JP2005341454A - 高周波増幅回路およびそれを用いた移動体通信端末 - Google Patents

Abstract

【課題】 安定した動作を確保したまま利得の可変幅を広くできる高周波利得可変増幅回路を提供する。
【解決手段】 利得制御回路１０４と増幅器１０５，１０７とにより構成される高周波増幅回路において、利得制御回路１０４の出力端子と接地端子１１１との間とＦＥＴからなる可変抵抗１０９を配置し、２段目の増幅器１０７のソース接地端子と可変抵抗１０９の接地端子１１１とを抵抗１１３を用いて接続する。この構成を用いると、高出力時に正帰還、低出力時に負帰還をもたらす帰還回路が形成され、可変幅を拡大することができる。この際、用いる抵抗値を調整することにより、所望の可変幅が選られる。また可変抵抗１０９は利得制御回路を構成する可変抵抗のうち、信号入力端子と接地端子間にシャントに配置された可変抵抗で代用することができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、移動体通信端末の送信部の高周波回路部に設けられた高周波信号を増幅する高周波増幅回路および、それを用いた移動体通信端末に関するものである。特に、制御電圧により、高周波増幅回路の出力電力制御を行う高周波増幅回路に関するものである。

図６は、従来の代表的な携帯電話端末の無線部の構成を示すブロック図である。図６において、移動体通信端末の無線部は、送信部２１３と、受信部２１５と、シンセサイザ部２１６と、共用器部２１４とで構成されている。

送信部２１３は、中間周波数の変調信号入力（中間周波数変調信号）を送信周波数に変換するアップコンバータ２０１と、送信波帯域の信号を抽出するためのバンドパスフィルタ２０２と、バンドパスフィルタ２０２の出力信号（１ｍＷ以下）を最大１０ｍＷ程度まで増幅する可変利得の高周波増幅回路２０３と、高周波増幅回路２０３から出力された高周波信号（１０ｍＷ以下）を最大１Ｗ程度まで増幅する固定利得の高出力高周波増幅回路２０４と、高出力高周波増幅回路２０４の出力を共用器部２１４へ供給するアイソレータ２０５とで構成されている。

受信部２１５は、共用器部２１４で受信された受信信号を増幅し、この受信信号とシンセサイザ部２１６から供給される局部発振信号とを混合するフロントエンドＩＣ２０８と、フロントエンドＩＣ２０８の出力信号から中間周波数信号を抽出するバンドパスフィルタ２０９とで構成されている。

シンセサイザ部２１６は、温度補償水晶発振器（ＴＣＸＯ）２１０と、フェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路２１１と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１２とで構成されている。

共用器部２１４はアンテナ２０７と、デュプレクサ（高周波スイッチ）２０６とで構成されている。

図７は、図６の従来の代表的な携帯電話端末の無線部で、送信部２１３と共用器２１４の具体的な構成を示すブロック図である。

図７において、信号入力端子２５１には音声等が変調された中間周波数変調信号が入力される。アップコンバータ２５３には、信号入力端子２５１からの中間周波数変調信号と、発振器２５２からの局部発振信号とが入力され、中間周波数が送信周波数に変換される。具体的には、アップコンバータ２５３では、中間周波数の信号（中間周波数変調信号）と発振器２５２からの局部発振信号とが混合されることにより、中間周波数が送信周波数に変換される。

ここで、アップコンバータ２５３に入力される、中間周波数変調信号の周波数をｆif、発振器２５２の局部発振周波数をｆlo、送信信号の周波数をｆc とすると、送信信号の周波数は、
ｆc ＝ｆlo±ｆif
の関係になり、アップコンバータ２５３より周波数ｆc として出力され、バンドパスフィルタ２５４に入力される。バンドパスフィルタ２５４に入力された信号は、送信波帯域の信号のみ抽出されバンドパスフィルタ２５４から出力される。

高周波増幅回路２５５は、利得制御機能を内蔵し、バンドパスフィルタ２５４から出力された送信周波数の信号を最大１０ｍＷ程度まで増幅する。

さらに、高周波増幅回路２５５の出力信号は、高出力高周波増幅回路２５６により最大１Ｗ程度まで増幅される。高出力高周波増幅回路２５６の出力は、アイソレータ２５７からデュプレクサ２５８の端子２５８ａに入力される。

デュプレクサ２５８は、アイソレータ２５７から出力される送信信号をアンテナ２５９へ送り、アンテナ２５９で受信した受信信号を信号出力端子２６０へ送る機能を有する。具体的には、デュプレクサ２５８は、端子２５８ａから端子２５８ｂへの信号を通過させ、端子２５８ａから端子２５８ｃへの信号は阻止し、端子２５８ｂから端子２５８ｃへの信号を通過させ、端子２５８ｂから端子２５８ａへの信号は阻止する機能を有する。

つぎに、高周波増幅回路について説明する。図８は、図７の高周波増幅回路２５５の回路ブロックを示している。

この高周波増幅回路２５５は、図８に示すように、信号入力端子２７１より入力された高周波信号がインピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路２７２を介して利得制御回路２７３に入力され、利得制御回路２７３の出力信号は、増幅器２７４に入力され増幅される。増幅器２７４の出力信号は、インピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路２７５を介して増幅器２７６に入力され増幅される。増幅器２７６の出力信号は、インピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路２７７を介し、信号出力端子２７８に送られる。

