JP2005331496A - Rotation speed sensor and load measuring device of roller bearing unit - Google Patents
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Abstract
Description
この発明に係る回転速度検出装置及び転がり軸受ユニットの荷重測定装置は、例えば自動車、鉄道車両、各種搬送車等の移動体の車輪を支持する為の転がり軸受ユニットの改良に関し、この転がり軸受ユニットを構成する回転部材の回転速度、更にはこの転がり軸受ユニットに負荷される荷重（ラジアル荷重とアキシアル荷重との一方又は双方）を測定し、上記移動体の運行の安定性確保を図る為に利用する。 A rotational speed detection device and a load measuring device for a rolling bearing unit according to the present invention relate to an improvement of a rolling bearing unit for supporting wheels of a moving body such as an automobile, a railway vehicle, and various transport vehicles. Measures the rotational speed of the rotating member, and also the load (one or both of radial load and axial load) applied to this rolling bearing unit, and uses it to ensure the stability of the operation of the moving body. .
例えば自動車の車輪は懸架装置に対し、複列アンギュラ型の転がり軸受ユニットにより回転自在に支持する。又、自動車の走行安定性を確保する為に、アンチロックブレーキシステム（ＡＢＳ）やトラクションコントロールシステム（ＴＣＳ）、更にはビークルスタビリティコントロールシステム（ＶＳＣ）等の車両用走行安定装置が使用されている。この様な各種車両用走行安定装置を制御する為には、車輪の回転速度、車体に加わる各方向の加速度等を表わす信号が必要になる。そして、より高度の制御を行なう為には、車輪を介して上記転がり軸受ユニットに加わる荷重（ラジアル荷重とアキシアル荷重との一方又は双方）の大きさを知る事が好ましい場合がある。 For example, an automobile wheel is rotatably supported by a double row angular rolling bearing unit with respect to a suspension device. In order to ensure the running stability of automobiles, vehicle running stabilizers such as an antilock brake system (ABS), a traction control system (TCS), and a vehicle stability control system (VSC) are used. . In order to control such various vehicle travel stabilizers, signals representing the rotational speed of the wheels, acceleration in each direction applied to the vehicle body, and the like are required. In order to perform higher-level control, it may be preferable to know the magnitude of a load (one or both of a radial load and an axial load) applied to the rolling bearing unit via the wheel.
この様な事情に鑑みて、特許文献１には、ラジアル荷重を測定自在な、荷重測定装置付転がり軸受ユニットが記載されている。この従来の第１例の荷重測定装置付転がり軸受ユニットは、ラジアル荷重を測定するもので、図２５に示す様に構成している。懸架装置に支持される、静止輪である外輪１の内径側に、車輪を結合固定する、回転輪であるハブ２を支持している。このハブ２は、車輪を固定する為の回転側フランジ３をその外端部（車両への組み付け状態で幅方向外側となる端部）に有するハブ本体４と、このハブ本体４の内端部（車両への組み付け状態で幅方向中央側となる端部）に外嵌されてナット５により抑え付けられた内輪６とを備える。そして、上記外輪１の内周面に形成した、それぞれが静止側軌道である複列の外輪軌道７、７と、上記ハブ２の外周面に形成した、それぞれが回転側軌道である複列の内輪軌道８、８との間に、それぞれ複数個ずつの転動体９ａ、９ｂを配置して、上記外輪１の内径側での上記ハブ２の回転を自在としている。
In view of such circumstances,
上記外輪１の軸方向中間部で複列の外輪軌道７、７の間部分に、この外輪１を直径方向に貫通する取付孔１０を、この外輪１の上端部にほぼ鉛直方向に形成している。そして、この取付孔１０内に、荷重測定用のセンサである、円杆状（棒状）の変位センサ１１を装着している。この変位センサ１１は非接触式で、先端面（下端面）に設けた検出面は、ハブ２の軸方向中間部に外嵌固定したセンサリング１２の外周面に近接対向させている。上記変位センサ１１は、上記検出面と上記センサリング１２の外周面との距離が変化した場合に、その変化量に対応した信号を出力する。
A
上述の様に構成する従来の荷重測定装置付転がり軸受ユニットの場合には、上記変位センサ１１の検出信号に基づいて、転がり軸受ユニットに加わる荷重を求める事ができる。即ち、車両の懸架装置に支持した上記外輪１は、この車両の重量により下方に押されるのに対して、車輪を支持固定したハブ２は、そのままの位置に止まろうとする。この為、上記重量が嵩む程、上記外輪１やハブ２、並びに転動体９ａ、９ｂの弾性変形に基づいて、これら外輪１の中心とハブ２の中心とのずれが大きくなる。そして、この外輪１の上端部に設けた、上記変位センサ１１の検出面と上記センサリング１２の外周面との距離は、上記重量が嵩む程短くなる。そこで、上記変位センサ１１の検出信号を制御器に送れば、予め実験等により求めた関係式或はマップ等から、当該変位センサ１１を組み込んだ転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重を求める事ができる。この様にして求めた、各転がり軸受ユニットに加わる荷重に基づいて、ＡＢＳを適正に制御する他、積載状態の不良を運転者に知らせる。
In the case of the conventional rolling bearing unit with a load measuring device configured as described above, the load applied to the rolling bearing unit can be obtained based on the detection signal of the
尚、図２５に示した従来構造は、上記転がり軸受ユニットに加わる荷重に加えて、上記ハブ２の回転速度も検出自在としている。この為に、前記内輪６の内端部にセンサロータ１３を外嵌固定すると共に、上記外輪１の内端開口部に被着したカバー１４に回転速度検出用センサ１５を支持している。そして、この回転速度検出用センサ１５の検知部を、上記センサロータ１３の被検出部に、検出隙間を介して対向させている。
In the conventional structure shown in FIG. 25, in addition to the load applied to the rolling bearing unit, the rotational speed of the
上述の様な回転速度検出装置を組み込んだ転がり軸受ユニットの使用時、車輪を固定したハブ２と共に上記センサロータ１３が回転し、このセンサロータ１３の被検知部が上記回転速度検出用センサ１５の検知部の近傍を走行すると、この回転速度検出用センサ１５の出力が変化する。この様にして回転速度検出用センサ１５の出力が変化する周波数は、上記車輪の回転数に比例する。従って、この回転速度検出用センサ１５の出力信号を図示しない制御器に送れば、ＡＢＳやＴＣＳを適切に制御できる。
When the rolling bearing unit incorporating the rotational speed detection device as described above is used, the
上述の様な従来構造の第１例の荷重測定装置付転がり軸受ユニットは、転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重を測定する為のものであるが、転がり軸受ユニットに加わるアキシアル荷重を測定する構造も、特許文献２等に記載されて、従来から知られている。図２６は、この特許文献２に記載された、アキシアル荷重を測定する為の荷重測定装置付転がり軸受ユニットを示している。この従来構造の第２例の場合、回転輪であるハブ２ａの外端部外周面に、車輪を支持する為の回転側フランジ３ａを固設している。又、静止輪である外輪１ａの外周面に、この外輪１ａを懸架装置を構成するナックル１６に支持固定する為の、固定側フランジ１７を固設している。そして、上記外輪１ａの内周面に形成した複列の外輪軌道７、７と、上記ハブ２ａの外周面に形成した複列の内輪軌道８、８との間に、それぞれ複数個ずつの転動体９ａ、９ｂを転動自在に設ける事により、上記外輪１ａの内径側に上記ハブ２ａを回転自在に支持している。
The rolling bearing unit with a load measuring device of the first example of the conventional structure as described above is for measuring the radial load applied to the rolling bearing unit, but the structure for measuring the axial load applied to the rolling bearing unit is also, It is described in
更に、上記固定側フランジ１７の内側面複数個所で、この固定側フランジ１７を上記ナックル１６に結合する為のボルト１８を螺合する為のねじ孔１９を囲む部分に、それぞれ荷重センサ２０を添設している。上記外輪１ａを上記ナックル１６に支持固定した状態でこれら各荷重センサ２０は、このナックル１６の外側面と上記固定側フランジ１７の内側面との間で挟持される。
Further, a
この様な従来構造の第２例の転がり軸受ユニットの荷重測定装置の場合、図示しない車輪と上記ナックル１６との間にアキシアル荷重が加わると、上記ナックル１６の外側面と上記固定側フランジ１７の内側面とが、上記各荷重センサ２０を、軸方向両面から強く押し付け合う。従って、これら各荷重センサ２０の測定値を合計する事で、上記車輪と上記ナックル１６との間に加わるアキシアル荷重を求める事ができる。又、図示はしないが、特許文献３には、一部の剛性を低くした外輪相当部材の振動周波数から転動体の公転速度を求め、更に、転がり軸受に加わるアキシアル荷重を測定する方法が記載されている。
In the case of the load measuring device of the rolling bearing unit of the second example having such a conventional structure, when an axial load is applied between a wheel (not shown) and the
前述の図２５に示した従来構造の第１例の場合、変位センサ１１により、外輪１とハブ２との径方向に関する変位を測定する事で、転がり軸受ユニットに加わる荷重を測定する。但し、この径方向に関する変位量は僅かである為、この荷重を精度良く求める為には、上記変位センサ１１として、高精度のものを使用する必要がある。高精度の非接触式センサは高価である為、荷重測定装置付転がり軸受ユニット全体としてコストが嵩む事が避けられない。
In the case of the first example of the conventional structure shown in FIG. 25 described above, the displacement applied to the rolling bearing unit is measured by measuring the displacement in the radial direction between the
又、上述の図２６に示した従来構造の第２例の場合、ナックル１６に対し外輪１ａを支持固定する為のボルト１８と同数だけ、荷重センサ２０を設ける必要がある。この為、荷重センサ２０自体が高価である事と相まって、転がり軸受ユニットの荷重測定装置全体としてのコストが相当に嵩む事が避けられない。又、特許文献３に記載された方法は、外輪相当部材の一部の剛性を低くする必要があり、この外輪相当部材の耐久性確保が難しくなる可能性がある。
In the case of the second example of the conventional structure shown in FIG. 26 described above, it is necessary to provide as
この様な事情に鑑みて本発明者等は先に、複列アンギュラ型玉軸受である転がり軸受ユニットを構成する１対の列の転動体（玉）の公転速度に基づいて、この転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重又はアキシアル荷重を測定する、転がり軸受ユニットの荷重測定装置に関する発明を行なった（特願２００４−７６５５号）。この先発明の転がり軸受ユニットの荷重測定装置の場合、上記各列の転動体の公転速度を求めるのに、これら各列の転動体を保持した保持器の回転速度を検出する事が、この公転速度を高分解能で求める面から有効である。但し、上記各列の転動体の転動面と、各列の保持器のポケットの内面との間には、これら各転動体の転動を許容すると共に、これら各転動体の転動面へのグリースの付着を許容する為の隙間が存在する為、上記各保持器は、回転に伴って径方向に変位しつつ回転する、振れ回りを生じる可能性がある。そして、この様な振れ回りが発生すると、上記各列の転動体の公転中心と上記各列の保持器の回転中心とがずれ、これら各列の保持器の回転速度、延いては上記各列の転動体の公転速度を正確に測定できなくなる。 In view of such circumstances, the present inventors have previously described this rolling bearing unit based on the revolution speed of a pair of rolling elements (balls) constituting a rolling bearing unit which is a double row angular ball bearing. An invention relating to a load measuring device for a rolling bearing unit for measuring a radial load or an axial load applied to the bearing was made (Japanese Patent Application No. 2004-7655). In the case of the load measuring device of the rolling bearing unit according to the present invention, in order to obtain the revolution speed of the rolling elements in each row, it is possible to detect the rotation speed of the cage holding the rolling elements in each row. Is effective in terms of obtaining high resolution. However, between the rolling surfaces of the rolling elements in each row and the inner surfaces of the pockets of the cages in each row, the rolling elements are allowed to roll and to the rolling surfaces of these rolling elements. Since there is a gap for allowing the grease to adhere, each of the cages may rotate while being displaced in the radial direction as it rotates. When such a whirling occurs, the revolution center of the rolling elements in each row and the rotation center of the cage in each row shift, and the rotational speed of the cage in each row, and thus each row It becomes impossible to accurately measure the revolution speed of the rolling element.
この様な問題は、転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重又はアキシアル荷重を測定する、転がり軸受ユニットの荷重測定装置で、保持器の回転速度を測定する場合に限らずに生じ得る。即ち、各種回転部材の回転速度を検出する為の回転速度検出装置で、回転速度を検出すべき部材の回転中心とエンコーダの幾何中心とが不一致の場合に、この回転速度の検出精度が悪化する。この様な原因での回転速度検出の精度悪化を防止する為には、エンコーダの径方向反対側２個所位置に配置した１対の回転検出センサの検出信号を足し合わせる事で、上記両中心のずれによる影響をなくす事も考えられる。但し、この場合には回転検出センサが２個必要になって、その分、コスト並びに設置スペースが嵩む原因となる為、採用が難しくなる場合も考えられる。 Such a problem may occur not only when the rotational speed of the cage is measured by a load measuring device for a rolling bearing unit that measures a radial load or an axial load applied to the rolling bearing unit. That is, in the rotational speed detection device for detecting the rotational speed of various rotating members, when the rotational center of the member whose rotational speed is to be detected does not coincide with the geometric center of the encoder, the rotational speed detection accuracy deteriorates. . In order to prevent the deterioration of the rotational speed detection accuracy due to such a cause, the detection signals of a pair of rotation detection sensors arranged at two positions opposite to the radial direction of the encoder are added together to It is also possible to eliminate the effects of deviation. However, in this case, two rotation detection sensors are required, which may increase the cost and installation space, and may be difficult to adopt.
比較的低周波の雑音成分を除去する為の技術として、非特許文献１に記載された、ＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタが知られている。又、適応フィルタの概要に関しては、非特許文献２〜４等で、従来から知られている。又、適応フィルタの一種である同期式適応フィルタに関しても、例えば非特許文献５に記載される等により、従来から知られている。更に、同期式ＬＭＳアルゴリズムによりエンジンの振動を抑える技術が、非特許文献６に記載される等により、従来から知られている。但し、従来は、上述の様な適応フィルタは、低周波騒音と逆位相の音波を発する事でこの低周波騒音を低減する、所謂アクティブノイズコントロールを中心に使用していた。即ち、従来は上記適応フィルタを、空調機のダクトから室内に出る低周波騒音を低減したり、或は乗用車の室内に入り込む低周波の排気音或は走行音、更にはヘッドホンの外から入り込む低周波の外部騒音を低減する等、低周波騒音の低減にしか使用されていなかった。非特許文献６に記載された技術にしても、エンジンの振動抑制を目的としたものである。言い換えれば、上記非特許文献１に記載される等により従来から知られている適応フィルタの技術を、エンコーダの振れ回り運動に拘らず、このエンコーダを利用した回転速度検出の精度を向上させる事は、全く考えられていなかった。又、他の型式のフィルタにより、この様な回転速度検出の精度を向上させる事に就いても、従来は特に考慮されていなかった。例えば、非特許文献７、８に、ノッチフィルタにより信号中の変動（ノイズ）を除去する技術が記載されているが、この従来技術に関しても、通信、心電図計測、画像処理、サーボ応答性を向上させる技術への適用可能性を示唆しているのみで、回転速度検出の精度を向上させる事を示唆するものではない。
As a technique for removing a relatively low-frequency noise component, an adaptive filter that is described in Non-Patent
本発明は、上述の様な事情に鑑みて、低コストで構成できて、耐久性や設置スペースに問題を生じる事がなく、しかも回転部材の回転速度を、制御の為に必要とされる精度を確保しつつ測定できる回転速度検出装置を実現すべく発明したものである。
又、好ましくは、適応フィルタの技術を、従来適用されていた音響分野等とは全く異なる、回転速度検出の分野に適用する事により、回転部材の回転速度を、実用上問題となる程の時間的遅れを生じさせる事なく測定できる回転速度検出装置を実現するものである。
In view of the circumstances as described above, the present invention can be configured at a low cost, does not cause a problem in durability and installation space, and has a precision required for controlling the rotation speed of the rotating member. The invention was invented to realize a rotational speed detection device capable of measuring while ensuring the above.
Preferably, the adaptive filter technology is applied to the field of rotational speed detection, which is completely different from the acoustic field conventionally applied, so that the rotational speed of the rotating member is reduced to a time that is a practical problem. It is intended to realize a rotation speed detection device that can measure without causing a delay.
