JP2005318638A - 無線装置およびアダプティブアレイ処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＯＦＤＭ伝送方式に対して、受信感度を向上させることが可能なアダプティブアレイ基地局を提供する。
【解決手段】 ＯＦＤＭ方式により伝送された信号から、相関器１０３０は、所望波と干渉波の到来タイミングを検出する。受信応答ベクトル推定器１０５０は、所望波のうち先頭到来波からガードインターバル区間内に到来した信号に対する第１の応答ベクトルおよび先頭到来波からガードインターバル区間以後に到来した信号に対する第２の応答ベクトルと、干渉波のうち先頭到来波からガードインターバル区間内に到来した信号に対する第３の応答ベクトルおよび先頭到来波からガードインターバル区間以後に到来した信号に対する第４の応答ベクトルとを推定する。アダプティブアレイブロック１０７０．ｋは、第１から第４の応答ベクトルのフーリエ変換の結果に基づいて、ウェイトベクトルを導出する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、携帯電話等の主として移動体に対する無線通信において、基地局に用いられる無線装置の構成に関する。

近年、急速に発達しつつある移動体通信システム（たとえば、Personal Handyphone System：以下、ＰＨＳ）では、干渉波の影響を抑制して良好な通信品質を得るために、複数のアンテナからなるアレイアンテナの受信信号に対して、周知のアダプティブアレイ処理を行うことにより、所望波の信号を分離抽出するアダプティブアレイ基地局が実用化されている。

さらに、このようなアダプティブアレイ基地局を用いれば、電波の周波数利用効率を高めるために、同一周波数の同一タイムスロットを空間的に分割することにより複数ユーザの移動端末装置を無線基地システムにパス多重接続させることができるＰＤＭＡ（Path Division Multiple Access）方式を実現することが可能である。なお、ＰＤＭＡ方式は、また、ＳＤＭＡ方式（Space Division Multiple Access）とも呼ばれる。

図１１は、周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：ＦＤＭＡ），時分割多重接続（Time Division Multiple Access ：ＴＤＭＡ）および空間多重分割接続（Space Division Multiple Access：ＳＤＭＡ）の各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。

まず、図１１を参照して、ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡおよびＳＤＭＡについて簡単に説明する。図１１（ａ）はＦＤＭＡを示す図であって、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波でユーザ１〜４のアナログ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ１〜４の信号は周波数フィルタによって分離される。

図１１（ｂ）に示すＴＤＭＡにおいては、各ユーザのデジタル化された信号が、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ごとに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。

一方、ＳＤＭＡ方式では、図１１（ｃ）に示すように、同じ周波数における１つのタイムスロットを空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するものである。このＳＤＭＡでは各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とアダプティブアレイなどの相互干渉除去装置とを用いて分離される。

図１２は、従来のＳＤＭＡ用基地局の送受信システム２０００の構成を示す概略ブロック図である。

図１２に示した構成においては、たとえば、ユーザＰＳ１とＰＳ２とを識別するために、ｎ本のアンテナ♯１〜♯ｎ（ｎ：自然数）が設けられている。

受信動作においては、アンテナの出力は、ＲＦ回路２１０１に与えられ、ＲＦ回路２１０１において、受信アンプで増幅され、局部発振信号によって周波数変換された後、フィルタで不要な周波数信号が除去され、Ａ／Ｄ変換されて、デジタル信号としてデジタルシグナルプロセッサ２１０２に与えられる。

デジタルシグナルプロセッサ２１０２には、チャネル割当基準計算器２１０３と、チャネル割当器２１０４と、アダプティブアレイ２１００とが設けられている。チャネル割当基準計算器２１０３は、２人のユーザからの信号がアダプティブアレイによって分離可能かどうかを予め計算する。その計算結果に応じて、チャネル割当器２１０４は、周波数と時間とを選択するユーザ情報を含むチャネル割当情報をアダプティブアレイ２１００に与える。アダプティブアレイ２１００は、チャネル割当情報に基づいて、アンテナ♯１〜♯ｎからの信号に対して、リアルタイムに重み付け演算を行なうことで、特定のユーザの信号のみを分離する。

［アダプティブアレイアンテナの構成］
図１３は、アダプティブアレイ２１００のうち、１人のユーザに対応する送受信部２１００ａの構成を示すブロック図である。図１３に示した例においては、複数のユーザ信号を含む入力信号から希望するユーザの信号を抽出するため、アンテナ♯１〜♯ｎからの信号を受けるｎ個の入力ポート２０２０−１〜２０２０−ｎが設けられている。

各入力ポート２０２０−１〜２０２０−ｎに入力された信号が、スイッチ回路２０１０−１〜２０１０−ｎを介して、ウエイトベクトル計算機２０１１と乗算器２０１２−１〜２０１２−ｎとに与えられる。

ウエイトベクトル計算機２０１１は、入力信号と予めメモリ２０１４に記憶されている参照信号であるユニークワード信号と加算器２０１３の出力とを用いて、ウエイトベクトルｗ_1i〜ｗ_niを計算する。ここで、添字ｉは、ｉ番目のユーザとの間の送受信に用いられるウエイトベクトルであることを示す。したがって、ユニークワード信号は、アダプティブアレイ処理のためのトレーニング信号である。

乗算器２０１２−１〜２０１２ーｎは、各入力ポート２０２０−１〜２０２０−ｎからの入力信号とウエイトベクトルｗ_1i〜ｗ_niとをそれぞれ乗算し、加算器２０１３へ与える。加算器２０１３は、乗算器２０１２−１〜２０１２−ｎの出力信号を加算して受信信号Ｓ_RX（ｔ）として出力し、この受信信号Ｓ_RX（ｔ）は、ウエイトベクトル計算機２０１１にも与えられる。

さらに、送受信部２１００ａは、アダプティブアレイ無線基地局からの出力信号Ｓ_TX（ｔ）を受けて、ウエイトベクトル計算機２０１１により与えられるウエイトベクトルｗ_1i〜ｗ_niとそれぞれ乗算して出力する乗算器２０１５−１〜２０１５−ｎを含む。乗算器２０１５−１〜２０１５−ｎの出力は、それぞれスイッチ回路２０１０−１〜２０１０−ｎに与えられる。つまり、スイッチ回路２０１０−１〜２０１０−ｎは、信号を受信する際は、入力ポート２０２０−１〜２０２０−ｎから与えられた信号を、信号受信部１Ｒに与え、信号を送信する際には、信号送信部１Ｔからの信号を入出力ポート２０２０−１〜２０２０−ｎに与える。

［アダプティブアレイの動作原理］
次に、図１３に示した送受信部２１００ａの動作原理について簡単に説明する。

以下では、数式を用いた説明にあたっては、説明を簡単にするために、アンテナ素子数を４本とし、同時に通信するユーザ数ＰＳを２人とする。このとき、各アンテナから受信部１Ｒに対して与えられる信号は、以下のような式で表わされる。

ここで、信号ＲＸ_j （ｔ）は、ｊ番目（ｊ＝１，２，３，４）のアンテナの受信信号を示し、信号Ｓｒｘ_i （ｔ）は、ｉ番目（ｉ＝１，２）のユーザが送信した信号を示す。

さらに、係数ｈ_jiは、j 番目のアンテナに受信された、i 番目のユーザからの信号の複素係数を示し、ｎ_j （ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれる雑音を示している。

上の式（１）〜（４）をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。

なお式（６）〜（８）において、［…］^T は、［…］の転置を示す。
ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号ベクトル、Ｈ_i はｉ番目のユーザの受信応答ベクトル、Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。

アダプティブアレイアンテナは、図１３に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数ｗ_1i〜ｗ_4iを掛けて合成した信号を受信信号Ｓ_RX（ｔ）として出力する。

さて、以上のような準備の下に、たとえば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ₁ （ｔ）を抽出する場合のアダプティブアレイの動作は以下のようになる。

アダプティブアレイ２１００の出力信号ｙ１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウエイトベクトルＷ₁ のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。

すなわち、ウエイトベクトルＷ₁ は、ｊ番目の入力信号ＲＸ_j （ｔ）に掛け合わされる重み係数ｗ_j1（ｊ＝１，２，３，４）を要素とするベクトルである。

ここで式（９）のように表わされたｙ１（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベクトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。

ここで、アダプティブアレイ２１００が理想的に動作した場合、周知な方法により、ウエイトベクトルＷ₁ は次の連立方程式を満たすようにウエイトベクトル計算機２０１１により逐次制御される。

