JP2005278340A - モータ駆動用電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 直流ブラシモータを簡便な構成で一定の回転速度にて回転駆動することができるモータ駆動用電圧変換装置を提供する。
【解決手段】 モータ駆動用の電圧変換装置１１は、交流電圧源１０と直流ブラシモータ６０との間に接続され、交流電圧源１０の交流電圧から直流ブラシモータ６０を回転駆動する直流電圧を得る。電圧変換装置１１は、交流電圧源１０と直流ブラシモータ６０との間に接続されるＳＣＲ１４と、直流ブラシモータ６０の逆起電力を検出する電圧検出回路２４と、ＳＣＲ１４のゲート端子に接続され、検出された逆起電力に基づき逆起電力が所定レベルＶａに保持されるようにゲート端子に出力するトリガパルスの発生タイミングを制御するマイクロコンピュータ２７及びゲート信号生成回路２６とを備えている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、交流電圧から直流ブラシモータを回転駆動する直流電圧を得るモータ駆動用電圧変換装置に関するものである。

従来、交流電圧（例えば単相交流１００Ｖ）から直流ブラシモータ駆動用の直流電圧（例えば１２Ｖ）を得る用途において、フォワード型コンバータ、ＲＣＣ（Ringing Choke Converter ）方式による絶縁式スイッチング電源が一般的である。

しかし、いずれも高周波スイッチング回路と絶縁トランスとを使用することで高精度で安定した直流電圧が得られるものの、高価で形状も大きくなっている。従って、高い電圧安定度を必要とせず、低コスト且つ簡便に直流電圧を必要とするモータ駆動の用途には適さない。

また、交流電圧から簡便に上記直流電圧を得る方法として、５０若しくは６０Ｈｚ用のトランスを介して電圧を変換し、整流器及び大型の電解コンデンサを使用することでも直流電圧を得ることができるが、上述の方式に比較して更に大型で重量も増加することになるため、広い設置スペースを要することになっている。

さらに、これらを解決するために特許文献１の従来例（第３図）や実施例（第１図）で示される回路方式も提案されている。そして、これら回路方式で得られる直流電圧を直流ブラシモータの駆動に利用し得ることも推測される。
特開平５−１３７３７８号公報（第１図、第３図）

しかし、特許文献１の従来例の回路方式でも、比較的簡便にモータ駆動用の直流電圧が得られるものの、交流電圧源と電圧制御回路（７）及びスイッチング素子（８）の駆動用電源とはトランス（３）を用いた絶縁を要することでやはり形状、重量とも大きくなる。特に、この回路方式では、電解コンデンサ（５）も高価で、電圧制御回路を駆動するための外部制御回路も必要になるなど、コストの増大を余儀なくされる。

また、特許文献１の実施例の回路方式では、直流電圧に著しいリップルが発生することから電圧安定度が低減され、直流ブラシモータの回転速度が不安定になる可能性がある。
本発明の目的は、直流ブラシモータを簡便な構成で一定の回転速度にて回転駆動することができるモータ駆動用電圧変換装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、交流電圧源と直流ブラシモータとの間に接続され、該交流電圧源の交流電圧から直流ブラシモータを回転駆動する直流電圧を得るモータ駆動用電圧変換装置において、前記交流電圧源と前記直流ブラシモータとの間に接続されるサイリスタ素子と、前記直流ブラシモータの逆起電力を検出する検出回路と、前記サイリスタ素子のゲート端子に接続され、前記検出された逆起電力に基づき該逆起電力が所定レベルに保持されるように該ゲート端子に出力するトリガパルスの発生タイミングを制御するゲート制御回路とを備えたことを要旨とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、前記検出回路は、前記逆起電力が所定レベルを超えることで降伏するツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードに接続され該ツェナーダイオードの降伏によって点灯する発光素子と、前記ゲート制御回路に接続され該発光素子の点灯によりオン状態になって該ゲート制御回路に出力する論理レベルを切り替える受光素子とを有するフォトカプラとを備えたことを要旨とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、前記交流電圧源の交流電圧が極性反転するタイミングを検出する基準タイミング検出回路を備え、前記ゲート制御回路は、前記検出された極性反転するタイミングを基準に前記ゲート端子に出力するトリガパルスの発生タイミングを制御することを要旨とする。