本発明の回転速度検出装置は、回転部材に支持固定されてこの回転部材と共に回転する、特性を円周方向に関して交互に変化させたエンコーダと、その検出部をこのエンコーダの被検出面に対向させた状態で設けられた回転検出センサと、この回転検出センサから送り出される、周期的に変化する検出信号に基づいて上記回転部材の回転速度を算出する演算器とを備える。
特に、本発明の回転速度検出装置に於いては、この演算器は、｛例えば上記エンコーダの回転中心と幾何中心との不一致に起因する（請求項１７）｝上記回転部材の回転速度算出に対する誤差となる、上記回転検出センサの検出信号の変動（ノイズ）の影響を除去する為のフィルタ回路を備えている。
このフィルタ回路として好ましくは、請求項１１に記載した様に、適応フィルタを使用する。
The rotational speed detection device of the present invention comprises an encoder which is supported and fixed to a rotating member and rotates together with the rotating member, and whose characteristics are alternately changed with respect to the circumferential direction, and its detecting portion is opposed to the detected surface of the encoder. And a calculator for calculating the rotational speed of the rotating member based on a periodically changing detection signal sent from the rotation detecting sensor.
In particular, in the rotational speed detection device of the present invention, the computing unit {eg, caused by a mismatch between the rotational center of the encoder and the geometric center (claim 17)} is an error in calculating the rotational speed of the rotational member. The filter circuit for removing the influence of the fluctuation (noise) of the detection signal of the rotation detection sensor is provided.
As this filter circuit, an adaptive filter is preferably used as described in
上述の様に構成する本発明の回転速度検出装置は、例えば回転部材の回転中心とエンコーダの幾何中心とが不一致の場合にも、この回転部材の回転速度を正確に求められる。即ち、これら両中心同士が互いに不一致で、回転検出センサの検出信号中にこの不一致に基づく変動が生じても、この変動をキャンセル（ノイズの影響を除去）できる。この為、上記回転部材の回転速度に基づく、各種状態を正確に把握して、迅速且つ適正な処置を行なえる。
特に、フィルタ回路として適応フィルタを使用すれば、上記変動をキャンセルする事に伴う、信号処理の遅れをなくし、上記回転速度を利用した各種制御を迅速に行なえる。
The rotational speed detection device of the present invention configured as described above can accurately determine the rotational speed of the rotating member even when, for example, the rotational center of the rotating member and the geometric center of the encoder do not match. That is, even if these centers do not coincide with each other and a fluctuation based on this mismatch occurs in the detection signal of the rotation detection sensor, the fluctuation can be canceled (the influence of noise can be removed). For this reason, it is possible to accurately grasp various states based on the rotational speed of the rotating member and perform a prompt and appropriate treatment.
In particular, if an adaptive filter is used as the filter circuit, signal processing delays associated with canceling the fluctuations can be eliminated, and various controls using the rotational speed can be performed quickly.
本発明を実施する場合に好ましくは、請求項２に記載した様に、フィルタ回路により変動の影響を除去する対象となる検出信号中の誤差成分を、エンコーダの回転１次成分とする。
エンコーダの回転１次成分は、他の成分に比較して変動幅が大きくなりがちである為、フィルタ回路によりこの成分の変動をキャンセルする事により、回転部材の回転速度の検出精度向上を有効に図れる。
尚、上記フィルタ回路としては、請求項１１に記載した適応フィルタ以外にも、請求項３に記載した１乃至複数種類のデジタルフィルタ或はアナログフィルタ、又は請求項４に記載したローパスフィルタ、又は請求項５に記載したノッチフィルタが、それぞれ使用可能である。
これらのフィルタ回路を使用する場合に、請求項１０に記載した様に、回転部材の回転速度に応じてカットオフ周波数を変化させる次数固定型のフィルタを使用すれば、上記回転部材の回転速度が変化する様な用途でも、検出信号をフィルタ回路で効果的に処理できる。
When the present invention is implemented, preferably, as described in
Since the primary rotation component of the encoder tends to have a larger fluctuation range than the other components, it is effective to improve the detection accuracy of the rotational speed of the rotating member by canceling the fluctuation of this component by the filter circuit. I can plan.
In addition to the adaptive filter described in
When these filter circuits are used, as described in
又、請求項５に記載した様に、フィルタ回路としてノッチフィルタを使用する場合に好ましくは、請求項６に記載した様に、回転部材を、転がり軸受ユニットを構成する保持器とする。そして、ｎを正の整数とした場合に、検出信号中に含まれる除去すべき変動を、上記転がり軸受ユニットを構成する回転輪の回転ｎ次成分とする。
この場合に、例えば請求項７に記載した様に、検出信号中に含まれる除去すべき変動を、回転輪の回転１次成分とする。
この様な構成を採用すれば、上記検出信号中に含まれる変動を効果的に除去できる。
As described in
In this case, for example, as described in
By adopting such a configuration, fluctuations included in the detection signal can be effectively removed.
又、上述の請求項５〜７に記載した様な発明を実施する場合に好ましくは、請求項８に記載した様に、転がり軸受ユニットの諸元に基づいて算出される、回転輪の回転速度と、保持器の回転速度に一致する複数の転動体の公転速度との関係式から求められる、この公転速度に関する除去すべき変動成分を、ノッチフィルタにより除去する。
或は、請求項９に記載した様に、複数の転動体の公転速度に一致する保持器の回転速度を検出する為の第一の回転検出センサに加えて、回転輪の回転速度を検出する為の第二の回転検出センサを備える。そして、この第一の回転検出センサが検出する上記保持器の回転速度と、この第二の回転検出センサが検出する上記回転輪の回転速度とから求められる、上記公転速度に関する除去すべき変動成分を、ノッチフィルタにより除去する。
この様な構成を採用すれば、ノッチフィルタにより除去すべき変動の特定を行なって、この変動の除去をより効果的に行なえる。
Further, when carrying out the invention as described in
Alternatively, as described in claim 9, in addition to the first rotation detection sensor for detecting the rotation speed of the cage that matches the revolution speed of the plurality of rolling elements, the rotation speed of the rotating wheel is detected. A second rotation detection sensor is provided. And the fluctuation component which should be removed regarding the revolution speed obtained from the rotation speed of the cage detected by the first rotation detection sensor and the rotation speed of the rotating wheel detected by the second rotation detection sensor. Are removed by a notch filter.
If such a configuration is adopted, the fluctuation to be removed can be specified by the notch filter, and the fluctuation can be removed more effectively.
又、請求項１１に記載した、フィルタ回路として適応フィルタを使用する発明を実施する場合に好ましくは、請求項１２に記載した様に、この適応フィルタのタップ数をエンコーダ１回転当りのパルス数と等しくする。
そして、請求項１３に記載した様に、適応フィルタとして、同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタを使用する。
この様に構成すれば、エンコーダの１パルス毎に回転検出センサの検出信号に関して必要とする演算処理の回数を大幅に低減して、計算速度が特に早くない、低コストの演算器（ＣＰＵ）での処理が十分に可能になる。
Preferably, when the invention using an adaptive filter as a filter circuit according to
As described in
With this configuration, the number of calculation processes required for the detection signal of the rotation detection sensor for each pulse of the encoder is greatly reduced, and the calculation speed is not particularly fast. Can be processed sufficiently.
又、好ましくは、請求項１４に記載した様に、適応フィルタのフィルタ係数の平均値を算出し、この平均値に基づいて回転検出センサの検出信号のＤＣレベルの補正を行なう。 この場合に、請求項１５に記載した様に、フィルタ係数の平均値として、エンコーダの回転方向に関して等間隔に（１８０度反対側位置に）存在する任意の２点で抽出したフィルタ係数の平均値を使用するか、或は、請求項１６に記載した様に、それぞれがエンコーダの回転方向に関して等間隔に存在する任意の２点で抽出した１対のフィルタ係数の組み合わせである、複数の組み合わせデータを構成する、４点以上のフィルタ係数の平均値を使用する。
この様に構成すれば、同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタを使用した場合でも、この適応フィルタが回転検出センサの検出信号のＤＣレベルをキャンセルする事を防止して、回転部材の回転速度に基づく、各種状態を正確に把握できる。
Preferably, as described in
This configuration prevents the adaptive filter from canceling the DC level of the detection signal of the rotation detection sensor even when an adaptive filter that operates according to the synchronous LMS algorithm is used. Based on this, it is possible to accurately grasp various states.
又、好ましくは、請求項１８に記載した様に、適応フィルタを、回転検出センサの検出信号を送る為の主信号経路（主ルート）に対して並列に配置する。又、これと共に、上記適応フィルタによって算出される上記回転検出センサの変動分となる誤差成分を、上記主信号経路の下流部で差し引く。そして、この様な構成により、上記回転検出センサの検出信号の変動の影響を除去する。
この様に適応フィルタを主信号経路に対して並列に配置すれば、従来一般的である主信号経路に対してフィルタを直列に配置（挿入）すると共に、このフィルタの特性を何らかの方法により可変にする構成とは異なる構成で、上記回転検出センサの検出信号の変動の影響を、容易に、且つ十分に除去できる。又、直列に挿入したノッチフィルタ等のフィルタの場合には、主信号に時間遅れを生じさせる可能性があるが、並列に配置する事で、この主信号に時間的遅れを生じさせる懸念をなくせる。
又、好ましくは、請求項１９に記載した様に、適応フィルタとして、最急降下法により作動する、ディジタルフィルタ又はアナログフィルタを使用する。又、更に好ましくは、請求項２０に記載した様に、適応フィルタとして、ＬＭＳ（最小二乗平均）アルゴリズム（二乗平均誤差を最急降下法に基づいて最小にする演算規則）により作動する、ディジタルフィルタ又はアナログフィルタを使用する。
最急降下法（より好ましくはＬＭＳアルゴリズム）により作動する適応フィルタを使用すれば、回転部材の回転中心とエンコーダの幾何中心との不一致に基づく変動を最小に抑えられる状態で、適応フィルタを完成させる事ができる。この為、この変動に基づく誤差を、容易に、且つ十分に低減できる。
Preferably, as described in
If the adaptive filter is arranged in parallel with the main signal path in this way, the filter is arranged (inserted) in series with the main signal path which is generally used in the past, and the characteristics of the filter can be varied by some method. With the configuration different from the configuration to be performed, the influence of the fluctuation of the detection signal of the rotation detection sensor can be easily and sufficiently removed. In addition, in the case of a filter such as a notch filter inserted in series, there is a possibility of causing a time delay in the main signal, but there is no fear of causing a time delay in the main signal by arranging in parallel. Make it.
Preferably, as described in
By using an adaptive filter that operates with the steepest descent method (more preferably with the LMS algorithm), the adaptive filter can be completed with minimal fluctuations due to the discrepancy between the rotational center of the rotating member and the geometric center of the encoder. Can do. For this reason, the error based on this fluctuation can be easily and sufficiently reduced.
又、好ましくは、請求項２１に記載した様に、適応フィルタの入力となる参照信号（振れ回りに基づく回転検出センサの出力信号の変動と相関のある信号）を、１回転中での特性変化の回数が既知である、エンコーダに対向した回転検出センサの検出信号の処理回路、又は、この検出信号に基づいて回転部材の回転速度を演算する為の処理回路により自己生成する。
この様にすれば、上記参照信号の生成を低コスト、且つ省スペースで行なえる。即ち、従来から適応フィルタの用途として一般的に知られていたアクティブノイズコントロールの場合、低減すべき外部騒音の周波数及び波形が必ずしも分かっていない。この為、この外部騒音を相殺する為の音（この外部騒音と同じ大きさ及び波形で位相が１８０度ずれている音）を造り出す為の参照信号の生成を、別途設けたマイクロフォンにより収集した上記外部騒音に基づいて行なう（外部から取り入れた信号により造り出す）必要がある。これに対して請求項１１に記載した発明の場合には、適応フィルタにより、エンコーダの振れ回りに基づく回転検出センサの検出信号の変動を低減させる。そして、上記エンコーダの１回転中での特性変化の回数は予め分かっているので、このエンコーダの１回転分のパルス数を観察する事で、特に別途上記触れ回りを測定する為のセンサを設けなくても、上記変動と相関のある上記参照信号を生成できる。この様な参照信号としては、請求項２２に記載した様に、上記エンコーダの１回転で１周期となる、サイン波、三角波、鋸波、短形波、パルス波のうちの何れかの波形とする事ができる。
Preferably, as described in claim 21, a reference signal (a signal correlated with fluctuations in the output signal of the rotation detection sensor based on the swing) which is an input of the adaptive filter is changed in characteristics during one rotation. Is generated by a detection signal processing circuit of the rotation detection sensor facing the encoder, or a processing circuit for calculating the rotation speed of the rotating member based on this detection signal.
In this way, the reference signal can be generated at low cost and in a small space. That is, in the case of active noise control that has been generally known as an adaptive filter application, the frequency and waveform of external noise to be reduced are not necessarily known. For this reason, the generation of a reference signal for creating a sound for canceling the external noise (a sound having the same magnitude and waveform as the external noise and having a phase shifted by 180 degrees) is collected by a separately provided microphone. It is necessary to carry out based on external noise (created by a signal taken from outside). On the other hand, in the case of the invention described in
又、好ましくは、請求項２３に記載した様に、回転検出センサの検出信号の変動に関し、適応フィルタでその影響を除去する変動となる、エンコーダの振れ回りに基づく変動（所謂累積ピッチ誤差）とは別の原因に基づく、この振れ回りに基づく変動（第一の変動）よりも周期が短い第二の変動を平均化する為のローパスフィルタを、上記適応フィルタの前又は後に設ける。
上記エンコーダの回転に伴う回転検出センサの検出信号の変動には、上記振れ回りに基づく比較的周期の長い（低周波の）変動（第一の変動）の他、円周方向に関する特性変化のピッチ誤差による、比較的周期の短い（高周波の）もの（第二の変動）がある。この様な高周波の変動を上記適応フィルタで低減する事は難しい。但し、この様な高周波の変動は、移動平均等の平均化処理を行なう平均化フィルタ等のローパスフィルタにより是正できる。従って、上述の様に、平均化フィルタ等のローパスフィルタを適応フィルタの前又は後に設ければ、所謂累積ピッチ誤差と呼ばれる、エンコーダの振れ回りに基づく回転検出センサの検出信号の変動（第一の変動）だけでなく、このエンコーダの特性変化のピッチ誤差に基づく回転検出センサの検出信号の変動（第二の変動）も低減できる。
Preferably, as described in
The fluctuation of the detection signal of the rotation detection sensor accompanying the rotation of the encoder includes a relatively long period (low frequency) fluctuation (first fluctuation) based on the swing and a characteristic change pitch in the circumferential direction. There is a relatively short cycle (high frequency) (second variation) due to an error. It is difficult to reduce such high-frequency fluctuations with the adaptive filter. However, such high-frequency fluctuations can be corrected by a low-pass filter such as an averaging filter that performs an averaging process such as moving average. Therefore, if a low-pass filter such as an averaging filter is provided before or after the adaptive filter as described above, the fluctuation of the detection signal of the rotation detection sensor based on the swing of the encoder (the first so-called cumulative pitch error) (Variation), as well as fluctuation (second fluctuation) of the detection signal of the rotation detection sensor based on the pitch error of the characteristic change of the encoder.
又、請求項１１に記載した発明を実施する場合に好ましくは、請求項２４に記載した様に、エンコーダを支持固定する回転部材を、転がり軸受ユニットを構成する１対の軌道輪同士の間に設けられ、複数のポケット内に保持した転動体の公転に伴って回転する保持器とする。
エンコーダの振れ回りに基づく回転速度検出用センサの検出信号の変動は、このエンコーダの回転中心と幾何中心との不一致に起因して発生する。又、この不一致は、組み付け誤差等によっても発生する。但し、組み付け誤差に基づく上記両中心同士の不一致は、組み付け精度を向上させる事で、実用上問題ない程度に抑えられる。
但し、保持器にエンコーダを支持した場合、例えこれら保持器とエンコーダとの幾何中心を完全に一致させても、このエンコーダの回転中心と幾何中心との不一致が生じる。この理由は、前述した様に、各転動体の転動面と保持器のポケットの内面との間に隙間が存在する為である。
従って、保持器の回転速度を、この保持器に支持固定したエンコーダを利用して測定する場合には、このエンコーダの回転中心と幾何中心との不一致に基づく回転検出センサの検出信号の変動への対応が重要になる。
In carrying out the invention described in
The fluctuation of the detection signal of the rotation speed detection sensor based on the encoder swing occurs due to the mismatch between the rotation center of the encoder and the geometric center. This mismatch also occurs due to an assembly error or the like. However, the disagreement between the centers based on the assembly error can be suppressed to an extent that there is no practical problem by improving the assembly accuracy.