つぎに、高周波増幅回路２５５を用いた利得制御動作について説明する。高周波増幅回路２５５の利得制御回路の減衰量は、制御端子２７９の電圧値の設定により制御される。また、制御端子２７９の電圧の制御には、Ｄ／Ａコンバータが用いられ、制御部（図示せず）からの制御信号に応じて、制御端子の電圧の設定が行われる。

図５の点線は、上述した図８の高周波増幅回路２５５における制御電圧と出力電力の関係を示している。ただし、高周波増幅回路２５５への入力電力は一定にしている。図５から、図８の高周波増幅回路の出力電力は、制御電圧に変化に応じて変化していることがわかる。高周波増幅回路２５５を図６に示した移動体通信端末の無線部の送信ブロックに用いることにより、移動体通信端末の送信電力の出力電力制御を実現することができる。また、この際の利得制御を行うことができる領域は可変幅（ダイナミックレンジ）と呼ばれている。

つぎに、移動体通信端末の高周波回路ブロックで使用される利得制御回路について説明する。高周波回路ブロックで用いられる利得制御回路としては、電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと記す）が用いられ、ＦＥＴを可変抵抗として用いることにより、利得制御回路を実現してきた。

従来、この種の利得制御回路としては、例えば、特許文献１に記載されているようなものがあった。

図９は、上記特許文献１に記載された従来の利得制御回路を示している。図９において、符号３０３は第１のＦＥＴを示し、符号３０４は第２のＦＥＴを示し、符号３０５は第３のＦＥＴを示す。符号３０６は第１のＦＥＴ３０３に直列に接続された第１の抵抗を示し、符号３０７は第２のＦＥＴ３０４に直列に接続された第２の抵抗を示し、符号３０８は第３のＦＥＴ３０５に並列に接続された第３の抵抗を示す。符号３０９，３１０はそれぞれ接地を示す。

つぎに、図９の回路の動作について説明する。ＦＥＴのゲート端子に印加する電圧を制御することでＦＥＴをオン状態とオフ状態に切り換えることができる。ＦＥＴのオン状態ではＦＥＴは低インピーダンス状態となり信号はＦＥＴを通過し、ＦＥＴがオフ状態ではＦＥＴは高インピーダンス状態となり信号成分は遮断される。

したがって、第１のＦＥＴ３０３および第２のＦＥＴ３０４をオフ状態にし、第３のＦＥＴ３０５をオン状態とすると、利得制御回路の等価回路は、第１のＦＥＴ３０３および第２のＦＥＴ３０４が入力端３０１、出力端３０２に対して開放端とみなせ、第３のＦＥＴ３０５が十分に小さい抵抗成分とすれば、図１０（ａ）の等価回路と見なすことができ、この状態では通過回路として作用する。

つぎに、第１のＦＥＴ３０３および第２のＦＥＴ３０４をオン状態にし、第３のＦＥＴ３０５をオフ状態とすると、利得制御回路の等価回路は、第１のＦＥＴ３０３および第２のＦＥＴ３０４が抵抗成分であり、第３のＦＥＴ３０５が高インピーダンスで開放状態だとすれば、図１０（ｂ）のような、第１の抵抗３０６、第２の抵抗３０７、第３の抵抗３０８によるπ型減衰器となる。

実際には、上記ＦＥＴは連続的な電圧制御によりオン状態とオフ状態の切り替えは連続的に行われる。このため上記ＦＥＴは、高インピーダンス−低インピーダンス間を連続的に変化し、可変抵抗とみることができる。この特性を利用し利得を連続的に制御する利得制御回路を実現している。

このような回路構成により、利得制御回路を実現してきた。
特開平９−１３５１０２号公報（第５頁、第１図、第２図） 特開２０００−１４１７５９号公報 特開２０００−２６１２６５号公報

上記のような一般的な利得制御機能を持つ高周波増幅回路において、可変幅を広くする回路構成で用いると利得制御特性の線形性や増幅回路の安定性の確保が難しくなるという問題がある。この原因は安定性の確保のために増幅回路に帰還回路やダンピング抵抗を挿入すると増幅回路自体の利得を減少させることになり、可変幅が減少するためである。すなわち可変幅と安定性はトレードオフの関係にあると言える。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は安定した動作を確保したまま利得の可変幅を広くできる高周波増幅回路を提供することにある。

上記課題を解決するために、第１の発明の高周波増幅回路は、信号入力端子（１０１）および信号出力端子（１０２）と、信号入力端子（１０１）に入力端が接続された利得制御回路（１０４）と、利得制御回路（１０４）の出力端に入力端が接続された２段以上の増幅器（１０５，１０７）と、利得制御回路（１０４）の出力端と第１の接地端子（１１１）との間にシャント接続されインピーダンスの変化にしたがって位相シフト量が変化する可変抵抗（１０９）と、２段以上の増幅器（１０５，１０７）のうち後段の増幅器（１０７）に接続された第２の接地端子（１１２）と、第１の接地端子（１１１）と第２の接地端子（１１２）との間に接続された抵抗（１１３）とを備えている。そして、後段の増幅器（１０７）の出力を抵抗（１１３）および可変抵抗（１０９）を介して２段以上の増幅器（１０５，１０７）のうち前段の増幅器（１０５）に帰還させるようにし、かつ可変抵抗のインピーダンスを変化させることにより負帰還状態から正帰還状態までの範囲で帰還量を変化させるようにしている。

