インバータの固有の問題は、これらインバータが負荷に脈動電力を供給することにある。電圧及び電流が同時に変化すると、得られる電力は、平均直流成分と、交流周波数の２倍の正弦波成分との合計である。すなわち、

及び

であるとすると、

となる。ここで、
ｖ_ac（ｔ）は、ピーク値がＶで、角周波数がω_acであり、時間に応じて変化する交流電圧であり、
ｉ_ac（ｔ）は、ピーク値がＩであり、時間に応じて変化する交流電流であり、
ｐ_ac（ｔ）は、時間に応じて変化する電力である。

実際には、電圧源インバータ（ＶＳＩ）には理想的でない電圧源により、すなわち、インピーダンスが大きいか、或いは交流電流又は交流電圧成分を含む電圧源により給電されている。ＰＶセルアレイは、例えば、出力電圧が電流に依存する非線形出力特性を有している。従って、倍周波数電力リプル成分を生じる実際上の電圧源の能力が制限される。問題は、インバータの直流入力端子における電圧リプルとして現れる。この場合、この電圧リプルは、交流出力端に不所望な高調波歪みとして現れるおそれがある。

ＰＶグリッドインバータの場合の他の問題は、ＰＶセルアレイがリプル電力又はその一部を供給している際に生じる。最大電力点は、放射照度及び温度条件の所定の組み合わせに対する、電圧と電流と電力との唯一の組み合わせである。リプル成分は、動作が最大電力点から外れることを意味し、従って、アレイは太陽エネルギーを潜在的に得られる程多く変換しない。

通常は、電圧源から到来するいかなるリプルをも濾波するとともに、倍周波数電力を生じるためのエネルギーバッファとして作用する大きなキャパシタンスをインバータに対する直流入力端に配置しうる。キャパシタンスが無限大であると、電圧源は平均直流成分のみを生じる。キャパシタンスの大きさと、直流端子における電圧リプルと、電圧源から取り出される電力リプルとの間にはトレードオフ（バランス）がある。

上述したように、ＰＶセルアレイは電力の平均直流成分のみをインバータの直流リンクに供給するようにすることが特に重要である。なんらかの電圧リプルが存在すると、電流及び電力リプルも存在するはずである。この場合には、アレイは連続的にその最大電力点で動作せず、システムの効率が減少する。

本発明の目的は、倍周波数電圧又は電流リプルを伴うことなく、アレイを一定の電力及びその最大電力点で動作させるとともに、これをインバータに対する直流入力端におけるある有限のキャパシタンスで達成させることにある。キャパシタンスの値は、直流入力端におけるリプル及び交流出力端における高調波歪みを抑圧するのに通常必要としている値よりもかなり小さい。

リプル電力を生ぜしめるためには最小エネルギーを蓄積する条件があり、これは直流リンクキャパシタからもたらされるものである。キャパシタに蓄積されるエネルギーは、

であり、従って、小さなキャパシタを用いることにより、通常用いられているものよりもピーク直流電圧が高くなるとともに電圧リプルが大きくなる。

本発明によれば、特定の予測電力制御量をインバータに対し形成する。このインバータは、当該最先端技術分野のインバータとすることができ、負荷に供給される交流電力を調整するために電力制御信号を受ける電力制御入力端を有する。本発明によれば、予測電力制御量は、電圧源から取り出される直流電力と負荷に供給される交流電力との間の直流‐交流電力バランスを保証する成分に加えて、バッファキャパシタにおける倍周波数電圧リプル成分のサイクル中の選択されたサンプリング瞬時にバッファキャパシタに蓄積されたエネルギーの、予め決定したエネルギー量に比べた変化を表わす成分をも有する。この特定の予測電力制御量は、後に示すように、