However, when the encoder is supported by the cage, even if the geometric centers of the cage and the encoder are completely matched, a mismatch between the rotation center of the encoder and the geometric center occurs. This is because, as described above, there is a gap between the rolling surface of each rolling element and the inner surface of the pocket of the cage.
Therefore, when the rotation speed of the cage is measured using an encoder supported and fixed to the cage, the fluctuation of the detection signal of the rotation detection sensor based on the mismatch between the rotation center and the geometric center of the encoder Response becomes important.
そして、特に、請求項２５に記載した様に、被検出面がエンコーダの軸方向片側面である場合には、請求項１１に記載した発明を実施する事が重要になる。
保持器の一部にエンコーダを支持固定した場合で、このエンコーダの幾何中心と回転中心とが不一致であった場合、このエンコーダの被検出面が何れの面であっても（周面、軸方向片側面に拘らず）、上記不一致に基づいて回転検出センサの検出信号が変動する。但し、転がり軸受内部の限られた空間内にエンコーダ及び回転速度検出装置の検知部を配置する場合、被検出面をエンコーダの軸方向片側面とした方が、設計の自由度が高くなる。
In particular, as described in
When the encoder is supported and fixed to a part of the cage and the geometric center of the encoder does not coincide with the rotation center, the detected surface of this encoder can be any surface (circumferential surface, axial direction) Regardless of one side, the detection signal of the rotation detection sensor fluctuates based on the mismatch. However, in the case where the encoder and the detection unit of the rotational speed detection device are arranged in a limited space inside the rolling bearing, the degree of freedom in design becomes higher when the detected surface is one side surface in the axial direction of the encoder.
又、請求項１１に記載した発明の実施の形態として好ましくは、請求項３２に記載した様な転がり軸受ユニットの荷重測定装置が考えられる。
この転がり軸受ユニットの荷重測定装置は、静止輪と、回転輪と、複数の転動体と、１対の回転速度検出装置と、演算器とを備える。
このうちの静止輪は、使用時にも回転しない。
又、上記回転輪は、上記静止輪と同心に配置されて使用時に回転する。
又、上記各転動体は、これら静止輪と回転輪との互いに対向する部分にそれぞれ２列ずつ形成された静止側軌道と回転側軌道との間にそれぞれ複数個ずつ、これら両列同士の間で接触角の方向を互いに逆にして転動自在に設けられている。
又、上記各回転速度検出装置は、上記両列の転動体を保持した１対の保持器の回転速度を検出する為のものである。
又、上記演算器は、上記各回転速度検出装置が検出する１対の保持器の回転速度に基づいて、上記静止輪と上記回転輪との間に加わる荷重を算出する。
この様な転がり軸受ユニットの荷重測定装置に請求項１１に記載した発明を適用する場合に、上記各回転速度検出装置を、前述の請求項２４に記載した構造のものとする。
更に好ましくは、請求項３３に記載した様に、上記回転輪を、自動車の車輪を固定した状態でこの車輪と共に回転するハブとする。
As a preferred embodiment of the invention described in
The load measuring device of the rolling bearing unit includes a stationary wheel, a rotating wheel, a plurality of rolling elements, a pair of rotational speed detecting devices, and a calculator.
Of these, the stationary wheels do not rotate during use.
The rotating wheel is disposed concentrically with the stationary wheel and rotates when in use.
In addition, each of the above rolling elements has a plurality of each between a stationary side raceway and a rotational side raceway formed in two rows each in a portion where the stationary wheel and the rotating wheel face each other. And the direction of the contact angle is opposite to each other.
Each of the rotational speed detection devices is for detecting the rotational speed of a pair of cages holding the rolling elements in both rows.
The computing unit calculates a load applied between the stationary wheel and the rotating wheel based on the rotating speed of the pair of cages detected by the rotating speed detecting devices.
When the invention described in
More preferably, as set forth in claim 33, the rotating wheel is a hub that rotates together with the wheel of an automobile while the wheel of the automobile is fixed.
図１〜８は、本発明の実施例１を示している。本実施例は、自動車の従動輪（ＦＲ車、ＲＲ車、ＭＤ車の前輪、ＦＦ車の後輪）を支持する為の転がり軸受ユニットに加わる荷重（ラジアル荷重及びアキシアル荷重）を測定する為の転がり軸受ユニットの荷重測定装置に本発明を適用した場合に就いて示している。このうちの転がり軸受ユニット部分の構成及び作用は、前述の図２５に示した従来構造と同様であるから、同等部分には同一符号を付して重複する説明を省略若しくは簡略にし、以下、本実施例の特徴部分を中心に説明する。 1 to 8 show a first embodiment of the present invention. In this embodiment, the load (radial load and axial load) applied to the rolling bearing unit for supporting the driven wheel of the automobile (the front wheel of the FR car, the RR car, the MD car, the rear wheel of the FF car) is measured. A case where the present invention is applied to a load measuring device of a rolling bearing unit is shown. Among these, the configuration and operation of the rolling bearing unit portion are the same as those of the conventional structure shown in FIG. 25 described above, and therefore, the same portions are denoted by the same reference numerals and redundant description is omitted or simplified. The description will focus on the features of the embodiment.
回転輪であるハブ２の外周面に形成した、それぞれが回転側軌道である複列アンギュラ型の内輪軌道８、８と、静止輪である外輪１の内周面に形成した、それぞれが静止側軌道である複列アンギュラ型の外輪軌道７、７との間に、それぞれ転動体（玉）９ａ、９ｂを複列（２列）に分けて、各列毎にそれぞれ複数個ずつ、保持器２１ａ、２１ｂにより保持した状態で転動自在に設ける事により、上記外輪１の内径側に上記ハブ２を、回転自在に支持している。この状態で上記各列の転動体９ａ、９ｂには、互いに逆方向で、且つ、同じ大きさの接触角αa 、αb （図２）が付与されて、背面組み合わせ型の、複列アンギュラ型玉軸受を構成する。上記各列の転動体９ａ、９ｂには、使用時に加わるアキシアル荷重によって喪失する事がない程度に十分な予圧を付与している。この様な転がり軸受ユニットの使用時には、上記外輪１を懸架装置に支持固定し、上記ハブ２の回転側フランジ３に制動用のディスクと車輪のホイールとを支持固定する。
Formed on the outer peripheral surface of the
上述の様な転がり軸受ユニットを構成する上記外輪１の軸方向中間部で上記複列の外輪軌道７、７の間部分に取付孔１０ａを、この外輪１を径方向に貫通する状態で形成している。そして、この取付孔１０ａにセンサユニット２２を、上記外輪１の径方向外方から内方に挿通し、このセンサユニット２２の先端部２３を、上記外輪１の内周面から突出させている。この先端部２３には、それぞれが回転検出センサである１対の公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂと、１個の回転速度検出用センサ１５ａとを設けている。
A mounting
このうちの各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂは、上記複列に配置された転動体９ａ、９ｂの公転速度を測定する為のもので、上記先端部２３のうち、上記ハブ２の軸方向（図１〜２の左右方向）に関する両側面に、それぞれの検出面を配置している。本実施例の場合、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂは、上記複列に配置された各転動体９ａ、９ｂの公転速度を、前記各保持器２１ａ、２１ｂの回転速度として検出する。この為に本実施例の場合には、これら各保持器２１ａ、２１ｂを構成するリム部２５、２５を、互いに対向する側に配置している。そして、これら各リム部２５、２５の互いに対向する面に、それぞれが円輪状である公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂを、全周に亙り添着支持している。これら各エンコーダ２６ａ、２６ｂの被検出面の特性は、円周方向に関して交互に且つ等間隔で変化させて、上記各保持器２１ａ、２１ｂの回転速度を上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂにより検出自在としている。
Among these, the revolution
この為に、これら各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの検出面を、上記各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂの被検出面である、互いに対向する面に近接対向させている。尚、これら各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂの被検出面と上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの検出面との距離（検出隙間）は、上記各保持器２１ａ、２１ｂのポケットの内面と上記各転動体９ａ、９ｂの転動面との間の隙間であるポケット隙間よりも大きく、２mm以下とする事が好ましい。上記検出隙間がポケット隙間以下になると、上記各保持器２１ａ、２１ｂがこのポケット隙間分変位した場合に、上記被検出面と上記検出面とが擦れ合う可能性を生じる為、好ましくない。反対に、上記検出隙間が２mmを越えると、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂにより上記各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂの回転を正確に測定する事が難しくなる。
For this purpose, the detection surfaces of the revolution
一方、前記回転速度検出用センサ１５ａは、回転輪である前記ハブ２の回転速度を測定する為のもので、上記先端部２３の先端面、即ち、上記外輪１の径方向内端面に、その検出面を配置している。又、上記ハブ２の中間部で前記複列の内輪軌道８、８同士の間に、円筒状の回転速度検出用エンコーダ２７を外嵌固定している。上記回転速度検出用センサ１５ａの検出面は、この回転速度検出用エンコーダ２７の被検出面である、外周面に対向させている。この回転速度検出用エンコーダ２７の被検出面の特性は、円周方向に関して交互に且つ等間隔で変化させて、上記ハブ２の回転速度を上記回転速度検出用センサ１５ａにより検出自在としている。上記回転速度検出用エンコーダ２７の外周面と上記回転速度検出用センサ１５ａの検出面との間の測定隙間に関しても、２mm以下に抑える。
On the other hand, the rotational
尚、上記各エンコーダ２６ａ、２６ｂ、２７としては、従来からＡＢＳやＴＣＳの制御用の信号を得るべく、車輪の回転速度を検出する為に利用していた各種構造のものを使用できる。例えば、上記各エンコーダ２６ａ、２６ｂ、２７として、被検出面（側面又は外周面）にＮ極とＳ極とを交互に且つ等間隔に配置した、多極磁石製のものが、好ましく使用できる。但し、単なる磁性材製のエンコーダや、光学的特性を円周方向に亙って交互に且つ等間隔に変化させたものも、（光学式の回転速度検出用センサと組み合わせる事で）使用可能である。
As the
本実施例の場合には、上記各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂとして、被検出面である軸方向側面にＳ極とＮ極とを交互に且つ等間隔で配置した、円輪状の永久磁石を使用している。この様な各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂは、別途造られた上記各保持器２１ａ、２１ｂのリム部２５、２５の側面に接着により結合固定したり、或はこれら各保持器２１ａ、２１ｂを射出成形する際にキャビティ内に上記各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂをセットしておく事で、インサート成形する。何れの方法を採用するかは、コスト及び要求される結合強度等に応じて選択する。
In the case of the present embodiment, as each of the revolution
又、何れも回転速度を検出するセンサである、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂ及び上記回転速度検出用センサ１５ａとしては、磁気式の回転検出センサが、好ましく使用できる。又、この磁気式の回転検出センサとしては、ホール素子、ホールＩＣ、磁気抵抗素子（ＭＲ素子、ＧＭＲ素子）、ＭＩ素子等の磁気検出素子を組み込んだアクティブ型のものが、好ましく使用できる。この様な磁気検出素子を組み込んだアクティブ型の回転検出センサを構成するには、例えば、この磁気検出素子の一側面を、直接又は磁性材製のステータを介して永久磁石の着磁方向一端面に突き当て（磁性材製のエンコーダを使用する場合）、上記磁気検出素子の他側面を、直接又は磁性材製のステータを介して、上記各エンコーダ２６ａ、２６ｂ、２７の被検出面に対向させる。尚、本実施例の場合、永久磁石製のエンコーダを使用するので、センサ側の永久磁石は不要である。
Further, as each of the revolution
本実施例の転がり軸受ユニットの荷重測定装置の場合、上記各センサ２４ａ、２４ｂ、１５ａの検出信号は、図示しない演算器に入力する。そして、この演算器が、これら各センサ２４ａ、２４ｂ、１５ａから送り込まれる検出信号に基づいて、前記外輪１と前記ハブ２との間に加わるラジアル荷重とアキシアル荷重とのうちの一方又は双方の荷重を算出する。例えば、このラジアル荷重を求める場合に上記演算器は、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂが検出する各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の和を求め、この和と、上記回転速度検出用センサ１５ａが検出する上記ハブ２の回転速度との比に基づいて、上記ラジアル荷重を算出する。又、上記アキシアル荷重は、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂが検出する各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の差を求め、この差と、上記回転速度検出用センサ１５ａが検出する上記ハブ２の回転速度との比に基づいて算出する。この点に就いて、図４を参照しつつ説明する。尚、以下の説明は、アキシアル荷重Ｆa が加わらない状態での、上記各列の転動体９ａ、９ｂの接触角αa 、αb が互いに同じであるとして行なう。
In the case of the load measuring device of the rolling bearing unit of the present embodiment, the detection signals of the
図４は、前述の図１に示した車輪支持用の転がり軸受ユニットを模式化し、荷重の作用状態を示したものである。複列の内輪軌道８、８と複列の外輪軌道７、７との間に複列に配置された転動体９ａ、９ｂには予圧Ｆ0 、Ｆ0 を付与している。又、使用時に上記転がり軸受ユニットには、車体の重量等により、ラジアル荷重Ｆr が加わる。更に、旋回走行時に加わる遠心力等により、アキシアル荷重Ｆa が加わる。これら予圧Ｆ0 、Ｆ0 、ラジアル荷重Ｆr 、アキシアル荷重Ｆa は、何れも上記各転動体９ａ、９ｂの接触角α（αa 、αb ）に影響を及ぼす。そして、この接触角αa 、αb が変化すると、これら各転動体９ａ、９ｂの公転速度ｎc が変化する。これら各転動体９ａ、９ｂのピッチ円直径をＤとし、これら各転動体９ａ、９ｂの直径をｄとし、上記各内輪軌道８、８を設けたハブ２の回転速度をｎi とし、上記各外輪軌道７、７を設けた外輪１の回転速度をｎo とすると、上記公転速度ｎc は、次の（１）式で表される。
ｎc ＝｛１−（ｄ・cos α／Ｄ）・（ｎi ／２）｝＋｛１＋（ｄ・cos α／Ｄ）・（ｎ o ／２）｝ −−− （１）
FIG. 4 schematically shows the rolling bearing unit for supporting the wheel shown in FIG. 1 and shows the action state of the load. Preloads F 0 and F 0 are applied to the rolling
n c = {1− (d · cos α / D) · (n i / 2)} + {1+ (d · cos α / D) · (n o / 2)} (1)
この（１）式から明らかな通り、上記各転動体９ａ、９ｂの公転速度ｎc は、これら各転動体９ａ、９ｂの接触角α（αa 、αb ）の変化に応じて変化するが、前述した様にこの接触角αa 、αb は、上記ラジアル荷重Ｆr 及び上記アキシアル荷重Ｆa に応じて変化する。従って上記公転速度ｎc は、これらラジアル荷重Ｆr 及びアキシアル荷重Ｆa に応じて変化する。本実施例の場合、上記ハブ２が回転し、上記外輪１が回転しない為、具体的には、上記ラジアル荷重Ｆr に関しては、大きくなる程上記公転速度ｎc が遅くなる。又、アキシアル荷重に関しては、このアキシアル荷重を支承する列の公転速度が速くなり、このアキシアル荷重を支承しない列の公転速度が遅くなる。従って、この公転速度ｎc に基づいて、上記ラジアル荷重Ｆr 及びアキシアル荷重Ｆa を求められる事になる。
As is clear from this equation (1), the rolling
但し、上記公転速度ｎc の変化に結び付く上記接触角αは、上記ラジアル荷重Ｆr と上記アキシアル荷重Ｆa とが互いに関連しつつ変化するだけでなく、上記予圧Ｆ0 、Ｆ0 によっても変化する。又、上記公転速度ｎc は、上記ハブ２の回転速度ｎi に比例して変化する。この為、これらラジアル荷重Ｆr 、アキシアル荷重Ｆa 、予圧Ｆ0 、Ｆ0 、ハブ２の回転速度ｎi を総て関連させて考えなければ、上記公転速度ｎc を正確に求める事はできない。このうちの予圧Ｆ0 、Ｆ0 は、運転状態に応じて変化するものではないので、初期設定等によりその影響を排除する事は容易である。これに対して上記ラジアル荷重Ｆr 、アキシアル荷重Ｆa 、ハブ２の回転速度ｎi は、運転状態に応じて絶えず変化するので、初期設定等によりその影響を排除する事はできない。
However, the contact angle α which leads to a change in the revolution speed n c, as well as the radial load F r and the axial load F a is changed while associated with each other, also varies the preload F 0, F 0 To do. Also, the revolution speed n c is changed in proportion to the rotational speed n i of the
この様な事情に鑑みて本実施例の場合には、前述した様に、ラジアル荷重を求める場合には、前記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂが検出する各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の和を求める事で、上記アキシアル荷重Ｆa の影響を少なくしている。又、アキシアル荷重を求める場合には、上記各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の差を求める事で、上記ラジアル荷重Ｆr の影響を少なくしている。更に、何れの場合でも、上記和又は差と、前記回転速度検出用センサ１５ａが検出する上記ハブ２の回転速度ｎi との比に基づいて上記ラジアル荷重Ｆr 又は上記アキシアル荷重Ｆa を算出する事により、上記ハブ２の回転速度ｎi の影響を排除している。但し、上記アキシアル荷重Ｆa を、上記各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の比に基づいて算出する場合には、上記ハブ２の回転速度は、必ずしも必要ではない。
In view of such circumstances, in the case of the present embodiment, as described above, when the radial load is obtained, the rolling
尚、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの信号に基づいて上記ラジアル荷重とアキシアル荷重とのうちの一方又は双方の荷重を算出する方法は、他にも各種存在するが、この様な方法に就いては、前述の特願２００４−７６５５号に詳しく説明されているし、本発明の要旨とも関係しないので、詳しい説明は省略する。
但し、何れの方法により何れの荷重を求めるにしても、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの検出信号に基づいて上記各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度を正確に求められる事が、荷重の測定精度を高める為に重要である。
There are various other methods for calculating one or both of the radial load and the axial load based on the signals of the revolution
