JP2005287010A - ２点変調型周波数変調装置、無線送信装置及び無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ２点変調間の入力タイミング差を減少することができ、変調精度を向上することができる２点変調型周波数変調装置及びその変調方法を提供すること。
【解決手段】 ２点変調型周波数変調装置１０は、ＰＬＬ回路１１と、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１及び搬送波信号に基づき分周器１１１の分周比を設定する分周比生成部１３と、ループフィルタ１１３の出力信号に第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２を加算する加算器１１４と、加算器１１４から出力される出力信号の振幅の変化量に基づき遅延量係数を算出する遅延量係数算出手段（フィルタ係数算出部１７）と、遅延量係数に応じて第１、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ１、Ｓ２のいずれかの位相をシフトさせ、位相差を減少させる遅延調整手段（デジタルフィルタ１８）とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、特に、携帯電話機を含む移動体通信端末、この移動体通信端末との間で通信を行う基地局等の通信機器に使用される２点変調型周波数変調装置、無線送信装置及び無線通信装置に関する。

通信機器に使用されるＰＬＬ（Phase Locked Loop）変調方式には、一般的に低コスト、低消費電力、良好なノイズ特性並びに高い変調精度が求められている。このＰＬＬ変調方式において、変調精度を良くするためには、変調信号の周波数帯域（変調帯域）幅よりもＰＬＬの周波数帯域（ＰＬＬ帯域）幅を広くすることが望ましい。

しかしながら、ＰＬＬ帯域幅を広げると、逆にノイズ特性が劣化してしまう。そこで、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定し、ＰＬＬ帯域内の変調とＰＬＬ帯域外の変調を異なる２箇所で行う２点変調方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

この提案された２点変調方式を採用する広帯域変調ＰＬＬは、図２２に示すように、電圧制御発振器（VCO）１Ａ、分周器１Ｂ、位相比較器１Ｃ、ループフィルタ１Ｄ及び加算器１Ｅを含むＰＬＬと、変調感度テーブル４と、デルタシグマ変調器５と、Ｄ／Ａ変換器６と、Ａ／Ｄ変換器７と、加算器２と、制御部３とを備えている。

ＰＬＬの電圧制御発振器１ＡはＲＦ変調信号を出力する。このＲＦ変調信号の発振周波数は制御電圧端子Ｖｔに入力される電圧に応じて変化する。分周器１Ｂは電圧制御発振器１Ａから出力されたＲＦ変調信号の周波数を分周する。位相比較器１Ｃは、分周器１Ｂから出力された信号の位相と基準信号の位相とを比較し、位相差に応じた信号を出力する。ループフィルタ１Ｄは位相比較器１Ｃからの出力信号を平均化する。

変調感度テーブル４は変調データに基づき変調信号を出力する。Ｄ／Ａ変換器６は、制御部３から出力されるゲイン制御信号に応じて利得を調整しつつ、変調感度テーブル４から出力される変調信号をアナログ電圧に変換する。デルタシグマ変調器５は、加算器２によって得られた、変調感度テーブル４から出力された変調信号と制御部３から出力されたチャネル選択信号との加算信号にデルタシグマ変調をかけて分周器１Ｂの分周比を生成する。Ａ／Ｄ変換器７は制御電圧端子Ｖｔに入力される電圧値をデジタル値に変換し、このデジタル値に変換されたデータを制御部３に出力する。
米国特許第６，２１１，７４７号明細書

しかしながら、２点変調方式を採用する広帯域変調ＰＬＬにおいては、２点変調間の信号の入力タイミングが一致している必要があり、入力タイミング差が生じると変調精度（EVM：Error Vector Magnitude）が劣化する。

２点変調方式を採用する広帯域変調ＰＬＬを通信部として組み込む例えば携帯電話機の製作においては、電子部品の特性ばらつきに起因した前述の入力タイミング差が生じる。

また、携帯電話機の使用においては、電源の投入時、電源変動、温度変化等に起因した前述の入力タイミング差が生じる。更に、ＴＤＭＡ(Time Division Multiple Access)方式を採用する携帯電話機は、タイムスロットの先頭において、電源変動、温度変化等に起因した前述の入力タイミング差が生じる。これらの入力タイミング差は、変調精度を向上するために是正する必要があるが、入力タイミング差の調整をどのように実現するかという具体的手法は現在のところ確立されていない。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、２点変調間の入力タイミング差を減少することができ、変調精度を向上することができる２点変調型周波数変調装置、無線送信装置及び無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明の２点変調型周波数変調装置の一つの態様は、ＰＬＬ回路と、第１のデジタルベースバンド信号及び搬送波信号に基づき前記ＰＬＬ回路の分周器の分周比を設定する分周比設定手段と、前記ループフィルタの出力信号に第２のデジタルベースバンド信号を加算する信号加算手段と、前記出力信号に前記第２のデジタルベースバンド信号を加算した信号の振幅の変化量に基づき遅延量係数を算出する遅延量係数算出手段と、前記遅延量係数に応じて前記第１、前記第２のデジタルベースバンド信号の少なくともいずれか一方の位相をシフトさせ、前記第１、前記第２のデジタルベースバンド信号間の位相差を減少させる遅延調整手段とを備えた構成を採る。