請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、前記ゲート制御回路は、前記検出された逆起電力が所定レベルを超えるときに前記ゲート端子に出力するトリガパルスの発生タイミングを現在の発生タイミングに対し第１の所定時間だけ遅らせ、前記検出された逆起電力が所定レベルを超えないときに前記ゲート端子に出力するトリガパルスの発生タイミングを現在の発生タイミングに対し第２の所定時間だけ早めることを要旨とする。

請求項５に記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、前記サイリスタ素子は、ＳＣＲであることを要旨とする。
請求項６に記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、前記交流電圧源に接続され、該交流電圧源の交流電圧を全波整流する整流器を備え、前記サイリスタ素子は、前記整流器を介して前記交流電圧源に接続される双方向サイリスタであることを要旨とする。

（作用）
請求項１に記載の発明によれば、前記ゲート制御回路により前記サイリスタ素子のゲート端子に出力されるトリガパルスの発生タイミングが制御されることで、前記直流ブラシモータの逆起電力が所定レベルに保持されて該モータの回転速度も一定に保持される。このように、交流電圧から直流ブラシモータを回転駆動する直流電圧を得るにあたって、例えば絶縁トランス、電圧変換のためのトランスや大型の電解コンデンサを設ける必要がない。これにより、直流ブラシモータは、簡便な構成で一定の回転速度にて回転駆動される。

なお、サイリスタ素子とは、サイリスタ構造を有する素子を意味するもので、いわゆるＳＣＲのみならず双方向サイリスタ（トライアック）も含めた概念である。また、逆起電力は、磁界中に回転する電機子コイル内部に誘起される起電力であって、この逆起電力が一定のときに直流ブラシモータの回転速度が一定になることは広く知られていることである。

請求項２に記載の発明によれば、前記検出回路による逆起電力の検出は、前記ツェナーダイオードの降伏によるフォトカプラを介した論理レベルの切り替えによって行われる。従って、ゲート制御回路は、論理レベルがＨ（ハイ）かＬ（ロー）かのみで逆起電力が所定レベルを超えるか否かを判断しうる。換言すれば、ゲート制御回路は、逆起電力の監視のためにＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器を備える必要がないため、より安価なゲート制御回路を採用し得る。特に、前記受光素子によりゲート制御回路に出力される論理レベルの切り替えは、該受光素子と光学的に結合され電気的には絶縁された発光素子の点灯に対応して設定される。

請求項３に記載の発明によれば、前記ゲート制御回路により出力されるトリガパルスの発生タイミングの基準は、前記極性反転するタイミングとされる。従って、前記基準タイミング検出回路を、例えば前記交流電圧源の交流電圧のレベルを監視するのみの極めて簡易な回路構成とし得る。

請求項４に記載の発明によれば、前記ゲート制御回路により出力されるトリガパルスの発生タイミングは、前記検出された逆起電力が所定レベルを超えるか否かで現在の発生タイミングに対し第１の所定時間だけ遅らせ、或いは第２の所定時間だけ早めるように制御される。従って、前記トリガパルスの発生タイミングは、特別な演算をすることなく前記検出された逆起電力に応じたこれら第１若しくは第２の所定時間による現在の発生タイミングの徐変によって調整され、直流ブラシモータは一定の回転速度にて回転駆動される。

請求項５に記載の発明によれば、前記サイリスタ素子（ＳＣＲ）は整流作用を持ち合わせる。従って、サイリスタ素子のゲート端子にトリガパルスを出力すると、交流電圧は半波整流されるため、別途、整流器を設ける必要がない。

請求項６に記載の発明によれば、前記整流器により全波整流された交流電圧から直流ブラシモータを回転駆動する直流電圧を得ることになるため、例えばＳＣＲに比べてより大きなモータ出力が得られる直流ブラシモータへの適用が可能になる。