式（１２）および式（１３）を満たすようにウエイトベクトルＷ₁ が完全に制御されると、アダプティブアレイ２１００からの出力信号ｙ１（ｔ）は、結局以下の式のように表わされる。

すなわち、出力信号ｙ１（ｔ）には、２人のユーザのうちの第１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ₁ （ｔ）が得られることになる。

一方、図１３において、アダプティブアレイ２１００に対する入力信号Ｓ_TX（ｔ）は、アダプティブアレイ２１００中の送信部１Ｔに与えられ、乗算器２０１５−１，２０１５−２，２０１５−３，…，２０１５−ｎの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウエイトベクトル計算機２０１１により以上説明したようにして受信信号に基づいて算出されたウエイトベクトルｗ_1i，ｗ_2i，ｗ_3i，…，ｗ_niがコピーされて印加される。

これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスイッチ２０１０−１，２０１０−２，２０１０−３，…，２０１０−ｎを介して、対応するアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎに送られ、送信される。

ここで、ユーザＰＳ１，ＰＳ２の識別は以下に説明するように行なわれる。すなわち、携帯電話機の電波信号はフレーム構成をとって伝達される。携帯電話機の電波信号は、大きくは、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）から構成されている。

プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号列（ユニークワード信号）を含んでいる。アダプティブアレイ無線基地局１のウエイトベクトル計算機２０１１は、メモリ２０１４から取出したユニークワード信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザＰＳ１に対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウエイトベクトル制御（重み係数の決定）を行なう。

なお、以上の説明では、信号の送信時には、受信時のウェイトベクトルをコピーして送信信号の指向性を形成することとしたが、送信時には、端末装置の移動速度等を考慮して、受信時のウェイトベクトルを補正したものを送信用のウェイトベクトルとして使用してもよい。

一方で、周波数の利用効率の高い通信方式として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が知られている。

ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルのデータを複数の搬送波に分散させて変調を行なうマルチキャリア変調の一種である。ＯＦＤＭ方式では、通信に使用される信号の周波数スペクトラムは、矩形に近い形状となる。

図１４は、このようなＯＦＤＭ方式において使用される複数のキャリア（搬送波）の周波数スペクトラムのうち、３キャリア分を抜き出して示す図である。

ＯＦＤＭ方式においては、図１４に示すとおり、１つの搬送波のスペクトラムに注目すると、この搬送波のスペクトラムのゼロ点が、隣接する搬送波の周波数と一致するように、複数の搬送波の周波数間隔が設定されている。言い換えると、各搬送波は互いに干渉しない周波数に配列されており、しかも、各搬送波は互いに直交している。

ここで、各搬送波の周波数の間隔Δｆは、送信されるデータの１シンボルの継続時間をＴｓとするとき、以下の式で与えられる。

Δｆ＝１／Ｔｓ×ｎ（ｎ：自然数）
図１５は、このようなＯＦＤＭ方式によって伝送される伝送シンボルの波形を示す図である。

ｉ＝１からｉ＝ＮまでのＮ個の搬送波の波形を合成した結果として、図１５の一番下の波形で示されるような信号が、ＯＦＤＭの伝送シンボルとして用いられることになる。

ＯＦＤＭ方式の変調においては、各キャリア成分を得るために、ベースバンド信号に対して、逆離散フーリエ変換が行なわれる。これに対応して、受信波の復調処理においては、受信信号に対して、離散フーリエ変換が、いわゆる高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のアルゴリズムによって行なわれることになる。

ここで、図１５においては、ＯＦＤＭの信号波形中には、有効シンボル期間の前に、「ガードインターバル」が設けられている。このようなガードインターバルとしては、有効シンボル波形の一部、たとえば有効シンボル波形の最後尾の所定期間Ｔｇの期間の信号がコピーされて付加されている。

このようなガードインターバルはマルチパス干渉によって生ずる干渉波信号への対策として設けられるものである。

所望波と時間遅れで到達した干渉波が合成され受信信号となった場合、干渉波の遅延時間がガードインターバルとして設定した時間内であれば、干渉波の影響はガードインターバル期間内に限定される。予め予想される干渉波の遅延時間よりもガードインターバル期間を長く設定しておけば、以下に説明するように、この干渉波の影響を排除して復調することが可能となる。

図１６は、このような所望波と干渉波が受信された場合の復調動作について説明するための概念図である。

ＯＦＤＭ方式の復調に当っては、図１６に示すように、各シンボル期間においてＦＦＴウィンドウと称する時間窓が設けられる。この時間窓は、受信したＯＦＤＭの伝送シンボルのうち、有効シンボル区間のみを切取る処理を行なう区間を示す。ここで、このようなＦＦＴウィンドウは有効シンボル期間長Ｔｓと等しくする。また、ガードインターバル期間は、上述のとおり、干渉波の遅れ時間よりも長く設定されている。このようにすれば、干渉波が存在している場合でも、ガードインターバル期間に存在する信号は、同一の有効シンボル内の信号であるため、受信波の各搬送波についての直交性を維持することが可能となる。したがって、受信側では、このような干渉波の影響を排除した復調を行なうことが可能となる。

したがって、上述したようなアダプティブアレイ方式と、このようなＯＦＤＭ方式とを組合せれば、より高い通信品質の実現とより周波数の利用効率の高い受信方式の実現とが期待される。

しかしながら、このような２つの方式を単純に組合せたのみでは、以下に説明するような問題点がある。

［キャリアごとに異なるアダプティブアレイを動作させる構成の問題点］
以下では、アダプティブアレイを用いて、ＯＦＤＭ伝送を行なうための第１の構成例について説明する。

このような構成を利用すれば、さらに、アダプティブアレイ技術の適用により、上述したようなＳＤＭＡ方式の多重接続を行なうことも可能である。

図１７は、このようなアダプティブアレイ基地局３０００の構成を説明するための概略ブロック図である。

図１７を参照して、アダプティブアレイ基地局３０００は、説明の簡単のために、４本のアンテナ♯１〜♯４を有するアダプティブアレイアンテナを用いて送受信を行なっているものとする。また、図１７では、アダプティブアレイ基地局の構成にうち受信を行なうための構成を抜き出して説明を行なうことにする。

図１７を参照して、アダプティブアレイ基地局３０００は、アダプティブアレイアンテナ♯１〜♯４からの信号を受取って、検波やアナログ・デジタル変換を行なうためのＡ／Ｄ変換部３０１０と、Ａ／Ｄ変換部３０１０から出力されるデジタル信号を受取って、高速フーリエ変換を行ない、各搬送波ごとの信号を分離するためのＦＦＴ部３０２０とを備える。

ここで、ＦＦＴ部３０２０から出力される信号のうち、ｌ番目のキャリアについてのｉ番目のアンテナからの信号を以下、信号ｆｌ，ｉ（ｌ，ｉ：自然数）と表わすことにする。

アダプティブアレイ基地局３０００は、さらに、各キャリアごとに設けられ、各々が、アンテナ♯１〜♯４からの信号をＦＦＴ部３０２０でフーリエ変換することにより得られた、対応するキャリアの成分を受取って、アダプティブアレイ処理を行なうためのＮ個（Ｎ：キャリアの総数）のアダプティブアレイブロック３０３０．１〜３０３０．Ｎを備える。

ただし、図１７においては、ｌ番目のキャリアについてのアダプティブアレイブロック３０３０．ｌのみを抜出して示している。

アダプティブアレイブロック３０３０．ｌは、図１３に示したアダプティブアレイ基地局と同様に、信号ｆｌ，１〜ｆｌ，４を受取って、受信ウエイトベクトルを計算するための受信ウエイトベクトル計算機３０４１と、信号ｆｌ，１〜ｆｌ，４をそれぞれ一方入力に受け、他方入力に、それぞれ受信ウエイトベクトル計算機３０４１からの受信ウエイトベクトルを受ける乗算器３０４２−１〜３０４２−４と、乗算器３０４２−１〜３０４２−４の出力を受けて合成するための加算器３０４３と、受信ウエイトベクトル計算機３０４１において、アダプティブアレイ処理の計算を行なう際に使用されるユニークワード信号（参照信号）を予め格納しておくためのメモリ３０４４とを備える。加算器３０４３からは、キャリアｌについての所望信号Ｓｌ（ｔ）が出力され、この所望信号Ｓｌ（ｔ）は、受信ウエイトベクトル計算機３０４１に対しても与えられる。

