JP2005304273A - Control circuit for switching regulator - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、直流入力電圧を所望の出力電圧に変換して電子機器に供給するスイッチング電源装置に用いられ、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号の最大オンデューティを設定するスイッチング電源用制御回路に関する。 The present invention relates to a switching power supply control circuit that is used in a switching power supply apparatus that converts a DC input voltage into a desired output voltage and supplies the output voltage to an electronic device, and sets a maximum on-duty of a PWM (Pulse Width Modulation) control signal.
従来、スイッチング電源装置として、主に大容量の電源に用いられるシングルフォワードコンバータがある。この電源装置では出力電流変動や、入力電圧変動が発生した場合、過渡的にオンデューティが広がり、オフ時間が極端に短くなると、トランスの励磁エネルギーを放出しきれず、直流重畳し、トランスが飽和状態となる場合がある。トランスの飽和は、インバータ電流の増加やサージ電圧へとつながり、半導体にストレスを与え、電源装置の破壊につながる場合かある。従って、トランスの飽和を避けるためには、最大オンデューティの制限は不可欠なものであり、通常、制御ＩＣ内にはこの最大オンデューティ制限回路が設けられている。しかしながら、より正確な最大オンデューティの制限が必要な場合や、前記最大オンデューティ制限回路がソフトスタート機能と兼用されており、ソフトスタート機能の設計的制約から、必要な最大オンデューティに設定できない場合等、外部回路により最大オンデューティの制限回路を構成しなければならない場合があった。 Conventionally, as a switching power supply device, there is a single forward converter mainly used for a large-capacity power supply. In this power supply device, when output current fluctuation or input voltage fluctuation occurs, if the on-duty is transiently widened and the off-time becomes extremely short, the excitation energy of the transformer cannot be fully discharged, and the DC is superimposed and the transformer is saturated. It may become. Transformer saturation may lead to an increase in inverter current and surge voltage, which may cause stress on the semiconductor and lead to destruction of the power supply device. Therefore, in order to avoid transformer saturation, the limit of the maximum on-duty is indispensable, and this maximum on-duty limiting circuit is usually provided in the control IC. However, when a more accurate maximum on-duty limit is required, or when the maximum on-duty limit circuit is also used as a soft start function, the required maximum on duty cannot be set due to the design constraints of the soft start function. In some cases, a limit circuit having a maximum on-duty has to be configured by an external circuit.
そこで、従来、図７に示すような回路構成を持った電源装置がある。このスイッチング電源装置は、直流電源１０の出力をＤＣ−ＤＣ変換するもので、制御用ＩＣから成る制御部１２から出力されるＰＷＭ制御パルス信号のデューティ比に応じた直流電圧を、出力端子＋Voutに出力する。シングルフォワードコンバータから成るＤＣ−ＤＣ変換部は、１次側にＦＥＴ等の主スイッチ素子ＳＷと、主スイッチ素子ＳＷと直流電源１０のプラス側との間に１次巻き線が接続されたトランスＴ１を備える。トランスＴ１の２次巻き線の両端子は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに各々接続され、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは共に出力チョークコイルＬ１の一端に接続されている。そして、出力チョークコイルＬ１の他端は、出力コンデンサＣ１の一方の端子に接続されると共に、負荷２０が接続される出力端子＋Voutに繋がっている。出力コンデンサＣ１の他方の端子は、フライホイール側の整流ダイオードＤ２のアノードに接続され、出力端子−Voutに接続している。そして、出力コンデンサＣ１の両端が出力端子＋Vout、−Voutを介して負荷２０に接続される。
Therefore, there is a conventional power supply device having a circuit configuration as shown in FIG. This switching power supply device performs DC-DC conversion on the output of the
主スイッチ素子ＳＷの制御部１２は、コンパレータ１４と主スイッチ素子ＳＷの駆動回路１６とを備え、コンパレータ１４の反転入力端子には、三角波発生回路１８の出力が接続されている。また、コンパレータ１４の非反転入力端子には、この電源装置の出力の帰還信号が、制御部１２の帰還信号端子２２を経て入力している。
The
この電源装置の出力の負帰還回路は、出力端子＋VoutがフォトカプラＰＣの発光ダイオードである発光素子ＰＣ１に接続されている。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタである受光素子ＰＣ２のコレクタは、外部の定電圧源Ｖａに接続された直列抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点に接続されるとともに、帰還信号の高周波リップルやノイズ成分を除去するためのコンデンサＣ２の一端に接続されて、制御部１２の帰還信号端子２２に接続されている。