However, whichever load is obtained by any method, the revolution speed of the rolling
これに対して上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの検出信号（に基づく、公転速度を表す信号）中には、被検出面の着磁ピッチ（円周方向に隣り合うＳ極とＮ極との間のピッチ）の誤差に基づく、前述した様な比較的高周波の変動と、保持器２１ａ、２１ｂの振れ回り運動に伴う、前述した様な比較的低周波の変動とが入り込んでいる。この様な変動を処理（低減）しないと、各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度を正確に求められず、従って、上記ラジアル荷重や上記アキシアル荷重の測定精度が悪化する。そこで本実施例の場合には、図５に示す様な適応フィルタにより、上記振れ回り運動に基づく、上記比較的低周波の変動を低減する他、図示しない平均化フィルタ等のローパスフィルタにより、上記着磁ピッチの誤差に基づく、上記比較的高周波の変動を低減する様にしている。
On the other hand, in the detection signals of the respective revolution
先ず、上記２種類の変動が生じる理由に就いて、図６〜７により説明する。前記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）を保持した（或は自身がエンコーダとしての機能を有する）保持器２１ａ（２１ｂ）のポケットの内面と前記各転動体９ａ（９ｂ）の転動面との間には、これら各転動体９ａ（９ｂ）を転動自在に保持する必要上、隙間が存在する。従って、各構成部材の組み付け精度をいくら高めても、転がり軸受ユニットの運転時に、上記各転動体９ａ（９ｂ）のピッチ円の中心（上記ハブ２の回転中心）Ｏ2 と上記保持器２１ａ（２１ｂ）の回転中心Ｏ21とが、図６に誇張して示す様に、δ分だけずれる可能性がある。そして、このずれに基づいて上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）は、上記回転中心Ｏ21の周囲で振れ回り運動を行なう。この振れ回り運動の結果、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の被検出面は、回転方向以外にも移動速度を持つ事になる。そして、この回転方向以外の移動速度、例えば図６の左右方向の移動速度が、回転方向の移動速度に加減される。一方、公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）は、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の被検出面の移動速度に基づいて上記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を検出するので、上記δ分の偏心は、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の側面にその検出面を対向させた、公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出信号に影響を及ぼす。
First, the reason why the above two types of fluctuations occur will be described with reference to FIGS. The inner surface of the pocket of the
この様な公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の側面に上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出面を対向させると、この公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出信号（に基づく、公転速度を表す信号）は、図７の鎖線αに示す様に、正弦波的に変化する。即ち、各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度が一定である場合でも、この公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号が表す公転速度は、上記鎖線αで示す様に、正弦波的に変化する。具体的には、図６の左右方向の移動速度が回転方向の移動速度に足される場合には、上記出力信号は、実際の公転速度よりも速い速度に対応する信号となる。反対に、図６の左右方向の移動速度が回転方向の移動速度から差し引かれる場合には、上記出力信号は、実際の公転速度よりも遅い速度に対応する信号となる。図６は偏心量δを実際の場合よりも誇張して描いているが、例えば車両安定の為の制御をより厳密に行なうべく、転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重Ｆr 及びアキシアル荷重Ｆa をより正確に求める場合には、上記偏心に伴う誤差を解消する必要がある。
When the detection surface of the revolution
又、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の側面に配列されたＳ極とＮ極とのピッチは、本来同じはずであるが、製造時に発生する着磁誤差等により、少しずつではあるが互いに異なる場合がある。そして、この誤差に基づいても、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出信号が変動する。この様な着磁ピッチの誤差に基づく変動の周期は、上記振れ回り運動に基づく変動の周期に比べると遥かに短くなる。例えば、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の側面（被検出面）の特性（Ｓ極とＮ極との繰り返し）が、この被検出面の全周で６０回変化する場合、上記着磁ピッチの誤差に基づく変動の周期は、上記振れ回り運動に基づく変動の周期の１／６０程度になる。
Further, the pitch between the S pole and the N pole arranged on the side surface of the revolution
上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）から出力される検出信号（に基づく、公転速度を表す信号）は、上記２種類の変動が足し合わされた（重畳された）、図７に実線βで示す様なものになる。上記ラジアル荷重Ｆr 及びアキシアル荷重Ｆa を正確に求める為には、上記２種類の変動を低減する必要がある。そこで、本実施例の場合には、上記振れ回り運動に伴う、比較的低周波の変動を図５に示した適応フィルタ２８により低減し、上記着磁ピッチの誤差に伴う比較的高周波の変動を、図示しない平均化フィルタ等のローパスフィルタにより低減する様にしている。尚、適応アルゴリズムとしては、適応フィルタとして後述するＦＩＲフィルタを使用する、ＬＭＳ（最小二乗平均）アルゴリズム（二乗平均誤差を最急降下法に基づいて最小にする演算規則）が好ましい。
The detection signal (based on the signal representing the revolution speed) output from the revolution
先ず、図５に示した適応フィルタ２８による、上記低周波の変動低減に就いて説明する。上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出部が対向する部分での、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の変位速度は、実際の回転速度ｄd と、前記δ分の偏心に基づく振れ回りによる回転１次成分の見掛け速度の変動分ｄn とが重畳されたものとなる。従って、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄは、上記実際の回転速度ｄd と上記変動分ｄn とを足し合わせた（ｄ＝ｄd ＋ｄn ）速度を表す信号になる。上記適応フィルタ２８によりこの変動分ｄn を上記出力信号ｄから差し引けば（減ずれば）、上記実際の回転速度ｄd を求められる事になる。
First, the low frequency fluctuation reduction by the
一方、上記適応フィルタ２８を作動させる為には、上記振れ回りに基づく変動分ｄn と相関性のある参照信号ｘが必要になる。この参照信号ｘを入手できれば、上記適応フィルタ２８は自己学習によって、実際の信号の流れ「ｄn →ｄ」の伝達特性と同じ特性を持った、ＦＩＲ（finite impulse response ）フィルタ（インパルス応答時間が有限なフィルタ＝インパルス応答が有限時間内に０になるフィルタ）を形成する。そして、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから、上記適用フィルタ２８による計算の結果得られる、キャンセル信号ｙ｛＝後述するｙ（ｋ）｝を差し引けば、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから上記振れ回りによる変動分ｄn を取り除いた（ｄ−ｄn ）事と等価になる。この様にしてこの変動分ｄn を取り除く場合に、上記適応フィルタ２８は、信号の主ルート（図５の上半部分）を送られる出力信号ｄに対してフィルタリングするのではなく、副ルート（図５の下半部分）を送られる参照信号ｘに基づいて上記変動分ｄn を取り除く為のキャンセル信号ｙを計算する。そして、上記主ルートである出力信号ｄから上記キャンセル信号ｙを引き算するだけであるので、上記出力信号ｄの応答遅れを招かない。
On the other hand, in order to operate the
本実施例の場合、上記参照信号ｘを、前記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の１回転中での特性変化の回数に基づき、この公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）に対向した上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号の処理回路、又は、この検出信号に基づいて前記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を演算する為の処理回路により、自己生成する。従って、上記参照信号ｘの生成に要するコストを低減できる。即ち、従来から適応フィルタの用途として一般的に知られていたアクティブノイズコントロールの構造をそのまま上記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を正確に求める為の構造に適用すると、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の振れ回りを、変位センサや回転速度センサ等、別途設けたセンサにより検出し、このセンサの検出信号を上記適応フィルタ２８の参照信号ｘとして使用する事になる。勿論、本発明をこの様な構造で実施する事も可能ではあるが、別途センサを設ける分だけ、コスト並びに設置スペースが必要になる。
In the case of the present embodiment, the reference signal x is determined based on the number of characteristic changes during one revolution of the revolution
これに対して本実施例の場合には、この様な別途設けたセンサの検出信号を使用する事なく上記参照信号ｘを入手して、上記適応フィルタ２８により、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の振れ回りに基づく、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄの変動分ｄn を低減させる。即ち、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の１回転中での特性変化の回数（Ｓ極とＮ極との数）は予め分かっている。従って、この公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の１回転分のパルス数を観察する事で、特に変位センサや回転速度センサ等のセンサを別途設けなくても、上記変動分ｄn と相関のある上記参照信号ｘを生成できる。具体的には、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の振れ回りの影響は、回転１次が主成分の波形であり、例えばこの公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）が、１回転当り６０パルスのものであれば、６０データで１周期となる様なサイン波、三角波、鋸波、矩形波、パルス波等として自己生成できる。
On the other hand, in the present embodiment, the reference signal x is obtained without using the detection signal of such a separately provided sensor, and the revolving
この様な参照信号ｘの波形は、上記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を算出する為の処理回路（ＣＰＵ）で生成する事もできるし、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）に付属の電子回路部（ＩＣ）で生成する事もできる。何れにしても、得られた上記参照信号ｘに基づいて算出したキャンセル信号ｙは、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから差し引いて、前記実際の回転速度ｄd を表す修正信号ｅ｛＝後述するｅ（ｋ）｝を求める。この様にして求めた修正信号ｅは、上記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を演算する為の処理回路に送ってこの公転速度を求める為に利用する他、上記適応フィルタ２８が自己学習する為の情報としても利用する。
Such a waveform of the reference signal x can be generated by a processing circuit (CPU) for calculating the revolution speed of each rolling
尚、上記適応フィルタ２８部分で、上記キャンセル信号ｙを求め、更にこのキャンセル信号ｙを上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから差し引いて、上記修正信号ｅを得る為の処理は、次の（２）〜（４）式に基づいて行なう。
上記（２）（３）（４）式中、ｋは時系列でのデータ番号、Ｎは適応フィルタ２８として用いるＦＩＲフィルタのタップ数である。又、ｗはＦＩＲフィルタのフィルタ係数を表し、ｗk はｋ番目のデータ処理をする場合に使用するフィルタ係数を、ｗk+1 は次のデータ系列（ｋ＋１番目）を処理する場合に使用するフィルタ係数を、それぞれ表している。即ち、本実施例の場合、上記ＦＩＲフィルタは、上記式（４）により逐次適正にフィルタ係数が更新されていく適応フィルタとなる。演算を開始する際に最初に用いるフィルタ係数ｗk は、零を代入しておいても、動き始めれば自己適応していくので差し支えはないが、予め望ましいフィルタ特性を求めてその値を代入しておいても良い。更には、前回の処理で最後に使用したフィルタ係数を、ＥＥＰＲＯＭ等の記憶手段に記憶しておき、再始動時に使用しても良い。
In the above equations (2), (3), and (4), k is a data number in time series, and N is the number of taps of the FIR filter used as the
又、上記（４）式中のμは、ステップサイズパラメータと呼ばれる、フィルタ係数を自己適正化させていく場合の更新量を決定する値であり、通常０．０１〜０．００１程度の値となるが、実際には、適応動作の妥当性を事前に調べて設定するか、次の（５）式を用いて逐次更新する事もできる。
上述の様に、前記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから、前記適応フィルタ２８が算出したキャンセル信号ｙを差し引く事で、前記実際の回転速度ｄd を表す修正信号ｅを求められる。そして、この様にして求めた修正信号ｅに基づいて、前記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を正確に求められる。尚、実際の場合には、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄ中には、前記ピッチ誤差に基づく、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の振れ回りに基づく変動よりも周期が短い第二の変動が存在する。そこで、この第二の変動を平均化する為の平均化フィルタ等のローパスフィルタを、上記適応フィルタ２８の前又は後に設けて、上記第二の変動に拘らず、上記各転動体９ａ、９ｂの公転速度を正確に求められる様にする。高周波の変動を抑える為の、平均化フィルタ等のローパスフィルタの構造及び作用に関しては、従来から周知である為、詳しい説明は省略する。
As described above, the correction signal e representing the actual rotational speed d d is obtained by subtracting the cancel signal y calculated by the
適応フィルタ２８を使用して、エンコーダの振れ回りに基づく変動を抑える作用に就いてのシミュレーションの１例を、図８に示した。この図８は、１００min-1 で定速回転している回転部材の回転速度を、６０パルス／１回転のエンコーダで計測する場合に就いて示している。実線イが、回転速度検出用センサの検出結果に、タップ数＝１５の移動平均処理のみを施した（平均化フィルタのみを設けた）結果（出力信号ｄに相当）である。この場合には、エンコーダの振れ回りにより、上記回転速度の算出値が、約７０〜１３０min-1 の間を変動している。尚、上記エンコーダの振れ回り量は、実際に生じる値に比べて、相当に大きく設定した。
FIG. 8 shows an example of a simulation for suppressing the fluctuation based on the swing of the encoder using the
これに対して、破線ロは、上記実線イで示した、移動平均後のデータを適用フィルタを用いて補正した結果（修正信号ｅに相当）を示している。上記破線ロから明らかな通り、適用フィルタの始動直後は算出値が変動しているものの、短時間経過後にフィルタ係数が自己適応し、算出結果が、ほぼ１００min-1 の一定値に収束した。この事から、平均化フィルタと適応フィルタとを併用する事で、ピッチ誤差や、回転中心と幾何中心とのずれが大きい（振れ回り運動をする）エンコーダを使用しても、回転部材の回転速度を正確に求められる事が分かる。
尚、上記図８に示した２本の線イ、ロを求めるに就いては、参照信号ｘは、速度演算装置の中でパルス数をカウントしながら、６０パルスで１周期となる正弦波を自己生成するとした。又、適応フィルタのステップサイズパラメータは、μ＝０．００２、タップ数Ｎ＝３０とした。
On the other hand, the broken line (b) shows the result (corresponding to the correction signal e) obtained by correcting the data after the moving average shown by the solid line (a) using the applied filter. As apparent from the broken line b, the calculated value fluctuates immediately after the start of the applied filter, but the filter coefficient self-adapts after a short time, and the calculated result converges to a constant value of approximately 100 min −1 . Therefore, by using an averaging filter and an adaptive filter together, even if an encoder with a large pitch error or a large deviation between the rotation center and the geometric center (running motion) is used, the rotation speed of the rotating member It can be seen that is required accurately.
In order to obtain the two lines A and B shown in FIG. 8, the reference signal x is a sine wave having one cycle of 60 pulses while counting the number of pulses in the speed calculation device. Suppose you are self-generating. The step size parameters of the adaptive filter are μ = 0.002 and the number of taps N = 30.
図９〜１２は、本発明の実施例２を示している。本実施例の場合の特徴は、エンコーダの１パルス毎に回転検出センサの検出信号に関して必要とする演算処理の回数を大幅に低減して、計算速度が特に速くない、低コストの演算器（ＣＰＵ）での処理を可能にする点にある。この為に本実施例の場合には、同期式ＬＭＳアルゴリズムを使用し、計算量を大幅に削減可能にしている。但し、単に同期式ＬＭＳアルゴリズムを使用しただけの場合には、エンコーダの振れ回りである回転１次成分を補正（キャンセル）すると同時に、検出対象である回転速度を表すＤＣレベルまでも補正（キャンセル）してしまう。これでは、回転速度検出装置本来の機能を喪失してしまうので、フィルタ係数の零点をモニターし、上記ＤＣレベルをキャンセルする事を防止する為に、零点補正を実施する。この様な観点で考えた本実施例の特徴に就いて、以下に説明する。尚、実用上あまり問題とならないレベルではあるが、前述の図８に示した例でも、微妙にＤＣレベルがずれる場合がある。従って、より高精度の制御を行なう為には、この場合にも、零点補正を行なう事が好ましい。 9 to 12 show Example 2 of the present invention. The feature of the present embodiment is that the number of calculation processes required for the detection signal of the rotation detection sensor for each pulse of the encoder is greatly reduced, and the calculation speed is not particularly fast. ) Is possible. For this reason, in the case of the present embodiment, the amount of calculation can be greatly reduced by using a synchronous LMS algorithm. However, when only the synchronous LMS algorithm is used, the primary rotation component that is the swing of the encoder is corrected (cancelled), and at the same time, the DC level that represents the rotation speed to be detected is also corrected (cancelled). Resulting in. In this case, since the original function of the rotational speed detecting device is lost, the zero point of the filter coefficient is monitored, and zero point correction is performed to prevent the cancellation of the DC level. The characteristics of the present embodiment considered from such a viewpoint will be described below. Although the level is not a problem in practical use, the DC level may be slightly deviated even in the example shown in FIG. Therefore, in order to perform more accurate control, it is preferable to perform zero point correction also in this case.