以上詳述したように、請求項１乃至６に記載の発明では、直流ブラシモータを簡便な構成で一定の回転速度にて回転駆動することができる。

以下、本発明を具体化したモータ駆動用電圧変換装置の一実施形態を図１及び図２に従って説明する。なお、図１は本実施形態の電圧変換装置を示す回路図であり、図２はその出力波形等を示すタイムチャートである。

図１に示されるように、電圧変換装置１１は、例えば単相交流１００Ｖの交流電圧源（商用電源）１０と直流ブラシモータ６０との間に接続されており、交流電圧から直流ブラシモータ６０を回転駆動する一定レベル（例えば１２Ｖ）の直流電圧を得るための電源として構成されている。この電圧変換装置１１は、リアクトル１２と、フライバックダイオード１３と、ＳＣＲ１４と、定電圧回路１５と、制御回路１６とを備えている。

前記リアクトル１２は、一端が交流電圧源１０の一端に接続されており、他端が直流ブラシモータ６０のプラス端子６０ａに接続されている。そして、前記フライバックダイオード１３は、カソードがリアクトル１２の一端に接続されており、アノードが直流ブラシモータ６０のマイナス端子６０ｂに接続されている。

ＳＣＲ１４は、アノードが直流ブラシモータ６０のマイナス端子６０ｂに接続されており、カソードが交流電圧源１０の他端に接続されている。このＳＣＲ１４は、制御回路１６からゲート端子へと出力される後述するゲート信号のトリガパルスの発生タイミングに応じて出力電圧を変化させる。

ここで、図２（ａ）では交流電圧源１０による交流電圧の出力波形を、図２（ｂ）ではゲート信号の出力波形を、図２（ｃ）では交流電圧源１０にＳＣＲ１４のみを接続したと仮定してその出力波形（サイリスタ出力）を示している。同図に示されるように、交流電圧の極性がプラス側にあるタイミングでゲート信号にトリガパルスが出力されると、ＳＣＲ１４は交流電圧の極性がマイナス側に反転するまでの間で交流電圧を出力する。つまり、ＳＣＲ１４は、半波整流された交流電圧のトリガパルスが出力された以降の電圧を出力する。いうまでもなく、ＳＣＲ１４からの出力電圧（電力）は、交流電圧の極性がプラス側に反転したときを時刻ｔ０で表すと、上記トリガパルスが時刻ｔ０からの経過時間Ｔが短いタイミングで発生するほど大きくなり、同経過時間Ｔが長いタイミングで発生するほど小さくなる。図２（ｂ）（ｃ）では、ＳＣＲ１４の動作を説明するために便宜的にトリガパルスの発生タイミングの変動量（時間）を誇張して示しているが、実際には十分に小さい所定時間ずつ調整される。

なお、ＳＣＲ１４は、ダイオードと同様に整流作用を持ち合わせているため、半波整流された交流電圧に基づきその出力電圧が制御されることになるが、低電圧（例えば１２Ｖ以下）の直流ブラシモータ６０を駆動させる分には十分な出力電圧が得られる。換言すると、低電圧の直流ブラシモータ６０を駆動させる際には、ＳＣＲ１４の整流作用を利用することで、ダイオードブリッジのような整流回路を設ける必要がない。

前記定電圧回路１５は、前記制御回路１６の電源供給用の回路であって、ダイオード２１と、コンデンサ２２と、ツェナーダイオード２３とを備えている。そして、ダイオード２１のアノードは交流電圧源１０の一端に接続されている。また、ダイオード２１のカソードはコンデンサ２２の一端及びツェナーダイオード２３のカソードにそれぞれ接続されており、これらコンデンサ２２の他端及びツェナーダイオード２３のアノードは交流電圧源１０の他端に接続されている。この定電圧回路１５は、交流電圧源１０の交流電圧をダイオード２１により半波整流し、これをコンデンサ２２により平滑化して直流電圧を得る。このコンデンサ２２の両端に生じる直流電圧が制御回路１６の電源として供給される。なお、コンデンサ２２の両端に生じる電圧は、これに並列接続されたツェナーダイオード２３によりその上限値（例えば５Ｖ）が制限されている。このように、定電圧回路１５は、出力電流が数ｍＡ程度の小容量のものであるため、ツェナーダイオード２３により簡便に構成されている。