In the negative feedback circuit of the output of the power supply device, the output terminal + Vout is connected to the light emitting element PC1 which is a light emitting diode of the photocoupler PC. The collector of the light receiving element PC2, which is a phototransistor of the photocoupler PC, is connected to the midpoint of the series resistors R1, R2 connected to the external constant voltage source Va, and removes high-frequency ripple and noise components of the feedback signal. Is connected to one end of a capacitor C <b> 2 for connection to the
この電源装置では、外部の定電圧源Ｖａの電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧し、その分圧電圧を、三角波発生回路１８の出力電圧の三角波上限電圧ＶＨと三角波下限電圧ＶＬの中間に設定し、コンパレータ１４の非反転入力端子に接続されている。これにより、帰還信号電圧VFBの最大値VFBMAXが設定され、図８に示すように、帰還信号端子２２に入力される帰還信号電圧VFBの上限を設定し、主スイッチ素子ＳＷの最大オンデューティDMAXを制限する。
In this power supply device, the voltage of the external constant voltage source Va is divided by resistors R1 and R2, and the divided voltage is set between the triangular wave upper limit voltage VH and the triangular wave lower limit voltage VL of the output voltage of the triangular
また、主スイッチ素子ＳＷの最大オンデューティDMAXを制限する回路として、図９に示すような回路もある。この回路では、図７における定電圧源Ｖａの代わりに制御部１２の基準電圧源Vrefの基準電圧端子２４に抵抗Ｒ１を接続したものである。制御ＩＣである制御部１２は電圧源Ｖｃｃに接続され、制御部１２内の抵抗を経て電圧源Ｖｃｃと基準電圧端子２４がつながっている。この回路も、図７の回路と同様に最大オンデューティDMAXを制限する。
Further, as a circuit for limiting the maximum on-duty DMAX of the main switch element SW, there is a circuit as shown in FIG. In this circuit, a resistor R1 is connected to the
その他、主スイッチ素子ＳＷの最大オンデューティDMAXを制限する回路として、図１０に示すような回路もある。この回路では、フォトカプラＰＣの受光素子ＰＣ２のコレクタが、外部の定電圧源Ｖａに抵抗Ｒ３を介して接続されるとともに、受光素子ＰＣ２のコレクタがＰＮＰトランジスタＴｒ２のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ２のベースはＮＰＮトランジスタＴｒ１のエミッタに接続され、コレクタは接地されている。トランジスタＴｒ１のコレクタは、制御部１２の基準電圧端子２４に接続されている。そして、基準電圧端子２４は、抵抗Ｒ１，Ｒ２に直列に接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点がトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、抵抗Ｒ４を介して接地されている。
As another circuit for limiting the maximum on-duty DMAX of the main switch element SW, there is a circuit as shown in FIG. In this circuit, the collector of the light receiving element PC2 of the photocoupler PC is connected to an external constant voltage source Va via a resistor R3, and the collector of the light receiving element PC2 is connected to the emitter of the PNP transistor Tr2. The base of the transistor Tr2 is connected to the emitter of the NPN transistor Tr1, and the collector is grounded. The collector of the transistor Tr1 is connected to the
この電源装置の負帰還回路では、帰還信号電圧VFBが制御部１２の基準電圧源Vrefの抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧電圧を超えようとした場合に、トランジスタＴｒ２がオンして帰還信号端子２２に流れる電流が接地側に引き込まれる。これにより、帰還信号電圧VFBの上昇を制限し、主スイッチ素子ＳＷの最大オンデューティDMAXを制限する。
しかしながら、上記従来の技術の図７に示す回路の場合、制御部１２の三角波発生回路１８による三角波の上限電圧ＶＨと下限電圧ＶＬの値や、外部の定電圧源Ｖａの電圧値の各々のばらつきにより、帰還信号電圧VFBの最大値VFBMAXが変動する。これにより、主スイッチ素子ＳＷの最大オンデューティDMAXも変動してしまうものであった。この最大オンデューティDMAXのばらつきにより、正確に最大オンデューティDMAXを設定することができないものであった。
However, in the case of the circuit shown in FIG. 7 of the above-described prior art, each of the values of the upper limit voltage VH and the lower limit voltage VL of the triangular wave by the triangular
特に電源装置の回路において、最大オンデューティDMAXがばらつきにより狭くなっても、電源装置の仕様上の全入力範囲において安定した出力電圧を出力できるように最大オンデューティDMAXのばらつきによる下限値を設定する必要がある。しかし、ばらつきが大きいと、最大オンデューティDMAXのばらつきによる上限値が大きくなり、この場合、過渡応答時のトランスの飽和や電源装置の破壊につながるおそれがあった。特に低電圧で動作する制御部１２の場合、三角波の上限電圧ＶＨと下限電圧ＶＬの幅が狭く、そのばらつきによる影響が大きい。また、コンデンサＣ２を帰還信号端子２２と接地間に接続した場合、帰還信号電圧VFBの最大値VFBMAX付近では、ＣＲの時定数により最大オンデューティDMAXの広がる方向のゲインが低下し、過渡応答特性が悪化する。