で表わすことができる。ここで、
ｐ_inv21 は、サンプリング期間中のインバータに対する電力であり、
ｐ_dcは、直流‐直流変換器により取り出された電力であり、
ｆ_acは、交流グリッドシステムの周波数であり、
Ｃ_dcは、バッファキャパシタのキャパシタンスであり、
ｖ_ref は、基準電圧であり、
ｖ_dc1 は、サンプリング瞬時におけるバッファキャパシタの電圧であり、このサンプリング瞬時は、リプル電圧がその最小値、又はその最大値、又はその平均値にある際の、リプル電圧のサイクルの点（位相）に選択することができる。

本発明により、インバータを予測電力制御量で制御することにより、バッファキャパシタにおけるリプル電圧を、選択した最小値、又は選択した最大値、又は選択した平均値に保持しうることを確実にするとともに、異なるサンプリング瞬時に取った順方向制御量を組み合わせることにより、リプル電圧が特定の範囲内に留まるのを確実にしうる。

以下に添付図面を参照して本発明をより詳細に説明する。
図１及び２を参照するに、本発明は一般に、入力直流電圧を、大きさ及び周波数を制御した出力交流電圧に変換するのに用いる。最も一般的に用いられているトポロジーは、図２に示す電圧源インバータ（ＶＳＩ）である。現在得られる多くのＰＶインバータは、図１ａに示すように、アレイ電圧の大きさをグリッド電圧レベルに一致させるライン変圧器を用いている。この場合、インバータの出力は一般に、グリッド電圧レベルの大きさよりも著しく低く、ライン変圧器によりインバータの出力をグリッド電圧レベルまで増大させる。又、アレイはインバータの入力端に直接接続されている為、インバータ制御システムは通常、アレイから最大エネルギーを取り出すために、ＰＶ電力潮流を調整する。この技術は最大電力点追従（ＭＰＰＴ）と称されている。

インバータは、図１ｂに示すように直流‐直流変換器が前に存在する場合、グリッドに直接接続され、インバータの出力の大きさはグリッド電圧に近づき、グリッド及びインバータの周波数は同じとなるが、インバータの出力電圧とグリッド電圧との間には、電力潮流に依存する僅かな移相がある。中間の直流‐直流変換器を用いることにより、ライン変圧器の重量をかなり軽減しうる。分離が必要である場合には、高周波変圧器を採用している直流‐直流変換器回路を用いることができ、この変圧器はかなり小型で軽量である。直流‐直流変換器は通常、ＭＰＰＴ機能を実行する。

本発明により提案する手段は、アレイの電圧レベルから、インバータがグリッドに動作するのに適した電圧レベルまで電圧増大させる直流‐直流変換器を有する図１ｂに示すトポロジーを用いる。インバータと直流‐直流変換器との間の直流リンクは、通常のインバータに比べて比較的小さなキャパシタンスを有している。

所定のパワースループットに対しては、脈動電力成分は常に同じであり、完全に直流キャパシタから供給される。しかし、通常用いられているよりも著しく小さいキャパシタの場合、大きなリプル及び高いピークの直流電圧が生じる。キャパシタに蓄積されたエネルギーが、同じエネルギー伝達に対し電圧の自乗に応じて変化するということが分かると、キャパシタの大きさは直流リンクに現れるピーク電圧に対してトレードオフされる（バランスが保たれる）。

制御機構は高速度で応答して、大きな直流バスリプルの存在下で交流出力に正弦波電流を維持する。直流電圧のエンベロープは、安全動作限界内に制約する必要がある。このことは、本発明によれば、ＰＶセルアレイからの到来電力を平衡させるとともに直流キャパシタに蓄積されているエネルギーを調整するために、インバータを通る電力潮流を制御することにより達成する。到来エネルギーと、キャパシタに蓄積されたエネルギーと、グリッドに転送されるエネルギーとを平衡化することにより、直流電圧のエンベロープを所望の範囲内に保つことができる。この目的を達成する本発明による制御技術を以下により詳細に説明する。

