JP2005268831A - 地上デジタルｓｆｎ波測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 雑音のある環境であっても、強度の低いＤＵ比を誤差が生じることなく測定することができ、測定可能な遅延時間を長くして、コンスタレーションを観測することができ、ＭＥＲを測定することができる地上デジタルＳＦＮ波測定装置を提供する。
【解決手段】 地上デジタルＳＦＮ波測定装置１は、ＯＦＤＭ方式による地上デジタルの単一周波数ネットワークにおけるＯＦＤＭ波を測定するものであって、周波数変換手段３と、同期検波手段５と、処理手段７とを備え、この処理手段７がシンボル抽出電力スペクトル変換手段９と、電力スペクトル平均化手段１１と、電力スペクトル分布変換手段１３と、遅延プロファイル変換手段１５と、遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段１７と、ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段１９と、を備えた。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ波の直接波とマルチパスによる遅延波との強度の比を示すＤＵ比と、当該遅延波の遅延時間とを測定する地上デジタルＳＦＮ波測定装置に関する。

従来、ＯＦＤＭ波の単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）において、送信されたＯＦＤＭ波をＯＦＤＭ復調器で復調し、コンスタレーション（信号配置図）を観測し、ＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ；変調誤差比）を測定すると共に、当該ＯＦＤＭ波に挿入されている、振幅と位相とが既知であるスキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を抽出して、この抽出したＳＰ信号を使用して、ＯＦＤＭ波の直接波と、当該直接波がマルチパスによって遅延した遅延波（反射波、散乱波、回り込み波）との強度の比を示すＤＵ比と、遅延波の遅延時間とを含む遅延プロファイルを測定する方法（以下、「ＳＰ法」という）が提案されている。

また、ＯＦＤＭ波の単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）において、送信されたＯＦＤＭ波をスペクトルアナライザで観測し、当該ＯＦＤＭ波の振幅周波数特性をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；高速フーリエ変換）で分析する方法（例えば、特許文献１参照、以下、この文献に示されている方法を「スペアナ法」という）が開示されている。
特開２００１−２２３６６６号公報（段落００２１〜００２４、図１、図２）

しかしながら、従来の方法（ＳＰ法、スペアナ法）では、測定可能な遅延波の遅延時間が短く、遅延波の遅延時間が一定時間よりも長くなると、遠方からのＯＦＤＭ波の遅延波と、近傍からのＯＦＤＭ波の遅延波との区別（識別）ができず、しかも、ＯＦＤＭ波に含まれる雑音、ＯＦＤＭ波のキャリアの振幅が一定でないことに起因して発生する等価的な雑音により、測定可能な強度の低いレベルのＤＵ比は大きな制約を受ける（種々の雑音により、強度の低いＤＵ比を測定するのは困難である）という問題がある。

また、ＯＦＤＭ波の遅延波の遅延時間によっては、従来の方法による測定結果のＤＵ比の誤差は大きくなる場合が生じるという問題がある。つまり、従来の方法は、いずれも共通の原理として標本処理によるＦＦＴを解析手段として用いているため、遅延波の遅延時間が標本の数（標本数）と観察帯域幅（標本の周波数間隔、標本周波数領域幅）とにより定まる最小遅延時間測定限界の整数倍と異なる場合には、解析結果のＤＵ比に原理的に誤差が発生してしまうという問題がある。

さらに、従来のＳＰ法では、ＳＰ信号がＯＦＤＭ信号の１２本のキャリアに１回挿入されるので、標本処理に用いられる標本の周波数間隔は、キャリア間隔の１２倍に広がり、遅延時間測定限界の最大値は短くなってしまうという問題がある。

さらにまた、従来のスペアナ法では、スペクトルアナライザの測定結果である測定結果データを取り込むことができる標本数が少なくて、遅延時間が短くなる場合と遅延時間が長くなる場合とを一括して測定することは不可能である。具体的に説明すると、取り込むことのできる標本数（取込可能標本数）をＮｓ（スペクトルアナライザでは、７００）、帯域幅をＢ（ＯＦＤＭ波の規格では、約５．７ＭＨｚ）とすると、ＦＦＴで使用できる標本数（ＦＦＴ使用可能標本数）がＮ＝５１２（ＦＦＴの標本数は２の整数べき乗が条件）であり、周波数間隔Δｆ＝Ｂ／Ｎｓであり、測定可能最大遅延時間Ｔｍａｘ＝１／Δｆとなるので、測定可能最大遅延時間Ｔｍａｘは、取込可能標本数Ｎｓに比例することになる。つまり、取込可能標本数Ｎｓが少なければ、測定可能最大遅延時間Ｔｍａｘも短くなり、遅延時間が長くなる場合に対応しきれなくなる。

また、逆に、測定可能最小遅延時間（時間分解能）Δｔ＝１／（Δｆ・Ｎ）＝１／Ｂ・Ｎｓ／Ｎとなるので、ＦＦＴ使用可能標本数Ｎが取込可能標本数Ｎｓと等しくなれば（Ｎ＝Ｎｓ）、時間分解能Δｔは、一義的に帯域幅Ｂによって決定することとなるが、従来のスペアナ法では、取込可能標本数ＮｓがＦＦＴには不適であるため、使用できない標本が発生する。このため、実効的な帯域幅が帯域幅Ｂよりも小さくなるので、測定可能最小遅延時間Δｔが大きくなってしまう。

さらに、この従来のスペア法では、ＯＦＤＭ波をスペクトルアナライザで観測し、当該ＯＦＤＭ波の振幅周波数特性をＦＦＴしているだけであったので、コンスタレーション（信号配置図）を観測し、ＭＥＲ（変調誤差比）を測定することは不可能であるという問題がある。

そこで、本発明では、前記した問題を解決し、雑音のある環境であっても、強度の低いＤＵ比を誤差が生じることなく測定することができ、測定可能な遅延時間を長くして、コンスタレーションを観測することができ、ＭＥＲを測定することができる地上デジタルＳＦＮ波測定装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するため、請求項１記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、ＯＦＤＭ方式による地上デジタルの単一周波数ネットワークにおけるＯＦＤＭ波を測定する地上デジタルＳＦＮ波測定装置であって、周波数変換手段と、同期検波手段と、処理手段と、を備える構成とした。