Especially in the power supply circuit, even if the maximum on-duty DMAX is narrowed due to variations, a lower limit is set for the variation of the maximum on-duty DMAX so that a stable output voltage can be output over the entire input range according to the specifications of the power supply. There is a need. However, if the variation is large, the upper limit value due to the variation of the maximum on-duty DMAX becomes large. In this case, the transformer may be saturated during the transient response or the power supply device may be destroyed. In particular, in the case of the
さらに、コンパレータ１４が理想的ではなく、非反転入力端子から帰還信号端子２２を経て電流の流入・流出がある場合、抵抗Ｒ２に流れる電流にその電流が重畳されるため、これも最大オンデューティDMAXのばらつきの原因となる。
Further, when the
また、図９の回路は、外部の定電圧源Ｖａの電圧値のばらつきによる帰還信号電圧VFBの最大値VFBMAXの変動を押さえるために、制御部１２の基準電圧源Vrefに抵抗Ｒ１，Ｒ２を接続したものである。これにより、三角波の上限電圧ＶＨと下限電圧ＶＬのばらつきは、基準電圧源Vrefのばらつきと正の相関があるため、図７の回路と比較して最大オンデューティDMAXのばらつきを抑えることができる。しかしこの回路の場合、制御部１２の基準電圧源Vrefからの流出電流Irefと、制御部１２の電源電圧Ｖｃｃ−基準電圧源Vrefの差との積が、制御部１２の損失となり、制御部１２の発熱や電源装置の使用周囲温度定格の低下につながるものである。さらに、コンパレータ１４が理想的でないことによる、最大オンデューティDMAXのばらつきを抑えることはできないものである。
In the circuit of FIG. 9, resistors R1 and R2 are connected to the reference voltage source Vref of the
これに対して、図１０に示す回路の場合、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２ベース−エミッタ間の電圧を揃えると、制御部１２の基準電圧源Vrefの分圧電圧Ｖｄと帰還信号電圧VFBの最大値VFBMAXは基本的に等しくなる。帰還信号電圧VFBの最大値VFBMAXの制限は、帰還信号電圧VFBが分圧電圧Ｖｄを超えた場合のみ動作するため、最大値VFBMAX付近における過渡応答の悪化は発生しない。また、制御部１２の基準電圧源Vrefからの出力電流は、フォトカプラＰＣの動作電流を含まないため微小で良く、制御部１２の損失の増加は小さい。さらに、コンパレータ１４からの帰還信号端子２２への電流の流出または流入があったとしても、Ｔｒ２のエミッタ電流が十分な引き込み容量を持っていれば、コンパレータ１４によるばらつきの影響は無視することができる。
On the other hand, in the case of the circuit shown in FIG. 10, when the voltages between the bases and the emitters of the transistors Tr1 and Tr2 are made uniform, the divided voltage Vd of the reference voltage source Vref of the
しかも、最大値VFBMAXを設定する分圧電圧Ｖｄは、基準電圧源Vrefから取っているので、一般的に制御用ＩＣの基準電圧源Vrefと三角波発生回路の上限電圧ＶＨと下限電圧ＶＬは正の相関関係があることから、同じ制御用ＩＣ内の三角波発生回路１８による三角波の上限電圧ＶＨと下限電圧ＶＬのばらつきと分圧電圧Ｖｄは正の相関があり、この点からも最大オンデューティDMAXのばらつきを抑えることができる。
Moreover, since the divided voltage Vd for setting the maximum value VFBMAX is taken from the reference voltage source Vref, the reference voltage source Vref of the control IC, the upper limit voltage VH and the lower limit voltage VL of the triangular wave generating circuit are generally positive. Since there is a correlation, there is a positive correlation between the fluctuation of the upper limit voltage VH and the lower limit voltage VL of the triangular wave by the triangular
しかしながら、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベース−エミッタ間電圧のばらつきによる帰還信号電圧VFBの最大値VFBMAXのばらつきがあり、さらに回路構成が複雑になり部品数が多いという問題もある。 However, there are variations in the maximum value VFBMAX of the feedback signal voltage VFB due to variations in the base-emitter voltages of the transistors Tr1 and Tr2, and there is also a problem that the circuit configuration is complicated and the number of components is large.
この発明は、上記従来の技術の問題点に鑑みて成されたもので、簡単な回路構成で正確に最大オンデューティの設定が成され、回路の損失も少ないスイッチング電源用制御回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and provides a switching power supply control circuit in which the maximum on-duty is accurately set with a simple circuit configuration and the circuit loss is small. With the goal.