前記制御回路１６は、検出回路としての電圧検出回路２４と、基準タイミング検出回路２５と、ゲート制御回路を構成するゲート信号生成回路２６及びマイクロコンピュータ２７とを備えている。

電圧検出回路２４は、抵抗３１と、コンデンサ３２と、ツェナーダイオード３３と、フォトカプラ３４と、抵抗３５とを備えている。抵抗３１の一端は前記プラス端子６０ａに接続されたリアクトル１２の他端に接続されている。また、抵抗３１の他端はコンデンサ３２の一端に接続されており、コンデンサ２２の他端は前記マイナス端子６０ｂに接続されたＳＣＲ１４のアノードに接続されている。さらに、抵抗３１の他端はツェナーダイオード３３のカソードに接続されており、ツェナーダイオード３３のアノードはフォトカプラ３４を介してＳＣＲ１４のアノードに接続されている。

すなわち、上記フォトカプラ３４は、発光ダイオードにより構成される発光素子３４ａと、ＮＰＮトランジスタにより構成される受光素子３４ｂとを有する。そして、発光素子３４ａのアノードはツェナーダイオード３３のアノードに接続されており、発光素子３４ａのカソードはＳＣＲ１４のアノードに接続されている。

一方、受光素子３４ｂのコレクタは抵抗３５を介して前記定電圧回路１５のコンデンサ２２の一端に接続されており、エミッタは前記交流電圧源１０の他端に接続されている。そして、電圧検出回路２４は、受光素子３４ｂ（コレクタ）及び抵抗３５間において前記マイクロコンピュータ２７に接続されている。

この電圧検出回路２４では、直流ブラシモータ６０のプラス端子６０ａ及びマイナス端子６０ｂ間の電圧が所定レベルＶａ（１２Ｖ）を超えずコンデンサ３２の両端の電圧がツェナーダイオード３３の降伏電圧を超えなければ、発光素子３４ａは導通せず消灯のままである。このとき、受光素子３４ｂはオフ状態になることからコレクタに接続されたマイクロコンピュータ２７にはＨレベルの信号が出力される。

一方、直流ブラシモータ６０のプラス端子６０ａ及びマイナス端子６０ｂ間の電圧が所定レベルＶａを超えてコンデンサ３２の両端の電圧がツェナーダイオード３３の降伏電圧を超えると、発光素子３４ａは導通して点灯する。このとき、受光素子３４ｂはオン状態になることからコレクタに接続されたマイクロコンピュータ２７には抵抗３５を介して電圧降下したＬレベルの信号が出力される。

つまり、電圧検出回路２４は、直流ブラシモータ６０のプラス端子６０ａ及びマイナス端子６０ｂ間の電圧が所定レベルＶａを超えるか否かに応じて論理レベルを切り替えてマイクロコンピュータ２７に対し出力する。

基準タイミング検出回路２５は、ダイオード３６及び抵抗３７，３８を備えている。ダイオード３６のアノードは前記交流電圧源１０の一端に接続されており、カソードは抵抗３７，３８を介して交流電圧源１０の他端に接続されている。そして、基準タイミング検出回路２５は、抵抗３７，３８間において前記マイクロコンピュータ２７に接続されている。この基準タイミング検出回路２５は、交流電圧源１０の交流電圧をダイオード３６により半波整流し、抵抗３７，３８で分圧した電圧をマイクロコンピュータ２７に対し出力する。すなわち、マイクロコンピュータ２７に出力される信号は、交流電圧源１０の交流電圧の極性がプラス側にあるときにＨレベルになり、マイナス側にあるときにＬレベルになる。従って、基準タイミング検出回路２５から出力される信号がＬレベルからＨレベルに切り替わるタイミングは、交流電圧源１０の交流電圧がマイナス側からプラス側に極性反転するゼロクロスのタイミングとしてマイクロコンピュータ２７に供される。