この構成によれば、遅延量係数算出手段を備えたので、出力信号に第２のデジタルベースバンド信号を加算した信号の振幅の変化量を検出しこの変化量に応じて遅延量係数を算出することができ、遅延調整手段を備えたので、遅延量係数に応じて第１、第２のデジタルベースバンド信号の少なくともいずれか一方の位相をシフトさせ、第１、第２のデジタルベースバンド信号間の位相差を減少することができる。更に、遅延量係数算出手段において出力信号に第２のデジタルベースバンド信号を加算した信号の振幅の変化量を検出しこの変化量に応じて遅延量係数を算出し、遅延調整手段において遅延量係数に応じて第１、第２のデジタルベースバンド信号の少なくともいずれか一方の位相をシフトさせているので、クロック信号の周波数速度に関係なく位相シフト量を設定することができ、クロック信号の周波数速度よりも微細な位相シフト量において、第１、第２のデジタルベースバンド信号間の位相差を減少することができる。

本発明の２点変調型周波数変調装置の一つの態様は、前記遅延量係数算出手段は、前記遅延量係数の情報を格納する格納テーブルを備えた構成を採る。

本発明の２点変調型周波数変調装置の一つの態様は、前記遅延調整手段は、前記遅延量係数算出手段により算出された前記遅延量係数をタップ係数とし、当該タップ係数に応じて前記第１、前記第２のデジタルベースバンド信号のいずれかの位相をシフトさせるデジタルフィルタである構成を採る。

本発明の２点変調型周波数変調装置の一つの態様は、前記遅延量係数算出手段及び前記遅延調整手段は、前記第１のデジタルベースバンド信号と前記第２のデジタルベースバンド信号とを加算し、その加算結果の振幅値が最大値となるポイントを検出することで、遅延差が最小となるように調整する構成を採る。

本発明の２点変調型周波数変調装置の一つの態様は、前記遅延量係数算出手段及び前記遅延調整手段が、前記第１デジタルベースバンド信号と、前記第１デジタルベースバンド信号を反転させた前記第２のデジタルベースバンド信号とを加算し、その加算結果の振幅値が最小値となるポイントを検出することで、遅延差が最小となるように調整する構成を採る。

本発明の２点変調型周波数変調装置の一つの態様は、前記第１のデジタルベースバンド信号に対して前記第２のデジタルベースバンド信号を反転させる信号反転手段を更に備えた構成を採る。

本発明の２点変調型周波数変調装置の一つの態様は、前記信号反転手段を、前記第１のデジタルベースバンド信号及び前記第２のデジタルベースバンド信号を供給する信号入力部、又は前記遅延調整手段内部に備えた構成を採る。

本発明の２点変調型周波数変調装置の一つの態様は、前記遅延調整手段を、前記第１のデジタルベースバンド信号の供給経路若しくは前記第２のデジタルベースバンド信号の供給経路、又は前記第１のデジタルベースバンド信号及び前記第２のデジタルベースバンド信号の供給経路の双方に備えた構成を採る。

本発明の無線送信装置は、上記いずれかの２点変調型周波数変調装置を具備する構成を採る。

本発明の無線通信装置は、上記いずれかの２点変調型周波数変調装置を具備する構成を採る。

本発明によれば、２点変調間の入力タイミング差を減少することができ、変調精度を向上することができる２点変調型周波数変調装置を提供することができ、さらにこの２点変調型周波数変調装置を搭載することで高品質な送信信号を形成可能な無線送信装置及び無線通信装置を提供することができる。

本発明の骨子は、２点変調方式のＰＬＬ回路のループフィルタから出力される出力信号にデジタルベースバンド信号を加算した信号の振幅の変化量に基づき遅延量係数を算出し、この遅延量係数に応じて２点変調部に供給されるデジタルベースバンド信号の少なくともいずれか一方の位相をシフトさせ、デジタルベースバンド信号間の位相差を減少するようにしたことである。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
［２点変調型周波数変調装置の構造］
本発明の実施の形態１に係る２点変調型周波数変調装置１０は、図１に示すように、電圧制御発振器（VCO）１１０、分周器１１１、位相比較器１１２及びループフィルタ１１３から構成されるＰＬＬ回路１１と、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１及び搬送波信号に基づき分周器１１１の分周比を設定する分周比設定手段と、ループフィルタ１１３の出力信号に第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２を加算する信号加算手段と、ループフィルタ１１３の出力信号に第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２を加算した信号の振幅の変化量に基づき遅延量係数を算出する遅延量係数算出手段と、遅延量係数に応じて第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の位相をシフトさせ、第１デジタルベースバンド信号Ｓ１、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２間の位相差を減少させる遅延調整手段とを備えている。

２点変調型周波数変調装置１０は更に信号入力部１２を備え、この信号入力部１２から第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２が出力される。実施の形態１において、信号入力部１２から出力される第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１及び第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２には「sin波」を実用的に使用することができる。入力タイミング調整モードにおいて、信号入力部１２は、タイミング調整制御信号に基づき、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１に対して反転した第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２を出力する。具体的には、信号入力部１２は、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１として「−sin波」を出力し、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２として「＋sin波」を出力する。この信号の反転制御は、タイミング調整制御信号に基づき第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１を反転させる例えばインバータ回路を信号入力部１２に備えることにより簡易に実現することができる。