この発明は、直流電源が接続される電源入力端子と、負荷が接続される電源出力端子と、電源入力電圧をスイッチングして所定の出力に変換するための主スイッチ素子と、この主スイッチ素子のオン時間にエネルギーをためるインダクタと、このインダクタに流れる電流を平滑する出力コンデンサと、前記主スイッチ素子を駆動するＰＷＭ信号を出力するコンパレータと、このコンパレータの一方の入力端子に接続された三角波発生回路等のスイッチング周波数信号発生回路と、第一の直流電圧源と、前記第一の直流電圧源と直列に接続された第一のインピーダンス素子と、この第一のインピーダンス素子と直列に接続され前記電源出力端子からの出力の帰還信号により変化する可変電流源とを有し、この可変電流源と前記第一のインピーダンス素子との交点が前記コンパレータの他方の入力端子に接続され、前記コンパレータにより、前記主スイッチ素子のオンデューティを、電源出力電圧の帰還信号と前記スイッチング周波数信号発生回路により設定されるデューティ比に制御するスイッチング電源用制御回路であって、第二の直流電圧源と、この第二の直流電圧源からの電圧が非反転入力端子に接続されるとともに、前記可変電流源と前記第一のインピーダンス素子の交点の電圧信号よる電圧が反転入力端子に入力された誤差アンプとを備え、この誤差アンプの出力が、前記可変電流源に接続された前記コンパレータの他方の入力端子に接続され、前記誤差アンプは、出力ソース電流容量が前記可変電流源の可変電流動作における最大電流値においても、前記主スイッチ素子のオンデューティを０にすることができ、前記誤差アンプの出力シンク電流容量は前記可変電流源の可変電流動作における最小電流値において、前記主スイッチ素子のオンデューティを所定の値以下にすることができるものであるスイッチング電源用制御回路である。 The present invention includes a power supply input terminal to which a DC power supply is connected, a power supply output terminal to which a load is connected, a main switch element for switching a power supply input voltage to convert it to a predetermined output, and the main switch element An inductor that accumulates energy during on-time, an output capacitor that smoothes the current flowing through the inductor, a comparator that outputs a PWM signal that drives the main switch element, and a triangular wave generation circuit connected to one input terminal of the comparator Switching frequency signal generating circuit such as, a first DC voltage source, a first impedance element connected in series with the first DC voltage source, and the power source connected in series with the first impedance element A variable current source that changes according to a feedback signal output from the output terminal, and the variable current source and the first impedancer. Is connected to the other input terminal of the comparator, and the comparator sets the on-duty of the main switch element to a duty ratio set by the feedback signal of the power supply output voltage and the switching frequency signal generation circuit. A switching power supply control circuit for controlling, wherein a second DC voltage source and a voltage from the second DC voltage source are connected to a non-inverting input terminal, the variable current source and the first impedance And an error amplifier in which a voltage based on a voltage signal at the intersection of the elements is input to an inverting input terminal, and an output of the error amplifier is connected to the other input terminal of the comparator connected to the variable current source, and the error The amplifier includes the main switch element even when the output source current capacity is the maximum current value in the variable current operation of the variable current source. The on-duty can be set to 0, and the output sink current capacity of the error amplifier can reduce the on-duty of the main switch element to a predetermined value or less at the minimum current value in the variable current operation of the variable current source. This is a switching power supply control circuit.
前記可変電流源は、フォトカプラのフォトトランジスタ等である。また、前記インピーダンス素子は、抵抗素子や配線を含み、インピーダンスがほぼ０のものでも良い。 The variable current source is a phototransistor of a photocoupler. Further, the impedance element may include a resistance element and a wiring and have an impedance of almost zero.
前記第二の直流電圧源は、前記第二の直流電圧源の電圧を分圧する第二のインピーダンス素子の直列回路に接続され、前記誤差アンプの非反転入力端子には、前記第二のインピーダンス素子による分圧電圧が接続されたものである。 The second DC voltage source is connected to a series circuit of a second impedance element that divides the voltage of the second DC voltage source, and the second impedance element is connected to a non-inverting input terminal of the error amplifier. The divided voltage by is connected.
また、前記可変電流源と前記第一のインピーダンス素子の交点の電圧信号を分圧する第三のインピーダンス素子の直列回路を備え、前記誤差アンプの反転入力端子には、前記第三のインピーダンス素子による分圧電圧が接続されたものである。 Further, a series circuit of a third impedance element that divides a voltage signal at the intersection of the variable current source and the first impedance element is provided, and an inverting input terminal of the error amplifier is divided by the third impedance element. The voltage is connected.