かかる構成によれば、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、周波数変換手段によって、ＯＦＤＭ波の直接波およびＯＦＤＭ波の遅延波の電界強度を測定して、中間周波に変換する。ＳＦＮ（単一周波数ネットワーク）は、当該ＯＦＤＭ波が受信できる地域を単一の周波数のＯＦＤＭ波で網羅するもので、当該ＯＦＤＭ波を受信する受信側では、送信側から直接到着した直接波と、建物等で反射、散乱または回り込まれて遅延して到着した遅延波とが受信されることになる。また、中間周波は、当初の周波数を変換することにより生じる、直接的に目的としない他の周波数である中間周波数のことである。

続いて、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、同期検波手段によって、周波数変換手段で変換された中間周波を直交同期検波して得られた波形の数値データとして取得する。ＯＦＤＭ波を送信する側で変調された際に用いられた正弦搬送波と同一周波数および同一位相の正弦搬送波を掛けあわせて元の信号（ベースバンド信号）を取り出すことである。

そして、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、処理手段によって、同期検波手段で取得した数値データに基づいて、遅延波の遅延時間と、直接波と遅延波との強度の比であるＤＵ比とを含む遅延プロファイルを測定すると共に、ＯＦＤＭ波のコンスタレーション（信号配置図）を出力し、変調誤差比を測定する処理を施す。つまり、この処理手段によって、数値データに基づいて、様々な測定結果が得られる。

請求項２記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、請求項１に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置において、前記処理手段が、シンボル抽出電力スペクトル変換手段と、電力スペクトル平均化手段と、電力スペクトル分布変換手段と、遅延プロファイル変換手段と、遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段と、ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段と、を備えることを特徴とする。

かかる構成によれば、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、シンボル抽出電力スペクトル変換手段によって、ＯＦＤＭ波に含まれている各シンボルを抽出して電力スペクトルに変換し、電力スペクトル平均化手段によって、各シンボルの電力スペクトルを平均化する。ＯＦＤＭ波（ＯＦＤＭ信号）の電力スペクトルは振幅の異なる多数のスペクトルで構成されているので、これらを平均化する。

続いて、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、電力スペクトル分布変換手段によって、平均化された電力スペクトルの分布を予め設定した領域に変換し、この分布が変換された分布変換電力スペクトルを、遅延プロファイル変換手段によって、遅延プロファイルに変換する。各シンボル（各シンボル信号）の電力スペクトルは、遅延プロファイルに反映される有効成分と、遅延プロファイルに反映されない成分、つまり、等価的な雑音成分とによって構成されている。続いて、電力スペクトル分布変換手段によって、電力スペクトルの分布を、予め設定した領域に変換することで、遅延プロファイルに変換する際の変換結果に及ぼす影響を排除（除去）している。なお、この予め設定した領域は、例えば、標本周波数領域幅である。また、この有効成分のレベルと等価的な雑音成分とを比較して、両者の間に有為なレベル差がなければ、ＤＵ比を測定する（遅延波の成分を識別する）ことができない。

そして、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段、遅延プロファイル変換手段で変換された遅延プロファイルに含まれる遅延波の遅延時間と識別可能な整数倍の最小遅延時間との差である端数によって生じるＤＵ比の誤差を補正し、ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段によって、ＤＵ比を補正する。つまり、遅延時間がカードインターバル超の場合には、遅延波のレベルが低下しＤＵ比の誤差となる。遅延波のレベルの低下量は、ガードインターバルを超えた時間（超時間）に依存しており、当該低下量と当該超時間との関係が予め把握されているので、遅延波のレベルの低下量を補正することができる。

なお、遅延波のレベルの低下量を補正する場合には、遅延時間の補正は行わない。遅延時間が整数でなく端数がある（整数と整数との間にある）と想定されるされるとき（遅延波の成分が遅延時間成分の両側の整数に分散して現れるとき）、遅延波の両側のレベルの関係から、遅延時間の端数を推定し、遅延時間成分の両側に分散した遅延波の成分を推定した端数の時間成分として、遅延時間と統合して、遅延波の両側のレベルから、統合した遅延波のレベルに補正している。

請求項３記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、請求項２に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置において、前記シンボル抽出電力スペクトル変換手段が、１シンボル毎に当該シンボルを電力スペクトルに変換し、前記電力スペクトル平均化手段が、前記シンボル毎の電力スペクトルを加算平均することを特徴とする。

かかる構成によれば、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、シンボル抽出電力スペクトル変換手段によって、１シンボル毎に、当該シンボルを電力スペクトルに変換して、電力スペクトル平均化手段により、加算平均（相加平均）することによって、等価的な雑音成分の影響を軽減している。

請求項４記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、請求項２または請求項３に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置において、前記電力スペクトル分布変換手段が、前記電力スペクトルが周波数領域の全域に分布するように、前記電力スペクトルの分布を標本周波数領域幅に変換することを特徴とする。

かかる構成によれば、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、電力スペクトル分布変換手段によって、電力スペクトルが周波数領域の全域に分布するように、電力スペクトルの分布を標本周波数領域幅に変換することで、電力スペクトルが存在する幅（範囲）よりも、標本周波数領域の幅（範囲）が狭くなるので、分布変換電力スペクトルの分布から遅延プロファイルに変化した際に生じる誤差を少なくすることができる。

請求項５記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、請求項２から請求項４のいずれか一項に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置において、前記遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段が、前記分布変換電力スペクトルから前記遅延プロファイルに変換する際に、予め設定した遅延時間の端数により、ＤＵ比に生じる誤差を補正することを特徴とする。

かかる構成によれば、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段が分布変換電力スペクトルから遅延プロファイルを変換する際に生じる、遅延時間の端数によるＤＵ比の測定値に理論的に生じる誤差を、補正することができる（補正したＤＵ比を測定することができる）。

請求項６記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、請求項２から請求項５のいずれか一項に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置において、前記ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段が、前記遅延波の遅延時間が前記ガードインターバル期間を超え、直前のシンボルが、前記ＯＦＤＭ波の有効シンボル期間に混入することで生じるＤＵ比の誤差を補正することを特徴とする。

かかる構成によれば、地上デジタルＳＦＮ波測定装置は、ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段によって、遅延波の遅延時間が有効シンボル期間に混入することで生じるＤＵ比の誤差を補正し、正確な遅延プロファイルを測定することができる。