ＰＬＬ回路１１の電圧制御発振器１１０は制御電圧端子Ｖｔに入力される電圧に応じて発振周波数を変化させることができる。位相比較器１１２は分周器１１１から出力される出力信号の位相と基準信号の位相とを比較し、双方の信号の位相差に応じた信号を出力する。ＰＬＬ回路１１はループフィルタ１１３から出力される出力信号に第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２（実際には、デジタルフィルタ１８、デジタルアナログ変換器１４を経てフィルタ１５から出力される出力信号）を加算する加算器１１４を更に備えている。ループフィルタ１１３は位相比較器１１２から出力される出力信号を平均化する。

分周比設定手段は分周比生成部１３を備えて構築される。この分周比生成部１３は、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１及び搬送波信号の入力に基づき分周比を設定し、この設定された分周比を分周器１１１に出力する。分周器１１１においては、分周比生成部１３からの出力信号に基づき、ＰＬＬ帯域内における変調信号を生成する。

信号加算手段は、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２をアナログ信号に変換するデジタルアナログ変換器１４と、デジタルアナログ変換器１４から出力される出力信号に対して高調波成分を取り除くフィルタ１５と、ループフィルタ１１３から出力される出力信号にフィルタ１５から出力される出力信号を加算する加算器１１４とを備えて構築される。

この信号加算手段においては、ループフィルタ１１３から出力される出力信号にフィルタ１５から出力される出力信号（第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２）を加算することにより、電圧制御発振器１１０の入力信号にＰＬＬ帯域外の変調をかけることができる。

遅延量係数算出手段は、図１に示すように、フィルタ係数算出部１７を備えて構築されている。実施の形態１においては、ループフィルタ１１３から出力される出力信号にフィルタ１５から出力される出力信号を加算した信号、すなわち加算器１１４から出力される出力信号をデジタル信号として使用するようにしているので、遅延量係数算出手段はアナログデジタル変換器１６を更に備える。アナログデジタル変換器１６は、ＰＬＬ回路１１の加算器１１４から出力される出力信号を入力するので、加算器１１４と電圧制御発振器１１０との間、回路上、等価的には電圧制御端子Ｖｔと同一箇所に接続されている。

フィルタ係数算出部１７は図２に示す格納テーブル１７Ｍを備えている。フィルタ係数算出部１７においては、加算器１１４から出力される出力信号の振幅の変化量に対応した遅延量係数を算出することができ、この算出された遅延量係数が格納テーブル１７Ｍに情報として格納されている。

遅延調整手段は、図１に示すように、実施の形態１においてデジタルフィルタ１８を備えて構築されている。このデジタルフィルタ１８は、図３に示すように、遅延素子（ｚ変換部）１８０と、加算器１８１と、乗算器１８３及び１８４とを備えている。

デジタルフィルタ１８において、信号入力部１２から出力された第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２は、乗算器１８３に入力されるとともに、遅延素子１８０を経て乗算器１８４に入力される。一方、フィルタ係数算出部１７から出力される遅延量係数（本実施の形態の場合、タップ係数ａ０，ａ１）は、各乗算器１８３，１８４に入力される。

本実施の形態のフィルタ係数算出部１７は、図２に示すように、遅延量係数に応じたタップ係数ａ０，ａ１を出力するようになっている。具体的には、タップ係数ａ０を乗算器１８３に出力し、タップ係数ａ１を乗算器１８４に出力する。乗算器１８３は、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２にタップ係数ａ０を乗算し、加算器１８１に出力する。乗算器１８４は、遅延素子１８０を経た第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２にタップ係数ａ１を乗算し、加算器１８１に出力する。加算器１８１は、乗算器１８３、１８４の各々から出力される出力信号を加算し、遅延調整がなされた出力信号（第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２）をデジタルアナログ変換器１４及びフィルタ１５を通して、ＰＬＬ回路１１の加算器１１４に出力する。

［２点変調型周波数変調装置の入力タイミング差調整方法］
次に、前述の２点変調型周波数変調装置１０における、２点変調間の入力タイミング差の調整方法を説明する。

まず最初に、２点変調型周波数変調装置１０は、図１に示すループフィルタ１１３、フィルタ１５等の各電子部品の特性ばらつき、電源投入時の電源変動や温度変化等に起因した２点変調間の入力タイミングを調整するために、タイミング調整モードに設定される。

タイミング調整モードの設定は、信号入力部１２にタイミング調整制御信号が入力されることにより行われる。タイミング調整制御信号の入力に基づき、信号入力部１２は第１のデジタルベースバンド信号（例えば、−sin波）Ｓ１を出力するとともに、それに対して反転した第２のデジタルベースバンド信号（例えば、＋sin波）Ｓ２を出力する。

第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１は分周比生成部１３に入力される。分周比生成部１３は、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１及び搬送波信号に基づき分周比を生成し、この設定された分周比を分周器１１１に出力する。

ＰＬＬ回路１１においては、電圧制御発振器１１０からＲＦ変調信号が発振され、この発振されたＲＦ変調信号の周波数は分周されて分周器１１１に入力される。分周器１１１は、分周比生成部１３からの出力信号に基づき、ＰＬＬ帯域内における変調信号を生成する。分周器１１１から出力される出力信号は位相比較器１１２に入力される。位相比較器１１２は、分周器１１１から出力される出力信号の位相と基準信号の位相とを比較し、双方の信号の位相差に応じた信号を出力する。位相比較器１１２から出力される出力信号はループフィルタ１１３に入力され、このループフィルタ１１３は位相比較器１１２から出力される出力信号を平均化する。そして、このループフィルタ１１３から出力される出力信号は加算器１１４に入力される。