直流リンクに設けるキャパシタンスを小さくすることによる特定の利点は、費用又は大きさの点で著しい不利益を被ることなく、無電解型のキャパシタを採用しうるということである。直流リンクのエネルギー蓄積素子として一般に用いられている電解キャパシタはしばしば、インバータの寿命にとって制限となる素子である為、上述したことにより信頼性及び寿命が著しく改善されることが期待される。電解キャパシタは更に、インバータの動作温度を制約してしまう。その理由は、インバータの寿命及び信頼性は特に温度に影響されやすい為である。従って、この種類のキャパシタの使用を回避することにより、信頼性及び動作温度により課せられる境界を広げるとともに、動作時のインバータの冷却、包装及び配置に対し自由度を与える。

本例では、更に、個別の直流‐直流変換器が直流リンクをアレイから減結合させる作用をする。これは、その入力端における電圧及び電流を一定にしてアレイを最大電力点で動作させることを意図するものである。この直流‐直流変換器はその出力端に直流リンクへの一定の電力を生じ、しかも、電圧は二倍ライン周波数リプルによる広い動作範囲に亘って変化することができる。従って、この直流‐直流変換器は電圧レベル変換を達成し、アレイ中の脈動電力を回避し、アレイを最大電力点で動作させる。

電気的な分離を必要とする場合には、直流‐直流変換器を、コンパクトな高周波変圧器を採用するトポロジーを用いて実現することもできる。この場合、ライン周波数変圧器を用いる場合と比べて小型で軽量なシステムが得られる。又、複数の直流‐直流変換器を並列に動作させて、ある程度のモジュラリティ及び拡張性を達成することもできる。アレイは、任意の寸法のパネルの群に分割することができ、各群は最大電力点で動作するように制御される。

上述した動作モード及び全体のシステムトポロジーの利点は以下の通りである。
・直流リンクキャパシタが小型となる。
・直流リンクリプル成分が交流出力の高調波歪みの一因とならない。
・直流リンク電圧が制御される。
・ＰＷＭスイッチング周波数が固定となる。
・交流電圧及び電流スペクトルが規則的にサンプリングされた非対称ＰＷＭと等価になる。
・交流電流制御が急速な過渡的応答で達成される。
・力率が１で動作する。
・出力歪みが低くなる。
・最大電力点追従が達成される。
・アレイの構成を融通性のあるものとする。
・パネル及び並列直流‐直流変換器を加えることによりシステムを拡張しうるようになる。

上述したＰＶグリッド電力変換システムに対する回路トポロジーを図３に示す。直流‐直流変換器のトポロジーは特定しない。文献には、慣用されている、多くの適切な直流‐直流変換器のトポロジーが報告されている。以下の要因に依存して特定の回路が選択される。
・電力定格
・電気的な分離の必要性
・入出力電圧レベル
・必要とする動作電圧レベル

インバータは、４つのスイッチＳ１〜Ｓ４を有する通常のＶＳＩである。これらのスイッチは、図４に示すような逆並列ダイオードと一緒のＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのような半導体装置である。

これらのスイッチは、一般的に行われているパルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチング信号により制御される。

本例での条件は、ｖ_dcを独立量とし、ｉ_dc、ｉ_pｖ及びｖ_pｖの１つを制御する制御モードで直流‐直流変換器を動作させうるようにすることである。これらの量の１つのみを制御する必要があり、従って、他の量は入出力間の電力バランス及びＰＶセルアレイの電圧‐電流特性により制約される。

直流‐直流変換器のスイッチング周波数は通常、出力交流周波数よりも著しく高い。しかも、電流調整の過渡的応答は基本的な交流サイクルの周期（１／ｆ_ac）よりも著しく速い。従って、連続的な入出力波形を有するようなインバータを考慮するのが有効である。直流入力と交流出力との間のエネルギーバランスや、直流リンクキャパシタに蓄積されるエネルギーは次式で与えられる。