前記コンパレータは、制御用ＩＣに設けられ、前記第一、第二の直流電圧源の少なくとも一方は、前記制御用ＩＣに設けられた直流電圧源である。また、前記誤差アンプは、制御用ＩＣに設けられたものでも良い。さらに、前記第二の直流電圧源は、電源入力電圧はたは電源出力電圧に応じて変化する可変直流電圧源であっても良い。 The comparator is provided in the control IC, and at least one of the first and second DC voltage sources is a DC voltage source provided in the control IC. The error amplifier may be provided in a control IC. Further, the second DC voltage source may be a variable DC voltage source that changes according to a power supply input voltage or a power supply output voltage.
この発明のスイッチング電源用制御回路は、簡単な回路構成で少ない部品点数により、正確に最大オンデューティの設定が可能であり、回路の損失が少なく発熱も少ないものである。さらに、最大オンデューティ付近での過渡応答特性の悪化が発生しないものである。 The control circuit for a switching power supply according to the present invention can accurately set the maximum on-duty with a simple circuit configuration and a small number of parts, and has low circuit loss and low heat generation. Furthermore, the deterioration of the transient response characteristics in the vicinity of the maximum on-duty does not occur.
以下、この発明の実施の形態について図面に基づいて説明する。図１は、この発明の第一実施形態のスイッチング電源装置とその制御回路を示すもので、このスイッチング電源装置は、図７に示す電源装置と同様であり、同一の符号を付して簡単に説明する。直流電源１０の出力をＤＣ−ＤＣ変換するこの実施形態のシングルフォワードコンバータは、１次側にＦＥＴ等の主スイッチ素子ＳＷと、主スイッチ素子ＳＷと直流電源１０のプラス側との間に１次巻線が接続されたトランスＴ１を備える。トランスＴ１の２次巻線の両端子は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに各々接続され、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは共に出力チョークコイルＬ１の一端に接続されている。そして、出力チョークコイルＬ１の他端は、出力コンデンサＣ１の一方の端子に接続されると共に、負荷２０が接続される出力端子＋Voutに繋がっている。出力コンデンサＣ１の他方の端子は、フライホイール側の整流ダイオードＤ２のアノードに接続され、出力端子−Voutに接続している。そして、出力コンデンサＣ１の両端が出力端子＋Vout，−Voutを介して負荷２０に接続される。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a switching power supply device and a control circuit thereof according to a first embodiment of the present invention. This switching power supply device is the same as the power supply device shown in FIG. explain. The single forward converter according to this embodiment that performs DC-DC conversion on the output of the
主スイッチ素子ＳＷを駆動制御する制御用ＩＣからなる制御部１２は、コンパレータ１４と主スイッチ素子ＳＷの駆動回路１６とを備え、コンパレータ１４の反転入力端子には、制御部１２内のスイッチング周波数信号発生回路である三角波発生回路１８の出力が接続されている。また、コンパレータ１４の非反転入力端子には、この電源装置の出力＋Voutの帰還信号が、後述する制御回路を経て制御部１２の帰還信号端子２２を介して入力している。
The
この電源装置の出力の制御回路である負帰還回路は、出力端子＋VoutがフォトカプラＰＣの発光ダイオードである発光素子ＰＣ１に接続されている。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタから成る受光素子ＰＣ２のコレクタは、抵抗Ｒ３を介して外部の直流定電圧源Ｖａに接続され、さらに帰還信号の高周波リップルやノイズ成分を除去するためのコンデンサＣ２の一端に接続されているとともに、制御部１２の帰還信号端子２２に接続されている。
In the negative feedback circuit which is an output control circuit of the power supply device, the output terminal + Vout is connected to the light emitting element PC1 which is a light emitting diode of the photocoupler PC. The collector of the light receiving element PC2 composed of a phototransistor of the photocoupler PC is connected to an external DC constant voltage source Va via a resistor R3, and further connected to one end of a capacitor C2 for removing high frequency ripple and noise components of the feedback signal. In addition to being connected, it is connected to the
さらに、制御部１２の基準電圧源Vrefの基準電圧端子２４に、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路の抵抗Ｒ５の一端が接続され、他方の抵抗Ｒ６の他端が接地し、抵抗Ｒ５，Ｒ６の中点が、誤差アンプ３０の非反転入力端子に接続されている。誤差アンプ３０の反転入力端子は、抵抗Ｒ７，Ｒ８の直列回路の中点に接続され、抵抗Ｒ７の他端がフォトカプラＰＣの受光素子ＰＣ２のコレクタに接続し、抵抗Ｒ８の他端が接地している。そして、誤差アンプ３０の出力は、制御部１２の帰還信号端子２２に接続されている。
Further, one end of the resistor R5 of the series circuit of the resistors R5 and R6 is connected to the