一方、信号入力部１２から出力される第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２はデジタルフィルタ１８を経てデジタルアナログ変換器１４に入力される。デジタルアナログ変換器１４は第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２をアナログ信号からデジタル信号に変換し、この変換された第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２はフィルタ１５に出力される。フィルタ１５はデジタルアナログ変換器１４から出力される出力信号に対して高調波成分を取り除き、この出力信号はＰＬＬ回路１１の加算器１１４に出力される。加算器１１４においては、ループフィルタ１１３から出力される出力信号とフィルタ１５から出力される出力信号とを加算し、加算された出力信号は制御電圧端子Ｖｔに入力される電圧に応じて電圧制御発振器１１０に出力される。

ここで、２点変調型周波数変調装置１０において、２点変調間の入力タイミングが一致している場合には、図４に示すように、ループフィルタ１１３から出力される出力信号（−sin波）Ｓ１ａにフィルタ１５から出力される出力信号（＋sin波）Ｓ２ａが加算されると、加算器１１４から出力される出力信号Ｓ３ａの振幅は、出力信号Ｓ１ａと出力信号Ｓ２ａとの位相差が無いので、互いに打ち消しあってゼロになる。これに対して、入力タイミングが一致していない場合には、図５に示すように、ループフィルタ１１３から出力される出力信号Ｓ１ｂにフィルタ１５から出力される出力信号Ｓ２ｂが加算されると、加算器１１４から出力される出力信号Ｓ３ｂにおいては、出力信号Ｓ１ｂと出力信号Ｓ２ｂとの位相差に起因する、出力信号Ｓ１ｂと出力信号Ｓ２ｂとを合成した振幅が得られる。

ここで、信号入力部１２から入力される第１のデジタルベースバンド信号（位相変調データ）Ｓ１、第２のデジタルベースバンド信号（位相変調データ）Ｓ２として、図１９に示す伝達関数Ｈ（ｓ）と１−Ｈ（ｓ）とが交わるときの周波数ｆ０における正弦波（＋sin波、−sin波）を選択すると、２点変調のタイミングが合致している場合、図４に示すように、出力信号Ｓ３の値をゼロにすることができる。しかしながら、ループフィルタ１１３等のばらつき等によって、周波数ｆ０を選択することが困難であり、実際には、図１９に示す周波数ｆ１のように、周波数ｆ０とずれた周波数の正弦波が入力されることになる。従って、それぞれの変調入力に対する利得に差が生じるため、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１及び第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２のタイミングが合致している場合でも、出力信号Ｓ３の振幅はゼロにはならない。さらに、前述したように、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１及び第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２のタイミングがずれるにしたがって、出力信号Ｓ３の振幅は大きくなる。従って、遅延量係数算出手段においては、出力信号Ｓ３の振幅が最小となる遅延量係数を求めることにより遅延調整を行う。

遅延量係数算出手段においては、ＰＬＬ回路１１の加算器１１４から出力される出力信号Ｓ３の振幅の変化量に基づき、以下の手順によって遅延量係数を算出する。

最初に、２点変調間の入力タイミングが一致していると仮定し、初期値として、図２に示す格納テーブル１７Ｍに格納された遅延量係数「０」に相当するタップ係数ａ０「８／８」、ａ１「０／８」が、フィルタ係数算出部１７から出力される。このとき、デジタルフィルタ１８からは、実質的に遅延調整を行っていない第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２が出力される。

ここで、図２に示すフィルタ係数算出部１７の格納テーブル１７Ｍに格納された遅延量係数は、図７に示すように、１クロック信号（立ち上がりから次の立ち上がりまで）を均等に８分割し、「０」、「１」、「２」、…、「８」として割り振られている。Ｔｓ比は１クロック信号に対する遅延間隔の比を表している。つまり、最初の遅延量係数「０」は、Ｔｓ比「０／８」であり、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の遅延調整を実効的に行わない係数である。遅延量係数「１」は、Ｔｓ比「１／８」であり、１クロック信号の１／８だけ第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の位相シフトを行い遅延調整を行う係数である。遅延量係数「２」は、Ｔｓ比「２／８」であり、１クロック信号の２／８だけ第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の位相シフトを行い遅延調整を行う係数である。以下、同様で、最後の遅延量係数「８」は、Ｔｓ比「８／８」であり、１クロック信号の８／８、すなわち１クロック信号分、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の位相シフトを行い遅延調整を行う係数である。

なお、実施の形態１においては、理解を容易にするために１クロック信号を８分割しているが、基本的には２の倍数分割で有ることが好ましく、このように１クロックを分割することで、感度を向上しつつ精度を向上することができる。

デジタルフィルタ１８から出力された、実質的に遅延調整を行っていない第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２はデジタルアナログ変換器１４を経てフィルタ１５に出力され、図６に示すように、フィルタ１５から出力信号Ｓ２ｂが出力される。出力信号Ｓ２ｂは加算器１１４においてループフィルタ１１３から出力される出力信号Ｓ１ｂに加算され、加算器１１４は同図６に示す出力信号Ｓ３ｂを出力する。

アナログデジタル変換器１６において、加算器１１４から出力される１周期分の出力信号（sin波）Ｓ３ｂのアナログデータ（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、…）をクロック信号毎（例えば、クロック信号の立ち上がり毎）にデジタルデータに変換する。この変換されたデジタルデータはフィルタ係数算出部１７に取り込まれる。フィルタ係数算出部１７においては、取り込まれたデジタルデータとその１クロック信号前に取り込まれたデジタルデータとを比較しながら、比較されたデジタルデータの最大値、最小値を求め、最終的に出力信号Ｓ３ｂの振幅の最大値Ｗ₀を算出する。