ここで、
ｐ_dcはＭＰＰＴ式直流‐直流変換器により取り出された電力である。アレイからの電力は比較的ゆっくり変化する為、この電力は基本的な交流サイクルの周期に亘ってほぼ一定である。
ｐ_acは入力電力にほぼ等しいインバータの交流電力であり、
ｖ_dcは直流リンク電圧である。Ｃ_dcは通常のインバータに比べて小さい為、（２ｆ_acでの）大きな二倍周波数リプル成分がある。
ｉ_dcはＭＰＰＴ式直流‐直流変換器からの電流であり、インバータの直流リンクに入力される。直流‐直流変換器は一定の電力で動作する為、ｖ_dcにおけるリプルの結果、ｉ_dcにリプルが生じる。
ｉ_acはインバータの交流電流である。
ｉ_inv はインバータブリッジに入力される平均電流、すなわち、入力電流ｉ_dcとキャパシタに入力される電流との差である。
ｖ_acはインバータの交流端子における平均電圧である。ｖ_ac及びｉ_inv はＰＷＭスイッチング時間に亘り平均化される。

図５は、インバータが力率を１とする出力で動作している際の直流リンク波形を示す。独立変数軸は位相角θであり、θ＝２πｆ_actである。従属変数は以下のように正規化した。

ここで、
Ｐ_acはインバータの公称交流電力であり、
Ｅ_acはグリッドの公称ＲＭＳ電圧であり、

である。
直流キャパシタに対する基準値Ｃ′_dcも、

から決定され、従って、

となる。ここで、
Ｙ_baseは基本アドミッタンスであり、
Ｃ_baseは基本キャパシタンスである。

図５は、正弦波状の出力電圧及び電流に対し、周波数２ｆ_acで、ｐ′_dcが零と公称出力の２倍との間でいかに変化するかを示す。直流キャパシタの値Ｃ′_dcは１であり、これは通常のインバータ分野のものに比べて小さい。ｖ′_dcはほぼ２ｆ_acのリプル成分及び他の高調波成分を有している。ｖ′_dcは、過変調を回避するために常に１よりも大きくする必要があり、最大値は変換器の素子の電圧定格により制限されることに注意すべきである。ｉ′_inv 及びｉ′_dcもほぼ高調波成分である。

図６は、定格電力で動作させた際に、キャパシタンスを変えることにより直流電圧エンベロープに及ぼす影響を示す。電圧リプルのピーク‐ピーク値はキャパシタンスの減少に伴って増大する。この図では、過変調を回避するために、電圧エンベロープに対する最小レベルをｖ′_dc＝１．２に特定した。その結果、キャパシタンスの値を減少させると、エンベロープの最大値を増大させる。他の手法は、最大電圧レベルを半導体スイッチ電圧定格の数パーセントに特定する方法である。この場合、エンベロープの最小値は、キャパシタンスの値が小さくなると低くなる。

平均入力電力が平均出力電力に等しくなると、この場合損失を考慮しないで、平均直流キャパシタ電圧は一定となり、リプルは周期的となる。すなわち、

となる。ここで、ｎは整数である。

従って、リプル電圧はインバータ出力と同期する為、最大直流電圧は角度θ＝π／４及びθ＝５π／４の付近の点となりうる。最小直流電圧は３π／４及び７π／４の付近である。リプルが小さいと、平均電圧は、零、π及び２π付近に生じる。しかし、キャパシタに蓄積されるエネルギーは電圧に対して非直線である為、電圧スイングが大きい場合には、これらの角度は平均電圧が生じる個所ではない。

制御技術の目的は、直流電圧を調整するのと同時に、低次の歪み（すなわち、ｆ_acの高調波）を有さない被制御交流電流を生じることにある。直流電圧は大きなリプル成分を有することが予期される為、電圧のピークは安全な動作範囲内とする必要があり、リプルは交流波形において歪みの一因とならないようにする必要がある。

平均入力電力は、定常状態の動作においてのみ出力電力に等しくなる。通常は、ＰＶアレイからの電力は連続的に変化しており、グリッド上の妨害、すなわちグリッド電圧の変化が電力のバランスに悪影響を及ぼす。更に、変換器における損失は上述した制御法全体に影響を及ぼす。このアンバランス（不均衡）により、直流キャパシタ電圧を所望レベルからずらしてしまう。