請求項１記載の発明によれば、処理手段によって、全スペクトルを使用し、且つ、スペクトルの平均化処理を行っているので、遅延プロファイルにおけるＤＵ比の測定可能範囲を広くすることができ、且つ、遅延時間の長い遅延波も測定することができる。

請求項２記載の発明によれば、ＯＦＤＭ波に含まれている各シンボルを抽出して、この抽出したシンボルの電力スペクトルを平均化して、分布を変換し、遅延プロファイルに変換し、さらに、ＤＵ比の誤差を補正しているので、雑音のある環境であっても、強度の低いＤＵ比を誤差が生じることなく測定することができ、測定可能な遅延時間を長くして、コンスタレーションを観測することができ、ＭＥＲを測定することができる。

請求項３記載の発明によれば、１シンボル毎に、当該シンボルを電力スペクトルに変換して、加算平均（相加平均）することによって、等価的な雑音成分の影響を軽減しているので、雑音のある環境であっても、強度の低いＤＵ比を誤差が生じることなく測定することができる。

請求項４記載の発明によれば、電力スペクトルが周波数領域の全域に分布するように、電力スペクトルの分布を標本周波数領域幅に変換することで、電力スペクトルが存在する幅（範囲）よりも、標本周波数領域の幅（範囲）が狭くなるので、分布変換電力スペクトルの分布から遅延プロファイルに変化した際に生じる誤差を少なくすることができる。

請求項５記載の発明によれば、分布変換電力スペクトルから遅延プロファイルを変換する際に生じる、遅延係数の端数によるＤＵ比の測定値に理論的に生じる誤差を補正することができる。

請求項６記載の発明によれば、遅延波の遅延時間がガードインターバル期間を超え、直前のシンボルが有効シンボル期間に混入することにより生じる遅延波成分の低下を補正して、正確な遅延プロファイルを測定することができる。

次に、本発明の実施形態について、適宜、図面を参照しながら詳細に説明する。
〈地上デジタルＳＦＮ波測定装置の構成〉
図１は、地上デジタルＳＦＮ波測定装置のブロック図である。この図１に示すように、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１は、単一周波数ネットワークにおけるＯＦＤＭ波（ＯＦＤＭ信号）の直接波および遅延波を測定するもので、周波数変換手段３と、同期検波手段５と、処理手段７とを備えている。

周波数変換手段３は、ＯＦＤＭ波の全キャリアの広帯域について、歪み無く中間周波を出力するものである。つまり、周波数変換手段３は、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１に入力されたＯＦＤＭ波の直接波および遅延波の全キャリア（搬送周波数）について、中間周波（中間周波数）を出力するものである。

同期検波手段５は、周波数変換手段３で変換された中間周波を、直交同期検波して、得られた同相軸成分の検波波形と直交軸成分の検波波形とをＡＤ変換して、同相軸成分のＩデータと直交軸成分のＱデータとを、図示を省略した記憶部（メモリ）に蓄積（記憶）するものである。ＩデータとＱデータとが数値データである。

この同期検波手段５の詳細な構成を図３に示す。図３は同期検波手段５のブロック図であり、同期検波手段５は、同期検波同相軸用乗算器５ａと、同期検波直交軸用乗算器５ｂと、同期検波同相軸用ＬＰＦ５ｃと、同期検波直交軸用ＬＰＦ５ｄと、同相軸用Ａ／Ｄ変換器５ｅと、直交軸用Ａ／Ｄ変換器５ｆと、同相軸用メモリ５ｇと、直交軸用メモリ５ｈと、同相軸用伝送手段５ｉと、直交軸用伝送手段５ｊとを備えている。

同期検波同相軸用乗算器５ａは、周波数変換手段３から入力された中間周波（中間周波出力）に、同期検波同相軸用搬送波を乗算するものである。
同期検波直交軸用乗算器５ｂは、周波数変換手段３から入力された中間周波（中間周波出力）に、同期検波直交軸用搬送波を乗算するものである。

なお、同期検波同相軸用搬送波と、同期検波直交軸用搬送波とは、周波数の同じ安定した搬送波であり、且つ、相互の位相が９０度異なっているものである。また、これらの搬送波の周波数は、中間周波（中間周波数）の中心周波数の近傍の値であれば、任意の周波数でよい。

同期検波同相軸用ＬＰＦ５ｃは、中間周波に同期検波同相軸用搬送波が乗算された同相軸用検波波形の低周波数成分を通過させるフィルタである。
同期検波直交軸用ＬＰＦ５ｄは、中間周波に同期検波直交軸用搬送波が乗算された直交軸用検波波形の低周波数成分を通過させるフィルタである。

同相軸用Ａ／Ｄ変換器５ｅは、同期検波同相軸用ＬＰＦ５ｃで通過された同相軸用検波波形の低周波数成分Ｉをデジタル化したＩデータに変換するものである。
直交軸用Ａ／Ｄ変換器５ｆは、同期検波直交軸用ＬＰＦ５ｄで通過された直交軸用検波波形の低周波数成分Ｑをデジタル化したＱデータに変換するものである。

同相軸用メモリ５ｇは、不揮発性のメモリ等によって構成されており、同相軸用Ａ／Ｄ変換器５ｅで変換されたＩデータを記憶するものである。
直交軸用メモリ５ｈは、不揮発性のメモリ等によって構成されており、直交軸用Ａ／Ｄ変換器５ｆで変換されたＱデータを記憶するものである。

同相軸用伝送手段５ｉは、伝送ケーブル等によって構成されており、同相軸用メモリ５ｇに記憶しているＩデータを処理手段７に伝送するものである。
直交軸用伝送手段５ｊは、伝送ケーブル等によって構成されており、直交軸用メモリ５ｈに記憶しているＱデータを処理手段７に伝送するものである。

図１に戻って、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１の構成の説明を続ける。
処理手段７は、同期検波手段５から出力されたＩデータおよびＱデータに基づいて、遅延プロファイルを測定すると共に、ＯＦＤＭ波の信号配置図（コンスタレーション）を出力し、変調誤差比（ＭＥＲ）を測定するもので、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９と、電力スペクトル平均化手段１１と、電力スペクトル分布変換手段１３と、遅延プロファイル変換手段１５と、遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段１７と、ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段１９とを備えている。

シンボル抽出電力スペクトル変換手段９は、ＯＦＤＭ波に含まれているシンボル信号を抽出し（切り取って）、電力スペクトルに変換するものである。このシンボル抽出電力スペクトル変換手段９は、抽出したシンボル毎に電力スペクトルを求めるものである。