このような構成とすることで、ＯＦＤＭ伝送方式によって伝送される信号をアダプティブアレイ基地局によって所望のユーザからの信号を、アダプティブアレイ処理によりキャリアごとに分離して受信することが可能となる。

しかしながら、このようなアダプティブアレイ基地局３０００の構成では、以下のような問題点がある。

上述したとおり、ＯＦＤＭ方式においては、１チャネル分の信号を、多数のキャリアに分散して伝送する。

したがって、一般にＯＦＤＭ方式で伝送される信号において、各キャリアごとに含まれる参照信号のシンボル数は十分な個数でない場合が多い。たとえば、総務省等により推進されている「マルチメディア移動アクセスシステム（ＭＭＡＣ：Multimedia Mobile Access Communication systems）」においては、ＯＦＤＭのキャリア（サブキャリア）ごとの参照信号は２シンボルと規定されている。

このような場合、図１７に示したようなアダプティブアレイ基地局３０００の構成では、ウエイトを収束させることが困難となり、精度のよい指向性を形成することができないという問題がある。

さらに、図１７に示したアダプティブアレイ基地局３０００の構成では、以下に説明するような問題点も存在する。

図１８は、図１７に示したアダプティブアレイ基地局３０００が受信する信号のタイミングを示す概念図である。

図１８において、受信信号のうち、「Ｇ」で示した部分は、上述したようなガードインターバル期間を表わしている。

また、本来の所望波は、一般には最初に基地局に到来する信号であり、最初に到来する信号を以下、「先頭到来信号」と呼ぶことにする。

また、この先頭到来信号に対して、マルチパスの影響で、ガードインターバル期間内の遅延時間で到達する信号を「短遅延信号」と呼び、マルチパスの影響により、先頭到来信号よりもガードインターバル期間以上遅延して到来する信号を「長遅延信号」と呼ぶことにする。さらに、このような先頭到来信号、短遅延信号および長遅延信号がそれぞれ伝達された経路を「パス」と呼ぶことにする。

また、図１８においては、アダプティブアレイブロック３０３０．ｌにおいて、信号のサンプリングを行なうタイミングが矢印で示されている。

アダプティブアレイ基地局３０００においては、アダプティブアレイ処理は、各キャリアごとに分割された後の信号に対して行なわれるため、そのサンプリングタイミングも、この各キャリアごとの信号波形を抽出するのに十分な時間間隔であればよい。

アダプティブアレイ処理を行なうことにより、図１８に示すような長遅延信号は除去することが可能である。

一方、帯域分割されたキャリアの帯域幅は、短遅延信号を分離できないほどに狭いために、先頭到来信号と短遅延信号とはアダプティブアレイ処理においては、同一信号と見なして処理が行なわれる。

図１９は、このようなアダプティブアレイ通過後の各キャリアに対応する信号の強度分布を示す図である。

図１９において、各キャリアの周波数ｆ１〜ｆＮの各々において、先頭到来信号（「先頭波」）のスペクトルと、短遅延信号（「短遅延波」）のスペクトルは、上述したように、アダプティブアレイ処理後においては、同一の信号のように見える。しかしながら、全キャリアについての帯域は非常に広いため、たとえば、図１９の矢印で示したキャリアにおいては、先頭波と短遅延波が逆相になっているという場合が存在し得る。

図２０は、図１９で示したような場合に、各キャリアごとの信号を合成したときの強度分布を示す図である。

先頭波にタイミングを合わせた参照信号を使用してアダプティブアレイ受信を行なうと、この先頭信号と短遅延信号とが逆相になっている周波数のキャリアについては、レベルが小さい信号しか取出すことができない。つまり、各キャリアごとにアダプティブアレイ受信を行なうと、図１９に示すように、先頭波と短遅延波が逆相になっている周波数のキャリアについては、極端に信号レベルが低下した信号しか取出すことができなくなってしまう。

このため、図１９の矢印で示したキャリアについては、十分な信号伝達を行なうことができないため、冗長符号を使用したり、このキャリアを使わずに通信するといった制御を行なうことが必要となってしまう。後者の場合、本来、短遅延信号として基地局に到来している信号を、不要信号として除去してしまうことに相当し、受信感度の低下をもたらすことになる。

したがって、以上をまとめると、図１７に示したようにキャリアごとに異なるアダプティブアレイを動作させる構成の場合、まず第１に精度よい指向性制御をするための十分な参照信号を確保することが困難であるという問題がある。

さらに、ガードインターバル以内のマルチパス信号を最大比合成できないため、受信感度が低下するという問題がある。

つまり、ガードインターバル以内の遅延時間の信号（短遅延成分）は、先頭信号と相関が高いため、先頭信号にタイミングを合わせた参照信号を使ってアダプティブアレイ合成すると、アレイ合成出力に短遅延成分が含まれることになる。しかしながら、ＯＦＤＭ伝送方式では、通信に使用する複数のキャリアが、非常に広帯域に分布する場合は、キャリアによっては、先頭波と短遅延波の位相が逆位相になる場合がある。この場合、キャリア全体で見ると最大比合成されないという問題が生じることになる。

［全キャリア共通のウェイトでアダプティブアレイ動作をする構成の問題点］
アダプティブアレイ基地局３０００の構成では、上述したような問題があるため、他の構成として、ＦＦＴ処理により帯域分割される前の信号に対して、アダプティブアレイ処理を行なうという構成も考えられる。

図２１は、このようなすべてのキャリアに共通の重みを計算して、アダプティブアレイを動作させるアダプティブアレイ基地局４０００の構成を説明するための概略ブロック図である。

図２１を参照して、アダプティブアレイ基地局４０００は、図１７に示したアダプティブアレイ基地局３０００と同様に、４本のアンテナ♯１〜♯４からの信号を受けて、検波やアナログ・デジタル変換を行なうためのＡ／Ｄ変換部４０１０と、Ａ／Ｄ変換部４０１０の出力を受けて、各アンテナごとの信号に対する受信ウエイトベクトルを計算するための受信ウエイトベクトル計算部４０４１と、一方入力に各アレイアンテナからの信号受け、他方入力に受信ウエイトベクトル計算機４０４１からのウエイトベクトルをそれぞれ受ける乗算器４０４２−１〜４０４２−４と、乗算器４０４２−１〜４０４２−４からの出力を受けて、合成するための加算器４０４３と、受信ウエイトベクトル計算機４０４１がウエイトベクトルを計算する際に用いる参照信号を予め記憶しておくためのメモリ４０４４と、加算器４０４３の出力を受けて高速フーリエ変換処理を行ない、各キャリアごとの所望波の信号Ｓ₁（ｔ）〜Ｓ_N（ｔ）を分離するためのＦＦＴ部４０５０とを備える。加算器４０４３の出力は、受信ウエイトベクトル計算機４０４１に与えられ、受信ウエイトベクトルの計算に使用される。

図２２は、図２１に示したアダプティブアレイ基地局４０００の動作を説明するための概念図である。

図２２においても、「Ｇ」はガードインターバル期間を示す。また、帯域分割前の信号に対してアダプティブアレイ処理を行なうために、アダプティブアレイにおいて、たとえば受信ウエイトベクトル計算機４０４１のサンプリングタイミングは、図１８に示したように帯域分割後の信号に対するのに比べて、より短い期間でサンプリングを行なうことが必要となる。

この場合も、長遅延信号は、アダプティブアレイブロックによるアダプティブアレイ処理により除去することが可能である。

一方、アダプティブアレイブロックに入力される信号は、帯域分割されていないため、非常に帯域が広い信号となる。つまり、先頭到来信号と短遅延信号も完全に異なる信号として受信ウエイトベクトル計算機４０４１では認識される。したがって、このような短遅延信号もアダプティブアレイ処理によって除去されてしまうことになる。

このような動作を行なうと、実際には、短遅延信号自体も所望波であって、有効に活用すればその特性を向上することが期待されるのに対し、このような短遅延信号自体もアダプティブアレイ処理によって除去されてしまうために、通信品質が低下してしまうという問題点がある。

さらに、短遅延信号も干渉信号と見なしてしまうため、アダプティブアレイ基地局４０００から見ると、非常に多くの干渉波が到来しているように見えることになる。これらの信号を除去するために、アダプティブアレイによって指向性を形成すると、アンテナ自由度を使い切ってしまう可能性がある。