直流電圧をサンプリングするのに都合の良い点は、角度０、π、２π等に対する点である。従って、電圧のサンプリング間隔はこれらのサンプル間の期間として規定され、これは１／２ｆ_acである。制御機構は、これらの点においてサンプリングされた電圧が基準値ｖ_ref に等しくなるように動作させる必要がある。ｖ_ref は、全負荷状態の下で予期される電圧リプルを考慮して、最大及び最小レベルが安全動作範囲外とならないように選択する必要がある。

サンプリングされた電圧は、交流電力の調整によりｖ_ref をたどるようにする。以下の式は、２つのサンプリング瞬時の間の直流キャパシタに対するエネルギーバランスを表わす。

ここで、
Ｅ_dc21は、サンプリング期間中に直流‐直流変換器により直流リンクに供給されたエネルギーであり、
Ｅ_inv21 は、インバータ入力端に供給されたエネルギーであり、このインバータは無損失でありその入力電力と出力電力とは等しいものと仮定してあり、
ｖ_dc1 及びｖ_dc2 は各サンプリング瞬時における電圧である。

ＰＶ入力電力（ｐ_dc）は電圧サンプリング期間に比べてゆっくり変化する為、このサンプリング期間中に取り出されるエネルギーは、

となる。測定された電圧が基準値（ｖ_ref ）と相違すると、次のサンプリング期間中に電力バランスを修正してｖ_dc2 ＝ｖ_ref となるようにすることにより、この測定電圧を補正することができる。すなわち、
式（１０）から、

ここで、ｐ_inv21 は、サンプリング期間中のインバータに対する電力である。

電力項は２成分を有し、一方（ｐ_dc）は直流‐交流電力バランスを達成し、他方は電圧誤差を補正する。システム中の損失により生ぜしめられる電力バランスにおけるこの電圧誤差が定常状態のエネルギー誤差となり、これが定常状態の直流電圧誤差に関連する。

インバータ電力（ｐ_inv ）は、グリッドに供給される交流電流の大きさ及び位相を制御することにより調整される。

図５は、直流リンク量に対する特性波形を示している。制御の目的で、直流電圧ｖ_dcを４５°、１３５°、２２５°及び３１５°であるその最大点及び最小点でサンプリングしうる。

正常な動作の場合、直流電圧は上側値及び下側値により制約されている。最小値は、ピークの交流電圧である

である。この電圧レベルよりも低いと、ＰＷＭインバータ制御は過変調となり、その結果として交流出力の高調波歪みを増大させ、場合によっては制御損失が生じる。上側電圧限界は、全ての半導体装置及び直流リンク素子の最大安全動作電圧により制約される。

目標とする直流電圧のレベルを設定するのに、３つの基本的な選択肢、すなわち、
電圧リプルの最小値を選択することと、
電圧リプルの最大値を選択することと、
これらの双方を選択することと
の３つがある。

最小レベルの制御
直流電圧エンベロープの最小レベルを制御する場合、電圧の最大点を測定する必要があるだけである。次に、実際上の安全余裕度を考慮して、これらの点の電圧を

の付近に調整する。電圧リプルの大きさは、電力出力及び直流キャパシタの大きさに依存し、従って、最大点は、図７に示すように、ある予測可能レベルに到達する。

最大レベルの制御
図８は、電圧の最大点の制御を示す。この場合、最大点のみを測定し、このレベルを最大安全動作電圧に応じて設定する。

最小レベル及び最大レベルの制御
最も一般的な場合は、最小点と最大点との双方の調整を考慮するものであり、従って、これらの双方の測定を必要とする。この技術を用いると、電圧エンベロープを安全動作範囲内のいずれにもなるように制御しうる。２つの一般的な選択肢には、
１． 安全範囲の中央又はその付近において、或いは、ある最適動作点において、エンベロープが固定レベルの平均値を有するように設定することと、
２． エンベロープの位置を負荷状態に応じて動的に変化させることと
がある。

図９は、図１ｂに示す一般的な種類の直流‐交流電力変換システムにおける制御信号の形態の制御情報の流れを示し、このシステムは、直流電源（ＰＶセルアレイ）ＤＣ‐ＳＯと、直流‐直流変換器と、直流‐交流インバータＩＮＶと、交流負荷（グリッド）ＡＣ‐ＬＯとを全て縦続配置にして有している。