ここで、このシンボル抽出電力スペクトル変換手段９におけるシンボルの抽出の仕方について、図４を参照して説明する。

図４は、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９におけるシンボルの抽出の仕方（切り取る方法）を示したものである。この図４に示すように、ＯＦＤＭ波の時間領域のデータは、シンボル期間と、ガードインターバル期間（この図４では、ＧＩと略記している）とによって構成されている。

ガードインターバル期間は、シンボル期間の末尾の部分をコピーして貼り付けたものである。このシンボル抽出電力スペクトル変換手段９では、シンボル期間だけのデータを切り取って取得しようとしているが、原信号（直接波）のみでは、シンボル期間とガードインターバル期間との境界位置は不明である。

しかし、シンボル期間の時間長だけ遅延させた遅延信号（遅延波）と原信号（直接波）との差の信号（差信号）は、シンボル期間の末尾の部分がコピーされたガードインターバル期間であり、遅延信号（遅延波）のガードインターバル期間では、差信号が低レベルとなり、シンボル期間では、差信号が高レベルとなるという特性があるので、図４に示すように、シンボル期間の位置が判明し、当該シンボル期間のデータ（シンボル）を切り取って取得することができる。

さらにここで、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９における電力スペクトルの変換の仕方について、図５を参照して説明する。図５は、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９における電力スペクトルの変換（分析）を示したものである。

この図５に示すように、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９は、高速フーリエ変換処理手段９ａと、電力スペクトル変換手段９ｂとによって構成されている。

高速フーリエ変換処理手段９ａは、同期検波手段５から出力された、時間領域のデータであるＩデータおよびＱデータ（１シンボル期間のＩデータおよびＱデータ）を、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を施して、周波数領域のデータであるＸおよびＹに変換するものである。なお、Ｘはスペクトルの実数部の値であり、Ｙはスペクトルの虚数部の値である。また、ＸとＹとの次元は電圧である。

電力スペクトル変換手段９ｂは、高速フーリエ変換処理手段９ａで変換された周波数領域のデータであるＸおよびＹの二乗の和Ｐ、つまり、Ｐ＝Ｘ²＋Ｙ²を求めるものである。ＸおよびＹの二乗の和の次元は、電力とみなせるので、このＰを電力スペクトルとしている。

図１に戻って、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１の構成の説明を続ける。
電力スペクトル平均化手段１１は、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９で抽出され変換された電力スペクトルを平均化するものである。この電力スペクトル平均化手段１１は、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９で、シンボル毎の電力スペクトルを加算平均（相加平均）するものである。

ここで、図６を参照して、この電力スペクトル平均化手段１１によって電力スペクトルを加算平均する意味合い（意義）について説明する。
図６（ａ）は、１シンボル（単シンボル）の電力スペクトルを示したものであり、図６（ｂ）は、この１シンボル（単シンボル）の電力スペクトルに遅延プロファイル変換手段１５の処理を実行して得られた遅延プロファイルを示したものである。

図６（ｃ）は、多数のシンボルの電力スペクトルを加算平均した加算平均電力スペクトルを示したものであり、図６（ｄ）は、この加算平均電力スペクトルに遅延プロファイル変換手段１５の処理を実行して得られた遅延プロファイルを示したものである。

これら図６（ｂ）の１シンボル（単シンボル）の電力スペクトルの遅延プロファイルと、図６（ｄ）の加算平均電力スペクトルの遅延プロファイルとを比べると、図６（ｄ）に示した遅延プロファイルの方が、図６（ｂ）に示した遅延プロファイルよりも分散が小さくなっていることがわかる。

また、図６（ｄ）では、電力スペクトルを加算平均した加算平均電力スペクトルの遅延プロファイルが求められていることと、図６（ｂ）と比べると、加算平均電力スペクトルの分散の値により、遅延プロファイル変換手段１５によって得られた遅延プロファイルの全域に現れる等価的な雑音のレベルに差異が生じており、１シンボル（単シンボル）の電力スペクトルを加算平均し分散を少なくした方が等価的な雑音のレベルを低くできることを示している。

すなわち、電力スペクトル平均化手段１１は、遅延プロファイル変換手段１５によって、電力スペクトル（分布変換電力スペクトル）を遅延プロファイルに変換する際に、遅延プロファイルの全域に現れる等価的な雑音のレベルを低下させる手段として、有効なものであるといえる。

図１に戻って、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１の構成の説明を続ける。
電力スペクトル分布変換手段１３は、電力スペクトル平均化手段１１で加算平均（相加平均）された電力スペクトルの分布を予め設定した領域（標本周波数領域幅）に変換するものである。すなわち、電力スペクトルが周波数軸上で部分的に分布する際、遅延プロファイルへの影響を除去するものである。ここでは、分布が変換された電力スペクトルを分布変換電力スペクトルという。

ここで、図７を参照して、この電力スペクトル分布変換手段１３によって電力スペクトルの分布を変換する意味合い（意義）について説明する。
図７は、電力スペクトルを遅延プロファイルに変換する際に、当該電力スペクトルが全域に分布する場合と、当該電力スペクトルが部分的に分布する場合とについて、変換結果に及ぼす影響を説明した図である。

図７（ａ）は、標本周波数領域幅（標本データ領域）の全域に分布する電力スペクトルを示しており、図７（ｂ）は、この図７（ａ）の電力スペクトルを遅延プロファイル変換手段１５によって変換した遅延プロファイルを示したものである。これら図７（ａ）、（ｂ）に示したように、電力スペクトルが標本周波数領域幅の全域に分布している場合には、直接波の成分を示す０次の項が広がりを持たないので、遅延プロファイルから、当該直接波と遅延波とのＤＵ比を容易に読み取ることができる。

図７（ｃ）は、標本周波数領域幅（標本データ領域）の中で部分的に分布している電力スペクトルを示しており、図７（ｄ）は、この図７（ｃ）の電力スペクトルを遅延プロファイル変換手段１５によって変換した遅延プロファイルを示したものである。これら図７（ｃ）、（ｄ）に示したように、電力スペクトルが標本周波数領域幅の部分的に分布している場合には、直接波の成分を示す０次の項が幅広い広がりを持ってしまい、当該直接波と遅延波とのＤＵ比の読みとりが困難になってしまう。