上述した実施例１で適応フィルタを適正化する為に利用する、前述の各式（２）（３）（４）は何れも単純な式ではあるが、実際の適用に際しては計算量が問題となる場合が考えられる。例えば、適応フィルタのタップ数Ｎ＝６０とすると、上記式（２）で掛け算を６０回、上記式（３）で引き算を１回、上記式（４）で掛け算を１２０回と足し算を６０回との１８０回、合計で２４１回の四則演算を、エンコーダの１パルス毎に実施しなければならない。従って、１個の転がり軸受ユニットに設けた複列の転動体の公転速度を求める為に必要な計算量は、４８２回／１パルスとなる。この計算量（演算回数）は物理的に処理不可能ではないが、処理速度が速い、比較的高価なＣＰＵを使用する必要がある。例えば、ＡＢＳ、ＴＣＳ、ＶＳＣ等の車両用走行安定化装置の制御の為に自動車用車輪（４個の車輪）の回転速度を検出する場合、上記高価なＣＰＵを４個（若しくは１パルス毎に２４１回×２×４＝１９２８回の四則演算が可能な程に高速のＣＰＵを）使用する必要があり、上記車両用走行安定化装置のコスト増大の原因となる為、好ましくない。 Each of the above formulas (2), (3), and (4) used for optimizing the adaptive filter in the first embodiment described above is a simple formula, but the amount of calculation is problematic in actual application. It may be possible. For example, if the number of taps of the adaptive filter is N = 60, the multiplication is performed 60 times by the above formula (2), the subtraction is performed by the above formula (3), the multiplication is 120 times by the above formula (4), and the addition is performed 60 times. 180 times, a total of 241 arithmetic operations must be performed for each pulse of the encoder. Therefore, the amount of calculation required to obtain the revolution speed of the double row rolling elements provided in one rolling bearing unit is 482 times / 1 pulse. This calculation amount (number of operations) is not physically unprocessable, but it is necessary to use a relatively expensive CPU with a high processing speed. For example, when detecting the rotational speed of automobile wheels (four wheels) for the control of a vehicle running stabilization device such as ABS, TCS, VSC, etc., four expensive CPUs (or every pulse) are used. It is necessary to use a CPU that is high enough to perform 241 times × 2 × 4 = 1920 times of four arithmetic operations, which is not preferable because it causes an increase in the cost of the vehicle travel stabilization device.
この様な事情に鑑みて本実施例の場合には、同期式ＬＭＳアルゴリズムを使用して計算量を大幅に削減し、低コストのＣＰＵの使用を可能にする事を意図している。但し、上記同期式ＬＭＳアルゴリズムにより適応フィルタを動作させた場合、そのままではこの適応フィルタが、上記エンコーダの振れ回り成分だけでなく、回転速度を表すＤＣ成分もキャンセルしてしまう。この様にＤＣ成分をキャンセルする現象は、同期式ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合に顕著である。そこで本実施例の場合には、適応フィルタの出力値を零にする機能を持たせる事により、上記回転速度を表すＤＣレベルを正確に検出できる様にしている。 In view of such circumstances, in the case of the present embodiment, it is intended to use a synchronous LMS algorithm to greatly reduce the amount of calculation and enable the use of a low-cost CPU. However, when the adaptive filter is operated by the synchronous LMS algorithm, the adaptive filter cancels not only the whirling component of the encoder but also the DC component representing the rotational speed. This phenomenon of canceling the DC component is remarkable when the synchronous LMS algorithm is used. Therefore, in the case of the present embodiment, the DC level representing the rotational speed can be accurately detected by providing a function for setting the output value of the adaptive filter to zero.
先ず、同期式ＬＭＳアルゴリズムの作動原理を説明する。前述の図５に示したブロック図で、適応フィルタ２８に入力させる参照信号ｘは、エンコーダの振れ回り等に代表される、このエンコーダの回転ｎ次（ｎは正の整数) 成分と相関のある信号であれば良いので、このエンコーダ１回転当り１インパルス信号でも構わない。そこで、上記参照信号ｘが１インパルス信号であると同時に、上記適応フィルタ２８のタップ数Ｎが、上記エンコーダの１回転あたりのパルス数と等しい場合を想定する。この場合、時系列ｋの瞬間に計算に使用する参照信号ｘは、次の（６）式で表される。
この（６）式で、参照信号ｘが値１のインパルスとなる位置ｊは、時系列ｋが進んでいくのに従って右側に１個ずつずれて行き、一番右側の「Ｎ−１」番目までずれると、次の時系列では、新たなインパルス値が一番左の０番目に表れる事になる。即ち、上記参照信号ｘは、値１のインパルスの位置を０番目からＮ−１番目まで巡回させただけのデータ列となる。この式（６）を、前述の式（２）（４）に当て嵌めると、次の（７）（８）式を得られる。
同期式でない、通常のＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタ２８を作動させる場合には、前述した様に、各式（２）（３）（４）に示す計算を繰り返し行なう必要があるのに対して、同期式ＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタを作動させる場合には、上記（７）（８）式及び式（３）に示す計算を行なうだけで済む。例えば、適応フィルタ２８のタップ数Ｎを６０とした場合、通常のＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタ２８を作動させると、エンコーダ１ピッチ毎の演算の回数の合計は、前述した様に２４１回になる。これに対して、同期式ＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタ２８を作動させる場合には、上記式（７）はデータ入れ替えのみで演算なし、上記式（３）で引き算１回、上記式（８）で掛け算１回と足し算１回との２回、合計で３回の四則演算を、上記エンコーダの１パルス毎に行なえば良い。即ち、ＬＭＳアルゴリズムとして同期式を採用する事で、採用しない場合に比べて、演算の回数を凡そ１／８０に削減できる。
When the
但し、上記適応フィルタ２８を作動させるのに同期式ＬＭＳアルゴリズムを採用した場合に、回転速度を表す信号であるＤＣ成分までもがキャンセルされる事を防止する為に、上記適応フィルタ２８の零点を補正する必要がある。以下、この零点補正に就いて説明する。この零点補正が必要な現象の具体例として、エンコーダの振れ回りによる速度検出誤差の１例を、図９に示す。この図９に示した線図は、前述の図８の場合と同様に、１００min-1 で定速回転している回転部材の回転速度を、６０パルス／１回転のエンコーダで計測する場合に就いて示している。実線イが、回転速度検出用センサの検出結果に、タップ数＝１５の移動平均処理のみを施した（平均化フィルタのみを設けた）結果（図１０の出力信号ｄに相当）である。この場合には、エンコーダの振れ回りにより、上記回転速度の算出値が、約７０〜１３０min-1 の間を変動している。尚、上記エンコーダの振れ回り量は、実際に生じる値に比べて、相当に大きく設定している。
However, when the synchronous LMS algorithm is employed to operate the
この図９に実線イで示す様な回転速度に関する計測データを、前述の図５に示す様な適応フィルタ２８を用いて処理し、上記エンコーダの振れ回りに基づく誤差をキャンセルした場合、この適応フィルタ２８の設定値によっては、この振れ回りに基づく誤差成分に加えて、検出対象である回転速度のＤＣレベル（図９に破線ロで示した１００min-1 を表す信号）もキャンセルしてしまう可能性がある。この様に、必要とするＤＣレベルまでキャンセルする現象は、上記適応フィルタを動作させるＬＭＳアルゴリズムとして同期式を採用した場合に顕著である。図９に示した鎖線ハが、その具体例である。
When the measurement data relating to the rotational speed as indicated by the solid line A in FIG. 9 is processed using the
上記適応フィルタを動作させるＬＭＳアルゴリズムとして同期式を採用し、特に対策を施さない場合には、上記鎖線ハで示す様に、上記エンコーダの振れ回りに基づく変動成分だけでなく、回転速度を表すＤＣ成分までもがキャンセルされて、出力値が零となる。これは、適応動作によって上記適応フィルタ２８のフィルタ係数ＷがＤＣレベルを持ってしまい、結果としてこの適応フィルタ２８の出力信号ｙがＤＣレベルを持ってしまう為に生じる現象である。この問題を解決する為に本実施例の場合には、図１０に示す様に、上記フィルタ係数Ｗの平均値から上記ＤＣレベルを算出し、このＤＣレベルに参照信号ｘのインパルス値を掛け算したＤＣ信号を計算しておく（インパルス値が１である場合には掛け算不要）。そして、上記適応フィルタ２８によって誤差をキャンセルされた信号ｅに、上述の様にして計算したＤＣ信号を加える事で、正確な回転速度を表すＤＣレベルを得られる様にしている。
When the synchronous method is adopted as the LMS algorithm for operating the adaptive filter and no particular countermeasure is taken, as shown by the chain line C, not only the fluctuation component based on the swing of the encoder but also the DC representing the rotation speed Even components are canceled and the output value becomes zero. This is a phenomenon that occurs because the filter coefficient W of the
次に、上記フィルタ係数Ｗの平均値から、上記ＤＣレベルを算出する方法に就いて説明する。同期式ＬＭＳアルゴリズムにより適応フィルタ２８を動作させる事で、公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号から得られる回転速度を表す信号中に含まれる誤差成分をキャンセルし、上記図９の鎖線ハで示す様に出力値が零になる様な場合に於ける、上記適応フィルタ２８のフィルタ係数は、図１１に示す様に変動する。上記図９に示した例では、この適応フィルタ２８のタップ数Ｎを６０としたので、上記図１１に示したフィルタ係数Ｗは、６０個の値から構成されている。このフィルタ係数Ｗの平均値、即ち、求めようとする回転速度を表すＤＣレベルは、上記６０個の値を総て合計してから６０で除すれば求められる。但し、この様な計算を行なうと、演算回数が増大して、本実施例の目的である、ＣＰＵの低廉化を十分に図れなくなる。
Next, a method for calculating the DC level from the average value of the filter coefficient W will be described. By operating the
ところで、誤差キャンセルの対象、即ち、前記エンコーダの振れに基づくうねりは、回転１次を主体とする回転ｎ次成分である。又、本実施例の場合には、適応フィルタのタップ数Ｎを、エンコーダ１回転当りのパルス数と等しくしているので、上記フィルタ係数Ｗは、周期がＮ（＝６０）の周期関数となる。上記図１１に示した例では、回転１次の周期関数となっている。従って、Ｎ／２（＝３０）なる間隔を設定した任意の２点の平均値は、全体Ｎ（＝６０）点の平均値と等価になる。そこで、この様な２点の平均値を求め、上記回転速度を表すＤＣレベルとすれば、演算回数も大幅に低減できて、上記ＣＰＵの低廉化の面から有利である。もし、２点だけの平均で信頼性に不安が残る場合は、上記２点とは別に、Ｎ／２（＝３０）なる間隔を設定した任意の２点を選択し、合計４点の平均値を演算する。尚、図示はしないが、フィルタ係数Ｗが回転ｎ次の周期関数の場合も、平均値を求める為の点の数を適宜増やし、その間隔を適切に設定する事で、上記平均値を同様に求められる。 By the way, the object of error cancellation, that is, the undulation based on the shake of the encoder is a rotation n-order component mainly composed of the rotation first order. In the case of this embodiment, since the tap number N of the adaptive filter is made equal to the number of pulses per one revolution of the encoder, the filter coefficient W is a periodic function with a period of N (= 60). . In the example shown in FIG. 11, the rotation is a first-order periodic function. Therefore, the average value of any two points set with an interval of N / 2 (= 30) is equivalent to the average value of all N (= 60) points. Thus, if the average value of these two points is obtained and set to the DC level representing the rotational speed, the number of calculations can be greatly reduced, which is advantageous from the viewpoint of the cost reduction of the CPU. If reliability remains uncertain with the average of only two points, select any two points with an interval of N / 2 (= 30) apart from the above two points, and average the total of four points Is calculated. Although not shown, even when the filter coefficient W is a rotation n-th order periodic function, the average value is similarly set by appropriately increasing the number of points for obtaining the average value and appropriately setting the interval. Desired.
本実施例の構造により、エンコーダの振れ回りに基づく変動を抑える作用に就いてのシミュレーションの１例を、図１２に示した。この図１２は、１００min-1 で定速回転している回転部材の回転速度を、６０パルス／１回転のエンコーダで計測する場合に就いて示している。実線イが、回転速度検出用センサの検出結果に、タップ数＝１５の移動平均処理のみを施した（平均化フィルタのみを設けた）結果（出力信号ｄに相当）である。この場合には、エンコーダの振れ回りにより、上記回転速度の算出値が、約７０〜１３０min-1 の間を変動している。鎖線ロは、前述の図１０に示した同期式ＬＭＳアルゴリズムにより動作する適用フィルタ２８を用い、且つ、上述したフィルタ係数ＷによるＤＣ成分の補正を実施して、公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号から得られる回転速度を表す信号中に含まれる誤差成分をキャンセルした結果である。上記鎖線ロから明らかな通り、上記適応フィルタ２８の始動直後はデータが変動しているものの、短時間経過後にフィルタ係数Ｗが自己適応して、算出結果が、ほぼ１００min-1 の一定値に収束した。
FIG. 12 shows an example of a simulation for the effect of suppressing the fluctuation based on the swing of the encoder by the structure of the present embodiment. FIG. 12 shows the case where the rotational speed of a rotating member rotating at a constant speed of 100 min −1 is measured by a 60 pulse / 1 rotation encoder. The solid line A is the result (corresponding to the output signal d) obtained by performing only the moving average process with the number of taps = 15 (providing only the averaging filter) on the detection result of the rotation speed detection sensor. In this case, the calculated value of the rotational speed fluctuates between about 70 to 130 min −1 due to the swing of the encoder. The chain line B uses the applied
本発明の実施例３に就いて、前述の図１０に加えて図１３を参照しつつ説明する。
上述した通り、適応フィルタを使用する事により、応答遅れを最小限に抑えた上で、エンコーダの回転に伴って変化する、回転検出センサの出力中に含まれる誤差成分を効率的に除去でき、精度の良い速度検出が可能になる。この様な適応フィルタでの処理に使用する、ＬＭＳアルゴリズム、或は同期式ＬＭＳアルゴリズムによる処理の主目的は、公転ｎ次成分の速度検出誤差の除去である。従って、保持器の振れ回りによる公転１次の誤差成分を除去できる事は勿論、転動体の通過振動に基づく、公転ｎＺ次（Ｚは転動体の数）の誤差成分も除去できる。
A third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 13 in addition to FIG.
As described above, by using an adaptive filter, it is possible to efficiently remove the error component included in the output of the rotation detection sensor that changes with the rotation of the encoder while minimizing the response delay. Speed detection with high accuracy becomes possible. The main purpose of the processing by the LMS algorithm or the synchronous LMS algorithm used for processing in such an adaptive filter is to remove the speed detection error of the revolution n-order component. Accordingly, not only the primary revolution error component due to the swing of the cage can be removed, but also the revolution nZ order (Z is the number of rolling elements) error component based on the passing vibration of the rolling element can be removed.
但し、転がり軸受の運転条件によっては公転（ｎＺ／２）次の転動体通過振動が発生する場合がある。これはマシュー型の係数励振現象であり、公転（Ｚ／２）次の振動がもっとも発生し易い事が、谷口 修著、株式会社養賢堂発行の「振動工学ハンドブック」の、９７５頁の下段に記載されている様に、従来から知られている。上記転動体の数Ｚが奇数の場合には、上記公転（Ｚ／２）次の振動の周波数は０．５次単位となる。この様な０．５次の振動による速度検出に関する誤差成分は、公転ｎ次成分の除去を目的とした、上記ＬＭＳアルゴリズム、或は同期式ＬＭＳアルゴリズム等の適応フィルタでは除去できない。本実施例は、この様な事情に対応して、上記公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正し、高精度な速度検出を可能とする。 However, depending on the operating conditions of the rolling bearing, the rolling element passing vibration may occur after the revolution (nZ / 2). This is a Matthew-type coefficient excitation phenomenon, and the vibration (Z / 2) order is most likely to occur. The lower part of page 975 of “Vibration Engineering Handbook” published by Osamu Taniguchi, published by Yokendo Co., Ltd. As is described in the above, it is conventionally known. When the number of rolling elements Z is an odd number, the frequency of the revolution (Z / 2) order vibration is 0.5 order unit. Such an error component related to speed detection by the 0.5th order vibration cannot be removed by an adaptive filter such as the LMS algorithm or the synchronous LMS algorithm for the purpose of removing the revolution nth order component. In the present embodiment, in response to such a situation, the speed detection error of the revolution (nZ / 2) order component is corrected to enable highly accurate speed detection.