ゲート信号生成回路２６は、ＰＮＰトランジスタからなるスイッチング素子４０及び抵抗４１，４２，４３を備えている。スイッチング素子４０のエミッタは前記定電圧回路１５のコンデンサ２２の一端に接続されており、ベースは抵抗４１を介してマイクロコンピュータ２７に接続されている。そして、抵抗４２は、一端がスイッチング素子４０のエミッタに接続されており、他端が抵抗４１及びマイクロコンピュータ２７間に接続されている。また、スイッチング素子４０のコレクタは、抵抗４３を介してＳＣＲ１４のゲート端子に接続されている。

上記スイッチング素子４０は、マイクロコンピュータ２７から抵抗４１を介してベースにＬレベルの駆動信号が出力されると、オン状態になることからコレクタに接続されたＳＣＲ１４のゲート端子には抵抗４３を介して電圧降下したＬレベルの信号がゲート信号として出力される。一方、スイッチング素子４０は、マイクロコンピュータ２７から抵抗４１を介してベースにＨレベルの駆動信号がパルス状に出力されると、オフ状態になることからコレクタに接続されたＳＣＲ１４のゲート端子には抵抗４３を介してＨレベルのパルス状の信号（トリガパルス）がゲート信号として出力される。つまり、マイクロコンピュータ２７から出力されるパルス状の駆動信号は、ＳＣＲ１４のゲート端子に出力されるトリガパルスを形成するものである。このトリガパルスの発生タイミングにより、ＳＣＲ１４からの出力電圧が制御されることは既述のとおりである。

前記マイクロコンピュータ２７は、前記定電圧回路１５のコンデンサ２２の一端及び他端にそれぞれ接続されて一定レベルの電源が供給されている。このマイクロコンピュータ２７は、前記電圧検出回路２４及び基準タイミング検出回路２５から出力される論理レベルに基づき、ゲート信号生成回路２６へと出力するパルス状の駆動信号を制御してゲート端子に出力されるトリガパルスの発生タイミングを制御する。

すなわち、図２（ｄ）に直流ブラシモータ６０が一定速度で回転駆動されているときのプラス端子６０ａ及びマイナス端子６０ｂ間の電圧（モータ電圧）を示したように、モータ電圧は、基本的に回転速度に応じた逆起電力に相当する一定レベルに保持されている。ただし、このモータ電圧は、トリガパルスの発生タイミングに合わせてパルス状に変動する。従って、基準タイミング検出回路２５から出力される信号がＬレベルからＨレベルに切り替わるタイミング（時刻ｔ０）に合わせてモータ電圧をサンプルすることで、直流ブラシモータ６０の逆起電力が検出される。つまり、マイクロコンピュータ２７は、モータ電圧をサンプルすべく上記タイミングに合わせて電圧検出回路２４からの信号がＬレベルかＨレベルかを判別する。

そして、マイクロコンピュータ２７は、電圧検出回路２４からの信号がＨレベルのとき、直流ブラシモータ６０の逆起電力が所定レベルＶａを超えていないことから、トリガパルスの発生タイミングを現在よりも早めるべくゲート信号生成回路２６に出力するパルス状の駆動信号を早めに出力する。このとき、上記トリガパルスは、ゼロクロスのタイミング（時刻ｔ０）からの経過時間Ｔがより短いタイミングで発生することになり、ＳＣＲ１４の出力電圧がその分大きくなることは既述のとおりである。ＳＣＲ１４の出力電圧が大きくなることで、直流ブラシモータ６０の回転速度がその分増加することはいうまでもない。

一方、マイクロコンピュータ２７は、電圧検出回路２４からの信号がＬレベルのとき、直流ブラシモータ６０の逆起電力が所定レベルＶａを超えていることから、トリガパルスの発生タイミングを現在よりも遅らせるべくゲート信号生成回路２６に出力するパルス状の駆動信号を遅らせて出力する。このとき、上記トリガパルスは、ゼロクロスのタイミング（時刻ｔ０）からの経過時間Ｔがより長いタイミングで発生することになり、ＳＣＲ１４の出力電圧がその分小さくなることは既述のとおりである。ＳＣＲ１４の出力電圧が小さくなることで、直流ブラシモータ６０の回転速度がその分低下することはいうまでもない。