なお、周波数領域の中で電力スペクトルが存在する範囲は、同期検波手段５における同相軸用Ａ／Ｄ変換器５ｅおよび直交軸用Ａ／Ｄ変換器５ｆのサンプリング周波数に依存している。通常、ＯＦＤＭ波のスペクトル存在幅、つまり、高周波帯域幅は、５．５７ＭＨｚであるので、サンプリング周波数が５．５７ＭＨｚよりも高ければ、ＯＦＤＭ波の帯域外でスペクトルの存在しない周波数領域も標本周波数領域幅（標本データ領域）に含まれ、図７（ｃ）に示したように、電力スペクトルが部分的にしか存在しないことが有り得る。

また、ＯＦＤＭ波に係るサンプリング周波数は、５．５７ＭＨｚより高い場合が一般的であり、電力スペクトルが部分的にしか存在しないことによる遅延プロファイルへの影響は甚だ大きく（不都合であり）、この対策として、電力スペクトル分布変換手段１３によって、電力スペクトルの分布領域を標本周波数領域幅まで広げている。

また、ここで、図８を参照して、電力スペクトル分布変換手段１３の動作を説明する。図８は、電力スペクトルが分布する幅を変換する動作を説明した説明図である。
この図８において、Ｎは、電力スペクトルのデータ総数を示しており、このデータ総数ＮはＦＦＴ演算を行うために２のべき乗の値をとるものである。

図８（ａ）において、（１）の部分と（４）の部分とは、電力スペクトルが存在している部分（範囲）を示しており、（２）の部分と（３）の部分とは、ＯＦＤＭ波（ＯＦＤＭ信号）の帯域外で電力スペクトルが存在しない部分（範囲）を示している。

図８（ａ）において、（１）および（４）の部分、つまり、電力スペクトルの存在する部分（範囲）について、当該部分（範囲）のデータを連接するために、０から１／４Ｎまでのデータに３／４ＮからＮまでのデータを連接させて、当該データの配置変更すると、図８（ｂ）に示すように、周波数領域幅は１／２Ｎとなり、全ての領域（全データ領域）について電力スペクトルが存在している状態となるので、当該電力スペクトルをＦＦＴして（詳細は後記する）、遅延プロファイルに変換した結果からＤＵ比の値が不正確になるといった不都合が生じない。

図１に戻って、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１の構成の説明を続ける。
遅延プロファイル変換手段１５は、電力スペクトル分布変換手段１３によって、分布が変換された分布変換電力スペクトルを、遅延プロファイルに変換するものである。遅延プロファイルは、ＯＦＤＭ波の直接波と、この直接波が反射したり、散乱したり、回折したり遅延した遅延波との強度の比であるＤＵ比と、遅延波の遅延時間とを含んでなるものである。

ここで、図９を参照して、遅延プロファイル変換手段１５によって、電力スペクトルを遅延プロファイルに変換する手順を説明する。図９は、電力スペクトルを遅延プロファイルに変換する手順を説明した説明図である。

この図９に示すように、標本周波数領域幅（全データ領域）に存在する電力スペクトルＰ（１）をＦＦＴ入力実数部端（２）に入力し、「０」をＦＦＴ入力虚数部端（３）に入力し、ＦＦＴ（４）を実行すると、ＦＦＴ実数部変換出力ＸとＦＦＴ虚数部変換出力Ｙとから遅延プロファイル（５）を得ることができる。

この遅延プロファイル（５）は、Ｚの応答を図示したものであり、直接波と、遅延時間を有す遅延波と、ＤＵ比とで合成されるＯＦＤＭ波の各成分は、このＺの応答において、次数０次のインパルスが直接波にほぼ相当し、次数ｎ次のインパルスが遅延波に相当し、このインパルスのレベルが遅延波のレベルに相当し、次数が遅延時間に相当する。次数０次のインパルスのレベルと遅延波に相当する次数ｎ次のインパルスのレベルとの振幅比がほぼＤＵに相当する。

なお、次数０次のインパルスのレベルには、直接波以外にもＤＵ比に影響（支配）される成分も存在しているので、次数０次のインパルスのレベルは、ＤＵ比が小さければ、直接波のレベルとみなすことができるが、遅延波のレベルが大きくなると、次数０次のインパルスのレベルにＤＵ比が与える影響が大きくなり、次数０次のインパルスのレベルは直接波のレベルとみなすことができなくなる。

また、この遅延プロファイル変換手段１５では、電力スペクトル（分布変換電力スペクトル）と、遅延プロファイルとの厳密な関係を数式で示すために、分析に必要な変数諸量が定められている。

遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段１７は、遅延プロファイル変換手段１５によって変換された遅延プロファイルに含まれている遅延波の遅延時間と、この遅延時間を識別可能な整数倍の最小遅延時間との差である端数によって生じるＤＵ比の誤差を補正するものである。つまり、この遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段１７では、遅延時間を最小遅延時間で除算した場合に生じる余り、つまり、最小遅延時間の整数倍とならない遅延時間の差分によって生じるＤＵ比（直接波と遅延波との強度の比）の誤差が補正される。

ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段１９は、遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段１７によってＤＵ比の誤差が補正されたＤＵ比補正遅延プロファイルにおける遅延波の遅延時間が、ガードインターバル時間を超える場合に生じるＤＵ比の誤差を補正するものである。

この地上デジタルＳＦＮ波測定装置１によれば、周波数変換手段３によって、ＯＦＤＭ波の直接波およびＯＦＤＭ波の遅延波の電界強度が測定され、中間周波に変換され、同期検波手段５によって、周波数変換手段３で変換された中間周波が直交同期検波されて得られた波形のＩデータおよびＱデータ（数値データ）が取得される。そして、処理手段７によって、同期検波手段５で取得したＩデータおよびＱデータに基づいて、遅延波の遅延時間と、直接波と遅延波との強度の比であるＤＵ比とを含む遅延プロファイルが測定される。なお、このＩデータおよびＱデータのＦＦＴ結果であるＸおよびＹを用いれば、ＯＦＤＭ波のコンスタレーション（信号配置図）を出力することができ、変調誤差比（ＭＥＲ）を測定することができる。このため、標本処理を行っていないので、遅延プロファイルにおけるＤＵ比の測定可能範囲を広くすることができ、且つ、遅延時間の長い遅延波も測定することができる。