制御回路は以下の数個のブロック（破線で示す）、すなわち、
１． ＰＶセルアレイ（入力ｉ_sol 及びｖ_pv、出力ｉ_pv）、
２． ＭＰＰＴコントローラを有している変換器ＣＯＮ（入力ｉ_pv、ｖ_dc及びｖ^X _pv、出力ｉ_dc及びｖ_pv）、
３． 典型的なバッファキャパシタ（入力ｉ_dc及びｉ_inv 、出力ｖ_dc）
４． 本発明を具現化したバッファキャパシタの電圧に対する予測コントローラ（入力ｉ_dc、ｖ_dc及びｖ_ref 、出力ｐ_inv21 ）
５． インバータＩＮＶ（入力ｅ_ac、ｖ_dc及びｐ_inv21 、出力ｉ_inv 及びｉ_ac）
より成っている。

ブロック１では、独立パラメータは太陽光線であり、この場合これをｉ_sol で表わす。入力端子に変換器ＣＯＮが存在している負荷に応じて、ＰＶセルアレイの関連特性に関する動作点（ｖ_pv，ｉ_pv）が規定される。当該最先端技術分野のコントローラとしうる最大電力点コントローラＭＰＰＴは、発生させる電力ｖ_pv・ｉ_pvを最大化する機能を有する。従って、制御パラメータをｖ^X _pvとして示してある。

ブロック２では、変換器ＣＯＮがＭＰＰＴコントローラを介してＰＶセルアレイからの最大電力を得、この電力をインバータＩＮＶ及びバッファキャパシタに伝達する。バッファキャパシタには比較的大きなリプル電圧が存在するが、このリプル電圧は入力電圧ｖ_pvに影響を及ぼさず、ＰＶセルアレイから得られる最大電力を低減させることはないことに注意すべきである。このことは、充分な制御帯域幅（例えば、１０ｆ_ac）を有するＭＰＰＴコントローラにより達成することができる。

ブロック３は、バッファキャパシタを流れる電流及びその電圧を関連付ける微分方程式をブロック線図の形態で示す。

ブロック４は、本発明を具現化するｖ_dcに対する予測コントローラを表わすブロック線図である。出力ｐ_inv21 は、ｉ_dc及びｖ_dcに基づいて、サンプリング瞬時におけるキャパシタの電圧ｖ_dcが迅速且つ正確に所望の値ｖ_ref を追従するように調整される。このブロック線図から、

が得られることと、この電力がブロック１／ｚにより１サンプリング期間Ｔ_s 当り順方向制御量だけ遅延されてインバータＩＮＶの電力制御入力端に供給される。これが制御機構の動作の予測性に反映し、これにより、電力の検出誤差に基づいてこの誤差が順方向制御において且つ１サンプリング期間内で直ちに補償される。

ブロック５では、インバータＩＮＶがｅ_ac、ｖ_dc及びｐ_inv21 に基づいてグリッドに対する交流電流ｉ_acを、到来電力をグリッドシステムに供給するのに必要な値に調整する。インバータは、グリッドに対する同期及び波形整形（正弦波）機能を有する当該最先端技術分野のインバータとすることができる。

上述した技術は、直流リンク電圧を制御する必要があるいかなる単相インバータ分野に対しても適している。これはグリッドが接続されたＰＶシステムにとって適したものである。その理由は、このシステムは、直流電圧を安全動作範囲内に制約した状態で得られるＰＶエネルギーを全て生じるためである。しかし、この技術はＰＶ分野に制限されるものではない。その理由は、この技術は非調整電圧を有するいかなる直流電気エネルギー源にも適用しうる為である。交流電源の場合、入力直流‐直流変換器の前段に整流段を設けることができる。

インバータは双方向の電力潮流に対し動作しうる為、これは整流動作に対しても適している。従って、上述した技術は、電源分野における電源整流器に対して用いることができる。直流キャパシタの最大寸法に関しては制限がない。従って、電圧リプル及びライドスルー能力を当該最先端分野に適したレベルに設定することができる。