このように、アンテナ自由度を使い切ってしまった場合は、所望波方向への利得が低下する、もしくは、アンテナ自由度超える干渉が見えるためにすべての干渉を除去することができなくなるという問題がある。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、ＯＦＤＭ伝送方式に対して、アダプティブアレイ受信を行なった場合においても、ガードインターバル以内のマルチパス信号については最大比合成して、受信感度を向上させることが可能なアダプティブアレイ基地局を提供することである。

この発明の他の目的は、ガードインターバル期間以内のマルチパス信号については、それらを合成する際に、アンテナ自由度を消費せず、干渉抑圧性能を維持することが可能なアダプティブアレイ基地局を提供することである。

この発明は要約すると、複数のキャリアを用いた直交周波数分割通信方式により伝送される信号の送受信を行うための無線装置であって、複数のアンテナを有するアレイアンテナと、所望波信号に対する第１の応答ベクトルを推定する受信応答ベクトル推定手段と、第１の応答ベクトルをフーリエ変換して、複数のキャリアの各々に対する成分を抽出する第１のフーリエ変換手段と、アレイアンテナからの受信信号をフーリエ変換して、アンテナごとの受信信号のキャリアそれぞれに対する成分を抽出する第２のフーリエ変換手段と、複数のキャリアごとに設けられ、各々が、アンテナごとの受信信号のキャリアに対する成分のうち、対応するキャリア成分を第２のフーリエ変換手段から受けて、所望波における対応するキャリアの成分を抽出するアダプティブアレイ処理手段とを備え、アダプティブアレイ処理手段は、第１のフーリエ変換手段からの第１の応答ベクトルの対応するキャリアに対する成分に基づいて、対応するキャリアの成分を抽出するためのウェイトベクトルを導出する。

好ましくは、無線装置は、アレイアンテナにより受信した信号から、所望波の到来タイミングを検出し、アンテナごとに、第２のフーリエ変換手段においてフーリエ変換される前の受信信号と複数のキャリアに対応するトレーニング信号成分を含む参照信号との相互相関が所定のしきい値を超えることに応じて、所望波を検知する到来タイミング検出手段をさらに備える。

好ましくは、無線装置は、アレイアンテナにより受信した信号から、所望波の到来タイミングを検出するための到来タイミング検出手段をさらに備え、受信応答ベクトル推定手段は、到来タイミング検出手段により検出された到来タイミング以外の時刻における第１の応答ベクトル中の応答のレベルを０とする。

好ましくは、無線装置は、アレイアンテナにより受信した信号から、所望波の到来タイミングを検出するための到来タイミング検出手段をさらに備え、無線装置は有効シンボル区間にガードインターバル区間が付加された信号を受信し、受信応答ベクトル推定手段は、ガードインターバル区間以降の時刻における第１の応答ベクトル中の応答のレベルを０とする。

好ましくは、無線装置は、アレイアンテナにより受信した信号から、所望波の到来タイミングを検出するための到来タイミング検出手段をさらに備え、アダプティブアレイ処理手段は、第１の応答ベクトルの対応するキャリアに対する成分に基づいて導出される、キャリアごとの相関行列により、対応するキャリアについての所望波を抽出するためのウェイトベクトルを導出する。

好ましくは、到来タイミング検出手段は、さらに、アレイアンテナにより受信した信号から、ｎ個の干渉波（ｎ：自然数、ｎ≧１）の到来タイミングを検出し、受信応答ベクトル推定手段は、ｎ個の干渉波のそれぞれについて、各信号に対する第２〜第（ｎ＋１）の応答ベクトルを推定し、第１のフーリエ変換手段は、さらに、第２〜第（ｎ＋１）の応答ベクトルをフーリエ変換して、複数のキャリアの各々に対する成分を抽出し、アダプティブアレイ処理手段は、第１のフーリエ変換手段からの第１から第（ｎ＋１）の応答ベクトルの対応するキャリアに対する成分に基づいて、対応するキャリアの成分を抽出するためのウェイトベクトルを導出する。

さらに、好ましくは、到来タイミング検出手段は、アンテナごとに、第２のフーリエ変換手段においてフーリエ変換される前の受信信号と複数のキャリアに対応するトレーニング信号成分を含む参照信号との相互相関が所定のしきい値を超えることに応じて、所望波および干渉波を検知する。

好ましくは、受信応答ベクトル推定手段は、到来タイミング検出手段により検出された到来タイミング以外の時刻における第１から第（ｎ＋１）の応答ベクトル中の応答のレベルを０とする。

好ましくは、アダプティブアレイ処理手段は、第１から第（ｎ＋１）の応答ベクトルの対応するキャリアに対する成分に基づいて導出される、キャリアごとの相関行列により、対応するキャリアについての所望波を抽出するためのウェイトベクトルを導出する。

好ましくは、アダプティブアレイ処理手段は、キャリアごとの相関行列により、対応するキャリアについての干渉波を抽出するためのウェイトベクトルを導出する。

好ましくは、受信応答ベクトル推定手段は、ＭＭＳＥ法により、第１から第（ｎ＋１）の応答ベクトルを推定する。

この発明の他の局面に従うと、複数のキャリアを用いた直交周波数分割通信方式により伝送される信号をアレイアンテナで受信して、アダプティブアレイ処理によりキャリアに対応する成分ごとに抽出するためのアダプティブアレイ処理方法であって、所望波信号に対する第１の応答ベクトルを推定するステップと、第１の応答ベクトルをフーリエ変換して、複数のキャリアの各々に対する成分を抽出するステップと、第１の応答ベクトルのキャリアごとの成分に基づいて、所望波についてのキャリアに対応する成分をアダプティブアレイ処理により分離するためのウェイトベクトルを導出するステップと、アレイアンテナからの受信信号をフーリエ変換して、アンテナごとの受信信号のキャリア成分を抽出するステップと、アンテナごとの受信信号のキャリア成分に対して、ウェイトベクトルを乗算することにより、所望波についての対応するキャリアの成分を抽出するステップとを備える。

好ましくは、アダプティブアレイ処理方法は、複数のアンテナにより受信した信号から、少なくとも所望波の到来タイミングを検出するとともに、少なくとも１つの干渉波の到来タイミングを検出するステップと、干渉波に対する応答ベクトルを推定するステップと、干渉波に対する応答ベクトルをフーリエ変換して、複数のキャリアの各々に対する成分を抽出するステップとをさらに備え、ウェイトベクトルを導出するステップは、干渉波に対する応答ベクトルのキャリアごとの成分に基づいて、ウェイトベクトルを導出する。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態のアダプティブアレイ基地局１０００の構成を示す概略ブロック図である。本発明のアダプティブアレイ基地局１０００は、ユーザの端末などの移動局との間で、アダプティブアレイ処理により指向性を持った信号の送受信を行なう。ただし、以下の説明で明らかとなるように、アダプティブアレイ基地局１０００は、空間分割多重方式により移動局との間で信号の送受信を行なうことも可能である。

図１を参照して、アダプティブアレイ基地局１０００は、ｎ本（ｎ：自然数）のアンテナからなるアレイアンテナと、アレイアンテナ♯１〜♯ｎからの信号を受けて、検波やアナログ・デジタル変換を行なうためのＡ／Ｄ変換部１０１０と、ｎ本のアンテナごとに設けられ、Ａ／Ｄ変換部１０１０からの出力を受けて、対応するアンテナについての各キャリアごとの信号を分離抽出するためのＦＦＴ部１０２０．１〜１０２０．ｎと、Ａ／Ｄ変換部１０１０からの信号を受けて、後に説明するように、所望波および干渉波の到来タイミングを検出するための相関器１０３０と、相関器１０３０において所望波および干渉波の到来タイミングを検出するために、所望波および干渉波の各々に対応する参照信号を保持しておくためのメモリ１０４０と、高速フーリエ変換前の信号であってＡ／Ｄ変換部１０１０から相関器１０３０に与えられた信号と相関器１０３０において検出された信号の到来タイミングに対する情報とを相関器１０３０から受けて、所望波および干渉波について、後に説明する手順で応答ベクトルを推定するための受信応答ベクトル推定器１０５０と、各アンテナごとに対応して設けられ、受信応答ベクトル推定器１０５０において推定された各アンテナごとの受信応答を受取って、高速フーリエ変換を行なうことにより各キャリアごとの応答ベクトルを抽出するためのＦＦＴ部１０６０．１〜１０６０．ｎと、キャリアごとに設けられ、ＦＦＴ部１０６０．１〜１０６０．ｎから、アンテナ♯１〜♯ｎについての、対応するキャリアの応答ベクトルを受けて、アダプティブアレイ処理を行なうためのアダプティブアレイブロック１０７０．１〜１０７０．Ｎ（Ｎはキャリアの総数）を備える。