上記の可変抵抗（１０９）は、例えばＦＥＴ（４０５）により構成されている。

この構成によれば、後段の増幅器（１０７）からの微弱な（ソース）出力信号が抵抗（１１３）、可変抵抗（１０９）を経由し前段の増幅器（１０５）へと戻る帰還回路が形成される。

さらに利得制御端子（１１０）を用いて、可変抵抗（１０９）の抵抗値が連続的に変化するように利得制御電圧を可変することにより、上記帰還回路による帰還量を連続的に変化させることができる。この際に、帰還信号の位相シフト量をほぼ０度からほぼ１８０度まで、または０度からほぼ３６０度まで連続的に変化させることができる。

つまり、高出力状態において後段の増幅器（１０７）からの微弱な（ソース）出力信号は抵抗（１１３）を経由し、無限大の抵抗成分とＦＥＴの寄生容量の等価並列回路と見なせる可変抵抗（１０９）を経由して前段の増幅器（１０５）に帰還される。このとき、可変抵抗の容量成分によって信号の位相は１８０度反転するため、前段の増幅器（１０５）による１８０度の位相反転と合わせて、利得制御回路（１０４）から出力される信号と同位相となり正帰還となる。したがって、従来より高い出力信号を得ることができる。

また、低出力状態において後段の増幅器（１０７）からの微弱な（ソース）出力信号は抵抗（１１３）を経由し、ＦＥＴの抵抗成分のみと見なせる可変抵抗（１０９）を経由して前段の増幅器（１０５）に帰還される。このとき、信号の位相は利得制御回路（１０４）から出力される信号と１８０度反転しているため負帰還となる。したがって、従来より低い出力信号を得ることができる。

ここで、可変抵抗のインピーダンス（容量成分）はＺｃ＝１／ｊωＣ （ただし、ω＝２πｆ）で表される。したがって、可変抵抗を通過することで、周波数ｆによる虚数成分（位相変化）をもつことになる。この際、所望の周波数で所望の位相になっていることが重要であり、すべての周波数で１８０度の位相変化を有するのではない。

したがって、従来の可変幅より広い可変幅を得ることができる。

また、第２の発明の高周波増幅回路は、信号入力端子（１２１）および信号出力端子（１２２）と、信号入力端子（１２１）に入力端が接続された利得制御回路（１２４）と、利得制御回路（１２４）の出力端に入力端が接続された２段以上の増幅器（１２５，１２７）と、利得制御回路（１２４）に接続された第１の接地端子（１３０）と、増幅器（１２７）に接続された第２の接地端子（１３１）と、第１の接地端子（１３０）と第２の接地端子（１３１）との間に接続された抵抗（１３２）とを備えている。そして、利得制御回路（１２４）は第１の接地端子（１３０）との間にシャント接続されインピーダンスの変化にしたがって位相シフト量が変化する少なくとも一つ以上の可変抵抗（１３６）を含んでいる。また、２段以上の増幅器（１０５，１０７）のうち後段の増幅器（１２７）の出力を抵抗（１３２）および可変抵抗（１３６）を介して２段以上の増幅器（１２５，１２７）のうち前段の増幅器（１２５）に帰還させるようにし、かつ可変抵抗のインピーダンスを変化させることにより負帰還状態から正帰還状態までの範囲で帰還量を変化させるようにしている。

この構成において利得制御回路１２４には接地端子１３０との間に１つ以上の並列に接続された可変抵抗１３６を有する。上記可変抵抗１３６は、例えばＦＥＴからなる。

この構成によれば、後段の増幅器（１２７）からの微弱な（ソース）出力信号が抵抗（１３２）、利得制御回路（１２４）に内蔵され接地端子（１３０）との間に並列に接続された可変抵抗（１３６）を経由し前段の増幅器（１２５）へと戻る帰還回路が形成される。

さらに利得制御端子（１２９）を用いて、可変抵抗（１３６）の抵抗値が連続的に変化するように制御電圧を可変することにより、高周波増幅回路の利得を連続的に変化させることができる。さらに、同一の制御電圧の連続的な変化で、上記帰還回路による帰還量を連続的に変化させることができる。この際に、帰還信号の位相シフト量をほぼ０度からほぼ１８０度まで連続的に変化させることができる。

つまり、高出力状態において後段の増幅器（１２７）からの微弱な（ソース）出力信号は抵抗（１３２）を経由し、無限大の抵抗成分とＦＥＴの寄生容量の等価並列回路と見なせる可変抵抗（１３６）を経由して前段の増幅器（１２５）に帰還される。このとき、可変抵抗の容量成分によって信号の位相は１８０度反転するため、前段の増幅器（１２５）による１８０度の位相反転と合わせて、利得制御回路（１２４）から出力される信号と同位相となり正帰還となる。したがって、従来より高い出力信号を得ることができる。

また、低出力状態において後段の増幅器（１２７）からの微弱な（ソース）出力信号は抵抗（１３２）を経由し、ＦＥＴの抵抗成分のみと見なせる可変抵抗（１３６）を経由して前段の増幅器（１２５）へ帰還される。このとき、信号の位相は利得制御回路（１２４）から出力される信号と１８０度反転しているため負帰還となる。したがって、従来より低い出力信号を得ることができる。