また、この地上デジタルＳＦＮ波測定装置１によれば、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９によって、ＯＦＤＭ波に含まれている各シンボルが抽出されて電力スペクトルに変換され、電力スペクトル平均化手段１１によって、各シンボルの電力スペクトルが平均化される。続いて、電力スペクトル分布変換手段１５によって、平均化された電力スペクトルの分布が予め設定された領域に変換され、この分布が変換された分布変換電力スペクトルが、遅延プロファイル変換手段１５によって、遅延プロファイルに変換される。そして、遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段１７によって、遅延プロファイル変換手段１５で変換された遅延プロファイルに含まれる遅延波の遅延時間と、この遅延時間を識別可能な整数倍の最小遅延時間との差である端数によって生じるＤＵ比の誤差が補正され、ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段１９によって、ＤＵ比が補正されたＤＵ比補正遅延プロファイルに含まれる遅延波の遅延時間が、ＯＦＤＭ波のガードインターバル期間を超える場合の誤差が補正される。このため、ＯＦＤＭ波に含まれている各シンボルを抽出して、この抽出したシンボルの電力スペクトルを平均化して、分布を変換し、遅延プロファイルに変換し、さらに、ＤＵ比の誤差（遅延時間の端数によるもの、遅延時間がガードインターバル期間を超えた場合に生じるもの）を補正しているので、雑音のある環境であっても、強度の低いＤＵ比を誤差が生じることなく測定することができ、測定可能な遅延時間を長くして、コンスタレーションを観測することができ、ＭＥＲを測定することができる。

さらに、この地上デジタルＳＦＮ波測定装置１によれば、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９によって、１シンボル毎に、当該シンボルが電力スペクトルに変換されて、電力スペクトル平均化手段１１により、加算平均（相加平均）することによって、等価的な雑音成分の影響が軽減されている。このため、雑音のある環境であっても、強度の低いＤＵ比を誤差が生じることなく測定することができる。

或いはまた、この地上デジタルＳＦＮ波測定装置１によれば、電力スペクトル分布変換手段１３によって、電力スペクトルが周波数領域の全域に分布するように、電力スペクトルの分布が標本周波数領域幅に変換されることで、電力スペクトルが存在する幅（範囲）よりも、標本周波数領域の幅（範囲）が広くなるので、分布変換電力スペクトルの分布から遅延プロファイルに変化した際に生じる誤差を少なくすることができる。

さらにまた、この地上デジタルＳＦＮ波測定装置１によれば、遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段１７によって、分布変換電力スペクトルから遅延プロファイルを変換する際に生じる、遅延係数の端数によるＤＵ比の測定値に理論的に生じる誤差が補正され、補正したＤＵ比を測定することができる。

そしてまた、この地上デジタルＳＦＮ波測定装置１によれば、ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段１９によって、遅延波の遅延時間が有効シンボル期間に混入することで生じるＤＵ比測定結果の誤差が補正される、つまり、ＤＵ比の誤差を補正して、正確な遅延プロファイルを測定することができる。

なお、この地上デジタルＳＦＮ波測定装置１によって、測定した測定結果の遅延時間を補正する場合は、当該遅延時間に端数（整数でない数）が伴う場合だけである。遅延時間に端数があるか否かの判定は、隣接した遅延次数に大きい強度の遅延インパルスがある場合に行っており、ここでは、端数がある場合とない場合との間に、遅延時間の真値があると判断している。端数とは識別可能な遅延時間（単位時間）内の値である。

〈地上デジタルＳＦＮ波測定装置の動作〉
次に、図２に示すフローチャートを参照して、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１の動作について説明する（適宜、図１参照）。
まず、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１は、周波数変換手段３によって、入力されたＯＦＤＭ波の直接波および遅延波を中間周波に変換し（ステップＳ１）、同期検波手段５によって、中間周波を同期検波し、検波した結果得られた数値データ（ＩデータおよびＱデータ）を処理手段７のシンボル抽出電力スペクトル変換手段９に出力する（ステップＳ２）。

続いて、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１は、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９によって、数値データ（ＩデータおよびＱデータ）からＯＦＤＭ波のシンボル（シンボル期間のデータ）を抽出し、電力スペクトルに変換する（ステップＳ３）。そして、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１は、電力スペクトル平均化手段１１によって、シンボル抽出電力スペクトル変換手段９で変換された電力スペクトルを相加平均（加算平均）し、電力スペクトル分布変換手段１３によって、電力スペクトルの分布を標本周波数領域幅に変換する（ステップＳ４）。

そして、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１は、遅延プロファイル変換手段１５によって、電力スペクトル分布変換手段１３で電力スペクトルの分布が変換された分布変換電力スペクトルを遅延プロファイルに変換する（ステップＳ６）。その後、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１は、遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段１７によって、変換された遅延プロファイルにおける、遅延波の遅延時間の端数によって生じているＤＵ比の誤差を補正し（ステップＳ７）、そしてまた、ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段１９によって、変換された遅延プロファイルにおける、ガードインターバル期間を超える遅延時間によって生じているＤＵ比の誤差を補正する（ステップＳ８）。

〈ＯＦＤＭ波の直接波と遅延波とから遅延プロファイルを生成するまでの処理について〉
これより、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１におけるＯＦＤＭ波の直接波と遅延波とから遅延プロファイルを生成するまでの処理を、数式を交えて説明する。

時間領域信号であるＩとＱの標本値を採取する時間長をＴとし、等間隔で採取する標本の個数をＮとすると、サンプリング周波数ｆｓは数式（１）で表すことができる。

ｆｓ＝Ｎ／Ｔ ・・・数式（１）

また、時間分解能Δｔは数式（２）で表すことができる。

Δｔ＝Ｎ／Ｔ ・・・数式（２）

また、直接波の振幅をＥとし、複数個（Ｋｍ個とする）の遅延波のうち、ｋ番目の遅延波の遅延時間をｍ_kΔｔとし、ＤＵ比をＤＵ_kとする。なお、ｍ_kを「遅延時間係数」ということにする。直接波と遅延波とがこれらの条件で表すと、全スペクトルＮ個の内、ｎ番目の電力スペクトルＰｎは数式（３）で表すことができる。

ちなみに、これらの数式（１）〜数式（３）を実行するものが、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１の処理手段７のシンボル抽出電力スペクトル変換手段９である。
また、この数式（３）は数式（４）として表すこともできる。