なお、上記トリガパルスの発生タイミングは、直流ブラシモータ６０の逆起電力が所定レベルＶａを超えるか否かで現在の発生タイミングに対し第１の所定時間だけ遅らせ、或いは第２の所定時間だけ早めるようにゲート信号生成回路２６に出力されるパルス状の駆動信号が制御されるようになっている。これら第１及び第２の所定時間は、直流ブラシモータ６０の逆起電力を所定レベルＶａに保持する好適な値に設定されている。そして、直流ブラシモータ６０は、負荷電流が変動しても、逆起電力が所定レベルＶａに安定して保持されることで定速回転制御される。

以上詳述したように、本実施形態によれば、以下に示す効果が得られるようになる。
（１）本実施形態では、マイクロコンピュータ２７等によりＳＣＲ１４のゲート端子に出力されるトリガパルスの発生タイミングが制御されることで、直流ブラシモータ６０の逆起電力が所定レベルＶａに保持されて同モータの回転速度も一定に保持される。このように、交流電圧から直流ブラシモータ６０を回転駆動する直流電圧を得るにあたって、例えば絶縁トランス、電圧変換のためのトランスや大型の電解コンデンサを設ける必要がない。これにより、直流ブラシモータ６０を、簡便な構成で一定の回転速度にて回転駆動することができる。

（２）本実施形態では、電圧検出回路２４による逆起電力の検出は、ツェナーダイオード３３の降伏によるフォトカプラ３４を介した論理レベルの切り替えによって行われる。従って、マイクロコンピュータ２７は、論理レベルがＨかＬかのみで逆起電力が所定レベルＶａを超えるか否かを判断しうる。換言すれば、マイクロコンピュータ２７は、逆起電力の監視のためにＡ／Ｄ変換器を備える必要がないため、より安価なマイクロコンピュータを採用し得る。特に、受光素子３４ｂによりマイクロコンピュータ２７に出力される論理レベルの切り替えを、同受光素子３４ｂと光学的に結合され電気的には絶縁された発光素子３４ａの点灯に対応して設定することができる。

（３）本実施形態では、マイクロコンピュータ２７等により出力されるトリガパルスの発生タイミングの基準は、交流電圧がマイナス側からプラス側へと極性反転するタイミングとされる。そして、基準タイミング検出回路２５を、交流電圧源１０の交流電圧のレベルを監視するのみの極めて簡易な回路構成にすることができる。

（４）本実施形態では、マイクロコンピュータ２７等により出力されるトリガパルスの発生タイミングは、検出された逆起電力が所定レベルＶａを超えるか否かで現在の発生タイミングに対し第１の所定時間だけ遅らせ、或いは第２の所定時間だけ早めるように制御される。従って、前記トリガパルスの発生タイミングを、特別な演算をすることなく前記検出された逆起電力に応じたこれら第１若しくは第２の所定時間による現在の発生タイミングの徐変によって調整することができる。そして、直流ブラシモータ６０の負荷電流が変動しても、上記逆起電力が所定レベルＶａに保持されることで同直流ブラシモータ６０の回転速度を一定に保持することができる。

（５）本実施形態では、ＳＣＲ１４の整流作用により、別途、整流器を設ける必要がない。
（６）本実施形態では、直流ブラシモータ６０の回転速度を逆起電力として検出したことで、別途、ホール素子等を備えた特別な回転センサを設ける必要がない。

（６）本実施形態では、商用電源である交流電圧源１０から安価に直流ブラシモータ駆動用の直流電源が得られる。そして、電圧変換装置１１を、全体として小型化し、且つ、部品点数及びコストも削減することができる。

なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・スイッチング素子４０は、スイッチングに係る回路構成の極性によってはＮＰＮトランジスタを採用してもよい。また、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを採用してもよい。この場合、スイッチングに係る回路構成の極性に応じてＮチャネル若しくはＰチャネルのＭＯＳＦＥＴを採用すればよい。

・逆起電力をアナログ信号としてリニアに検出する検出回路を採用してもよい。この場合、マイクロコンピュータとしてＡ／Ｄ変換器を備えたＩＣを採用し、検出回路とマイクロコンピュータとの間を、例えばアイソレーション・アンプを介して接続すればよい。