この実施形態のスイッチング電源用制御回路は、帰還信号電圧VFBを、抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧した電圧Ｖｅが、誤差アンプ３０の反転入力端子に接続され、基準電圧源Vrefを抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧した電圧Ｖｄが誤差アンプ３０の非反転入力端子に接続されている。これより、帰還信号電圧VFBを抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧した電圧Ｖｅが、基準電圧源Vrefを抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧した一定電圧である電圧Ｖｄより小さい場合は、誤差アンプ３０は電源出力を上昇させるために出力電流Isourceを供給する。このとき、誤差アンプ３０の出力電流Isourceの最大値と外部の定電圧源Ｖａからの電流Ｉａの和が、フォトカプラ受光素子ＰＣ２のコレクタに流れる電流Ｉｃよりも小さいので、帰還信号電圧VFBは、フォトカプラ受光素子ＰＣ２のコレクタ電流Ｉｃの制御下で動作する。
In the switching power supply control circuit of this embodiment, the voltage Ve obtained by dividing the feedback signal voltage VFB by resistors R7 and R8 is connected to the inverting input terminal of the
一方、電源装置の過渡応答時等においては、フォトカプラ受光素子ＰＣ２のコレクタ電流Ｉｃが減少し、定電圧源Ｖａからの電流Ｉａの供給により帰還信号電圧VFBが上昇する。そして、電圧Ｖｅが電圧Ｖｄを超えようとすると、誤差アンプ３０は出力を低下させるため、流入電流Isinkを流す。流入電流Isinkは電流Ｉａよりも大きいので、帰還信号電圧VFBは、ほぼ電圧Ｖｅ＝電圧Ｖｄになるように制限される。最大オンデューティDMAXを設定する電圧Ｖｄは、抵抗Ｒ５，Ｒ６により正確に設定することができ、電圧Ｖｅも抵抗Ｒ７，Ｒ８により適宜調整される。
On the other hand, during a transient response of the power supply device, the collector current Ic of the photocoupler light receiving element PC2 decreases, and the feedback signal voltage VFB increases due to the supply of the current Ia from the constant voltage source Va. When the voltage Ve tries to exceed the voltage Vd, the
この誤差アンプ３０は、出力ソース電流容量が、フォトカプラＰＣの受光素子ＰＣ２の可変電流動作における最大電流値においても、主スイッチ素子ＳＷのオンデューティを０にすることができるものである。さらに、誤差アンプ３０の出力シンク電流は、フォトカプラＰＣの受光素子ＰＣ２の可変電流動作における最小電流値において、主スイッチ素子ＳＷのオンデューティを所定の値以下にすることができるものである。この設定は、誤差アンプ３０を、適用する電源装置の負帰還回路の特性により適宜選択することにより可能である。
The
この実施形態のスイッチング電源用制御回路は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８が、誤差アンプ３０の入力端子電圧を設定するだけのものであり、誤差アンプ３０の入力インピーダンスは十分に高く、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８のインピーダンスも高く設定できることから、これらの回路による損失は僅かであり、基準電圧源Vrefからの電流Irefによる損失は十分に小さいものである。また、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８は、他のインピーダンス素子でも代用可能である。
In the switching power supply control circuit of this embodiment, the resistors R5, R6, R7, and R8 only set the input terminal voltage of the
さらにこの実施形態のスイッチング電源用制御回路は、帰還信号電圧VFBがその最大値VFBMAXに達するまで誤差アンプ３０の出力は変化しないため、最大値VFBMAX近傍でも過渡応答の悪化は発生しない。さらに、コンパレータ１４が理想的ではなく、非反転入力端子から帰還信号端子２２への電流の流出または流入があったとしても、この流入電流・流出電流に対して、誤差アンプ３０の出力の流入電流Isinkが十分大きければ、コンパレータ１４によるばらつきの影響は無視することができる。
Further, in the switching power supply control circuit of this embodiment, since the output of the
しかも、最大値VFBMAXを設定する分圧電圧Ｖｄは、制御部１２の基準電圧源Vrefから取っているので、一般的に制御用ＩＣの基準電圧源Vrefと三角波発生回路の上限電圧ＶＨと下限電圧ＶＬは正の相関関係があることから、同じ制御用ＩＣ内の三角波発生回路１８による三角波の上限電圧ＶＨと下限電圧ＶＬのばらつきと分圧電圧Ｖｄは正の相関があり、この点からも最大オンデューティDMAXのばらつきを抑えることができる。
Moreover, since the divided voltage Vd for setting the maximum value VFBMAX is taken from the reference voltage source Vref of the
次に、この発明の第二実施形態について、図２を基にして説明する。ここで上記実施形態と同様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置も、上記実施形態と同様のシングルフォワードコンバータであり、同様のＤＣ−ＤＣ変換部を備えたものである。この実施形態では、上記実施形態の抵抗Ｒ７，Ｒ８を省いて、誤差アンプ３０の反転入力端子に、受光素子ＰＣ２のコレクタに接続された帰還信号端子２２を接続し、帰還信号電圧VFBが反転入力端子に掛かるようにしている。誤差アンプ３０の非反転入力端子には、上記実施形態と同様に、基準電圧源Vrefを抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧した電圧Ｖｄが接続されている。この場合、電圧Ｖｄは、帰還信号電圧VFBの所望の最大値VFBMAXに設定される。
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Here, the same members as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. The switching power supply device of this embodiment is also a single forward converter similar to the above embodiment, and includes a similar DC-DC converter. In this embodiment, the resistors R7 and R8 of the above embodiment are omitted, the
この実施形態によっても上記実施形態と同様の効果を得ることができ、部品点数を削減することができる。 According to this embodiment, the same effect as the above embodiment can be obtained, and the number of parts can be reduced.