なお、これ以降の説明において、数式（４）の〔〕内の第１項はｎに関して固定値であるので「固定項」と、第２項は１つの遅延波のＤＵ比であるＤＵ_kと遅延時間係数ｍ_kとによって定まる値であるので「単一項」と、第３項は２つの遅延波における遅延時間係数ｍ_kの相互の積と、相互の差とによって定まる値であるので「相互積項」と呼称することとする。

また、遅延プロファイルの測定とは、数式（４）におけるＤＵ比であるＤＵ_kと遅延時間係数ｍ_kとを求めることであり、これらは、数式（４）で表される電力スペクトルＰｎをフーリエ変換することにより、インパルスに変換して遅延インパルスの存在する次数から、まず、遅延時間係数ｍ_kを求めることができ、ｍ_k次のインパルスの大きさがＤＵ_kの値であるから、このＤＵ_kを求めることができる。

しかし、数式（４）によるフーリエ変換の結果として現れるインパルスには、ｋ番目の遅延波に係る遅延時間係数ｍｋと、ＤＵ_kとの２つ以外に、相互積項による（ｍ_k−ｍ_j）次のインパルスにＤＵ_k、ＤＵ_jの値も現れる。このように出現するインパルスを遅延インパルスということとする。

この数式（４）によるフーリエ変換の結果に含まれているインパルスの中から遅延プロファイルの測定に必要な項目のみを識別して抽出する条件（方法）として、ＤＵ_k＜１とすれば、インパルスの中で最大の値となるものは単一項によるものとなり、さらに、インパルスの中で次に大きな値となるものも単一項によるものである。

そして、単一項によるインパルスの値が２個（最大の値、次に大きな値）分かると、これらに値による相互積項の次数から相互積項によるインパルス（インパルスの値）が分かる。そしてまた、これまでに分かったインパルス（インパルスの値）を除きインパルスの中で最大となるもの（つまり、インパルスの中で３番目に大きな値）も単一項によるものである。すると、既知の単一項によるインパルスの値と、新たに分かった単一項によるインパルスの値との全ての組み合わせによって、新たな相互積項によるインパルスの次数が分かる。このようなインパルスを検索して、当該インパルスの値をチェックする動作を順次繰り返していけば、多くの遅延波が含まれる場合に、単一項の成分の識別および抽出も可能である。

ここまでの説明を数式として表すと、まず、数式（４）によるフーリエ変換の結果に含まれているインパルスにおいて、ｋ番目の遅延波によるインパルスの値Ｐ_kは数式（５）で表される。

Ｐ_k＝Ｅ²ＤＵ_k ・・・数式（５）

なお、数式（５）の値が現れる次数はｍ_kである、次数０次には数式（４）の〔〕内の第１項が現れ、この値をＰ₀とすると、このＰ₀は数式（６）で表される。

なお、数式（５）および数式（６）において、Ｅ²とＤＵ_kとが未知数であるが、両式からＥ²を解くと、数式（７）が得られ、Ｅ²を数式（５）に与えてＤＵ_kを解くと、数式（８）が得られる。

ＤＵ_k＝Ｐ_k／Ｅ² ・・・数式（８）

ちなみに、これらの数式（５）〜数式（８）を実行するものが、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１の処理手段７の遅延プロファイル変換手段１５である。

なお、遅延時間係数ｍ_kが整数の場合、インパルスはｍ_k次のみに現れ、他の次数にはインパルス（インパルスの値）は現れない。ところが、遅延時間係数ｍ_kが整数でない場合、１つの遅延波による電力スペクトルＰｎのＦＦＴ結果は、単一のインパルス以外にもインパルス（インパルスの値）を持ち、広がりを持った応答となる。

そこで、まず、遅延時間係数をｍ_k＋Δとした場合の電力スペクトルをＦＦＴした結果に含まれるｍ_k次に関する値をＸｍ_kおよびＹｍ_kとし、（ｍ_k＋ｊ）次に関する値をＸｍ_k＋ｊおよびＹｍ_k＋ｊとする。すると、Ｘｍ_kおよびＹｍ_kは、数式（９）および数式（１０）で表される。

また、Ｘｍ_k＋ｊおよびＹｍ_k＋ｊは、数式（１１）および数式（１２）で表される。

そして、数式（９）および数式（１０）からΔを解くことができ、ｊ＝１とした場合には数式（１３）で表される。

なお、数式（１３）におけるＫは数式（１４）で表される。

Ｋ＝Ｘｍ_k＋１／Ｘｍ_k ・・・数式（１４）

また、数式（１３）で得られたΔを数式（９）に代入すると、Ｄｕ_kを求める算出式が得られる。この算出式は数式（１５）で表される。

Ｄｕ_k＝２πＸｍ_k／ｓｉｎ（２πΔ）Ｇｍ_k ・・・数式（１５）

なお、この数式（１５）におけるＧｍ_kは、数式（１６）で表される。

ちなみに、これらの数式（９）〜数式（１６）を実行するものが、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１の処理手段７の遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段１７である。

そして、遅延波の遅延時間がガードインターバル期間を超えると、１つの前のシンボルが有効シンボル期間に混入してしまうため、表示されるＤＵ比であるＸｄｕは、Ｄｕ_kと異なり、数式（１７）で表される。

但し、この数式（１７）において、Ｎは有効シンボルの分割数を、ｍ_kは遅延時間係数を表している。また、θ１＝２π（ｍ_k／Ｎ）を満たし、Ｋ０は、有効シンボル期間のキャリア振幅と、直前の有効シンボル期間のキャリア振幅との比を２乗した値の曲線を、周波数で積分した際の平均値であり、通常のＯＦＤＭ信号形式とは、異なる値となり、例えば、ＯＦＤＭ信号の変調方式が６４ＱＡＭの場合には、Ｋ０は、７³／３の値となり、１６ＱＡＭの場合には、Ｋ０は３³／３の値となる。

ここで、数式（１７）におけるＸｄｕとＤｕ_kとの関係は、２次方程式のｘとｙとの関係に相当するので、Ｄｕ_kを解くと、Ｘｄｕは数式（１８）で表される。但し、数式（１８）のａ、ｂ、ｃは数式（１９）で表される関係を満たしている。