・マイクロコンピュータ２７等によるトリガパルスの発生タイミングの調整（除変）は、所定時間（第１若しくは第２の所定時間））ずつでなくてもよい。例えば逆起電力をアナログ信号としてリニアに検出している場合には、逆起電力と所定レベルＶａとの偏差に応じて上記トリガパルスの発生タイミングの調整量（時間）を変えてもよい。

・サイリスタ素子として双方向サイリスタ（トライアック）を採用してもよい。この場合、交流電圧源１０にその交流電圧を全波整流する整流器（ダイオードブリッジなど）を接続し、双方向サイリスタをこの整流器を介して交流電圧源１０に接続すればよい。このように変更した場合、電圧変換装置は、整流器により全波整流された交流電圧から直流ブラシモータを回転駆動する直流電圧を得ることになるため、例えばＳＣＲに比べてより大きなモータ出力が得られる直流ブラシモータへの適用が可能になる。

・マイクロコンピュータは、トリガパルスの発生タイミングを制御（サイリスタ素子の位相制御）し得るのであれば、タイマー等の最小限の機能を備えたＩＣであってもよい。

本発明の一実施形態を示す回路図。 （ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、同実施形態の動作を示すタイムチャート。

符号の説明

１０…交流電圧源、１１…電圧変換装置、１４…サイリスタ素子としてのＳＣＲ、１６…制御回路、２４…検出回路としての電圧検出回路、２５…基準タイミング検出回路、２６…ゲート制御回路を構成するゲート信号生成回路、２７…ゲート制御回路を構成するマイクロコンピュータ、３３…ツェナーダイオード、３４…フォトカプラ、３４ａ…発光素子、３４ｂ…受光素子、６０…直流ブラシモータ。

Claims (6)

1. 交流電圧源と直流ブラシモータとの間に接続され、該交流電圧源の交流電圧から直流ブラシモータを回転駆動する直流電圧を得るモータ駆動用電圧変換装置において、
   前記交流電圧源と前記直流ブラシモータとの間に接続されるサイリスタ素子と、
   前記直流ブラシモータの逆起電力を検出する検出回路と、
   前記サイリスタ素子のゲート端子に接続され、前記検出された逆起電力に基づき該逆起電力が所定レベルに保持されるように該ゲート端子に出力するトリガパルスの発生タイミングを制御するゲート制御回路とを備えたことを特徴とするモータ駆動用電圧変換装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、
   前記検出回路は、
   前記逆起電力が所定レベルを超えることで降伏するツェナーダイオードと、
   前記ツェナーダイオードに接続され該ツェナーダイオードの降伏によって点灯する発光素子と、前記ゲート制御回路に接続され該発光素子の点灯によりオン状態になって該ゲート制御回路に出力する論理レベルを切り替える受光素子とを有するフォトカプラとを備えたことを特徴とするモータ駆動用電圧変換装置。
3. 請求項１又は２に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、
   前記交流電圧源の交流電圧が極性反転するタイミングを検出する基準タイミング検出回路を備え、
   前記ゲート制御回路は、前記検出された極性反転するタイミングを基準に前記ゲート端子に出力するトリガパルスの発生タイミングを制御することを特徴とするモータ駆動用電圧変換装置。
4. 請求項３に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、
   前記ゲート制御回路は、
   前記検出された逆起電力が所定レベルを超えるときに前記ゲート端子に出力するトリガパルスの発生タイミングを現在の発生タイミングに対し第１の所定時間だけ遅らせ、
   前記検出された逆起電力が所定レベルを超えないときに前記ゲート端子に出力するトリガパルスの発生タイミングを現在の発生タイミングに対し第２の所定時間だけ早めることを特徴とするモータ駆動用電圧変換装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、
   前記サイリスタ素子は、ＳＣＲ（Silicon Controlled Rectifier）であることを特徴とするモータ駆動用電圧変換装置。
6. 請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動用電圧変換装置において、
   前記交流電圧源に接続され、該交流電圧源の交流電圧を全波整流する整流器を備え、
   前記サイリスタ素子は、前記整流器を介して前記交流電圧源に接続される双方向サイリスタであることを特徴とするモータ駆動用電圧変換装置。

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