次に、この発明の第三実施形態について、図３を基にして説明する。ここで上記実施形態と同様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置も、上記実施形態と同様のシングルフォワードコンバータであり、同様のＤＣ−ＤＣ変換部を備えたものである。この実施形態では、上記実施形態の抵抗Ｒ７，Ｒ８を省いて、誤差アンプ３０の反転入力端子に、受光素子ＰＣ２のコレクタに接続された帰還信号端子２２を接続し、帰還信号電圧VFBが反転入力端子に掛かるようにしている。さらに、誤差アンプ３０の非反転入力端子には、外部の直流電圧源Ｖｆを接続したものである。
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Here, the same members as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. The switching power supply device of this embodiment is also a single forward converter similar to the above embodiment, and includes a similar DC-DC converter. In this embodiment, the resistors R7 and R8 of the above embodiment are omitted, the
この実施形態の場合も、外部の直流電圧源Ｖｆが基準電圧源Vrefと正の相関を有する電圧源であれば、上記実施形態と同様の効果を得ることができ、部品点数を削減することができる。また、外部の直流電圧源Ｖｆを分圧して用いても良く、外部の直流電圧源Ｖｆを可変とすることにより、容易に帰還信号電圧VFBの最大値VFBMAXを調整可能となり、最大オンデューティの設定変更が容易となる。 Also in this embodiment, if the external DC voltage source Vf is a voltage source having a positive correlation with the reference voltage source Vref, the same effect as in the above embodiment can be obtained, and the number of parts can be reduced. it can. Further, the external DC voltage source Vf may be divided and used. By making the external DC voltage source Vf variable, the maximum value VFBMAX of the feedback signal voltage VFB can be easily adjusted, and the maximum on-duty setting can be performed. Easy to change.
なお、図４に示すように、外部の直流電圧源Ｖｆを固定電圧としても良く、誤差アンプ３０の反転入力端子に、第一実施形態と同様に、帰還信号電圧VFBを抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧した電圧Ｖｅが反転入力端子に掛かるようにしても良い。
As shown in FIG. 4, the external DC voltage source Vf may be a fixed voltage, and the feedback signal voltage VFB is divided by resistors R7 and R8 at the inverting input terminal of the
さらに、図５に示すように、図４と同様の回路構成であって、誤差アンプ３０を制御部１２内に設けたものでも良い。この場合、誤差アンプ３０の非反転入力端子には、制御部１２内の直流電圧源Ｖｂが接続される。この実施形態の場合、直流電圧源Ｖｂは、制御部１２内の直流電圧源であり、基準電圧源Vrefと正の相関を有するので、上記第一実施形態と同様の効果を得ることができ、部品点数も削減することができる。
Furthermore, as shown in FIG. 5, the circuit configuration may be the same as that in FIG. 4 and the
次に、この発明の第四実施形態について、図６を基にして説明する。ここで上記実施形態と同様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置も、上記実施形態と同様のシングルフォワードコンバータであり、同様のＤＣ−ＤＣ変換部を備えたものである。この実施形態では、上記第二実施形態と同様に、外部の直流電圧源Ｖｆを、誤差アンプ３０の非反転入力端子に接続したものである。そして、外部の直流電圧源Ｖｆを、この電源装置の出力＋Voutからの帰還信号により可変としたものである。また、図６の仮想線で示すように、入力電圧からの信号により直流電圧源Ｖｆを可変としても良い。
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Here, the same members as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. The switching power supply device of this embodiment is also a single forward converter similar to the above embodiment, and includes a similar DC-DC converter. In this embodiment, as in the second embodiment, an external DC voltage source Vf is connected to the non-inverting input terminal of the
この実施形態の場合も、外部の直流電圧源Ｖｆが出力電圧または入力電圧により可変としたので、入出力条件により、より適切な帰還信号電圧VFBの最大値VFBMAXを設定することができ、より的確に最大オンデューティDMAXの設定ができる。 Also in this embodiment, since the external DC voltage source Vf is variable depending on the output voltage or the input voltage, a more appropriate maximum value VFBMAX of the feedback signal voltage VFB can be set according to the input / output conditions. The maximum on-duty DMAX can be set.