フィルタ係数算出部１７において、振幅の最大値Ｗ₀が算出されると（入力タイミングが一致していないと検出されると）、格納テーブル１７Ｍに格納された遅延量係数「０」から遅延量係数「１」に変更が行われる。フィルタ係数算出部１７においては、遅延量係数「１」への変更に伴い、図２に示すように、遅延量係数「１」に相当するタップ係数ａ０「７／８」、ａ１「１／８」を出力する。このとき、デジタルフィルタ１８は、図７に示す１クロック信号の１／８だけ第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の位相を遅延させる方向にシフトさせる。図８に示すように、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２はタップ係数ａ０、ａ１を変更することにより振幅方向の値を変えることができ、結果的に位相をシフトさせ、デジタルフィルタ１８は１クロック信号の１／８だけ遅延させた第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２ｃを出力することができる。

デジタルフィルタ１８において生成された第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２ｃはデジタルアナログ変換器１４を経てフィルタ１５に入力される。そして、このフィルタ１５から出力される出力信号とループフィルタ１１３から出力される出力信号とが加算器１１４に出力される。加算器１１４においては、前述と同様に双方の出力信号を加算した出力信号から図６に示すように振幅の最大値Ｗ₁を算出する。

フィルタ係数算出部１７では、先に算出した出力信号の振幅の最大値Ｗ₀と後に算出した出力信号の振幅の最大値Ｗ₁とが比較される。そして、図９に示すように、出力信号Ｓ３ｃの振幅が最小値Ｗ_minになるまでこれらの一連の手順を繰り返し行うことにより、出力信号Ｓ３ｃの振幅が最小値Ｗ_minになる遅延量係数を求めることができる。この求められた遅延量係数（タップ係数ａ０，ａ１）はデジタルフィルタ１８において保持され、２点変調間の入力タイミング差の調整に使用される。

かくして、２点変調間の入力タイミング差を最小とする最適なタップ係数ａ０，ａ１が検出され、保持される。そして実際の２点変調処理時（通常モード時）には、信号入力部１２から分周比生成部１３とデジタルフィルタ１８の両方に、送信すべきベースバンド信号が入力される。

デジタルフィルタ１８の周波数特性を図１０に示す。図１０中、横軸はサンプリング周波数［ｆｓ］、縦軸はゲイン［ｄＢ］である。周波数特性Ｄは遅延量係数「４」すなわちタップ係数ａ０「４／８」、タップ係数ａ１「４／８」に設定されたデジタルフィルタ１８の周波数特性である。周波数特性Ｅは遅延量係数「５」すなわちタップ係数ａ０「３／８」、タップ係数ａ１「５／８」に設定されたデジタルフィルタ１８の周波数特性である。なお本実施の形態の場合には、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の遅延調整として使うデジタルフィルタ１８はサンプリング周波数に対して十分低い周波数を対象としている。図１０中、斜線を付して示すサンプリング周波数の低い領域においてフラットな特性を示しているので、デジタルフィルタ１８を通過する第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の絶対振幅をずらすことがない。

［無線送信装置のシステム構成］
図１１に、本実施の形態の２点変調型周波数変調装置１０を、ポーラ変調送信方式を採用する無線送信装置に搭載した構成を示す。無線送信装置２０は、図１１に示すように、振幅位相分離部２１と、振幅変調信号増幅器２２と、前述の２点変調型周波数変調装置（周波数シンセサイザ）１０と、高周波電力増幅器２４と、アンテナ２５とを備えている。振幅位相分離部２１にはＩ（同相）成分及びＱ（直交）成分からなるベースバンド変調信号が入力される。この振幅位相分離部２１においては、ベースバンド変調信号の振幅成分（すなわち、√（Ｉ^２＋Ｑ^２））を振幅変調信号として振幅変調信号増幅器２２に出力するとともに、ベースバンド変調信号の位相成分（例えば、変調シンボルとＩ軸とがなす角度）をベースバンド位相変調信号として２点変調型周波数変調装置１０に出力する。

２点変調型周波数変調装置１０は、搬送波信号（キャリア周波数データ）をベースバンド位相変調信号（第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１）で変調することによりＲＦ変調信号（高周波位相変調信号）を生成し、これを高周波電力増幅器２４に出力する。具体的には、上述したように、デジタルフィルタ１８に２点変調間の入力タイミング差を最小とする最適なタップ係数ａ０，ａ１が保持された状態で、分周比生成部１３及びデジタルフィルタ１８に送信すべきデジタルベースバンド信号Ｓ１が入力され、２点変調型の周波数変調が行われる。

高周波電力増幅器２４は非線形増幅器で構成され、高周波電力増幅器２４の電源電圧値は振幅変調信号増幅器２２により増幅された振幅変調信号に応じて設定される。これにより、電源電圧値に２点変調型周波数変調装置１０から出力されたＲＦ変調信号を乗算した信号が高周波電力増幅器２４の利得分だけ増幅され、送信信号として高周波電力増幅器２４から出力される。送信信号はアンテナ２５から送信される。