したがって、従来の可変幅より広い可変幅を得ることができる。

また、第３の発明の移動体通信端末は、高周波回路ブロックが高周波信号を送信する送信部（２１３）と高周波信号を受信する受信部（２１５）とシンセサイザ部（２１６）と共用部（２１４）とから構成され、
送信部（２１３）が中間周波数の変調信号を送信周波数に変換するアップコンバータ（２０１）と、アップコンバータ（２０１）の出力信号の送信波帯域の信号を抽出するためのバンドパスフィルタ（２０２）と、バンドパスフィルタ（２０２）からの出力信号を増幅する可変利得の高周波増幅回路（２０３）と、高周波増幅回路（２０３）からの出力信号を増幅する固定利得の高出力高周波増幅回路（２０４）と、高出力高周波増幅回路（２０４）の出力を共用部（２１４）へ供給するアイソレータ（２０５）から構成され、
可変利得の高周波増幅回路（２０３）として、第１の発明の高周波増幅回路を用いるものである。

この構成によれば、第１の発明と同様の作用効果を奏する。

また、第４の発明の移動体通信端末は、高周波回路ブロックが高周波信号を送信する送信部（２１３）と高周波信号を受信する受信部（２１５）とシンセサイザ部（２１６）と共用部（２１４）とから構成され、
送信部（２１３）が中間周波数の変調信号を送信周波数に変換するアップコンバータ（２０１）と、アップコンバータ（２０１）の出力信号の送信波帯域の信号を抽出するためのバンドパスフィルタ（２０２）と、バンドパスフィルタ（２０２）からの出力信号を増幅する可変利得の高周波増幅回路（２０３）と、高周波増幅回路（２０３）からの出力信号を増幅する固定利得の高出力高周波増幅回路（２０４）と、高出力高周波増幅回路（２０４）の出力を共用部（２１４）へ供給するアイソレータ（２０５）から構成され、
可変利得の高周波増幅回路（２０３）として、第２の発明の高周波増幅回路を用いるものである。

この構成によれば、第２の発明と同様の作用効果を奏する。

第１の発明の高周波増幅回路によれば、抵抗と利得制御端子の電圧に対応してインピーダンスおよび位相シフト量が変化する可変抵抗とを用いた帰還回路により可変幅を拡大することができる。

第２の発明の高周波増幅回路によれば、抵抗と利得制御端子の電圧に対応して変化するインピーダンスおよび位相シフト量が可変抵抗を用いた帰還回路により可変幅を拡大することができる。また、利得制御回路の可変抵抗と帰還位相調整用可変抵抗（ＦＥＴ）とを共用することにより、高周波回路の構成を簡単化することができる。

第３および第４の発明の移動体通信端末によれば、それぞれ第１および第２の発明の高周波増幅回路と同様の効果を有する。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。図１の高周波増幅回路は、図６に示した従来の携帯電話の送信部のブロック図において、高周波増幅回路２０３に対応している。すなわち、本発明の実施の形態の携帯電話端末では、図６に示した従来の携帯電話端末の送信部において、高周波増幅回路２０３に代えて図１の高周波増幅回路を用いている。

以下、図１の高周波増幅回路について詳しく説明する。この高周波増幅回路は、図１に示すように、信号入力端子１０１より入力された高周波信号がインピーダンス変換を行う整合回路１０３を介して利得制御回路１０４に入力され、利得制御回路１０４の出力信号は、ＦＥＴで構成される増幅器１０５に入力され増幅される。増幅器１０５の出力信号は、インピーダンス変換を行う整合回路１０６を介してＦＥＴで構成される増幅器１０７に入力され増幅される。増幅器１０７の出力信号は、インピーダンス変換を行う整合回路１０８を介して信号出力端子１０２に送られる。

可変抵抗１０９は、利得制御回路１０４の出力端子と接地端子１１１との間に直列に接続されている。基準電圧端子１１８および利得制御端子１１０は、利得制御回路１０４および可変抵抗１０９にそれぞれ接続され、利得制御回路１０４は接地端子１１７に接続されている。

電源端子１１４は増幅器１０５の電源端子に接続され、接地端子１１６は増幅器１０５の接地端子に接続されている。電源端子１１５は増幅器１０７の電源端子に接続され、接地端子１１２は増幅器１０７の接地端子に接続されている。抵抗素子１１３は接地端子１１１と接地端子１１２との間に直列に接続されている。

つぎに、図１の高周波増幅回路を用いた動作について説明する。

図１では、可変利得増幅器の構成で用いられる可変抵抗部（利得制御回路１０４）と増幅部（増幅器１０５，１０７）、および可変幅拡大のための帰還部（抵抗１１３、可変抵抗１０９）により構成されており、可変抵抗部と増幅部に関しては従来技術を用いてもよい。図２において、図１の具体的な回路図を示す。

図２は、図２の可変抵抗１０９およびその周辺の回路部分の構成を具体的に示す回路図である。図１における可変抵抗１０９は、端子４０１と、端子４０１に一端が接続される容量４０４と、容量４０４の他端に一端が接続されるＦＥＴ４０５と、ＦＥＴ４０５の他端に一端が接続される容量４０６とで構成されている。