先ず、上記公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正する為には、転動体（及び各転動体を保持する為に保持器に設けたポケット）の数を偶数個にする事が考えられる。この数を偶数個とする事により、前述した実施例１、２の様に、公転ｎ次成分の速度検出誤差補正を行なう為の適応フィルタを使用して、公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正できる。即ち、転動体の数を偶数に設定する事により、ｎＺ／２が整数になり、公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差が公転ｎ次成分の速度検出誤差と等価になる。この為、例えば、適応フィルタとして、前述の図１０に示した構成を有し、前述の式（２）〜（４）或は下記の式（９）〜（１１）の処理を行なう同期式ＬＭＳ適応フィルタにより、上記誤差を除去できる。
図１３に、この様な処理の具体例として、同期式ＬＭＳ適応フィルタの特性線図を示している。公転ｎ次成分が大きく減衰しているので、公転ｎ次となる公転（ｎＺ／２）次成分（Ｚは偶数）が除去される。この様な図１３から明らかな様に、転動体の数を偶数個とする事により、前述の実施例２の様に、公転ｎ次成分の速度検出誤差補正を図る為の適応フィルタを用いて公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正できる。 FIG. 13 shows a characteristic diagram of a synchronous LMS adaptive filter as a specific example of such processing. Since the revolution n-order component is greatly attenuated, the revolution (nZ / 2) order component (Z is an even number) which becomes the revolution n-order is removed. As is apparent from FIG. 13, by using an even number of rolling elements, an adaptive filter for correcting the speed detection error of the revolution n-order component is used as in the second embodiment. The speed detection error of the revolution (nZ / 2) next component can be corrected.
上述の実施例３で説明した様に、転動体の数を偶数個とする事により、公転ｎ次成分の速度検出誤差補正を図る為の適応フィルタを用いて公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正できる。但し、転がり軸受ユニットの寿命を向上させる為には、転動体の数をできる限り多くしたいと言った要求があり、限られたスペースの中でこの要求を満たす為には、転動体の数が奇数となる場合も想定される。そして、転動体の数が奇数になると、上記実施例３部分で説明した様に、上記公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差が公転０．５次単位の周波数となってしまう。本実施例は、この様な場合の対応策に関するもので、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を行なえる適応フィルタを使用して、上記転動体の数が奇数の場合であっても、上記公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正できる処理技術を実現するものである。 As described in the third embodiment, by using an even number of rolling elements, an adaptive filter for correcting the speed detection error of the revolution n-order component can be used. Speed detection error can be corrected. However, in order to improve the life of the rolling bearing unit, there is a request to increase the number of rolling elements as much as possible. To satisfy this requirement in a limited space, the number of rolling elements is An odd number is also assumed. When the number of rolling elements becomes an odd number, as described in the third embodiment, the speed detection error of the revolution (nZ / 2) order component becomes a frequency of 0.5 revolution unit. The present embodiment relates to a countermeasure in such a case, and even if the number of rolling elements is an odd number using an adaptive filter capable of correcting the speed detection error of the revolution 0.5n-order component. A processing technique capable of correcting the speed detection error of the revolution (nZ / 2) next component is realized.
この様な観点で考えた、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を狙った適応フィルタの具体例として、同期式ＬＭＳ適応フィルタに就いて説明する。前述の実施例３部分に記載した式（９）〜（１１）中の符号ｊは、０〜（Ｎ−１）を巡回する番号であるが、この時のタップ数Ｎを公転２回転当りのパルス数、即ち公転１回転当りのエンコーダパルス数の２倍とすれば、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を狙った適応フィルタとなる。要するに本実施例の場合には、適応フィルタのタップ数Ｎを、公転１回転当りのエンコーダパルス数の２倍とする事により、公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を公転ｎＺ次に対応させて、エンコーダの回転に伴って変化する、回転検出センサの出力中に含まれる誤差成分を除去する。
A synchronous LMS adaptive filter will be described as a specific example of the adaptive filter aimed at correcting the speed detection error of the revolution 0.5nth-order component from such a viewpoint. The symbol j in the formulas (9) to (11) described in the above-mentioned third embodiment is a number that circulates from 0 to (N-1). The number of taps N at this time is calculated per
尚、転動体が偶数であっても、公転（ｎＺ／２）次成分とは別に、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差が発生する場合があり、この様な場合に就いても、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を行なえる適応フィルタを用いて対処する。但し、何れにしても、本実施例の様に、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を行なえる適応フィルタの場合には、検出データとして使用できる周波数帯域が狭くなったり、或は収束性が悪くなると言った問題が生じる。従って、本実施例の処理技術は、公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正する必要性が、周波数帯域の確保や収束性の向上と言った問題よりも重要な場合に有効である。 Even if the number of rolling elements is an even number, a speed detection error of the revolving 0.5n order component may occur separately from the revolving (nZ / 2) order component. This is dealt with by using an adaptive filter capable of correcting the speed detection error of the 0.5n-order component. In any case, however, in the case of an adaptive filter capable of correcting the speed detection error of the revolution 0.5n-order component as in this embodiment, the frequency band that can be used as detection data is narrowed or converged. The problem of getting worse occurs. Therefore, the processing technique of this embodiment is effective when the necessity of correcting the speed detection error of the revolution (nZ / 2) -order component is more important than the problems of securing the frequency band and improving the convergence. is there.
又、ＬＭＳ適応フィルタではフィルタ係数ｗの平均値がドリフトする特性があるので、フィルタ係数群の平均値を算出して、補正しなければならない。前述した実施例２の場合には、図１１に示す様に、フィルタ係数群の中で等間隔に選択した任意の２点、或は４点以上のフィルタ係数ｗk の平均値を算出した。但し、ＬＭＳ適応フィルタでの処理に必要な、フィルタ係数ｗの平均値を求める為の方法は、上記実施例２の方法に限らない。即ち、上記式（１１）から分かる様に、フィルタ係数ｗは、データサンプリング毎に１つのフィルタ係数ｗ（ｊ）を更新しているだけである。従って、予めフィルタ係数群全体の合計値を把握しておき、この合計値に、新たに記入するフィルタ係数ｗk+1 （ｊ）を加算して得た和から、更新される前の古いｗk （ｊ）を減ずれば（引き算すれば）、常に最新のフィルタ係数群全体の合計値を把握できる。そして、この様にして求めた合計値を、タップ数Ｎで除すれば（割り算すれば）フィルタ係数群の平均値を算出できる。 In addition, since the LMS adaptive filter has a characteristic that the average value of the filter coefficient w drifts, the average value of the filter coefficient group must be calculated and corrected. In the case of the above-described second embodiment, as shown in FIG. 11, an average value of two arbitrary or four or more filter coefficients w k selected at equal intervals in the filter coefficient group was calculated. However, the method for obtaining the average value of the filter coefficient w necessary for the processing by the LMS adaptive filter is not limited to the method of the second embodiment. That is, as can be seen from the above equation (11), the filter coefficient w only updates one filter coefficient w (j) for each data sampling. Accordingly, the total value of the entire filter coefficient group is grasped in advance, and the old w before being updated from the sum obtained by adding the newly added filter coefficient w k + 1 (j) to this total value. If k (j) is subtracted (subtracted), the total value of the entire latest filter coefficient group can always be grasped. Then, the average value of the filter coefficient group can be calculated by dividing (by dividing) the total value obtained in this way by the number of taps N.
本発明の実施例５に就いて、前述の図５に図１４〜１５を加えて説明する。
先ず、本実施例が解決しようとする課題に就いて説明する。前述の実施例１中で説明した様に、前記式（４）中のμは、フィルタ係数を自己適正化させる為の更新量を決定する、ステップサイズパラメータと呼ばれる係数である。そして、適応フィルタによる処理を行なう場合、この係数μが大きい程、フィルタ計算の初期収束性が良くなる。逆に、誤差成分を的確に減衰させる為には、上記係数μは小さくなければならない。従って、収束性と誤差減衰とを両立させる係数μは存在しない。この様に、この係数μに関して、これら２種類の要求を同時に満たせない事により生じる問題に就いて、図１４、１５に具体的に示している。
A fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
First, a problem to be solved by the present embodiment will be described. As described in the first embodiment, μ in the equation (4) is a coefficient called a step size parameter that determines an update amount for self-optimizing the filter coefficient. When performing processing using an adaptive filter, the larger the coefficient μ, the better the initial convergence of the filter calculation. Conversely, in order to attenuate the error component accurately, the coefficient μ must be small. Accordingly, there is no coefficient μ that achieves both convergence and error attenuation. As described above, the problem caused by the fact that these two types of requirements cannot be satisfied simultaneously with respect to the coefficient μ is specifically shown in FIGS.
このうちの図１４は、互いに異なる大きさの係数μで駆動される、同期式ＬＭＳ適応フィルタの減衰特性を重ね書きした結果を示している。この同期式ＬＭＳ適応フィルタは、回転ｎ次成分の誤差成分の除去を目的としたものである為、回転１次、２次成分が大きく減衰されている。但し、上記係数μが、０．０５→０．１０→０．２０→０．３０と、大きくなるに伴い、回転ｎ次以外の成分が逆に大きくなってしまう問題がある。
又、図１５は、逆に、上記係数μを小さくした場合に、収束性に就いて問題を生じる状態に就いて示している。上記図１５には、本来必要とする波形（実線イで示した「欲しいデータ」）に意図的に作成した誤差波形を重畳させた波形（破線ロで示した「計測データ」）と、同期式ＬＭＳ適応フィルタで計算した波形（鎖線ハで示した「ろ過データ」）とを重ねて記載している。上記図１５中の（Ａ）が係数μが小さい（０．０５）場合を、同じく（Ｂ）が大きい（０．３）場合を、それぞれ示している。この係数μが小さい（０．０５）場合には、初期の収束性が悪い事が分かる。
この様な図１５から明らかな通り、適応フィルタによる誤差成分の減衰に関しては、減衰特性を重視して上記係数μを小さくすると収束性が悪くなり、収束性を重視してこの係数μを大きくすると減衰特性が悪化してしまう。
Of these, FIG. 14 shows the result of overwriting the attenuation characteristics of a synchronous LMS adaptive filter driven with different coefficients μ. Since this synchronous LMS adaptive filter is intended to remove the error component of the rotation n-order component, the rotation first-order and second-order components are greatly attenuated. However, as the coefficient μ increases from 0.05 → 0.10 → 0.20 → 0.30, there is a problem that components other than the rotation n-th order are increased.
On the other hand, FIG. 15 shows a state in which a problem occurs with respect to convergence when the coefficient μ is reduced. FIG. 15 shows a waveform obtained by superimposing an intentionally created error waveform (“measurement data” indicated by a broken line b) on a waveform that is originally required (“desired data” indicated by a solid line a), and a synchronous type. The waveform calculated by the LMS adaptive filter (“filtered data” indicated by the chain line C) is shown superimposed. FIG. 15A shows the case where the coefficient μ is small (0.05) and the case where (B) is large (0.3). When the coefficient μ is small (0.05), it can be seen that the initial convergence is poor.
As is clear from FIG. 15, regarding the attenuation of the error component by the adaptive filter, if the coefficient μ is reduced with emphasis on the attenuation characteristic, the convergence becomes worse, and if the coefficient μ is increased with emphasis on the convergence, Attenuation characteristics will deteriorate.
本実施例は、上述の様な事情に鑑みて、収束性を必要とする状況では上記係数μを大きくし、誤差減衰が重要視される状況ではこの係数μを小さく設定する事により、収束性と誤差減衰との両立を図るベく発明したものである。
先ず、本実施例の対象となる転がり軸受ユニットの荷重測定装置の場合、荷重検出を精度良く行なう必要があるのは高速走行中である。言い換えれば、低速走行中は、高速走行に比べて横滑り等の、走行状態を不安定にする挙動が発生しにくいので、転がり軸受ユニットに加わる荷重を正確に検出する必要性は低い。従って、エンコーダの回転に伴って変化する回転検出センサの出力信号中に含まれる誤差成分を的確に減衰させる必要性が高いのは高速走行時である。そして、この様な場合には、上記係数μが小さい事が、誤差減衰を的確に実施する面から好ましい。
In the present embodiment, in view of the circumstances as described above, the above-mentioned coefficient μ is increased in a situation where convergence is required, and in a situation where error attenuation is regarded as important, the coefficient μ is set small. And inventing the error attenuation.
First, in the case of a load measuring device for a rolling bearing unit that is the subject of this embodiment, it is during high-speed traveling that it is necessary to accurately detect the load. In other words, during low-speed traveling, it is difficult to generate behaviors that make the traveling state unstable, such as skidding, compared to high-speed traveling, so that the need to accurately detect the load applied to the rolling bearing unit is low. Therefore, it is highly necessary to accurately attenuate the error component included in the output signal of the rotation detection sensor that changes as the encoder rotates. In such a case, it is preferable that the coefficient μ is small from the viewpoint of accurately performing error attenuation.
これに対して、車両が停止状態から走り始めたばかりの状況では、適応フィルタが早期に収束しないと、正確な回転速度検出を行なえない。この様な場合には、上記係数μを大きくする事が、収束時間を短くできるので好ましい。
これらの事を考慮した場合、車両が走り始め、上記回転検出センサが検出信号を出力し始めた初期の段階では上記係数μを大きく設定しておき、或る程度の距離を走行し、上記回転検出センサのサンプリングデータが多数蓄積され、適応フィルタがほぼ収束した段階で、上記係数μを小さくなる様に、この係数μを変化させれば良い。即ち、車速が速い場合にはこの係数μを小さくし、車速が遅い場合にはこの係数μを大きくすれば良い。或は、この係数μを車速に応じて変化させる他、サンプリングデータ数に応じてこの係数μを変化させたり、更には、車速とサンプリングデータ数との両方を考慮して、この係数μを変化させる事もできる。
On the other hand, in a situation where the vehicle has just started running from a stopped state, accurate rotation speed detection cannot be performed unless the adaptive filter converges early. In such a case, it is preferable to increase the coefficient μ because the convergence time can be shortened.
In consideration of these matters, the coefficient μ is set to a large value at the initial stage when the vehicle starts to run and the rotation detection sensor starts to output a detection signal. When a large amount of sampling data of the detection sensor is accumulated and the adaptive filter is almost converged, the coefficient μ may be changed so that the coefficient μ is decreased. That is, when the vehicle speed is high, the coefficient μ is decreased, and when the vehicle speed is low, the coefficient μ is increased. Alternatively, the coefficient μ is changed in accordance with the vehicle speed, the coefficient μ is changed in accordance with the number of sampling data, and the coefficient μ is changed in consideration of both the vehicle speed and the number of sampling data. You can also make it.
図１６〜１８は、本実施例の様に、係数μを変化させる事による効果を確認する為に行なったシミュレーションの結果を示している。このシミュレーションでは、図１６に示す様に、サンプリングデータ数に応じて係数μを変化させた（次第に小さくした）。この場合に、上記回転検出センサの検出信号を適応フィルタにより処理する事により、この適応フィルタから出る信号が図１７に示す様に収束した。この図１７に記載した実線イ、破線ロ、鎖線ハの意味は、前述した図１５と同様である。
この様な図１７から、上記検出信号のサンプリングを開始した直後、即ち車両が走り始めた直後の状態では、上記係数μが大きいので、比較的短時間に適応フィルタが収束している事が分かる。又、サンプリングが或る程度進んだ状態では上記係数μが小さくなるので、所望の減衰特性を得られる事も分かる。尚、図１６〜１７に示した例では、上記検出信号のサンプリング開始と共に上記係数μを急激に小さくしているが、図１８に示す様に、この係数μが大きい状態をしばらく継続してから、この係数μを小さくする様に、この係数μを変化させても良い。
FIGS. 16 to 18 show the results of simulations performed to confirm the effect of changing the coefficient μ as in this embodiment. In this simulation, as shown in FIG. 16, the coefficient μ is changed according to the number of sampling data (becomes smaller). In this case, the signal output from the adaptive filter converged as shown in FIG. 17 by processing the detection signal of the rotation detection sensor by the adaptive filter. The meanings of the solid line A, the broken line B, and the chain line C described in FIG. 17 are the same as those in FIG.
