JP2005235820A - Method of calculating model formula of circuit simulation - Google Patents
Method of calculating model formula of circuit simulation Download PDFInfo
- Publication number
- JP2005235820A JP2005235820A JP2004039432A JP2004039432A JP2005235820A JP 2005235820 A JP2005235820 A JP 2005235820A JP 2004039432 A JP2004039432 A JP 2004039432A JP 2004039432 A JP2004039432 A JP 2004039432A JP 2005235820 A JP2005235820 A JP 2005235820A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resistance
- parasitic resistance
- characteristic
- gate
- equation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Bipolar Transistors (AREA)
- Junction Field-Effect Transistors (AREA)
- Insulated Gate Type Field-Effect Transistor (AREA)
Abstract
Description
本発明は集積回路の設計で使用される回路シミュレータの高精度化、高速化を目的として、実測データの分解方法によりモデルパラメータを抽出し、このモデルパラメータを用いることで回路シミュレータの中に組み込まれるモデル式を求める回路シュミレーションのモデル式算出方法に関する。 In the present invention, for the purpose of improving the accuracy and speed of a circuit simulator used in designing an integrated circuit, model parameters are extracted by a method of decomposing measured data, and the model parameters are used to be incorporated in the circuit simulator. The present invention relates to a method for calculating a model expression for circuit simulation for obtaining a model expression.
従来の技術は、初期の頃は米国のカリフォルニア大学バークレー校でLEVEL1モデルが開発された。その後、チャネル長が短くなるにつれて、同大学により、LEVEL2、LEVEL3モデルが開発されてきた。チャネル長が1μmを切る頃からは、同大学により、BSIMモデル、BSIM2モデル、BSIM3モデル、BSIM4モデルが次々と開発されてきた。産業界ではフェアチャイルド社がBSIMモデルを改良したMOS9モデルを開発した。さらに、最近では、日本の広島大学でHiSIMモデルを開発している。 In the prior art, the LEVEL 1 model was developed at the University of California, Berkeley in the early days. Thereafter, as the channel length becomes shorter, the LEVEL2 and LEVEL3 models have been developed by the same university. The BSIM model, the BSIM2 model, the BSIM3 model, and the BSIM4 model have been developed one after another by the university since the channel length was less than 1 μm. In industry, Fairchild has developed the MOS9 model, which is an improvement of the BSIM model. Recently, a HiSIM model has been developed at Hiroshima University in Japan.
従来のモデルは回路シミュレータを高速化する為に、寄生抵抗を無視してきた。さらに、寄生抵抗を無視できない状況になると、寄生抵抗を組み込みこんだモデル式を開発してきている。しかし、実測データより分解して、物理現象に基づいたモデル式が開発されていない為に、チャネル長が短くなるに従って次々に新たなモデルを作らなければならないという問題点があった。さらに、実測データからモデルパラメータを求めることが困難であるという問題点があった。また、高耐圧プロセス等、特殊なプロセスの場合は、同じTr構造であるにも関わらず別のモデル式が開発されているという問題点があった。 Conventional models have ignored parasitic resistances to speed up circuit simulators. Furthermore, when the parasitic resistance cannot be ignored, we have developed a model formula that incorporates the parasitic resistance. However, there is a problem that new models must be created one after another as the channel length becomes shorter because no model formula based on physical phenomena has been developed by decomposing from measured data. Furthermore, there is a problem that it is difficult to obtain model parameters from actually measured data. Further, in the case of a special process such as a high breakdown voltage process, there is a problem that another model formula has been developed despite the same Tr structure.
そこで本発明は、チャネル長が更に短くなっても適用できる回路シミュレータのモデル式を得ることを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to obtain a model expression of a circuit simulator that can be applied even when the channel length is further shortened.