端子４０１は図１における利得制御回路１０４の出力端子に相当する。また、制御端子４０３および基準電圧端子４０２は、図１における利得制御端子１１０および基準電圧端子１１８に相当するものであり、図２では、利得制御端子１１０および基準電圧端子１１８とは別々に設けているが、利得制御端子１１０および基準電圧端子１１８を制御端子４０３および基準電圧端子４０２に共用してもよい。容量４０４，４０６はＤＣカット用の容量として用いられている。また、図２において、インダクタ４０７，４０８，４０９，４１０はボンディングワイヤに相当するインダクタである。

ここで、図２における矢印は信号の流れを示している。利得制御回路１０４から出力された信号４１１は、増幅器１０５で増幅され、位相が１８０度反転した信号４１２として出力される。信号４１２は増幅器１０７であるＦＥＴのソースから信号４１３として出力されるが、ここでは位相は変化しない。この信号４１３は接地端子１１２により接地されるが、インダクタ４０８が存在するために微小信号４１４が抵抗１１３を経由し可変抵抗１０９へと帰還され、さらに信号４１５として増幅器１０５に帰還される。

このとき、制御端子４０３の電圧をＶｃ、基準電圧端子４０２の電圧をＶｒｅｆとすると、ＦＥＴ４０５のドレイン−ソース間は、
Ｖｃ ＞ Ｖｒｅｆ 低インピーダンス領域
Ｖｃ ＜ Ｖｒｅｆ − ｜Ｖｔｈ｜ 高インピーダンス領域
Ｖｒｅｆ − ｜Ｖｔｈ｜ ≦ Ｖｃ ≦ Ｖｒｅｆ 可変抵抗領域
となる。ただし、ＦＥＴ４０５のしきい値をＶｔｈとする。

上記低インピーダンス領域において、等価回路は図３（ｂ）のように表すことができる。このとき抵抗４２０は数Ω程度の低インピーダンスである。

この低インピーダンス領域は低出力状態であり、抵抗のみの等価回路で示されるため、帰還信号４１９は信号４１４と同位相、すなわち信号４１１と逆相であるため、従来の出力電力より小さい出力電力を出力することになる。

つぎに、高インピーダンス領域においては、等価回路は図３（ａ）のように、抵抗４１７と容量４１８の並列回路で表すことができる。このとき、抵抗４１７は数ｋΩオーダーの高インピーダンスとなり、容量４１８は０．０１ｐＦ程度となる。

この高インピーダンス領域は高出力状態であり、容量４１８の存在により帰還信号４１６は信号４１４から１８０度反転する。すなわち、信号４１１と同相で、従来の出力電力より大きい出力電力を出力することになる。

また、可変抵抗領域においては、電圧Ｖｃを調整して可変抵抗の抵抗値を調整することで出力電力を連続的に調整することができる。このとき、可変抵抗による位相シフト量も、ほぼ０度からほぼ１８０度まで、またはほぼ０度からほぼ３６０度まで連続的に変化することになる。

また、図１における抵抗１１３の抵抗値を所望の値に設定することにより、利得の上限値を所望の値に設定することができる。

図５の実線は、上述した図１の高周波増幅回路における制御電圧と出力電力の関係を示している。ただし、高周波増幅回路への入力電力は一定にしている。図５から、図１の高周波増幅回路の出力電力は、制御電圧に変化に応じて変化し、利得の可変幅を従来例に比べて広くなっていることがわかる。これは、制御電圧の変化による可変抵抗のインピーダンスの変化に伴って可変抵抗の位相シフト量が変化し、それに伴って帰還状態が負帰還状態から正帰還状態まで変化するからである。

この構成によれば、増幅器１０７からの微弱なソース出力信号が抵抗１１３、可変抵抗１０９を経由し増幅器１０５へと戻る帰還回路が形成される。

さらに利得制御端子１１０を用いて、可変抵抗１０９の抵抗値が連続的に変化するように利得制御電圧を可変することにより、上記帰還回路による帰還量を連続的に変化させることができる。この際に、帰還信号の位相シフト量をほぼ０度からほぼ１８０度まで連続的に変化させることができる。

つまり、高出力状態において後段の増幅器１０７からの微弱なソース出力信号は抵抗１１３を経由し、無限大の抵抗成分とＦＥＴの寄生容量の等価並列回路と見なせる可変抵抗１０９を経由して前段の増幅器１０５に帰還される。このとき、可変抵抗の容量成分によって信号の位相は１８０度反転するため、前段の増幅器１０５による１８０度の位相反転と合わせて、利得制御回路１０４から出力される信号と同位相となり正帰還となる。したがって、従来より高い出力信号を得ることができる。

また、低出力状態において後段の増幅器１０７からの微弱なソース出力信号は抵抗１１３を経由し、ＦＥＴの抵抗成分のみと見なせる可変抵抗１０９を経由して前段の増幅器１０５に帰還される。このとき、信号の位相は利得制御回路１０４から出力される信号と１８０度反転しているため負帰還となる。したがって、従来より低い出力信号を得ることができる。

したがって、従来の可変幅より広い可変幅を得ることができる。

（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２における高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。図４の高周波増幅回路は、図６に示した従来の携帯電話の送信部のブロック図において、高周波増幅回路２０３に対応している。すなわち、本発明の実施の形態の携帯電話端末では、図６に示した従来の携帯電話端末の送信部において、高周波増幅回路２０３に代えて図４の高周波増幅回路を用いている。この実施の形態では、利得制御回路に内蔵された可変抵抗を帰還用の可変抵抗と共用する点が実施の形態１とは異なる。