From FIG. 17, it can be seen that immediately after the sampling of the detection signal is started, that is, immediately after the vehicle starts running, the adaptive filter converges in a relatively short time because the coefficient μ is large. . It can also be seen that the desired attenuation characteristic can be obtained because the coefficient μ is small when sampling is advanced to some extent. In the examples shown in FIGS. 16 to 17, the coefficient μ is rapidly decreased with the start of sampling of the detection signal. However, after the state where the coefficient μ is large is continued for a while as shown in FIG. 18. The coefficient μ may be changed so as to reduce the coefficient μ.
図１９は、本発明の実施例６を示している。本実施例は、累積ピッチ誤差と呼ばれる、エンコーダの振れ回りに基づく変動を抑える為に、ローパスフィルタを使用するものである。即ち、ローパスフィルタとして、上記累積ピッチ誤差と呼ばれる変動の主成分である回転１次の周波数より低い周波数にカットオフ周波数を設定したものを使用する事で、この回転１次の誤差成分を低減する様にしている。この場合に、上記ローパスフィルタは、回転検出センサの検出信号に基づいて求めた、回転速度を表す信号（前述の図７に示す様な信号）を処理する。尚、上記エンコーダの回転速度が変化すれば、上記回転１次の周波数も、この回転速度に比例して変化する。従って、ローパスフィルタにより、上記エンコーダの振れ回りに基づく変動を抑える為には、このローパスフィルタのカットオフ周波数を、上記エンコーダの回転速度に応じて変化させなければならない。
FIG. 19 shows
例えば、デジタルローパスフィルタを使用する場合には、フィルタ計算のサンプリング周波数を、固定周波数ではなく、上記エンコーダの回転速度に応じたサンプリング周波数に設定する。サンプリング周波数をこの様に設定すれば、上記カットオフ周波数を上記エンコーダの回転速度に応じて（比例して）変化させる事ができる。具体的には、上記フィルタ計算の為のデータのサンプリングを、上記エンコーダに対向したセンサからパルス信号が出力される毎に行なえば良い。図１９は、この様な周波数追従型（次数固定型）のローパスフィルタの１例として、ＩＩＲ型のローパスフィルタの構成図を、Ｚ変換で表現したフローチャート（ブロック図）である。又、次の（１２）（１３）式は、このローパスフィルタでの処理に用いる計算式である。
Y´(k) ＝a0・X(k)+a1・Y´(k-1)+a2・Y´(k-2) −−− （１２）
Y(k)＝b0・Y´(k)+b1・Y´(k-1)+b2・Y´ (k-2) −−− （１３）
For example, when a digital low-pass filter is used, the sampling frequency of the filter calculation is set not to a fixed frequency but to a sampling frequency corresponding to the rotation speed of the encoder. If the sampling frequency is set in this way, the cut-off frequency can be changed (in proportion) according to the rotation speed of the encoder. Specifically, data sampling for the filter calculation may be performed every time a pulse signal is output from a sensor facing the encoder. FIG. 19 is a flowchart (block diagram) in which a configuration diagram of an IIR type low-pass filter is expressed by Z conversion as an example of such a frequency tracking type (fixed order type) low-pass filter. The following formulas (12) and (13) are calculation formulas used for processing by the low-pass filter.
Y´ (k) = a 0・ X (k) + a 1・ Y´ (k-1) + a 2・ Y´ (k-2) −−− (12)
Y (k) = b 0 · Y ′ (k) + b 1 · Y ′ (k−1) + b 2 · Y ′ (k−2) −−− (13)
上記図１９及び（１２）（１３）式中、Ｘは上記ローパスフィルタへの入力データであり、上記エンコーダのパルス周期或はパルス速度に対応して求められる、回転速度を表す信号である。又、Ｙは上記ローパスフィルタの出力、Ｙ´はこのローパスフィルタ中で処理される信号である。又、Ｙ´（ｋ−１）は現在の時刻（処理番号ｋ）より１個だけ過去に算出したＹ´を意味し、Ｙ´（ｋ−２）は現在の時刻( 処理番号ｋ) より２個だけ過去に算出したＹ´を意味する。過去のＹ´（ｋ−１）やＹ´（ｋ−２）は、上記ローパスフィルタを構成する処理回路中に組み込んだメモリ等に記憶しておく。計算の初期状態では過去のＹ´が存在しないが、零を代入して計算をスタートしても良いし、予め初期値として適当な値を上記メモリに記憶させておいても良い。又、上記図１９及び（１２）（１３）両式の係数ａ0 、ａ1 、ａ2 、ｂ0 、ｂ1 、ｂ2 は、上記ローパスフィルタのカットオフ次数やカットオフの急峻度合いを決定する定数であり、所望の特性となる様に数値を代入しておく。 19 and (12) and (13), X is input data to the low-pass filter, and is a signal representing the rotational speed obtained in correspondence with the pulse period or pulse speed of the encoder. Y is an output of the low-pass filter, and Y ′ is a signal processed in the low-pass filter. Y ′ (k−1) means Y ′ calculated in the past from the current time (processing number k), and Y ′ (k−2) is 2 from the current time (processing number k). This means Y ′ calculated in the past. Past Y ′ (k−1) and Y ′ (k−2) are stored in a memory or the like incorporated in the processing circuit constituting the low-pass filter. In the initial state of calculation, there is no past Y ′, but the calculation may be started by substituting zero, or an appropriate value may be stored in the memory in advance as an initial value. Also, the coefficients a 0 , a 1 , a 2 , b 0 , b 1 , b 2 in the above equations (19) and (12) (13) determine the cut-off order and the steepness of the cut-off of the low-pass filter. The numerical value is substituted so that the desired characteristic is obtained.
上記（１２）（１３）両式により、上記図１９に示したフローチャートの様に機能するローパスフィルタにより、前記エンコーダの回転に伴って変化するセンサの出力信号を処理すれば、このエンコーダの振れ回りに基づく変動、即ち、前述した累積ピッチ誤差である回転１次の誤差成分を抑えられる。しかも、ローパスフィルタにより上記センサの出力信号を処理するので、上記回転１次の誤差成分以外に、前述した着磁ピッチの誤差等に基づく、高周波の誤差成分も同時に抑えられる。但し、一般的に、ローパスフィルタを使用して信号の処理を行なうと、応答遅れが発生する。従って、本実施例の様に、ローパスフィルタにより上記センサの出力信号の処理を行なえるのは、応答遅れが問題となりにくい様な場合である。例えば、前述の図１に示す様な、車輪支持用転がり軸受ユニットで、各転動体９ａ、９ｂの公転速度やハブ２の回転速度から荷重を検出する場合に就いて考えた場合で本実施例を適用できるのは、自動車が緩いカーブを走行中に、車輪と路面との接触部で発生するグリップ力を検出する様な場合、或は工作機械、産業機械等の回転支持部に加わる荷重を測定する場合が考えられる。この様な場合には、公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂ、回転速度検出用センサ１５ａの出力信号の処理に多少の応答遅れが存在しても問題とはなりにくい。
If the sensor output signal that changes with the rotation of the encoder is processed by the low-pass filter that functions as in the flowchart shown in FIG. , That is, the first-order rotation error component, which is the accumulated pitch error, can be suppressed. In addition, since the output signal of the sensor is processed by a low-pass filter, in addition to the first-order rotation error component, a high-frequency error component based on the aforementioned magnetization pitch error and the like can be suppressed at the same time. However, generally, when a signal is processed using a low-pass filter, a response delay occurs. Accordingly, the processing of the output signal of the sensor by the low-pass filter as in this embodiment is performed when the response delay is not likely to be a problem. For example, in the case of considering a case where a load is detected from the revolution speed of each rolling
図２０は、本発明の実施例７を示している。本実施例は、累積ピッチ誤差と呼ばれる、エンコーダの振れ回りに基づく変動を抑える為に、ノッチフィルタを使用するものである。上述の様に、ローパスフィルタにより上記変動を抑える場合には応答遅れが発生するので、例えば高速走行中に突発的なレーンチェンジを行なった状態で、車輪と路面との接触部で発生するグリップ力を検出する様な場合には、上記ローパスフィルタを使用したのでは、車両の走行安定性確保の為の制御を十分には行なえなくなる。そこで本実施例の場合には、ノッチフィルタにより、上記エンコーダの振れ回りに基づく、回転１次の累積ピッチ誤差を抑える様にしている。尚、上記エンコーダの回転速度が変化すれば、上記回転１次の周波数も、この回転速度に比例して変化するので、ノッチフィルタを使用する場合でも、上記エンコーダの振れ回りに基づく変動を抑える為には、このノッチフィルタのカットオフ周波数を、上記エンコーダの回転速度に応じて変化させなければならない。
FIG. 20 shows
図２０は、ノッチフィルタの構成図を、Ｚ変換で表現したフローチャートである。又、次の（１４）（１５）式は、このノッチフィルタでの処理に用いる計算式である。
Ｙ´（ｋ）＝Ｘ（ｋ）−α・Ｙ´（ｋ−Ｎ／Ａ） −−− （１４）
Ｙ（ｋ）＝｛（１＋α）／２｝・｛Ｙ´（ｋ）＋Ｙ´（ｋ−Ｎ／Ａ）｝
−−− （１５）
上記図２０及び（１４）（１５）式中、Ｘは上記ノッチフィルタへの入力データであり、上記エンコーダのパルス周期或はパルス速度に対応して求められる、回転速度を表す信号である。又、Ｙは上記ノッチフィルタの出力、Ｙ´はこのノッチフィルタ中で処理される信号である。又、Ｎは上記エンコーダ１回転（転動体の１公転）当りのパルス数を、Ａはノッチ周波数を規定する定数を、αはノッチ急峻度合いを決定する（収束性にも影響する）定数を、それぞれ表している。
FIG. 20 is a flowchart in which the configuration diagram of the notch filter is expressed by Z conversion. The following formulas (14) and (15) are calculation formulas used for processing by the notch filter.
Y ′ (k) = X (k) −α · Y ′ (k−N / A) −−− (14)
Y (k) = {(1 + α) / 2} · {Y ′ (k) + Y ′ (k−N / A)}
---- (15)
20 and (14) and (15), X is input data to the notch filter, and is a signal representing the rotational speed obtained corresponding to the pulse period or pulse speed of the encoder. Y is an output of the notch filter, and Y ′ is a signal processed in the notch filter. N is the number of pulses per rotation of the encoder (one revolution of the rolling element), A is a constant that defines the notch frequency, α is a constant that determines the notch steepness (which also affects convergence), Represents each.
又、Ｙ´（ｋ−Ｎ／Ａ）は、現在の時刻（処理番号ｋ）よりＮ／Ａ個だけ過去に算出したＹ´を意味する。（１４）式で現時点のＹ´（ｋ）を算出する為には、入力Ｘ（ｋ）から上記Ｙ´（ｋ−Ｎ／Ａ）にαを乗じた値を引く。過去のＹ´（ｋ−Ｎ／Ａ）は、上記ノッチフィルタを構成する処理回路中に組み込んだメモリ等に記憶しておく。計算の初期状態では過去のＹ´（ｋ−Ｎ／Ａ）が存在しないが、零を代入して計算をスタートしても良いし、予め初期値として適当な値を上記メモリに記憶させておいても良い。 Y ′ (k−N / A) means Y ′ calculated in the past by N / A from the current time (processing number k). In order to calculate the current Y ′ (k) by the equation (14), a value obtained by multiplying the above Y ′ (k−N / A) by α is subtracted from the input X (k). The past Y ′ (k−N / A) is stored in a memory or the like incorporated in the processing circuit constituting the notch filter. In the initial state of the calculation, there is no past Y ′ (k−N / A), but the calculation may be started by substituting zero, or an appropriate value is stored in the memory in advance as an initial value. May be.
この様なノッチフィルタの出力Ｙは、上記（１５）式に示す様に、最新のＹ´（ｋ）と過去のＹ´（ｋ−Ｎ／Ａ）とを用いて計算する。この場合に、ノッチ周波数を規定する定数Ａを、上記エンコーダ１回転当りのパルス数Ｎと組み合せて適切に規定する事により、回転速度の増減によって変化する周波数に追従する、所謂、周波数追従型（次数固定型）のノッチフィルタとなる。例えば、Ａ＝２とすれば、回転１次の誤差成分を除去するノッチフィルタとなる。そして、この様にノッチフィルタで回転１次誤差成分を抑制すれば、前述したローパスフィルタを使用する場合に比べて応答遅れを少なくでき、高速走行中に突発的なレーンチェンジを行なった状態で、車輪と路面との接触部で発生するグリップ力を検出し、車両の走行安定性確保の為の制御を行なえる。 The output Y of such a notch filter is calculated using the latest Y ′ (k) and the past Y ′ (k−N / A) as shown in the above equation (15). In this case, a constant A that defines the notch frequency is appropriately defined in combination with the number N of pulses per one rotation of the encoder so as to follow a frequency that changes as the rotational speed increases or decreases. This is a fixed-order notch filter. For example, if A = 2, it becomes a notch filter that removes a rotation first-order error component. And, by suppressing the rotation primary error component with the notch filter in this way, the response delay can be reduced compared with the case of using the above-described low-pass filter, and in a state where sudden lane change is performed during high speed running, The grip force generated at the contact portion between the wheel and the road surface is detected, and control for ensuring the running stability of the vehicle can be performed.
但し、ノッチフィルタの場合でも、前述したローパスフィルタに比べれば応答遅れが少ないとは言え、存在する事に変わりはなく、この応答遅れが問題となる可能性はある。例えば、急に飛び出してきた障害物を急操舵で回避する瞬間に、路面グリップ力を検出する様な場合である。この様に応答遅れが殆ど（全く）許されない様な場合にも対応できる様にするには、前述した実施例１、２の様に、適応フィルタを用いて誤差補正する方法が有効である。何れのフィルタを使用するかは、最も早い応答性を要求する場合に応じて決定する。応答性の早いフィルタと遅いフィルタとを併用する構造も、前述した様に、適応フィルタとローパスフィルタとを併用する場合を含め、場合によっては採用可能である。 However, even in the case of a notch filter, the response delay is small compared to the above-described low-pass filter, but it still exists, and this response delay may be a problem. For example, the road surface grip force is detected at the moment when an obstacle that has suddenly jumped out is avoided by sudden steering. In order to be able to cope with such a case where the response delay is hardly allowed (at all), an error correction method using an adaptive filter is effective as in the first and second embodiments. Which filter is used is determined according to the case where the fastest response is required. A structure using both a fast response filter and a slow filter can also be employed depending on circumstances, including the case where an adaptive filter and a low-pass filter are used together, as described above.
本実施例以降は、エンコーダの回転に伴って変化する回転検出センサの出力信号中に含まれる誤差成分のうち、公転次数型以外の誤差成分も減衰できる技術に関する。この出力信号中に、転動体の公転次数、或は回転輪の回転次数の誤差成分（ノイズ成分）が含まれる事は、先に述べた通りであるが、上記出力信号中には、これ等以外の誤差成分が含まれる事もある。例えば、回転輪に不釣合いが存在する場合にはこの回転輪に回転１次の振動が発生し、この振動が、保持器、エンコーダ、回転検出センサ等を振動させる原因となる。この様な場合には、回転輪の回転１次のノイズ成分が、公転速度検出信号に重畳される場合がある。又、この回転輪の回転１次の振動に限らず、例えば自動車の車輪支持用転がり軸受ユニットの場合には、タイヤの周方向不均一性（ユニフォミティ）によって、上記回転輪に回転ｎ次（ｎは整数）の振動が発生する事がある。この場合も、回転輪の回転ｎ次のノイズ成分が、上記公転速度検出信号に重畳される。 The present embodiment and the subsequent embodiments relate to a technique capable of attenuating an error component other than the revolution order type among error components included in an output signal of a rotation detection sensor that changes with rotation of an encoder. As described above, the output signal includes an error component (noise component) of the revolution order of the rolling element or the rotation order of the rotating wheel. Other error components may be included. For example, when an imbalance exists in the rotating wheel, a primary rotation vibration is generated in the rotating wheel, and this vibration causes a cage, an encoder, a rotation detection sensor, and the like to vibrate. In such a case, the primary rotation noise component of the rotating wheel may be superimposed on the revolution speed detection signal. In addition to the primary rotation vibration of the rotating wheel, for example, in the case of a rolling bearing unit for supporting a wheel of an automobile, the rotating wheel is rotated to the n-th order (n May be an integer). Also in this case, the rotation n-order noise component of the rotating wheel is superimposed on the revolution speed detection signal.