請求項1記載の本発明の回路シュミレーションのモデル式算出方法は、半導体素子の実測データからゲート電圧に依存しない第1の寄生抵抗を算出するステップと、前記第1の寄生抵抗を取り除いたI−V特性からゲート電圧に依存する第2の寄生抵抗を算出するステップと、拡散抵抗の幅Wが同じで長さLが異なる複数種類の拡散抵抗TEGを使うことで、前記第2の寄生抵抗を、チャネル抵抗とゲート長の下の両側に生成される第3の寄生抵抗と分離するステップとを有し、前記第3の寄生抵抗を独立した特性として用いることでI−V特性式を得ることを特徴とする。
請求項2記載の本発明は、請求項1に記載の回路シュミレーションのモデル式算出方法において、MOSFETにおいて、ドレイン−ソース間の電圧をVDS、チャネルを流れる電流をIDS、ドレイン−ソース間の抵抗をROUT、ドレイン端、ソース端のコンタクト抵抗をRCON、ドレイン拡散抵抗をRD、ソース拡散抵抗をRS、ゲート下のLDD抵抗をRLDD、ゲート下のチャネル抵抗をRCとしたとき、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)を取り除いたI’DS−VGS特性から、下記式(1)
According to a first aspect of the present invention, there is provided a method for calculating a model equation for circuit simulation according to the present invention, comprising: calculating a first parasitic resistance that does not depend on a gate voltage from actual measurement data of a semiconductor element; The step of calculating the second parasitic resistance depending on the gate voltage from the V characteristic and the use of a plurality of types of diffused resistors TEG having the same width W and different lengths L of the diffused resistors, A step of separating the channel resistance and the third parasitic resistance generated on both sides under the gate length, and obtaining the IV characteristic equation by using the third parasitic resistance as an independent characteristic. It is characterized by.
According to a second aspect of the present invention, in the circuit simulation model formula calculation method according to the first aspect, in the MOSFET, the drain-source voltage is V DS , the current flowing through the channel is I DS , and the drain-source voltage is When the resistance is R OUT , the drain end and source end contact resistance is R CON , the drain diffusion resistance is RD, the source diffusion resistance is RS, the LDD resistance under the gate is R LDD , and the channel resistance under the gate is RC From the I ' DS -V GS characteristics without parasitic resistance (2 · R CON + RD + RS) independent of the gate voltage, the following formula (1)
を算出し、前記拡散抵抗TEGとして、ゲート長さL1の出力抵抗をROUT1、ゲート長さL2の出力抵抗をROUT2とすると、ROUT1=2・RLDD+RC1、ROUT2=2・RLDD+RC2であるので、前記ROUT、ROUT1、及びROUT2から、下記式(2)
As the diffusion resistance TEG, if the output resistance of the gate length L1 is
を算出し、ROUT1及びROUT2を用いることで、ゲート長Lの下の両側に生成される前記第3の寄生抵抗(2・RLDD)を、下記式(3)
And using
とすることを特徴とする。
請求項3記載の本発明は、請求項1に記載の回路シュミレーションのモデル式算出方法において、MOSFETにおいて、ドレイン−ソース間の電圧をVDS、ドレイン−ソース間の抵抗をROUT、ドレイン端、ソース端のコンタクト抵抗をRCON、ドレイン拡散抵抗をRD、ソース拡散抵抗をRS、X軸をVDS、Y軸をROUTとしたとき、一点で交わる座標(0,b)とVDS電圧の高電圧側の座標(X,Y1)との2点を通る直線と座標(x1,y11),(x2,y21),Λとの誤差、及び、一点で交わる座標(0,b)とVDS電圧の高電圧側の座標(X,Y1)との2点を通る直線と座標(x1,y12),(x2,y22),Λとの誤差から、全体の誤差を下記式(4)
It is characterized by.
According to a third aspect of the present invention, in the MOSFET simulation model formula calculation method according to the first aspect, in the MOSFET, the drain-source voltage is V DS , the drain-source resistance is R OUT , the drain end, When the source end contact resistance is R CON , the drain diffusion resistance is RD, the source diffusion resistance is RS, the X axis is V DS , and the Y axis is R OUT , the coordinates (0, b) and V DS voltage intersect at one point The error between the straight line passing through the two points with the coordinate (X, Y 1 ) on the high voltage side and the coordinates (x 1 , y 11 ), (x 2 , y 21 ), Λ, and the coordinates (0, From the error between the straight line passing through the two points b) and the coordinates (X, Y 1 ) on the high voltage side of the V DS voltage and the coordinates (x 1 , y 12 ), (x 2 , y 22 ), Λ The error of the following equation (4)
で求め、(ただし、(Y1−b)が所定値以上ならばこの座標をはずす)全体の誤差が最も小さくなるような座標(0,b)のbを、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗(RD+RS+2・RCON)とすることを特徴とする。 (However, if (Y 1 −b) is greater than or equal to a predetermined value, this coordinate is removed.) B of the coordinate (0, b) that minimizes the overall error is defined as a parasitic resistance (independent of the gate voltage) RD + RS + 2 · R CON ).