以下、図４の高周波増幅回路について詳しく説明する。

図４において、信号入力端子１２１より入力された高周波信号がインピーダンス変換を行う整合回路１２３を介して利得制御回路１２４に入力され、利得制御回路１２４の出力信号は、増幅器１２５に入力され増幅される。増幅器１２５の出力信号は、インピーダンス変換を行う整合回路１２６を介して増幅器１２７に入力され増幅される。増幅器１２７の出力信号は、インピーダンス変換を行う整合回路１２８を介して信号出力端子１２２に送られる。

可変抵抗１３６は、利得制御回路１２４に内蔵されていて、信号が通過するラインと並列に接地端子１３０との間に直列に接続されている。利得制御回路１２４には接地端子１３０との間に１つ以上の並列に接続された可変抵抗１３６を有する。つまり、利得制御回路１２４においては、信号が通過するライン中には、可変抵抗による利得制御用ＦＥＴはあってもなくてもよく、また複雑な利得制御回路が含まれていてもよい。要は、利得制御回路１２４は、信号ラインとパラレルで、グランド間に可変抵抗１３６が挿入された構成であれば十分である。

基準電圧端子1３７および利得制御端子1２９は利得制御回路１２４に接続され、利得制御回路１２４は接地端子１３０に接続されている。

電源端子１３３は増幅器１２５の電源端子に接続され、接地端子１３５は増幅器１２５の接地端子に接続されている。電源端子１３４は増幅器１２７の電源端子に接続され、接地端子１３１は増幅器１２７の接地端子に接続されている。抵抗素子１３２は接地端子１３０と接地端子１３１との間に直列に接続されている。

つぎに図４の高周波増幅回路を用いた動作について説明する。

図４の高周波増幅回路は、従来の可変利得増幅器の構成で用いられる可変抵抗部（利得制御回路１２４）と増幅部（増幅器１２５，１２７）、および可変幅拡大のための帰還部（抵抗１３２、可変抵抗１３６）とにより構成されており、可変抵抗部と増幅部に関しては従来技術を用いてもよい。ここで、可変抵抗部において、信号ラインと並列に接続された可変抵抗が存在する場合、実施の形態１で用いた帰還回路部を可変抵抗部と共用することができる。これは、信号ラインと並列（シャント）に接続された可変抵抗１３６の動きが帰還回路部と同じであるためである。その動作は図２，図３で説明した可変抵抗１０９と同様である。すなわち従来の可変抵抗としての利得制御に加えて、帰還回路としての可変抵抗を共用としている。つまり、この実施の形態は、図１に示す可変抵抗１０９を追加して帰還回路を設けるのではなく、図１の利得制御回路１０４の中にシャントの可変抵抗（信号ラインにパラレルに、GND間に直列に設けられた可変抵抗）があればそれを新規に追加する可変抵抗１０９の代わりに用いるというものである。

図５の実線は、上述した図４の高周波増幅回路における制御電圧と出力電力の関係を示している。これは可変抵抗１３６を従来のように利得制御のみで用いた場合（図５の破線）に比べ、帰還回路と共用したことによるダイナミックレンジの効果を表すものである。
すなわち利得制御回路の中のシャントに接続された可変抵抗１３６を、第二の増幅器１２７のソース側から抵抗１３２を介して帰還接続することによって前述のダイナミックレンジ拡大の効果を付加することができる。

この構成によれば、後段の増幅器１２７からの微弱なソース出力信号が抵抗１３２と、利得制御回路１２４に内蔵されて接地端子１３０との間に並列に接続された可変抵抗１３６とを経由し第１の増幅器１２５へと戻る帰還回路が形成される。

さらに利得制御端子１２９を用いて、可変抵抗１３６の抵抗値が連続的に変化するように利得制御電圧を可変することにより、高周波増幅回路の利得を連続的に変化させることができる。さらに、同一の制御電圧の連続的な変化で、上記帰還回路による帰還量を連続的に変化させることができる。この際に、帰還信号の位相シフト量をほぼ０度からほぼ１８０度まで連続的に変化させることができる。

つまり、高出力状態において後段の増幅器１２７からの微弱なソース出力信号は抵抗１３２を経由し、無限大の抵抗成分とＦＥＴの寄生容量の等価並列回路と見なせる可変抵抗１３６を経由して前段の増幅器１２５に帰還される。このとき、可変抵抗の容量成分によって信号の位相は１８０度反転するため、利得制御回路１２４から出力される信号と同位相となり正帰還となる。したがって、従来より高い出力信号を得ることができる。

また、低出力状態において後段の増幅器１２７からの微弱なソース出力信号は抵抗１３２を経由し、ＦＥＴの抵抗成分のみと見なせる可変抵抗１３６を経由して前段の増幅器１２５に帰還される。このとき、信号の位相は利得制御回路１２４から出力される信号と１８０度反転しているため負帰還となる。したがって、従来より低い出力信号を得ることができる。

したがって、従来の可変幅より広い可変幅を得ることができる。

本発明にかかる高周波増幅回路は、可変幅を拡大する機能を有し、携帯電話端末における増幅器として有用である。また、その他の無線ＬＡＮなどの高周波増幅器、受信回路における増幅の用途においても応用できる。