すなわち、数式（１７）の値で表示されたものは測定すべき真値とは異なる（ＤＵ比の誤差が含まれているもの）が、数式（１８）の値で表示されたものは測定すべき真値である（ＤＵ比の誤差が補正された正確なもの）と言える。

ちなみに、これら数式（１７）〜数式（１９）を実行するものが、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１の処理手段７のガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段１９である。

ここまで、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１におけるＯＦＤＭ波の直接波と遅延波とから遅延プロファイルを生成するまでの処理を、数式を交えて説明したように、当該地上デジタルＳＦＮ波測定装置１では、雑音のある環境であっても影響されずに（測定する環境に影響されない）、誤差の少ないＤＵ比および遅延波の遅延時間を含むＯＦＤＭ波の遅延プロファイルを測定することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は前記実施形態には限定されない。本実施形態では、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１として説明したが、例えば、当該装置１の各構成の処理動作を一つずつの過程ととらえた地上デジタルＳＦＮ波測定方法とみなすことができるし、各構成の処理動作を汎用的或いは特殊なプログラムで記述した地上デジタルＳＦＮ波測定プログラムとみなすことも可能である。これらの場合、地上デジタルＳＦＮ波測定装置１と同様の効果を得ることができる。

本発明の実施形態に係る地上デジタルＳＦＮ波測定装置のブロック図である。 図１に示した地上デジタルＳＦＮ波測定装置の動作を説明したフローチャートである。 図１に示した地上デジタルＳＦＮ波測定装置の同期検波手段のブロック図である。 図１に示した地上デジタルＳＦＮ波測定装置のシンボル抽出電力スペクトル変換手段におけるシンボルの抽出の仕方（切り取る方法）を示した図である。 図１に示した地上デジタルＳＦＮ波測定装置のシンボル抽出電力スペクトル変換手段における電力スペクトルの変換（分析）を示した図である。 （ａ）は、１シンボル（単シンボル）の電力スペクトルを示した図である。 （ｂ）は、（ａ）に示した１シンボル（単シンボル）の電力スペクトルから得られた遅延プロファイルを示した図である。 （ｃ）は、多数のシンボルの電力スペクトルを加算平均した加算平均電力スペクトルを示した図である。 （ｄ）は、（ｃ）に示した加算平均電力スペクトルから得られた遅延プロファイルを示した図である。 （ａ）は、標本周波数領域幅（標本データ領域）の全域に分布する電力スペクトルを示した図である。 （ｂ）は、（ａ）に示した電力スペクトルを変換した遅延プロファイルを示した図である。 （ｃ）は、標本周波数領域幅（標本データ領域）の中で部分的に分布している電力スペクトルを示した図である。 （ｄ）は、（ｃ）に示した電力スペクトルを変換した遅延プロファイルを示した図である。 電力スペクトルが分布する幅を変換する動作を説明した説明図である。 電力スペクトルを遅延プロファイルに変換する手順を説明した説明図である。

符号の説明

１ 地上デジタルＳＦＮ波測定装置
３ 周波数変換手段
５ 同期検波手段
７ 処理手段
９ シンボル抽出電力スペクトル変換手段
１１ 電力スペクトル平均化手段
１３ 電力スペクトル分布変換手段
１５ 遅延プロファイル変換手段
１７ 遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段
１９ ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段

Claims (6)

1. ＯＦＤＭ方式による地上デジタルの単一周波数ネットワークにおけるＯＦＤＭ波を測定する地上デジタルＳＦＮ波測定装置であって、
   前記ＯＦＤＭ波が直接波と遅延波とからなり、当該直接波および当該遅延波の電界強度を測定すると共に、中間周波に変換する周波数変換手段と、
   この周波数変換手段で変換された中間周波を直交同期検波して得られた波形の数値データとして取得する同期検波手段と、
   この同期検波手段で取得した数値データに基づいて、前記遅延波の遅延時間と、前記直接波と前記遅延波との強度の比であるＤＵ比とを含む遅延プロファイルを測定すると共に、前記ＯＦＤＭ波の信号配置図を出力し、変調誤り率を測定する処理を施す処理手段と、
   を備えることを特徴とする地上デジタルＳＦＮ波測定装置。
2. 前記処理手段は、
   前記ＯＦＤＭ波に含まれる各シンボルを抽出し、電力スペクトルに変換するシンボル抽出電力スペクトル変換手段と、
   このシンボル抽出電力スペクトル変換手段で抽出されて変換された各シンボルの電力スペクトルを平均化する電力スペクトル平均化手段と、
   この電力スペクトル平均化手段で平均化された各シンボルの電力スペクトルの分布を予め設定した領域に変換する電力スペクトル分布変換手段と、
   この電力スペクトル分布変換手段で電力スペクトルの分布が変換された分布変換電力スペクトルを、前記遅延プロファイルに変換する遅延プロファイル変換手段と、
   この遅延プロファイル変換手段で変換された遅延プロファイルに含まれる前記遅延波の遅延時間と、この遅延時間を識別可能な整数倍の最小遅延時間との差である端数によって生じるＤＵ比の誤差を補正する遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段と、
   この遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段でＤＵ比が補正されたＤＵ比補正遅延プロファイルに含まれる前記遅延波の遅延時間が、ＯＦＤＭ波のガードインターバル期間を超える場合に生じるＤＵ比の誤差を補正するガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置。
3. 前記シンボル抽出電力スペクトル変換手段は、１シンボル毎に当該シンボルを電力スペクトルに変換し、
   前記電力スペクトル平均化手段は、前記シンボル毎の電力スペクトルを加算平均することを特徴とする請求項２に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置。
4. 前記電力スペクトル分布変換手段は、前記電力スペクトルが周波数領域の全域に分布するように、前記電力スペクトルの分布を標本周波数領域幅に変換することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置。
5. 前記遅延時間端数ＤＵ比誤差補正手段は、前記分布変換電力スペクトルから前記遅延プロファイルに変換する際に、予め設定した遅延時間の端数により、ＤＵ比に生じる誤差を補正することを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか一項に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置。
6. 前記ガードインターバル超時間ＤＵ比誤差補正手段は、前記遅延波の遅延時間が前記ガードインターバル期間を超え、直前のシンボルが、前記ＯＦＤＭ波の有効シンボル期間に混入することで生じるＤＵ比の誤差を補正することを特徴とする請求項２から請求項５のいずれか一項に記載の地上デジタルＳＦＮ波測定装置。

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