本発明は、実測データの分解によりモデルパラメータを求めることができ、分解した3つの領域の抵抗データからモデル式を構築している為、長チャネルから短チャネルのゲート長の全てが1つのモデル式で表現可能であり、高耐圧プロセス等、特殊なプロセスの場合にも別のモデル式を開発しなくてもよく、さらに、将来開発されるであろうプロセスにも適用できるという点で、従来技術とは根本的に異なる。 In the present invention, model parameters can be obtained by decomposing actual measurement data, and a model equation is constructed from the resistance data of the decomposed three regions. Therefore, all the gate lengths from the long channel to the short channel are one model equation. In the case of a special process such as a high voltage process, it is not necessary to develop another model formula and it can be applied to a process that will be developed in the future. Is fundamentally different.
本発明の実施例について、図面を参照して説明する。
図1は、MOSFETのチャネルに沿った断面を示す構造図である。
図1に示すように、MOSFETのドレイン−ソース間の電圧をVDS、チャネルを流れる電流をIDSとすると、ドレイン−ソース間の抵抗はROUTとなる。ROUTはドレイン端、ソース端のコンタクト抵抗RCON、ドレイン拡散抵抗RD、ソース拡散抵抗RS、ゲート下のLDD抵抗RLDDの寄生抵抗と、ゲート下のチャネル抵抗RCで構成されている。チャネルの両端に発生する内部電圧V’DSは、チャネル抵抗RCの電位差であり、明らかにVDSより(2・RCON+RD+RS+2・RLDD)×IDSの電圧降下だけ低い値となる。
図1より、以下の3式が成立する。
VDS=ROUT・IDS (5)
ROUT=2・RCON+RD+RS+2・RLDD+RC (6)
V’DS=(2・RLDD+RC)・IDS (7)
MOSFETのチャネル電流式にレベル3モデルを用いると、以下の3式で表現できる。
Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a structural diagram showing a cross section along a channel of a MOSFET.
As shown in FIG. 1, when the drain-source voltage of the MOSFET is V DS and the current flowing through the channel is I DS , the drain-source resistance is R OUT . R OUT is composed of drain end, source end contact resistance R CON , drain diffusion resistance RD, source diffusion resistance RS, LDD resistance R LDD under the gate, and channel resistance R C under the gate. The internal voltage V ′ DS generated at both ends of the channel is a potential difference of the channel resistance R C and is clearly lower than V DS by a voltage drop of (2 · R CON + RD + RS + 2 · R LDD ) × I DS .
From FIG. 1, the following three formulas are established.
V DS = R OUT · I DS (5)
R OUT = 2 · R CON + RD + RS + 2 · R LDD + R C (6)
V ′ DS = (2 · R LDD + R C ) · I DS (7)
If the
Leff=L−2・LD (9)
Weff=W−2・WD (10)
L eff = L-2 · LD (9)
W eff = W−2 · WD (10)
図2は、MOSFETのIDS−VGS特性図、図3、はMOSFETのIDS−VDS特性図を示している。
図4は、図3に示すMOSFETのIDS−VDS特性からROUT−VDS特性を求め、ROUT−VDS特性から、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)を算出する方法を示している。すなわち、MOSFETのゲート電流IDSは、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)の影響で流れる電流が少なくなる。従って、複数のMOSFETのROUT−VDS特性から、すべてのMOSFETに共通の、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)を求める。
式(7)と式(8)から、式(11)となる。
FIG. 2 shows an I DS -V GS characteristic diagram of the MOSFET, and FIG. 3 shows an I DS -V DS characteristic diagram of the MOSFET.
Figure 4 is calculated to obtain the R OUT -V DS characteristics from I DS -V DS characteristics of the MOSFET shown in FIG. 3, the R OUT -V DS characteristics, the parasitic resistance that is independent of the gate voltage (2 · R CON + RD + RS) Shows how to do. In other words, the MOSFET gate current I DS is reduced in flowing current due to the influence of the parasitic resistance (2 · R CON + RD + RS) independent of the gate voltage. Therefore, the parasitic resistance (2 · R CON + RD + RS) independent of the gate voltage common to all the MOSFETs is obtained from the R OUT -V DS characteristics of the plurality of MOSFETs.
From Expression (7) and Expression (8), Expression (11) is obtained.