本発明の実施の形態１の高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１の高周波増幅回路の具体例を示す回路図である。 本発明の実施の形態１の高周波増幅回路の具体例の等価回路図である。 本発明の実施の形態２の高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。 従来例および本発明の実施の形態の利得制御特性を示すグラフである。 従来の携帯電話端末の無線部の構成を示すブロック図である。 従来の携帯電話端末の無線送信部の構成を示すブロック図である。 従来の高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。 従来の利得制御回路の回路図である。 従来の利得制御回路の等価回路図である。

符号の説明

１０１ 信号入力端子
１０２ 信号出力端子
１０３ 整合回路
１０４ 利得制御回路
１０５ 増幅器
１０６ 整合回路
１０７ 増幅器
１０８ 整合回路
１０９ 可変抵抗回路
１１０ 利得制御端子
１１１ 接地端子
１１２ 接地端子
１１３ 抵抗
１１４ 電源端子
１１５ 電源端子
１１６ 接地端子
１１７ 接地端子
１１８ 基準電圧端子
１２１ 信号入力端子
１２２ 信号出力端子
１２３ 整合回路
１２４ 利得制御回路
１２５ 増幅器
１２６ 整合回路
１２７ 増幅器
１２８ 整合回路
１２９ 利得制御端子
１３０ 接地端子
１３１ 接地端子
１３２ 抵抗
１３３ 電源端子
１３４ 電源端子
１３５ 接地端子
１３６ 可変抵抗回路
１３７ 基準電圧端子
２０１ アップコンバータ
２０２ バンドパスフィルタ
２０３ 高周波増幅回路
２０４ 高出力高周波増幅回路
２０５ アイソレータ
２０６ デュプレクサ
２０７ アンテナ
２０８ フロントエンドＩＣ
２０９ バンドパスフィルタ
２１０ 温度補償水晶発振器（ＴＣＸＯ）
２１１ フェーズロックドループ（ＰＬＬ）
２１２ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２１３ 携帯電話端末の送信部
２１４ 携帯電話端末の送受共用部
２１５ 携帯電話端末の受信部
２１６ 携帯電話端末のシンセサイザ部
２５１ 信号入力端子
２５２ 発振器
２５３ アップコンバータ
２５４ バンドパスフィルタ
２５５ 高周波増幅回路
２５６ 高出力高周波増幅回路
２５７ アイソレータ
２５８ デュプレクサ
２５９ アンテナ
２６０ 信号出力端子
２７１ 信号入力端子
２７２ 整合回路
２７３ 利得制御回路
２７４ 増幅器
２７５ 整合回路
２７６ 増幅器
２７７ 整合回路
２７８ 信号出力端子
２７９ 利得制御端子
２８０ 電源端子
２８１ 電源端子
２８２ 接地端子
２８３ 接地端子
２８４ 接地端子
３０１ 信号入力端子
３０２ 信号出力端子
３０３ 第１のＦＥＴ
３０４ 第２のＦＥＴ
３０５ 第３のＦＥＴ
３０６ 抵抗
３０７ 抵抗
３０８ 抵抗
３０９ 接地端子
３１０ 接地端子
４０１ 端子
４０２ 基準電圧端子
４０３ 利得制御端子
４０４ 容量
４０５ ＦＥＴ
４０６ 容量
４０７ インダクタ
４０８ インダクタ
４０９ インダクタ
４１０ インダクタ
４１１ 信号
４１２ 信号
４１３ 信号
４１４ 信号
４１５ 信号
４１６ 信号
４１７ 抵抗
４１８ 容量
４１９ 信号
４２０ 抵抗

Claims (8)