図１においては、ｋ番目のキャリアに対するアダプティブアレイブロック１０７０．ｋのみを取出して示している。

アダプティブアレイブロック１０７０．ｋは、ウエイトベクトルを計算する受信ウエイト計算器１０７２．ｋと、ＦＦＴ部１０２０．１〜１０２０．ｎからのｋ番目のキャリアに対する信号をそれぞれ一方入力ノードに受け、他方入力ノードには、受信ウエイト計算器１０７２．ｋからのウエイトベクトルを受ける乗算器１０８０−１〜１０８０−ｎと、乗算器１０８０−１〜１０８０−ｎからの信号を受けて加算し、ｋ番目のキャリアについての所望信号Ｓｋ（ｔ）を出力する加算器１０９０とを備える。

図２は、図１に示したアダプティブアレイ基地局１０００の受信信号を説明するための概念図である。

アダプティブアレイ基地局１０００は、その受信波としては、所望波Ｓ_d（ｔ）と、所望波の遅延波Ｓ_d（ｔ−τ_S）と、干渉波Ｓ_u（ｔ）と、干渉波の遅延波Ｓ_u（ｔ−τ_i）とがある。ここで、時間τ_Sおよびτ_iは、遅延時間である。ここで、信号の添字ｄは、所望波の信号であることを意味する。また、干渉波の信号は添字ｕを付けて表わすことにする。

図３は、所望波Ｓ_d（ｔ）および干渉波Ｓ_u（ｔ）の構成を説明するための概念図である。

所望波Ｓ_d（ｔ）は、特に限定されないが、たとえば、その先頭に２シンボル分の参照信号区間（トレーニング信号区間）ｄ（ｔ）と、それに続くデータ信号区間とを有している。

ここで、参照信号ｄ（ｔ）は、周波数領域に並んでいる入力信号のトレーニングシンボルを逆フーリエ変換した信号であって、時間領域の信号である。

同様に、干渉波Ｓ_u（ｔ）も、たとえば、その先頭に２シンボル分の参照信号区間ｕ（ｔ）と、それに続くデータ信号区間とを有している。

ここで、一般性を失うことなく、所望波の参照信号区間ｄ（ｔ）は、干渉波の参照信号区間ｕ（ｔ）とは異なった信号であるものとする。

したがって、アダプティブアレイ基地局１０００は、このような異なった参照信号（トレーニング信号）により、ユーザの端末等の移動局を識別することが可能である。

［相関器の動作］
図４は、図１に示したアダプティブアレイ基地局１０００のうち、相関器１０３０の動作を説明するための概念図である。

相関器１０３０に入力される信号は、所望波については、先頭到来信号Ｓ_d（ｔ）と、ガードインターバル期間よりも小さな遅延時間τ₂で到来する短遅延信号Ｓ_d（ｔ−τ₂）と、ガードインターバル期間以上の遅延時間τ₃で到来する長遅延信号Ｓ_d（ｔ−τ₃）とがあるものとする。干渉波についても同様に、先頭到来信号Ｓ_u（ｔ）と、ガードインターバル期間よりも小さな遅延時間τ₂で到来する短遅延信号Ｓ_u（ｔ−τ₂）と、ガードインターバル期間以上の遅延時間τ₃で到来する長遅延信号Ｓ_u（ｔ−τ₃）とがあるものとする。

アダプティブアレイ基地局１０００においても、相関器１０３０が動作する際には、ＦＦＴ処理を行なう前の信号を処理する必要があるため、このようなＦＦＴ前の信号処理を行なうために十分に短いサンプリングタイミングで相関器１０３０は受信信号をサンプリングする。

アンテナ♯ｎから相関器１０３０に入力される信号Ｘ_n（ｔ）は、以下の式（１６）により表わすことができる。

式（１６）において、ｈ_n,1は、ｎ番目のアンテナ♯ｎで受信された所望波の先頭波の応答（応答ベクトルの要素）を示し、ｐ_n,1は、ｎ番目のアンテナ♯ｎで受信された干渉波（ＳＤＭＡでは多重相手）の先頭波の応答を示す。

同様にして、係数ｈ_n,2およびｈ_n,3は、ｎ番目のアンテナ♯ｎで受信された所望波の遅延波の応答（応答ベクトルの要素）を示し、係数ｐ_n,2およびｐ_n,3は、ｎ番目のアンテナ♯ｎで受信された干渉波（ＳＤＭＡでは多重相手）の遅延波の応答を示す。

また、上述したとおり信号ｓ_d（ｔ）は所望波の信号であり、信号ｓ_u（ｔ）は干渉波（ＳＤＭＡでは多重相手）の信号である。

ただし、干渉もしくは多重ユーザがさらに存在している場合には、式（１６）において干渉波の項が増加することになる。

アンテナ♯ｎの受信信号Ｘ_n（ｔ）と、所望波の参照信号ｓ_d（ｔ）（ｔは参照信号区間）との相関関数ρ_n,d（ｔ）と、アンテナ♯ｎの受信信号Ｘ_n（ｔ）と干渉波の参照信号ｓ_u（ｔ）（ｔは参照信号区間）との相関関数ρ_n,u（ｔ）を計算すると、以下のとおりとなる。

所望波の参照信号とアンテナ♯ｎの受信信号との相関関数ρ_n,d（ｔ）には、所望波と参照信号との相関成分が残るが、わずかながら干渉波や雑音との相関成分Ｉ_d（ｔ）も残留している。

同様に、アンテナ♯ｎの受信信号と干渉波の参照信号との相関関数ρ_n,u（ｔ）には、干渉波と参照信号との相関成分が残るだけではなく、わずかながら干渉波や雑音との相関成分Ｉ_u（ｔ）も残留している。

このような相関関数ρ_n,d（ｔ）または相関関数ρ_n,u（ｔ）は、「スライディング相関」とも呼ばれる。

図５は、このような相関関数ρ_n,d（ｔ）の時間依存性を示す図である。
なお、相関関数ρ_n,d（ｔ）は、実際には複素数であるので、時間経過とともに、複素平面上でその絶対値および位相が変化する信号であるが、図５においては、簡単のために、複素平面上の所定方向の成分のみを表わしているものとする。

図５を参照して、相関関数ρ_n,d（ｔ）には、まず、先頭到来信号成分として、ピークＰ１が存在する。このピークＰ１のすぐ後には、短遅延信号成分に対応してピークＰ２が存在する。さらに、この短遅延信号成分のピークＰ２から遅れた時刻には長遅延信号成分に対応するピークＰ３が存在する。

干渉波についての相関関数ρ_n,u（ｔ）についても同様である。
図６は、図５に示した相関関数ρ_n,d（ｔ）の絶対値成分の時間依存性を示す図であり、図６において、値Ｖｔは、後に説明するような処理を行なうためのしきい値を示している。

［受信応答ベクトル推定器の動作］
上述した相関関数ρ_n,d（ｔ）は、ｎ番目のアンテナの所望波信号の受信応答（複素数）に相当するが、このような相関により求めた複素応答には、雑音や干渉の非直交成分が残留し、誤差が大きい。

ただし、この相関関数ρ_n,d（ｔ）により、先頭到来信号の到来時刻や、遅延信号の到来時間の遅延時間自体は正確に求めることができる。

そこで、所望波ユーザ端末の受信応答および干渉波ユーザ端末の受信応答を相関関数ρ_n,d（ｔ）や相関関数ρ_n,u（ｔ）により求めた遅延時間を用いて、より正確に求める手続を、以下に説明するような手順で、受信応答ベクトル推定器１０５０が行なうものとする。

（ステップ１）
まず、図６に示したような相関関数の絶対値｜ρ_n,d（ｔ）｜と｜ρ_n,u（ｔ）｜に対して、しきい値Ｖｔを予め設定しておき、しきい値以上となっている信号をピックアップする。ここで、このようなしきい値Ｖｔとしては、予め所定の値としておくか、最大の信号レベルから所定値だけ低い信号までを抽出する等の基準を用いることとする。

（ステップ２）
このようにしてピックアップした信号に対して、以下に説明するように、アレー出力と参照信号との平均自乗誤差を最小とする、いわゆるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法により複素応答を正確に推定する。