式(11)を式(6)に代入すると、式(11)となる。 Substituting equation (11) into equation (6) yields equation (11).
式(12)より、RCの項はゲート電圧VGSにより抵抗の傾きが変化する直線となり、その交点がゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)となる。 From the equation (12), the term of R C is a straight line in which the slope of the resistance changes depending on the gate voltage V GS , and the intersection is a parasitic resistance (2 · R CON + RD + RS) that does not depend on the gate voltage.
図5は、本発明の一実施例を示す特性図で、図4のゲート電圧に依存しない寄生抵抗の算出方法を具体的に説明している。
まず、一点で交わる座標を(0,b)、VDS電圧の高電圧側の座標を(X,Y1)とすると、この2点を通る直線は、式(13)となる。
FIG. 5 is a characteristic diagram showing an embodiment of the present invention, and specifically explains a method for calculating a parasitic resistance independent of the gate voltage of FIG.
First, assuming that the coordinates intersecting at one point are (0, b) and the coordinates on the high voltage side of the V DS voltage are (X, Y 1 ), the straight line passing through these two points is expressed by equation (13).
この直線と、座標(x1,y11),(x2,y21),Λとの誤差を求めると、座標(x1,y11)との誤差は、式(14)となる。 When the error between this straight line and the coordinates (x 1 , y 11 ), (x 2 , y 21 ), Λ is obtained, the error from the coordinates (x 1 , y 11 ) is expressed by equation (14).
この時、相対誤差=誤差/(Y1−b)≧0.001ならば、この座標をはずす。また、座標(x2,y21)との誤差は、式(15)となる。 At this time, if the relative error = error / (Y 1 −b) ≧ 0.001, this coordinate is removed. Further, the error from the coordinates (x 2 , y 21 ) is expressed by equation (15).
この時、相対誤差=誤差/(Y1−b)≧0.001ならば、この座標をはずす。
以下、同様の操作を繰り返す。
At this time, if the relative error = error / (Y 1 −b) ≧ 0.001, this coordinate is removed.
Thereafter, the same operation is repeated.
誤差は、一般に、式(16)で表現される。 The error is generally expressed by equation (16).
次に、一点で交わる座標を(0,b)、VDS電圧の高電圧側の座標を(X,Y2)とすると、この2点を通る直線は、式(17)となる。 Next, assuming that the coordinates intersecting at one point are (0, b) and the coordinates on the high voltage side of the V DS voltage are (X, Y 2 ), the straight line passing through these two points is expressed by equation (17).
この直線と、座標(x1,y12),(x2,y22),Λとの誤差を求めると、座標(x1,y12)との誤差は、式(18)となる。 When the error between this straight line and the coordinates (x 1 , y 12 ), (x 2 , y 22 ), Λ is determined, the error from the coordinates (x 1 , y 12 ) is expressed by equation (18).
この時、相対誤差=誤差/(Y1−b)≧0.001ならば、この座標をはずす。また、座標(x2,y22)との誤差は、式(19)となる。 At this time, if the relative error = error / (Y 1 −b) ≧ 0.001, this coordinate is removed. Further, an error from the coordinates (x 2 , y 22 ) is expressed by Expression (19).
この時、相対誤差=誤差/(Y1−b)≧0.001ならば、この座標をはずす。
以下、同様の操作を繰り返す。
At this time, if the relative error = error / (Y 1 −b) ≧ 0.001, this coordinate is removed.
Thereafter, the same operation is repeated.
誤差は、一般に、式(20)で表現される。 The error is generally expressed by equation (20).
従って、全体の誤差は、以下の式(21)のようになる。 Therefore, the overall error is as shown in the following equation (21).
全体の誤差が最も小さくなるような座標(0,b)のbが、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)である。 The b of the coordinate (0, b) that minimizes the overall error is the parasitic resistance (2 · R CON + RD + RS) independent of the gate voltage.
すなわち、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗を取り除いたI−V特性は、以下のようにして求める。
まず、ROUT=VDS/IDSで、ROUTを算出する。
次に、2・RLDD+RC=ROUT−(2・RCON+RD+RS)で、2・RLDD+RCを算出する。
さらに、以下の式(22)で、I’DSを再計算する。
In other words, the IV characteristics excluding the parasitic resistance that does not depend on the gate voltage are obtained as follows.
First, in R OUT = V DS / I DS , calculates the R OUT.