なお、この発明のスイッチング電源用制御回路は上記実施形態に限定されるものではなく、シングルフォワードコンバータ以外に、フライバックコンバータ、降圧チョッパ等のＰＷＭ制御を行うスイッチング電源装置に適用可能なものである。また、誤差アンプに接続する直流電圧源は適宜選択可能なものであり、三角波発生回路による三角波は鋸波を含むものである。さらに、スイッチング周波数信号は、三角波発生回路によるもの以外に、主スイッチに流れる電流波形の検出回路により生成される所定周期のスイッチング周波数信号でも良い。 Note that the switching power supply control circuit of the present invention is not limited to the above-described embodiment, but can be applied to a switching power supply apparatus that performs PWM control such as a flyback converter and a step-down chopper in addition to a single forward converter. . The DC voltage source connected to the error amplifier can be selected as appropriate, and the triangular wave generated by the triangular wave generating circuit includes a sawtooth wave. Further, the switching frequency signal may be a switching frequency signal having a predetermined period generated by a detection circuit of a current waveform flowing through the main switch, other than the one by the triangular wave generation circuit.
１０ 直流電源
１２ 制御部
１４ コンパレータ
１８ 三角波発生回路
２０ 負荷
２２ 帰還信号端子
２４ 基準電圧端子
３０ 誤差アンプ
ＰＣ フォトカプラ
ＰＣ１ 発光素子
ＰＣ２ 受光素子
ＳＷ 主スイッチ素子
DESCRIPTION OF
Claims (7)
第二の直流電圧源と、この第二の直流電圧源からの電圧が非反転入力端子に接続されるとともに、前記可変電流源と前記第一のインピーダンス素子の交点の電圧信号よる電圧が反転入力端子に入力された誤差アンプとを備え、この誤差アンプの出力が、前記可変電流源に接続された前記コンパレータの他方の入力端子に接続され、前記誤差アンプは、出力ソース電流容量が前記可変電流源の可変電流動作における最大電流値においても、前記主スイッチ素子のオンデューティを０にすることができ、前記誤差アンプの出力シンク電流容量は前記可変電流源の可変電流動作における最小電流値において、前記主スイッチ素子のオンデューティを所定の値以下にすることができるものであることを特徴とするスイッチング電源用制御回路。 A power supply input terminal to which a DC power supply is connected, a power supply output terminal to which a load is connected, a main switch element for switching the power supply input voltage to convert it to a predetermined output, and energy in the on-time of this main switch element An output capacitor for smoothing the current flowing through the inductor, a comparator for outputting a PWM signal for driving the main switch element, and a switching frequency signal generating circuit connected to one input terminal of the comparator, A first DC voltage source, a first impedance element connected in series with the first DC voltage source, and a feedback signal output from the power supply output terminal connected in series with the first impedance element. A variable current source that changes, and an intersection of the variable current source and the first impedance element is the comparator. A switching power supply control circuit that controls the on-duty of the main switch element to a duty ratio set by a feedback signal of a power supply output voltage and the switching frequency signal generation circuit by the comparator. In
The second DC voltage source and the voltage from the second DC voltage source are connected to the non-inverting input terminal, and the voltage by the voltage signal at the intersection of the variable current source and the first impedance element is inverted. An error amplifier input to a terminal, and an output of the error amplifier is connected to the other input terminal of the comparator connected to the variable current source. The error amplifier has an output source current capacity of the variable current. Even at the maximum current value in the variable current operation of the source, the on-duty of the main switch element can be set to 0, and the output sink current capacity of the error amplifier is the minimum current value in the variable current operation of the variable current source, A switching power supply control circuit, characterized in that the on-duty of the main switch element can be reduced to a predetermined value or less.
5. The switching power supply control circuit according to claim 1, wherein the second DC voltage source is a variable voltage source that changes in accordance with a power supply input voltage or a power supply output voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2004121060A JP2005304273A (en) | 2004-04-16 | 2004-04-16 | Control circuit for switching regulator |
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| JP2004121060A JP2005304273A (en) | 2004-04-16 | 2004-04-16 | Control circuit for switching regulator |
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ID=35335143
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| JP2004121060A Pending JP2005304273A (en) | 2004-04-16 | 2004-04-16 | Control circuit for switching regulator |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009072004A (en) * | 2007-09-14 | 2009-04-02 | Tdk-Lambda Corp | Power supply unit |
| CN110323939A (en) * | 2019-08-05 | 2019-10-11 | 杭州嘉楠耘智信息科技有限公司 | Power supply voltage following device and computing equipment |
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2004
- 2004-04-16 JP JP2004121060A patent/JP2005304273A/en active Pending
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