ここで、あるアンテナの１つについて注目することとし、このアンテナでの受信信号をサンプリングした信号列をベクトルＸとし、以下のように表わす。

特に制限されないが、このようなベクトルの要素数は、たとえば、６４サンプルまたは１２８サンプルであるものとすることができる。

また、所望波の参照信号について逆フーリエ変換を行なった信号をｓｄ₁，ｓｄ₂，ｓｄ₃，…とする。所望波の遅延信号はパスｋを伝達して到来するものとし、その遅延時間をτ_kとすると、このような所望波についての参照信号は、上述した受信信号のサンプリング値からなるベクトルに対応して、以下のように表わされる。

上述した式（２０）において、□で表わした要素は、遅延時間τ_kに相当する個数だけ存在する。また、□で表わした要素の値としては、たとえば参照信号の前にガードインターバルが存在すると、そのガードインターバルに存在する信号の逆フーリエ変換の成分がこの部分に存在することになる。

さらに、以下では、簡単のために干渉信号が１つ存在する場合を考える。
このとき、同様にして干渉信号の参照信号についての逆フーリエ変換を行なった要素の時系列が、ｓｕ₁，ｓｕ₂，…と表わされるものとする。干渉波の遅延信号は、パスｋ´を伝達して到来するものとし、その遅延時間がτ_k'であるものとすると、受信信号のサンプリング要素からなるベクトルＸに対応して、干渉信号の参照信号の時系列は、以下のように表わされる。

以下では、ＭＭＳＥ法により、応答ベクトルを推定するにあたり、遅延時間の異なるパスｋが所望波についても複数個、たとえば３個存在し、干渉波のパスｋ′も複数個、たとえば３個存在するものとする。

このような条件で、たとえばｎ番目のアンテナの受信信号について、応答ベクトルを求める処理は、以下の式（２２）で表される評価関数Ｊ₁を極小化するように所望波についての応答ｈ_k、干渉波についての応答ｐ_k'を求めることに相当する。

ここで、行列Ｑおよびベクトルａを式（２３）および（２４）のように定義すると、評価関数Ｊ₁は、（２５）のように表わされる。

さらに、この評価関数Ｊ₁かベクトルａについて極小であるという条件から、以下の手順によりベクトルａを式（２６）のように求めることができる。

以上のようにして、所望信号および干渉信号について各パスの複素振幅を求めることができる。

以上の手続は、たとえば、ｎ番目のアンテナについての導出であるが、このような処理を、他のアンテナについても同様に行ない、各アンテナごとに、所望波と干渉波の応答を求める。

（ステップ３）
以上のようにして、しきい値以上であるとしてピックアップされ、かつ、複素応答が推定された信号以外の信号レベルはすべて０と置く。

この処理により、残留した雑音や干渉成分を除去することができる。
（ステップ４）
次に、ガードインターバル時間よりも長い遅延時間については、その複素応答を０とし、ガードインターバル時間以内の遅延波に対応する成分のみからなる複素応答の信号を、所望波については受信応答ρ_n,dd（ｔ）とし、干渉波についても受信応答（相関関数）ρ_n,ud（ｔ）と置くことにする。ここで、添字のｄｄは、所望波についてガードインターバル以内の信号であることを示し、添字ｕｄは、干渉波についてガードインターバル以内の信号であることを意味する。

（ステップ５）
同様にして、ガードインターバル時間よりも短い遅延波については、その複素応答をすべて０と置き、それ以外の複素応答のレベルを残した応答を新たに所望波については応答（相関関数）ρ_n,du（ｔ）とし、干渉波については応答（相関関数）ρ_n,uu（ｔ）とする。

ここで、添字のｄｕは、所望波についてガードインターバル時間よりも長い遅延波であることを示し、添字ｕｕは、干渉波についてガードインターバル時間よりも長い遅延時間を有する遅延波であることを意味する。

このようにして求められた干渉波についての応答は、ＳＤＭＡでは多重ユーザに対する複素応答に相当する。

図７は、以上のようにして計算された応答ρ_n,dd（ｔ）および応答ρ_n,du（ｔ）の時間変化を示す図である。

図７においてはパスが３つ存在し、先頭到来波と第１番目の遅延波についてのパス１およびパス２からの信号がガードインターバル長以内に基地局に到来しており、パス３に対応する遅延波は、先頭波の到来時間から、ガードインターバル長以上の遅延時間経過した後にアダプティブアレイ基地局１０００に到来している。

したがって、応答ρ_n,dd（ｔ）には２つのピークが含まれ、応答ρ_n,du（ｔ）には１つのピークが含まれている。

このような手続きにより、所望波については、応答ρ_n,dd（ｔ）に相当する各アンテナの応答からなる第１の応答ベクトルと、応答ρ_n,du（ｔ）に相当する各アンテナの応答からなる第２の応答ベクトルとが導出されることになる。

干渉波の応答についても同様に、応答ρ_n,ud（ｔ）に相当する各アンテナの応答からなる第３の応答ベクトルと、応答ρ_n,uu（ｔ）に相当する各アンテナの応答からなる第４の応答ベクトルとが導出されることになる。

なお、干渉波がｍ波（ｍ≧２）存在する場合は、ｍ波目の干渉波についても同様にして、ガードインターバル時間以内の遅延波に対応する成分のみからなる複素応答に相当する各アンテナの応答からなる第（２ｍ＋１）の応答ベクトルと、ガードインターバル時間以降の遅延波に対応する成分のみを残した複素応答に相当する各アンテナの応答からなる第（２ｍ＋２）の応答ベクトルとが導出されることになる。

［ＦＦＴ部１０６０．１〜１０６０．ｎの動作］
以上のようにして、受信応答ベクトル推定器１０５０において、各アンテナごとに応答が求められる。

次に、ＦＦＴ部１０６０．１〜１０６０．ｎにおいては、以下のような処理を行なう。
所望端末から送信されてガードインターバル以内に到来した信号の複素応答ρ_n,dd（ｔ）を高速フーリエ変換することにより、キャリアごとの複素応答ξ_n,dd（ｋ）に変換する。ここで、ｋは、キャリアの番号である。

図８は、複素応答ρ_n,dd（ｔ）と、これに対する高速フーリエ変換により得られるキャリアごとの複素応答ξ_n,dd（ｋ）を示す図である。

すべてのアンテナに対して、同様の操作を行ない、すべてのアンテナのキャリアごとの複素応答を計算する。キャリアごとに複素応答を要素とする応答ベクトルが算出される。さらに、複素応答ρ_n,du（ｔ）を高速フーリエ変換することにより、キャリアごとの複素応答ξ_n,du（ｋ）を得る。

このような処理を行なえば、たとえば、ｋ番目のキャリアのガードインターバル期間以内に到達した信号に対する応答ベクトルｄ_d（ｋ）は式（２７）のように表わされる。同様に、所望端末から送信されて、ガードインターバル以上の遅延時間で到来した信号の複素応答ρ_n,du（ｔ）からｋ番目のキャリアの応答ベクトルｄ_u（ｋ）は式（２８）のように計算される。

同様にして、干渉ユーザ（ＳＤＭＡでは、所望ユーザ以外のすべての接続ユーザ）から送信されて、ガードインターバル以内に到来した信号の複素応答ρ_n,ud（ｔ）を高速フーリエ変換することにより、キャリアごとの応答ξ_n,ud（ｋ）に変換し、干渉波のｋ番目のキャリアの応答ベクトルｉ_d（ｋ）が式（２９）のように計算される。

同様に、干渉波について、ガードインターバル期間後に到来した信号の複素応答ρ_n,uu（ｔ）を高速フーリエ変換することにより、キャリアごとの応答ξ_n,uu（ｋ）に変換し、ガードインターバル以上の遅延時間で到来した干渉波についての応答ベクトルｉ_u（ｋ）は式（３０）のように表わされる。

なお、干渉もしくは多重ユーザが複数いる場合は、各干渉波もしくは多重ユーザごとにこのような応答ベクトルが計算されることになる。

［受信ウエイト計算器の動作］
以上のようにして高速フーリエ変換により求められたアンテナごとのｋ番目のキャリアの応答ベクトルに基づいて、受信ウエイト計算器１０７０．ｋは、以下のようにしてｋ番目のキャリアについての受信ウエイトベクトルを計算する。

ｋ番目のキャリアのガードインターバル以内の遅延時間の所望波の応答ベクトルｄ_d（ｋ）、ガードインターバルを超える遅延時間の所望波の応答ベクトルｄ_u（ｋ）、ガードインターバル以内の遅延時間の干渉波の応答ベクトルｉ_d（ｋ）、ガードインターバルを超える遅延時間の干渉波の応答ベクトルｉ_u（ｋ）は、以下のとおりにＦＦＴ部１０６０．１〜１０６０．ｎにより求められている。