このようにポーラ変調送信方式を採用する無線送信装置２０においては、高周波電力増幅器２４に入力されるＲＦ変調信号を、振幅方向の変動成分をもたない定包絡線信号とすることができるので、高周波電力増幅器２４として高効率の非線形増幅器を使用することができる。

以上説明したように、実施の形態１に係る２点変調型周波数変調装置１０によれば、ループフィルタ１１３から出力される出力信号にフィルタ１５から出力される出力信号を加算した信号（加算器１１４の出力信号）の振幅の変化量を検出し、この振幅の変化量に応じて第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の位相をシフトさせる（遅延調整を行う）ことにより、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２との間の位相差を減少させることができる。従って、２点変調型周波数変調装置１０においては、２点変調間の入力タイミング差を減少することができ、変調精度を向上することができる。

更に、実施の形態１に係る２点変調型周波数変調装置１０によれば、ループフィルタ１１３から出力される出力信号にフィルタ１５から出力される出力信号を加算した信号の振幅の変化量を検出し、この振幅の変化量に応じてデジタルフィルタ１８のタップ係数を調整し、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の位相をシフトさせているので、クロック信号の周波数速度に関係なく位相シフト量を設定することができ、クロック信号の周波数速度よりも微細な位相シフト量において、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の位相をシフトさせることができ、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２との間の位相差を減少することができる。従って、２点変調型周波数変調装置１０においては、２点変調間の入力タイミング差を一段と減少することができ、一段と変調精度を向上することができる。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２は、実施の形態１に係る２点変調型周波数変換装置１０において、２点変調間の入力タイミング調整モードにおけるデジタルベースバンド信号の反転手法を変えた例を説明するものである。

実施の形態２に係る２点変調型周波数変調装置１０は、図１２に示すように、分周比生成部１３及びデジタルフィルタ１８に第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１を出力する信号入力部１２と、入力タイミング調整モードにおいて第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１を反転した第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２を生成するとともにこの第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２を位相シフトによって遅延調整を行い出力するデジタルフィルタ１８（遅延調整手段）とを備えている。

デジタルフィルタ１８は、図１３に示すように、基本的構成は実施の形態１に係る２点変調型周波数変換装置１０のデジタルフィルタ１８と同様であるが、更にタイミング調整モード切換部１８５と、乗算器１８６及び１８７とを備えている。タイミング調整モード切換部１８５は基本的にはセレクタにより構成されている。このタイミング調整モード切換部１８５においては、タイミング調整モードの切り換えを行なうタイミング調整制御信号と、タイミング調整モードにおいてタップ係数ａ０、ａ１の各に相当する出力信号に乗算し第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１を反転させた第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２を生成する、「＋１」、「−１」の反転制御信号とが入力される。通常モードにおいて、タイミング調整モード切換部１８５は出力信号「１」を乗算器１８６、１８７に出力する。

これにより、実施の形態２に係る２点変調型周波数変換装置１０及び２点変調型周波数変調方法によれば、信号入力部１２にデジタルベースバンド信号の反転機能を備えなくても、デジタルフィルタ１８にタイミング調整モード切換部１８５、乗算器１８６及び１８７を備えた簡易な構成でデジタルベースバンド信号の反転信号を生成することができる。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３は、実施の形態２に係る２点変調型周波数変調装置１０において、入力タイミング調整モードにおいてデジタルベースバンド信号を反転させない例を説明するものである。

実施の形態３に係る２点変調型周波数変調装置１０は、図１４に示すように、実施の形態２に係る２点変調型周波数変調装置１０の信号入力部１２と基本的に同一構造の信号入力部１２と、実施の形態１に係る２点変調型周波数変調装置１０のデジタルフィルタ１８と基本的に同一構造のデジタルフィルタ１８とを備えている。本実施の形態の場合、信号入力部１２は第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１を分周比生成部１３及びデジタルフィルタ１８に出力する。デジタルフィルタ１８は、入力タイミング調整モード並びに通常モードにおいて、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１と同一の反転されていない第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２を生成し出力する。

ここで、２点変調型周波数変調装置１０において、２点変調間の入力タイミングが一致している場合には、図１５に示すように、ループフィルタ１１３から出力される出力信号（＋sin波）Ｓ１ａにフィルタ１５から出力される出力信号（＋sin波）Ｓ２ａが加算されると、加算器１１４から出力される出力信号Ｓ３ａは、出力信号Ｓ１ａと出力信号Ｓ２ａとの位相差が無いので、双方の出力信号Ｓ１ａ及びＳ２ａを加算した最大値の振幅の信号となる。すなわち、出力信号Ｓ３ａの振幅は実施の形態１に係る図４に示す出力信号Ｓ３ａの振幅とは逆になる。これに対して、入力タイミングが一致していない場合には、図１６に示すように、ループフィルタ１１３から出力される出力信号Ｓ１ｂにフィルタ１５から出力される出力信号Ｓ２ｂが加算されると、加算器１１４から出力される出力信号Ｓ３ｂにおいては、出力信号Ｓ１ｂと出力信号Ｓ２ｂとの位相差に起因し、振幅が減少する。

このようなＰＬＬ回路１１の加算器１１４から出力される出力信号Ｓ３の振幅の変化量に基づき、遅延量係数算出手段（フィルタ係数算出部１７）においては、実施の形態１に係る手順と同様の手順を用いて遅延量係数（タップ係数）を算出することができ、この遅延量係数（タップ係数）に基づき、遅延調整手段（デジタルフィルタ１８）により第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の遅延制御を行なうことができる。