前者の公転次数成分ノイズを除去する為には、先に述べた通り、次数追従型のノッチフィルタを用いたり、適応フィルタを用いる事で対応できる。但し、これらの方法をそのまま実施するのでは、回転輪の回転次数成分のノイズを除去する事は難しい場合がある。何となれば、これらの方法では、公転速度に応じて変化するパルスデータを用いてノッチフィルタ処理を実施するので、ノッチ周波数を公転次数で指定してノイズ除去を実施する。この様に公転次数を指定してノッチフィルタ処理を行なうので、回転輪の回転ｎ次成分が公転次数でいくつに相当するかを把握しないと、回転輪の回転ｎ次ノイズ成分の除去を行なえない。
公転次数で指定するノッチフィルタの１例を、次の式（１６）に示す。
An example of the notch filter specified by the revolution order is shown in the following equation (16).
上記式（１６）からも分かる様に、回転輪の回転ｎ次成分の除去を行なう為には、この回転ｎ次成分が、公転次数でいくつに相当するかを把握する必要がある。これを把握する為に本発明者は、次の様な２通りの方法を発明した。
第一の方法では、次の式（１７）で表される、転動体の公転速度ωc と、回転輪（同式の場合には内輪）の回転速度ωi との関係に基づき、回転輪の回転ｎ次成分が公転次数でいくつに相当するかを予め把握しておく。そして、該当する公転次数成分に対するノッチフィルタ処理を行なう。
ωc ＝（１−ｄ・cos α／Ｄ）・ωi ／２ −−− （１７）
尚、この式（１７）中、αは各転動体の接触角を、Ｄはこれら各転動体のピッチ円直径を、ｄは各転動体の直径を、それぞれ表している。
使用する転がり軸受ユニットの寸法諸元を、上記式（１７）に代入すれば、上記各転動体の公転速度と、上記回転輪（内輪）の回転速度との関係を求められる。１例として、Ｄ＝５０mm、ｄ＝１４mm、α＝４５度を上記式（１７）に代入すると、
ωc ＝０．４ωi
或は、
ωi ＝２．５ωc
となる。即ち、回転輪の回転１次成分は公転次数の約２．５次に相当するし、回転輪の回転ｎ次成分は公転次数の約２．５ｎ次に相当する。算出された公転次数を用いて前記式（１６）に示したノッチフィルタを構成すれば、回転輪の回転ｎ次のノイズ成分を除去できる。
As can be seen from the above equation (16), in order to remove the rotation n-order component of the rotating wheel, it is necessary to know how many of the rotation n-order components correspond to the revolution order. In order to grasp this, the present inventors have invented the following two methods.
In the first method, based on the relationship between the revolution speed ω c of the rolling element and the rotational speed ω i of the rotating wheel (in this case, the inner ring), the rotating wheel is expressed by the following equation (17). It is known in advance how many rotation n-order components correspond to the revolution order. Then, a notch filter process is performed on the corresponding revolution order component.
ω c = (1−d · cos α / D) · ω i / 2 −−− (17)
In the equation (17), α represents the contact angle of each rolling element, D represents the pitch circle diameter of each rolling element, and d represents the diameter of each rolling element.
If the dimensions of the rolling bearing unit to be used are substituted into the above equation (17), the relationship between the revolution speed of each rolling element and the rotation speed of the rotating wheel (inner ring) can be obtained. As an example, substituting D = 50 mm, d = 14 mm, and α = 45 degrees into the above equation (17),
ω c = 0.4ω i
Or
ω i = 2.5ω c
It becomes. That is, the rotation primary component of the rotating wheel corresponds to about 2.5th order of the revolution order, and the rotation nth order component of the rotating wheel corresponds to about 2.5nth order of the revolution order. If the notch filter shown in the equation (16) is configured using the calculated revolution order, the noise component of the n-th rotation of the rotating wheel can be removed.
上述の様な第一の方法の場合、転がり軸受ユニットの接触角αが一定でありさえすれば、回転輪の回転ｎ次のノイズ成分の除去を有効に行なえる。但し、前述した通り上記接触角αは、転がり軸受ユニットに作用する荷重に基づいて変化し、公転速度と回転輪の回転速度との関係も微妙に変化する。この変化に対応する為には、式（１６）の係数Ｑを調整してノッチ幅（減衰できる幅）を広く設定し、公転速度と回転輪回転速度との関係が或る程度変化しても、ノイズを除去できる様にする方法も有効である。但し、ノッチ幅を広くすると、除去したくない成分を減衰させてしまったり、或は位相遅れを大きくしてしまうので、好ましくない。 In the case of the first method as described above, as long as the contact angle α of the rolling bearing unit is constant, it is possible to effectively remove the n-th order noise component of the rotating wheel. However, as described above, the contact angle α changes based on the load acting on the rolling bearing unit, and the relationship between the revolution speed and the rotational speed of the rotating wheel also changes slightly. In order to cope with this change, the coefficient Q in the equation (16) is adjusted so that the notch width (attenuable width) is set wide, and the relationship between the revolution speed and the rotating wheel rotation speed changes to some extent. A method for removing noise is also effective. However, widening the notch width is not preferable because it attenuates components that are not desired to be removed or increases the phase delay.
これに対して、第二の方法では、回転輪回転速度情報と公転速度情報とから、公転速度と回転輪回転速度との関係を求めて、ノッチフィルタを構成する。この場合には、上記回転輪の回転速度も測定する必要がある。但し、例えば自動車の車輪支持用転がり軸受ユニットの場合には、ＡＢＳ制御用に、車輪の回転速度を検出する為のセンサが既に設けられている場合が殆どであるので、このセンサの情報を使用すれば、上記公転速度と回転輪回転速度との関係を容易に求める事ができる。そして、上記接触角αの変動に関係なく、常に上記公転速度と上記回転輪の回転速度との関係を正確に把握して、ノッチ幅を狭くしたノッチフィルタ処理を実施でき、位相遅れも最小に抑える事ができる。 On the other hand, in the second method, the notch filter is configured by obtaining the relationship between the revolution speed and the rotational speed of the rotating wheel from the rotational speed information and the revolution speed information. In this case, it is necessary to measure the rotational speed of the rotating wheel. However, for example, in the case of a rolling bearing unit for supporting a wheel of an automobile, a sensor for detecting the rotational speed of the wheel is already provided for the ABS control. Then, the relationship between the revolution speed and the rotating wheel rotation speed can be easily obtained. Regardless of the fluctuation of the contact angle α, the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel can be always accurately grasped, and the notch filter processing with a narrow notch width can be performed, and the phase delay can be minimized. It can be suppressed.
上述した様な、２通りの方法により、上記公転速度と上記回転輪の回転速度との関係を把握して、ノッチ幅を狭くしたノッチフィルタ処理を実施する状態の４例に就いて、図２１〜２４により説明する。
先ず、図２１に示した第１例は、前記式（１７）で示される公転速度と回転輪の回転速度との関係を表す式を用いて、回転輪の回転ｎ次成分が公転次数でいくつに相当するかを予め把握しておき、該当する公転次数成分に対するノッチフィルタ処理を行なう方法である。この様な図２１に示した方法では、公転速度信号の処理として、回転輪の回転ｎ次ノッチフィルタとは別に、先に述べたローパスフィルタ、適応フィルタ、公転次数ノッチフィルタも併せて記載している。
尚、本実施例の様に、上記公転速度と上記回転輪の回転速度との関係を把握して、ノッチ幅を狭くしたノッチフィルタ処理を実施する技術は、上記ローパスフィルタ等のフィルタ処理の有無や種類、順序等とは無関係に成立する。この点は、以下に述べる、図２２〜２４の場合も同様である。
As described above, the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel is grasped by two methods, and four examples of the state in which notch filter processing with a narrow notch width is performed are shown in FIG. This will be described with reference to .about.24.
First, the first example shown in FIG. 21 uses the equation representing the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel represented by the above equation (17) to determine how many rotation n-order components of the rotating wheel are in the revolution order. In this method, the notch filter processing is performed on the corresponding revolution order component. In the method shown in FIG. 21, the low-pass filter, the adaptive filter, and the revolution order notch filter described above are described in addition to the rotation n-order notch filter of the rotating wheel as processing of the revolution speed signal. Yes.
Note that, as in this embodiment, a technique for grasping the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel and performing notch filter processing with a narrow notch width is the presence or absence of filter processing such as the low-pass filter. It is established regardless of the type, order, etc. This also applies to the cases shown in FIGS.
次に、図２２は、測定した回転輪の回転速度に関する情報と、公転速度に関する情報とから、これら公転速度と回転輪の回転速度との関係を求めて、回転輪の回転ｎ次ノッチフィルタを構成する方法である。公転速度、回転輪の回転速度に関する情報の何れに就いても、先に述べた実施例の様なフィルタ処理を実施した結果を使用する様に構成している。従って、公転速度と回転輪の回転速度との関係を精度良く把握できる。 Next, FIG. 22 shows the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel based on the measured information on the rotation speed of the rotating wheel and the information on the revolution speed, and the rotation n-order notch filter of the rotating wheel is obtained. How to configure. For both the revolution speed and the information on the rotation speed of the rotating wheel, the result of the filter processing as in the above-described embodiment is used. Therefore, it is possible to accurately grasp the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel.
次に、図２３は、測定した回転輪の回転速度に関する情報と、公転速度に関する情報とから、これら公転速度と回転輪の回転速度との関係を求めて、回転輪の回転ｎ次ノッチフィルタを構成する方法である。この図２３に示した処理の場合には、公転速度、回転輪の回転速度の何れに就いても、その情報は、先に述べた実施例の様なフィルタ処理の、途中経過の値を用いている。そして、この途中経過の値に、更にフィルタ処理を追加した上で、上記公転速度と上記回転輪の回転速度との関係を求めている。この様に構成した理由は、上記図２２に示した処理の様に、より精度の高い公転速度と回転輪の回転速度との関係を算出する目的で一連のフィルタ処理を総て行ない、更にフィルタ処理を追加すると、応答遅れが大きくなってしまう為、その一部を省略する為である。但し、多少の応答遅れが問題とならない場合には、図示はしないが、上記図２２に示した様に、先に述べた実施例の様な、一連のフィルタ処理を総て実施した結果を利用した上で、更に新たなフィルタを追加挿入しても良い。 Next, FIG. 23 shows the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel based on the measured information on the rotation speed of the rotating wheel and the information on the revolution speed, and the rotation n-order notch filter of the rotating wheel is obtained. How to configure. In the case of the processing shown in FIG. 23, information about the revolution speed and the rotational speed of the rotating wheel is obtained by using a value in the middle of the filtering process as in the above-described embodiment. ing. Then, after further adding a filter process to the halfway value, the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel is obtained. The reason for this configuration is that a series of filter processes are performed for the purpose of calculating the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel with higher accuracy, as in the process shown in FIG. This is because, if processing is added, the response delay increases, and a part thereof is omitted. However, when a slight response delay is not a problem, although not shown in the figure, as shown in FIG. 22 above, a result obtained by performing a series of filter processes as in the above-described embodiment is used. In addition, a new filter may be additionally inserted.
次に、図２４は、測定した回転輪回転速度情報と公転速度情報から公転速度と回転輪回転速度との関係を求めて回転輪回転ｎ次ノッチフィルタを構成する為に、公転速度、回転輪の回転速度との何れに就いても、速度情報を、フィルタ処理を実施していない信号を用いている。この為、公転速度と回転輪の回転速度との関係を、遅れを伴わないで把握できる。 Next, FIG. 24 shows the relationship between the revolution speed and the rotating wheel in order to obtain the relationship between the revolution speed and the rotating wheel rotational speed from the measured rotating wheel rotational speed information and the revolution speed information to construct a rotating wheel rotation n-th notch filter. For any of the rotation speeds, a signal that is not subjected to filter processing is used as the speed information. For this reason, the relationship between the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel can be grasped without any delay.
上述した、図２１〜２４に関する説明から明らかな通り、公転速度と回転輪回転速度との何れか一方、或は両方を、平均化処理、或はローパスフィルタ処理した速度結果を用いて、公転速度と回転輪回転速度との関係を把握しても良い。これは検出した速度情報がパルスピッチ誤差などの影響で乱れるのを防止する為である。
或は、先に述べた実施例の様に適応フィルタや公転ｎ次成分ノッチフィルタ処理を行った後の結果を、速度情報として用いても良い。
又、上記の方法とは逆に、回転輪回転速度に含まれる公転ｎ次成分ノイズ、或は公転ｎＺ次成分ノイズ（Ｚ：転動体数）を同様の方法でノッチフィルタ処理して、精度の良い回転輪回転速度を検出する事も有効である。
尚、先に述べた特願２００４−７６５５号に係る発明の様に、両列の公転速度を用いて荷重を演算する転がり軸受ユニットの場合には、これら両列の公転速度に対して、それぞれ上述した様なノッチフィルタ処理を実施する。
As is clear from the description regarding FIGS. 21 to 24 described above, the revolution speed is obtained by using the speed result obtained by averaging or low-pass filtering one or both of the revolution speed and the rotation speed of the rotating wheel. And the relationship between the rotation speed of the rotating wheel and the rotating wheel. This is to prevent the detected speed information from being disturbed by the influence of a pulse pitch error or the like.
Or you may use the result after performing an adaptive filter and the revolution nth-order component notch filter process like the Example mentioned above as speed information.
Contrary to the above method, the revolution n-order component noise or the revolution nZ-order component noise (Z: the number of rolling elements) included in the rotation speed of the rotating wheel is notch-filtered by the same method, and accuracy is improved. It is also effective to detect a good rotating wheel rotation speed.
In the case of a rolling bearing unit that calculates the load using the revolution speeds of both rows as in the invention according to Japanese Patent Application No. 2004-7655 described above, for the revolution speeds of both rows, respectively. The notch filter processing as described above is performed.
本発明の回転速度検出装置は、実施例に示した様な、自動車の車輪を支持する転がり軸受ユニットに加わる荷重を測定する為の転がり軸受ユニットの荷重測定装置に限らず、各種回転機械装置の回転部材の回転速度を検出する為に利用できる。この場合に、エンコーダを支持固定する部材が保持器の様に、回転中心と幾何中心とがずれる可能性のある部材に限らず、回転軸等、回転中心と幾何中心とがずれない回転部材であっても良い。この場合には、当該回転部材へのエンコーダの組み付け精度を特に高くする必要をなくして、組立に要するコストの低減を図れる。又、本発明を実施する場合に使用可能なエンコーダは、回転方向にＳ極とＮ極とを交互に配置した、所謂多極磁石エンコーダに限らず、トーンホイール、ギヤ、スリット盤等、回転速度情報を得られる各種構造のエンコーダが含まれる。又、回転検出センサも、着磁検出式のものに限らず、光学式、渦電流式等、各種構造のものを使用できる。 The rotational speed detecting device of the present invention is not limited to the load measuring device of the rolling bearing unit for measuring the load applied to the rolling bearing unit that supports the wheel of the automobile, as shown in the embodiment, but of various rotating machinery devices. This can be used to detect the rotational speed of the rotating member. In this case, the member that supports and fixes the encoder is not limited to a member that may deviate from the rotation center and the geometric center, such as a cage. There may be. In this case, it is not necessary to particularly increase the accuracy of assembly of the encoder to the rotating member, and the cost required for assembly can be reduced. The encoder that can be used when implementing the present invention is not limited to a so-called multi-pole magnet encoder in which S poles and N poles are alternately arranged in the rotation direction, but a rotational speed of a tone wheel, a gear, a slit disk, etc. Encoders of various structures that can obtain information are included. Also, the rotation detection sensor is not limited to the magnetization detection type, and various types of structures such as an optical type and an eddy current type can be used.
１、１ａ 外輪
２、２ａ ハブ
３、３ａ 回転側フランジ
４ ハブ本体
５ ナット
６ 内輪
７ 外輪軌道
８ 内輪軌道
９ａ、９ｂ 転動体
１０、１０ａ 取付孔
１１ 変位センサ
１２ センサリング
１３ センサロータ
１４ カバー
１５、１５ａ 回転速度検出用センサ
１６ ナックル
１７ 固定側フランジ
１８ ボルト
１９ ねじ孔
２０ 荷重センサ
２１ａ、２１ｂ 保持器
２２ センサユニット
２３ 先端部
２４ａ、２４ｂ 公転速度検出用センサ
２５ リム部
２６ａ、２６ｂ 公転速度検出用エンコーダ
２７ 回転速度検出用エンコーダ
２８ 適応フィルタ
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