これらの信号からｋ番目のキャリアの相関行列Ｒ_xx ^(k)は、式（３２）のように計算され、これに基づけば、所望信号の受信ウエイトベクトルは式（３３）のように計算される。

さらに、ＳＤＭＡの場合の多重信号の相手に対する受信ウエイトベクトルは式（３４）のように計算される。

式（３２）において、σ²は、正の実数であり、この値としては、相関行列が特異にならないように経験的に求められた値でもよいし、システムの熱雑音電力の値としてもよい。さらに、Ｉはｎ×ｎの単位行列を表している。

なお、干渉波が存在しない場合には、式（３２）において干渉波に相当する項は０となり、所望波のみの場合でも、やはり、所望信号の受信ウエイトベクトルは式（３３）のように計算されることになる。

図９および図１０は、以上説明したアダプティブアレイ基地局１０００の動作を全体として説明するためのフローチャートである。

図９を参照して、処理が開始されると（ステップＳ１００）、相関器１０３０において、アレイアンテナの各アンテナについて受信信号と所望波の参照信号とのスライディング相関がとられる（ステップＳ１０２）。

さらに、相関器１０３０では、アレイアンテナの各アンテナについて受信信号と干渉波の参照信号とのスライディング相関がとられる（ステップＳ１０４）。

続いて、受信応答ベクトル推定器１０５０では、所望波について所定のしきい値を超える相関値の絶対値を有する信号と、干渉波について所定のしきい値を超える相関値の絶対値を有する信号とがピックアップされる（ステップＳ１０６、Ｓ１０８）。

さらに、受信応答ベクトル推定器１０５０では、所望波および干渉波について、ピックアップした信号に対する複素応答をＭＭＳＥ法等により推定する（ステップＳ１１０）。そして、ピックアップされた信号以外の信号のレベルを０とする（ステップＳ１１２）。

その上で、受信応答ベクトル推定器１０５０では、ガードインターバルより長い遅延時間の信号成分を０として、所望波についての受信応答ρ_n,dd（ｔ）と、干渉波についての受信応答ρ_n,ud（ｔ）を求める（ステップＳ１１４）。さらに、受信応答ベクトル推定器１０５０では、ガードインターバルより短い遅延時間の信号成分を０として、所望波についての受信応答ρ_n,du（ｔ）と、干渉波についての受信応答ρ_n,uu（ｔ）を求める（ステップＳ１１６）。

次に、図１０を参照して、ＦＦＴ部１０６０．１〜１０６０．ｎでは、受信応答ρ_n,dd（ｔ）、受信応答ρ_n,ud（ｔ）、受信応答ρ_n,du（ｔ）および受信応答ρ_n,uu（ｔ）をフーリエ変換することにより、各アンテナについて、キャリア毎の複素応答を求める（ステップＳ１１８）。

これにより、１）所望波のうちガードインターバル以内の遅延で到来した信号に対するキャリア毎の複素応答ベクトルｄ_d（ｋ）、２）所望波のうちガードインターバルを超える遅延で到来した信号に対するキャリア毎の複素応答ベクトルｄ_u（ｋ）、３）干渉波のうちガードインターバル以内の遅延で到来した信号に対するキャリア毎の複素応答ベクトルｉ_d（ｋ）、４）干渉波のうちガードインターバルを超える遅延で到来した信号に対するキャリア毎の複素応答ベクトルｉ_u（ｋ）、が導出される（ステップＳ１２０）。

さらに、受信ウェイト計算器１０７２．ｋでは、導出された複素応答ベクトルに基づいて、ｋ番目のキャリアの相関行列Ｒ_XX ^(k)を導出して、ｋ番目のキャリアに対するウェイトベクトルを所望波について計算する（ステップＳ１２２）。

乗算器１０８０−１〜１０８０−ｎおよび加算器１０９０では、アレイアンテナの各アンテナからの受信信号をフーリエ変換して得られたキャリア毎の信号に対して、ウェイトベクトルを乗算して、ｋ番目のキャリアについての所望信号を抽出する（ステップＳ１２４）。なお、ＳＤＭＡ方式では、必要に応じて、干渉波についてもウェイトベクトルを求め、干渉波の抽出が行われる。

さらに、キャリア毎の成分を合成すれば、ＯＦＤＭ方式で伝送された信号の復調を行うことができる。以上で処理が終了する（ステップＳ１３０）。

以上のような方法で短遅延信号が、先頭到来波との位相差により減衰することなく合成される理由は、キャリアごとの応答ベクトルｄ_d（ｋ）に先頭信号と短遅延信号との双方の成分が含まれているため、キャリアごとに先頭信号と短遅延信号のそれぞれに対してビームを向けるようにアダプティブアレイ動作が行なわれることによる。

このため、キャリアの周波数が異なっても逆位相で合成されることがない。また、相関行列Ｒ_XX（ｋ）の式より有意な信号成分の項は４つ（干渉が１つの場合）なので、消費される自由度は３であって、たとえば、４素子のアンテナであれば、完全なヌル方向制御を行なうことが可能である。

これに対して、上述のような方式によらず、すべての信号に対してヌル制御をする場合は、短遅延に対してもヌルを向けるような制御を行なうことが必要となる。この場合は４素子アンテナでは自由度が不足し十分な特性を得ることができないことになる。

［実施の形態２］
実施の形態１においては、受信応答ベクトル推定器１０５０の動作として、式（２２）〜（２６）に説明した方法にしたがって、所望信号の複素応答と干渉信号の複素応答を求めた。

しかしながら、所望信号の参照信号区間と干渉信号の参照信号区間とに重なりがない場合、式（２２）〜（２６）に説明した方法はそのままでは適用できない。

実施の形態２では、このような場合でも適用可能な所望信号の複素応答と干渉信号の複素応答の導出方法について説明する。

（所望信号の応答の推定）
所望信号の複素応答を求めるにあたり、以下の式（３５）で与えられる評価関数Ｊ₂を用いる。なお、以下の式のノーテーションは、特に断らない限り、式（２２）〜（２６）と同様とする。

ここで、以下の式（３６）および式（３７）で定義される行列Ｑ´およびベクトルｈを用いることにする。

このとき、式（３５）は、以下のように書きかえられる。

ベクトルｈについて、極小という条件から、式（２６）と同様に、所望波のパスｋに対する複素応答ｈ_kが以下の式（３９）のようにして求められる。

（干渉信号の応答の推定）
干渉信号の複素応答を求めるにあたっては、以下の式（４０）で与えられる評価関数Ｊ₃を用いる。

ここで、以下の式（４１）および式（４２）で定義される行列Ｑ″およびベクトルｐを用いることにする。

このとき、式（４０）は、以下のように書きかえられる。

ベクトルｐについて、極小という条件から、式（３９）と同様に、干渉波のパスｋ´に対する複素応答ｐ_k´が以下の式（４４）のようにして求められる。

以上説明したような複素応答の推定方法を受信応答ベクトル推定器１０５０が行うことによっても、実施の形態１と同様の効果が奏される。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

以上説明したとおり、本発明によるアダプティブアレイ基地局の構成を用いれば、ガードインターバル以内のマルチパス信号を、完全に最大比合成して、受信感度を最大化することが可能となる。さらに、ガードインターバル以内のマルチパス信号を合成するときに、アンテナ自由度を消費せず、干渉抑圧性能を維持することが可能である。