従って、本実施の形態の２点変調型周波数変調装置１０によれば、２点変調間の入力タイミング差を減少することができ、変調精度を向上することができる。更に、２点変調型周波数変調装置１０においては、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１に対して第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２を反転させる必要がないので、この反転信号を生成する回路構成を削減することができる。

（実施の形態４）
本発明の実施の形態４は、図１２に示す実施の形態２に係る２点変調型周波数変調装置１０のデジタルフィルタ１８を信号入力部１２と分周比生成部１３との間に挿入した例を説明するものである。すなわち、図１７に示すように、実施の形態４に係る２点変調型周波数変調装置１０は、信号入力部１２から出力される第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１が入力され、かつこの第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１を分周比生成部１３に出力するデジタルフィルタ１８を備えている。実施の形態１乃至実施の形態３に係る各々の２点変調型周波数変調装置１０は、いずれも第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の供給経路においてデジタルフィルタ１８が配設されているが、実施の形態４に係る２点変調型周波数変調装置１０は第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１の供給経路においてデジタルフィルタ１８を配設している。

このように、実施の形態４に係る２点変調型周波数変調装置１０及び２点変調型周波数変調方法によれば、入力タイミング調整モードにおいて、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１の遅延制御を行なうことで、２点変調間の入力タイミング差を最小とする最適なタップ係数を検出しこれを保持する。そして実際の２点変調処理時（通常モード時）には、分周比生成部１３に入力されるデジタルベースバンド信号を、デジタルフィルタ１８によって上記最適なタップ係数を用いて遅延調整することで、２点変調間の入力タイミング差を減少させ、変調精度を向上させる。

（実施の形態５）
本発明の実施の形態５は、図１２に示す実施の形態２に係る２点変調型周波数変調装置１０と図１７に示す実施の形態４に係る２点変調型周波数変調装置１０とを組み合わせた例を説明するものである。すなわち、実施の形態５に係る２点変調型周波数変調装置１０は、図１８に示すように、信号入力部１２と分周比生成部１３との間に挿入された第１のデジタルフィルタ１８Ａと、信号入力部１２とデジタルアナログ変換器１４との間に挿入された第２のデジタルフィルタ１８Ｂとを備えている。第１のデジタルフィルタ１８Ａは、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１の供給経路に配設され、この第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１の遅延制御を行なう。第２のデジタルフィルタ１８Ｂは、第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の供給経路に配設され、この第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の遅延制御を行なう。

このように、実施の形態５に係る２点変調型周波数変調装置１０及び２点変調型周波数変調方法によれば、入力タイミング調整モードにおいて、第１のデジタルベースバンド信号Ｓ１及び第２のデジタルベースバンド信号Ｓ２の遅延制御を行なうことで、２点変調間の入力タイミング差を最小とする最適なタップ係数を検出しこれを保持する。そして実際の２点変調処理時（通常モード時）には、分周比生成部１３に入力されるデジタルベースバンド信号を第１のデジタルフィルタ１８Ａによって上記最適なタップ係数を用いて遅延調整すると共に、Ｄ／Ａ変換器１４に入力されるベースバンド信号を第２のデジタルフィルタ１８Ｂによって上記最適なタップ係数を用いて遅延調整することで、２点変調間の入力タイミング差を減少させ、変調精度を向上させる。

（実施の形態６）
上述した実施の形態１の図１１では、本発明の２点変調型周波数変調装置１０をポーラ変調送信方式を採用した無線送信装置に搭載した例を説明したが、本発明の２変調型周波数変調装置は、ポーラ変調送信方式を採用した無線送信装置に限らず、その他の種々の無線送信装置、さらには受信機能も備えた種々の無線通信装置にも適用することができる。

図２０に、本発明の２点変調型周波数変調装置１０を備えた無線送信装置の構成例を示す。無線送信装置３０は、前述の２点変調型周波数変調装置（周波数シンセサイザ）１０と、増幅器３１と、アンテナ２５とを備えている。２点変調型周波数変調装置１０は、上述したように、２点変調間の入力タイミング差を最小とする最適なタップ係数を検出しこれを保持した後、通常送信モード時に、デジタルフィルタによって上記最適なタップ係数を用いてベースバンド信号を遅延調整しつつ、搬送波信号（キャリア周波数データ）をベースバンド信号で変調することにより、ＲＦ変調信号（高周波位相変調信号）を生成し、これを増幅器３１に出力する。増幅器３１によって増幅された送信信号はアンテナ２５から送信される。これにより、無線送信装置３０においては、変調精度の改善された２点変調型周波数変調装置１０を用いたので、高品質の送信信号を送信することができるようになる。

図２１に、本発明の２点変調型周波数変調装置を備えた無線通信装置の構成例を示す。無線通信装置４０は、２点変調型周波数変調装置１０及び増幅器３１を有する無線送信部４１と、受信信号の復調処理等の所定の受信処理を行う無線受信部４２と、送信信号と受信信号との切替えを行う共用器４３と、アンテナ２５とを備えている。これにより、無線送信装置４０においては、変調精度の改善された２点変調型周波数変調装置１０を用いたので、高品質の送信信号を送信することができるようになる。

本発明に係る２点変調型周波数変調装置、無線送信装置及び無線通信装置は、２点変調間の入力タイミング差を減少することができ、変調精度を向上することができるという効果を有し、携帯電話機、無線通信機、ノート型パーソナルコンピュータなどの携帯通信端末や移動体通信端末、無線基地局の通信装置などに組み込まれる２点変調型周波数変調装置、無線送信装置及び無線通信装置に有効である。