直流源ＤＣ‐ＳＯと、インバータＩＮＶと、交流負荷ＡＣ‐ＬＯと、変圧器ＴＲとを有する、直流電力を交流電力に変換する基本回路を示す。 直流源ＤＣ‐ＳＯと、インバータＩＮＶと、交流負荷ＡＣ‐ＬＯと、変換器ＣＯとを有する、直流電力を交流電力に変換する基本回路を示す。 バッファキャパシタＣ_dcと、制御スイッチＳ１〜Ｓ４と、フィルタＬ_acと、交流負荷ｅ_acとを有する電圧源インバータを示す線図である。 直流源ＤＣ‐ＳＯの直流電力を負荷ｅ_acにおける単相交流電力に変換するシステムに設けられた図２のインバータを示す。 図２及び３におけるスイッチの電気回路図である。 図３の回路における正規化した電力、電圧及び電流量を、負荷に対する交流電圧サイクルにおける位相θ（度）の関数として示す線図である。 バッファキャパシタの異なる正規化キャパシタンス値に対する正規化リプル電圧を示す線図である。 最小値に関して順方向制御した正規化リプル電圧を種々の電力レベルに対して示す線図である。 最大値に関して順方向制御した正規化リプル電圧を種々の電力レベルに対して示す線図である。 本発明を具現化する図３のシステムを機能的に示す線図である。

Claims (4)

1. 直流電力と交流電力との間の変換を行うシステムであって、このシステムは、バッファキャパシタを有する直流リンクと、交流電力と直流電力との間の変換を行う可制御変換回路とを縦続接続で具えており、前記可制御変換回路は、その電力制御入力端に供給される電力制御量による制御の下で交流電力と直流電力との間の前記変換を達成するようになっている当該システムにおいて、
   前記電力制御量が、直流電力と交流電力との間の直流‐交流電力バランスを保証する成分に加えて、バッファキャパシタにおける倍周波数電圧リプル成分のサイクル中のサンプリング瞬時にバッファキャパシタに蓄積されたエネルギーの、予め決定したエネルギー量に比べた変化を表わす予測電力制御成分をも有することを特徴とするシステム。
2. 直流源からの直流電力を、バッファキャパシタを有する直流リンクを経て直流‐交流インバータ回路に供給し、このインバータ回路は、その電力制御入力端に供給される電力制御量による制御の下で交流負荷への交流電力を生ぜしめるようにすることにより、直流電力を交流電力に変換する請求項１に記載のシステムにおいて、
   前記電力制御量が、前記直流源から取り出された直流電力と前記交流負荷へ供給される交流電力との間の直流‐交流電力バランスを保証する成分に加えて、バッファキャパシタにおける倍周波数電圧リプル成分のサイクル中の選択サンプリング瞬時にバッファキャパシタに蓄積されたエネルギーの、予め決定したエネルギー量に比べた変化を表わす予測電力制御成分をも有することを特徴とするシステム。
3. 請求項２に記載のシステムにおいて、前記予測電力制御成分を、
   ｐ_inv21 ＝ｐ_dc−ｆ_acＣ_dc（ｖ_ref ² −ｖ_dc1 ² ）
   で表わすことができ、ここで、ｐ_inv21 がサンプリング期間におけるインバータに対する電力であり、ｐ_dcが直流源から取り出された電力であり、ｆ_acが負荷に供給される交流電力の周波数であり、Ｃ_dcがバッファキャパシタのキャパシタンスであり、ｖ_ref が基準電圧であり、ｖ_dc1 がサンプリング瞬時におけるバッファキャパシタの電圧であることを特徴とするシステム。
4. 請求項１〜３のいずれか一項に記載のシステムにおいて、前記サンプリング瞬時は、最小値、最大値及び平均値に達するバッファキャパシタの電圧により制定される事象の群から１つの事象が生じる瞬時となるように選択することを特徴とするシステム。

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