Next, 2 · R LDD + R C = R OUT - in (2 · R CON + RD + RS), and calculates the 2 · R LDD + R C.
Further, I ′ DS is recalculated by the following equation (22).
ここで、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗は、2・RCON+RD+RS、ゲート電圧に依存する寄生抵抗は、2・RLDD+RCとなる。 Here, the parasitic resistance that does not depend on the gate voltage is 2 · R CON + RD + RS, and the parasitic resistance that depends on the gate voltage is 2 · R LDD + RC .
図6は、MOSFETのチャネルに垂直な断面を示す構成図である。図6に示すように、MOSFETの断面拡散長(WD)は、ゲート幅Wの下に潜り込んだ反転防止層の長さで、ゲート幅Wの両側に生成されたMOSFETの断面拡散長(2WD)を差し引いたチャネル幅が実効チャネル幅Weffである。WDを考慮することは、実測値とシミュレーション間の誤差を少なくする為に重要である。 FIG. 6 is a configuration diagram showing a cross section perpendicular to the channel of the MOSFET. As shown in FIG. 6, the cross-sectional diffusion length (WD) of the MOSFET is the length of the anti-inversion layer that has entered under the gate width W, and the cross-sectional diffusion length (2WD) of the MOSFET generated on both sides of the gate width W. Is the effective channel width W eff . Considering WD is important in order to reduce the error between the actual measurement and the simulation.
図7は、2WDの求め方を示すIDS−W特性図である。MOSFETのドレイン電流IDSは、2WDの影響で流れる電流が少なくなる。従って、複数のMOSFETについて、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗を取り除いたI’DS−VGS特性から、第3図で示したゲート幅Wの両側に生成されたMOSFETの断面拡散長(2WD)を求める。
式(9)を式(8)に代入すると、式(23)となる。
FIG. 7 is an I DS -W characteristic diagram showing how to obtain 2WD. The drain current I DS of the MOSFET is less current flowing due to the influence of 2WD. Therefore, the cross-sectional diffusion length (2WD) of the MOSFETs generated on both sides of the gate width W shown in FIG. 3 is obtained from the I ′ DS −V GS characteristics with the parasitic resistance independent of the gate voltage removed for a plurality of MOSFETs. Ask.
Substituting equation (9) into equation (8) yields equation (23).
(23)式から、MOSFETのゲート長Lが同じで、ゲート幅Wが異なる複数のMOSFETを用いて、図7に示すように、Y軸にドレイン電流IDSをX軸にゲート幅Wを取り、同じゲート電圧VGS同士を結んだ直線とX軸との交点から2・WDを求めることができる。
(23) from the equation, the gate length L of the MOSFET are the same, the gate width W with a plurality of different MOSFET, as shown in FIG. 7, takes the gate width W in the X-axis drain current I DS in the Y-
図8は、本発明の一実施例を示す図で、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗を取り除いたI’DS−VGS特性を使って、I’DS−W特性を生成し、ゲート幅Wの両側に生成されたMOSFETの断面拡散長(2WD)の具体的な求め方を説明している。
まず、一点で交わる座標を(a,0)、long幅の座標を(X,Y1)とすると、この2点を通る直線は、式(24)となる。
FIG. 8 is a diagram showing an embodiment of the present invention. The I ′ DS −V GS characteristic obtained by removing the parasitic resistance independent of the gate voltage is used to generate the I ′ DS −W characteristic, and the gate width W A specific method for obtaining the cross-sectional diffusion length (2WD) of MOSFETs generated on both sides is described.
First, assuming that the coordinates that intersect at one point are (a, 0) and the coordinates of the long width are (X, Y 1 ), the straight line passing through these two points is expressed by equation (24).
この直線と、座標(x1,y11),(x2,y21),Λとの誤差を求めると、座標(x1,y11)との誤差は、式(25)となる。 When the error between this straight line and the coordinates (x 1 , y 11 ), (x 2 , y 21 ), Λ is obtained, the error between the coordinates (x 1 , y 11 ) is expressed by equation (25).
座標(x2,y21)との誤差は、式(26)となる。 The error from the coordinates (x 2 , y 21 ) is expressed by equation (26).
以下、同様の操作を繰り返す。 Thereafter, the same operation is repeated.
誤差は一般に、式(27)で表現される。 The error is generally expressed by equation (27).