1. 信号入力端子（１０１）および信号出力端子（１０２）と、
   前記信号入力端子（１０１）に入力端が接続された利得制御回路（１０４）と、
   前記利得制御回路（１０４）の出力端に入力端が接続された２段以上の増幅器（１０５，１０７）と、
   前記利得制御回路（１０４）の出力端と第１の接地端子（１１１）との間にシャント接続されインピーダンスの変化にしたがって位相シフト量が変化する可変抵抗（１０９）と、
   前記２段以上の増幅器（１０５，１０７）のうち後段の増幅器（１０７）に接続された第２の接地端子（１１２）と、
   前記第１の接地端子（１１１）と前記第２の接地端子（１１２）との間に接続された抵抗（１１３）とを備え、
   前記後段の増幅器（１０７）の出力を前記抵抗（１１３）および前記可変抵抗（１０９）を介して前記２段以上の増幅器（１０５，１０７）のうち前段の増幅器（１０５）に帰還させるようにし、かつ前記可変抵抗のインピーダンスを変化させることにより負帰還状態から正帰還状態までの範囲で帰還量を変化させるようにした高周波増幅回路。
2. 前記可変抵抗（１０９）は、電界効果トランジスタ（４０５）により構成されている請求項１記載の高周波増幅回路。
3. 信号入力端子（１２１）および信号出力端子（１２２）と、
   前記信号入力端子（１２１）に入力端が接続された利得制御回路（１２４）と、
   前記利得制御回路（１２４）の出力端に入力端が接続された２段以上の増幅器（１２５，１２７）と、
   前記利得制御回路（１２４）に接続された第１の接地端子（１３０）と、
   前記増幅器（１２７）に接続された第２の接地端子（１３１）と、
   前記第１の接地端子（１３０）と前記第２の接地端子（１３１）との間に接続された抵抗（１３２）とを備え、
   前記利得制御回路（１２４）は前記第１の接地端子（１３０）との間にシャント接続されインピーダンスの変化にしたがって位相シフト量が変化する少なくとも一つ以上の可変抵抗（１３６）を含み、
   前記２段以上の増幅器（１０５，１０７）のうち後段の増幅器（１２７）の出力を前記抵抗（１３２）および前記可変抵抗（１３６）を介して前記２段以上の増幅器（１２５，１２７）のうち前段の増幅器（１２５）に帰還させるようにし、かつ前記可変抵抗のインピーダンスを変化させることにより負帰還状態から正帰還状態までの範囲で帰還量を変化させるようにした高周波増幅回路。
4. 前記可変抵抗（１３６）は、電界効果トランジスタにより構成されていることを特徴とする請求項３記載の高周波増幅回路。
5. 高周波回路ブロックが高周波信号を送信する送信部（２１３）と高周波信号を受信する受信部（２１５）とシンセサイザ部（２１６）と共用部（２１４）とから構成され、
   前記送信部（２１３）が中間周波数の変調信号を送信周波数に変換するアップコンバータ（２０１）と、前記アップコンバータ（２０１）の出力信号の送信波帯域の信号を抽出するためのバンドパスフィルタ（２０２）と、前記バンドパスフィルタ（２０２）からの出力信号を増幅する可変利得の高周波増幅回路（２０３）と、前記高周波増幅回路（２０３）からの出力信号を増幅する固定利得の高出力高周波増幅回路（２０４）と、前記高出力高周波増幅回路（２０４）の出力を前記共用部（２１４）へ供給するアイソレータ（２０５）から構成され、
   前記可変利得の高周波増幅回路（２０３）が、
   信号入力端子（１０１）および信号出力端子（１０２）と、
   前記信号入力端子（１０１）に入力端が接続された利得制御回路（１０４）と、
   前記利得制御回路（１０４）の出力端に入力端が接続された２段以上の増幅器（１０５，１０７）と、
   前記利得制御回路（１０４）の出力端と第１の接地端子（１１１）との間にシャント接続されインピーダンスの変化にしたがって位相シフト量が変化する可変抵抗（１０９）と、
   前記２段以上の増幅器（１０５，１０７）のうち後段の増幅器（１０７）に接続された第２の接地端子（１１２）と、
   前記第１の接地端子（１１１）と前記第２の接地端子（１１２）との間に接続された抵抗（１１３）とを備え、
   前記後段の増幅器（１０７）の出力を前記抵抗（１１３）および前記可変抵抗（１０９）を介して前記２段以上の増幅器（１０５，１０７）のうち前段の増幅器（１０５）に帰還させるようにし、かつ前記可変抵抗のインピーダンスを変化させることにより負帰還状態から正帰還状態までの範囲で帰還量を変化させるようにした高周波増幅回路により構成される移動体通信端末。
6. 前記可変抵抗（１０９）は、電界効果トランジスタ（４０５）により構成されている請求項５記載の移動体通信端末。
7. 高周波回路ブロックが高周波信号を送信する送信部（２１３）と高周波信号を受信する受信部（２１５）とシンセサイザ部（２１６）と共用部（２１４）とから構成され、
   前記送信部（２１３）が中間周波数の変調信号を送信周波数に変換するアップコンバータ（２０１）と、前記アップコンバータ（２０１）の出力信号の送信波帯域の信号を抽出するためのバンドパスフィルタ（２０２）と、前記バンドパスフィルタ（２０２）からの出力信号を増幅する可変利得の高周波増幅回路（２０３）と、前記高周波増幅回路（２０３）からの出力信号を増幅する固定利得の高出力高周波増幅回路（２０４）と、前記高出力高周波増幅回路（２０４）の出力を前記共用部（２１４）へ供給するアイソレータ（２０５）から構成され、
   前記可変利得の高周波増幅回路（２０３）が、
   信号入力端子（１２１）および信号出力端子（１２２）と、
   前記信号入力端子（１２１）に入力端が接続された利得制御回路（１２４）と、
   前記利得制御回路（１２４）の出力端に入力端が接続された２段以上の増幅器（１２５，１２７）と、
   前記利得制御回路（１２４）に接続された第１の接地端子（１３０）と、
   前記増幅器（１２７）に接続された第２の接地端子（１３１）と、
   前記第１の接地端子（１３０）と前記第２の接地端子（１３１）との間に接続された抵抗（１３２）とを備え、
   前記利得制御回路（１２４）は前記第１の接地端子（１３０）との間にシャント接続されインピーダンスの変化にしたがって位相シフト量が変化する少なくとも一つ以上の可変抵抗（１３６）を含み、
   前記２段以上の増幅器（１０５，１０７）のうち後段の増幅器（１２７）の出力を前記抵抗（１３２）および前記可変抵抗（１３６）を介して前記２段以上の増幅器（１２５，１２７）のうち前段の増幅器（１２５）に帰還させるようにし、かつ前記可変抵抗のインピーダンスを変化させることにより負帰還状態から正帰還状態までの範囲で帰還量を変化させるようにした高周波増幅回路により構成される移動体通信端末。
8. 前記可変抵抗（１３６）は、電界効果トランジスタにより構成されている請求項７記載の移動体通信端末。

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