本発明の実施の形態１に係る２点変調型周波数変調装置のブロック図 図１に示す２点変調型周波数変調装置のフィルタ係数算出部の格納テーブルに格納された遅延量係数のデータを示す図 図１に示す２点変調型周波数変調装置のデジタルフィルタのブロック図 実施の形態１に係る出力波形図 実施の形態１に係る出力波形図 実施の形態１に係る出力波形図 実施の形態１に係る遅延調整間隔を示す図 実施の形態１に係る出力波形図 実施の形態１に係る出力波形図 デジタルフィルタの周波数特性図 図１に示す２点変調型周波数変調装置が組み込まれたポーラ変調送信方式を採用する無線通信装置のシステムブロック図 本発明の実施の形態２に係る２点変調型周波数変調装置のブロック図 図１２に示す２点変調型周波数変調装置のデジタルフィルタのブロック図 本発明の実施の形態３に係る２点変調型周波数変調装置のブロック図 実施の形態３に係る出力波形図 実施の形態３に係る出力波形図 本発明の実施の形態４に係る２点変調型周波数変調装置のブロック図 本発明の実施の形態５に係る２点変調型周波数変調装置のブロック図 本発明の実施の形態１に係る周波数−ゲイン特性図 本発明の実施の形態６に係る無線送信装置のブロック図 本発明の実施の形態６に係る無線通信装置のブロック図 従来の広帯域変調ＰＬＬを示す概略構成図

符号の説明

１０ ２点変調型周波数変調装置
１１ ＰＬＬ回路
１１０ 電圧制御発振器
１１１ 分周器
１１２ 位相比較器
１１３ ループフィルタ
１１４、１８１ 加算器
１２ 信号入力部
１３ 分周比生成部
１４ デジタルアナログ変換器
１５ フィルタ
１６ アナログデジタル変換器
１７ フィルタ係数算出部
１７Ｍ 格納テーブル
１８ デジタルフィルタ
１８Ａ 第１のデジタルフィルタ
１８Ｂ 第２のデジタルフィルタ
１８０ 遅延素子
１８３、１８４、１８６、１８７ 乗算器
１８５ タイミング調整モード切換部
２０ 無線送信装置
２１ 振幅位相分離部
２２ 振幅変調信号増幅器
２４ 高周波電力増幅器
２５ アンテナ
３０ 無線送信装置
４０ 無線通信装置

Claims (10)

1. ＰＬＬ回路と、
   第１のデジタルベースバンド信号及び搬送波信号に基づき、前記ＰＬＬ回路の分周器の分周比を設定する分周比設定手段と、
   前記ループフィルタの出力信号に第２のデジタルベースバンド信号を加算する信号加算手段と、
   前記出力信号に前記第２のデジタルベースバンド信号を加算した信号の振幅の変化量に基づき遅延量係数を算出する遅延量係数算出手段と、
   前記遅延量係数に応じて前記第１、前記第２のデジタルベースバンド信号のいずれかの位相をシフトさせ、前記第１、前記第２のデジタルベースバンド信号間の位相差を減少させる遅延調整手段と
   を備えたことを特徴とする２点変調型周波数変調装置。
2. 前記遅延量係数算出手段は、前記遅延量係数の情報を格納する格納テーブルを備えたことを特徴とする請求項１記載の２点変調型周波数変調装置。
3. 前記遅延調整手段は、前記遅延量係数算出手段により算出された前記遅延量係数をタップ係数とし、当該タップ係数に応じて前記第１、前記第２のデジタルベースバンド信号のいずれかの位相をシフトさせるデジタルフィルタであることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の２点変調型周波数変調装置。
4. 前記遅延量係数算出手段及び前記遅延調整手段は、前記第１のデジタルベースバンド信号と前記第２のデジタルベースバンド信号とを加算し、その加算結果の振幅値が最大値となるポイントを検出することで、遅延差が最小となるように調整することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の２点変調型周波数変調装置。
5. 前記遅延量係数算出手段及び前記遅延調整手段は、前記第１デジタルベースバンド信号と、前記第１デジタルベースバンド信号を反転させた前記第２のデジタルベースバンド信号とを加算し、その加算結果の振幅値が最小値となるポイントを検出することで、遅延差が最小となるように調整することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の２点変調型周波数変調装置。
6. 前記第１のデジタルベースバンド信号に対して第２のデジタルベースバンド信号を反転させる信号反転手段を更に備えたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の２点変調型周波数変調装置。
7. 前記信号反転手段を、前記第１のデジタルベースバンド信号及び前記第２のデジタルベースバンド信号を供給する信号入力部、又は前記遅延調整手段内部に備えたことを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の２点変調型周波数変調装置。
8. 前記遅延調整手段を、前記第１のデジタルベースバンド信号の供給経路若しくは前記第２のデジタルベースバンド信号の供給経路、又は前記第１のデジタルベースバンド信号及び前記第２のデジタルベースバンド信号の供給経路の双方に備えたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の２点変調型周波数変調装置。
9. 請求項１から請求項８のいずれかに記載の２点変調型周波数変調装置を備えたことを特徴とする無線送信装置。
10. 請求項１から請求項８のいずれかに記載の２点変調型周波数変調装置を備えたことを特徴とする無線通信装置。

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