本発明の実施の形態のアダプティブアレイ基地局１０００の構成を示す概略ブロック図である。 図１に示したアダプティブアレイ基地局１０００の受信信号を説明するための概念図である。 所望波Ｓ_d（ｔ）および干渉波Ｓ_u（ｔ）の構成を説明するための概念図である。 図１に示したアダプティブアレイ基地局１０００のうち、相関器１０３０の動作を説明するための概念図である。 相関関数ρ_n,d（ｔ）の時間依存性を示す図である。 図５に示した相関関数ρ_n,d（ｔ）の絶対値成分の時間依存性を示す図である。 応答ρ_n,dd（ｔ）および応答ρ_n,du（ｔ）の時間変化を示す図である。 複素応答ρ_n,dd（ｔ）と、これに対する高速フーリエ変換により得られるキャリアごとの複素応答ξ_n,dd（ｋ）を示す図である。 アダプティブアレイ基地局１０００の動作を全体として説明するための第１のフローチャートである。 アダプティブアレイ基地局１０００の動作を全体として説明するための第２のフローチャートである。 周波数分割多重接続，時分割多重接続および空間多重分割接続の各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。 従来のＳＤＭＡ用基地局の送受信システム２０００の構成を示す概略ブロック図である。 アダプティブアレイ２１００のうち、１人のユーザに対応する送受信部２１００ａの構成を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ方式において使用される複数のキャリア（搬送波）の周波数スペクトラムのうち、３キャリア分を抜き出して示す図である。 ＯＦＤＭ方式によって伝送される伝送シンボルの波形を示す図である。 所望波と干渉波が受信された場合の復調動作について説明するための概念図である。 アダプティブアレイ基地局３０００の構成を説明するための概略ブロック図である。 図１７に示したアダプティブアレイ基地局３０００が受信する信号のタイミングを示す概念図である。 アダプティブアレイ通過後の各キャリアに対応する信号の強度分布を示す図である。 図１９で示したような場合に、各キャリアごとの信号を合成したときの強度分布を示す図である。 アダプティブアレイ基地局４０００の構成を説明するための概略ブロック図である。 図２１に示したアダプティブアレイ基地局４０００の動作を説明するための概念図である。

符号の説明

１０００ アダプティブアレイ基地局、♯１〜♯ｎ アンテナ、１０１０ Ａ／Ｄ変換部、１０２０．１〜１０２０．ｎ ＦＦＴ部、１０３０ 相関器、１０４０ メモリ、１０５０ 受信応答ベクトル推定器、１０６０．１〜１０６０．ｎ ＦＦＴ部、１０７０．１〜１０７０．Ｎ アダプティブアレイブロック、１０７２．ｋ 受信ウエイト計算器、１０８０−１〜１０８０−ｎ 乗算器、１０９０ 加算器。

Claims (13)

1. 複数のキャリアを用いた直交周波数分割通信方式により伝送される信号の送受信を行うための無線装置であって、
   複数のアンテナを有するアレイアンテナと、
   所望波信号に対する第１の応答ベクトルを推定する受信応答ベクトル推定手段と、
   前記第１の応答ベクトルをフーリエ変換して、前記複数のキャリアの各々に対する成分を抽出する第１のフーリエ変換手段と、
   前記アレイアンテナからの受信信号をフーリエ変換して、前記アンテナごとの受信信号のキャリアそれぞれに対する成分を抽出する第２のフーリエ変換手段と、
   前記複数のキャリアごとに設けられ、各々が、前記アンテナごとの受信信号のキャリアに対する成分のうち、対応するキャリア成分を前記第２のフーリエ変換手段から受けて、前記所望波における対応するキャリアの成分を抽出するアダプティブアレイ処理手段とを備え、
   前記アダプティブアレイ処理手段は、前記第１のフーリエ変換手段からの前記第１の応答ベクトルの対応するキャリアに対する成分に基づいて、前記対応するキャリアの成分を抽出するためのウェイトベクトルを導出する、無線装置。
2. 前記アレイアンテナにより受信した信号から、所望波の到来タイミングを検出し、前記アンテナごとに、前記第２のフーリエ変換手段においてフーリエ変換される前の前記受信信号と前記複数のキャリアに対応するトレーニング信号成分を含む参照信号との相互相関が所定のしきい値を超えることに応じて、前記所望波を検知する到来タイミング検出手段をさらに備える、請求項１記載の無線装置。
3. 前記無線装置は、前記アレイアンテナにより受信した信号から、所望波の到来タイミングを検出するための到来タイミング検出手段をさらに備え、
   前記受信応答ベクトル推定手段は、前記到来タイミング検出手段により検出された前記到来タイミング以外の時刻における前記第１の応答ベクトル中の応答のレベルを０とする、請求項１記載の無線装置。
4. 前記無線装置は、前記アレイアンテナにより受信した信号から、所望波の到来タイミングを検出するための到来タイミング検出手段をさらに備え、
   前記無線装置は有効シンボル区間にガードインターバル区間が付加された信号を受信し、前記受信応答ベクトル推定手段は、前記ガードインターバル区間以降の時刻における前記第１の応答ベクトル中の応答のレベルを０とする、請求項１記載の無線装置。
5. 前記アダプティブアレイ処理手段は、前記第１の応答ベクトルの対応するキャリアに対する成分に基づいて導出される、前記キャリアごとの相関行列により、前記対応するキャリアについての前記所望波を抽出するためのウェイトベクトルを導出する、請求項１記載の無線装置。
6. 前記無線装置は、前記アレイアンテナにより受信した信号から、所望波の到来タイミングを検出するための到来タイミング検出手段をさらに備え、
   前記到来タイミング検出手段は、さらに、前記アレイアンテナにより受信した信号から、ｎ個の干渉波（ｎ：自然数、ｎ≧１）の到来タイミングを検出し、
   前記受信応答ベクトル推定手段は、前記ｎ個の干渉波のそれぞれについて、各信号に対する第２〜第（ｎ＋１）の応答ベクトルを推定し、
   前記第１のフーリエ変換手段は、さらに、前記第２〜第（ｎ＋１）の応答ベクトルをフーリエ変換して、前記複数のキャリアの各々に対する成分を抽出し、
   前記アダプティブアレイ処理手段は、前記第１のフーリエ変換手段からの前記第１から第（ｎ＋１）の応答ベクトルの対応するキャリアに対する成分に基づいて、前記対応するキャリアの成分を抽出するためのウェイトベクトルを導出する、請求項１記載の無線装置。
7. 前記到来タイミング検出手段は、前記アンテナごとに、前記第２のフーリエ変換手段においてフーリエ変換される前の前記受信信号と前記複数のキャリアに対応するトレーニング信号成分を含む参照信号との相互相関が所定のしきい値を超えることに応じて、前記所望波および前記干渉波を検知する、請求項６記載の無線装置。
8. 前記受信応答ベクトル推定手段は、前記到来タイミング検出手段により検出された前記到来タイミング以外の時刻における前記第１から第（ｎ＋１）の応答ベクトル中の応答のレベルを０とする、請求項６記載の無線装置。
9. 前記アダプティブアレイ処理手段は、前記第１から第（ｎ＋１）の応答ベクトルの対応するキャリアに対する成分に基づいて導出される、前記キャリアごとの相関行列により、前記対応するキャリアについての前記所望波を抽出するためのウェイトベクトルを導出する、請求項６記載の無線装置。
10. 前記アダプティブアレイ処理手段は、前記キャリアごとの相関行列により、前記対応するキャリアについての前記干渉波を抽出するためのウェイトベクトルを導出する、請求項９記載の無線装置。
11. 前記受信応答ベクトル推定手段は、ＭＭＳＥ法により、前記第１から第（ｎ＋１）の応答ベクトルを推定する、請求項６記載の無線装置。
12. 複数のキャリアを用いた直交周波数分割通信方式により伝送される信号をアレイアンテナで受信して、アダプティブアレイ処理により前記キャリアに対応する成分ごとに抽出するためのアダプティブアレイ処理方法であって、
    所望波信号に対する第１の応答ベクトルを推定するステップと、
    前記第１の応答ベクトルをフーリエ変換して、前記複数のキャリアの各々に対する成分を抽出するステップと、
    前記第１の応答ベクトルのキャリアごとの成分に基づいて、所望波についての前記キャリアに対応する成分をアダプティブアレイ処理により分離するためのウェイトベクトルを導出するステップと、
    前記アレイアンテナからの受信信号をフーリエ変換して、前記アンテナごとの受信信号のキャリア成分を抽出するステップと、
    前記アンテナごとの受信信号のキャリア成分に対して、前記ウェイトベクトルを乗算することにより、前記所望波についての前記対応するキャリアの成分を抽出するステップとを備える、アダプティブアレイ処理方法。
13. 前記アダプティブアレイ処理方法は、
    複数のアンテナを有するアレイアンテナにより受信した信号から、少なくとも所望波の到来タイミングを検出すると共に、少なくとも１つの干渉波の到来タイミングを検出するステップと、
    前記干渉波に対する応答ベクトルを推定するステップと、
    前記干渉波に対する応答ベクトルをフーリエ変換して、前記複数のキャリアの各々に対する成分を抽出するステップとをさらに備え、
    前記ウェイトベクトルを導出するステップは、前記干渉波に対する応答ベクトルのキャリアごとの成分に基づいて、前記ウェイトベクトルを導出する、請求項１２記載のアダプティブアレイ処理方法。

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