次に、一点で交わる座標を(a,0)、long幅の座標を(X,Y2)とすると、この2点を通る直線は、式(28)となる。 Next, assuming that the coordinates that intersect at one point are (a, 0) and the coordinates of the long width are (X, Y 2 ), the straight line passing through these two points is expressed by equation (28).
この直線と、座標(x1,y12),(x2,y22),Λとの誤差を求めると、座標(x1,y12)との誤差は、式(29)となる。 When the error between this straight line and the coordinates (x 1 , y 12 ), (x 2 , y 22 ), Λ is obtained, the error between the coordinates (x 1 , y 12 ) is expressed by equation (29).
また、座標(x2,y21)との誤差は、式(30)となる。 Further, an error from the coordinates (x 2 , y 21 ) is expressed by Expression (30).
以下、同様の操作を繰り返す。 Thereafter, the same operation is repeated.
誤差は一般に、式(31)で表現される。 The error is generally expressed by equation (31).
従って、全体の誤差は、以下の式(32)のようになる。 Therefore, the overall error is as shown in the following equation (32).
全体の誤差が最も小さくなるような座標(a,0)のaがゲート幅Wの両側に生成されたMOSFETの断面拡散長(2WD)である。 The a of the coordinate (a, 0) that minimizes the overall error is the cross-sectional diffusion length (2WD) of the MOSFET generated on both sides of the gate width W.
図9は、本発明の一実施例を示す図で、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗を取り除いたI’DS−VGS特性から、ゲート長Lの下の両側に生成された寄生抵抗の長さ(2LD)の求め方を説明している。
式(12)から、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)を取り除くと、式(33)となる。
FIG. 9 is a diagram showing an embodiment of the present invention. The length of the parasitic resistance generated on both sides under the gate length L from the I ′ DS −V GS characteristic obtained by removing the parasitic resistance independent of the gate voltage. Explains how to obtain (2LD).
When the parasitic resistance (2 · R CON + RD + RS) that does not depend on the gate voltage is removed from Expression (12), Expression (33) is obtained.
式(33)から、MOSFETのゲート幅Wが同じで、ゲート長Lが異なる複数のTEGを用いて、図10に示すように、Y軸に外部抵抗ROUTをX軸にゲート長Lを取り、同じゲート電圧VGS同士を結んだ直線とX軸との交点から2・LDを求めることができる。 From Equation (33), using a plurality of TEGs having the same MOSFET gate width W and different gate lengths L, the external resistance R OUT is taken as the Y axis and the gate length L as the X axis as shown in FIG. 2 · LD can be obtained from the intersection of the straight line connecting the same gate voltages V GS and the X axis.
図11は、本発明の一実施例を示す図で、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗を取り除いたI’DS−VGS特性を使って、ROUT−L特性を生成し、ゲート長Lの下の両側に生成された寄生抵抗の長さ(2LD)の具体的な求め方を説明している。
まず、一点で交わる座標を(a,0)、long長の座標を(X,Y1)とすると、この2点を通る直線は、式(34)となる。
FIG. 11 is a diagram showing an embodiment of the present invention. The R ′ OUT −L characteristic is generated using the I ′ DS −V GS characteristic from which the parasitic resistance independent of the gate voltage is removed. A specific method for obtaining the length (2LD) of the parasitic resistance generated on both sides of the circuit is described.
First, assuming that the coordinates that intersect at one point are (a, 0) and the coordinates of the long length are (X, Y 1 ), the straight line passing through these two points is expressed by equation (34).
この直線と、座標(x1,y11),(x2,y21),Λとの誤差を求めると、
座標(x1,y11)との誤差は、式(35)となる。
When the error between this straight line and the coordinates (x 1 , y 11 ), (x 2 , y 21 ), Λ is obtained,
The error from the coordinates (x 1 , y 11 ) is expressed by Equation (35).
また、座標(x2,y21)との誤差は、式(36)となる。 Further, an error from the coordinates (x 2 , y 21 ) is expressed by Expression (36).
以下、同様の操作を繰り返す。 Thereafter, the same operation is repeated.
誤差は一般に、式(37)で表現する。 The error is generally expressed by equation (37).
次に、一点で交わる座標を(a,0)、long長の座標を(X,Y2)とすると、この2点を通る直線は、式(38)となる。 Next, assuming that the coordinates intersecting at one point are (a, 0) and the long-length coordinates are (X, Y 2 ), the straight line passing through these two points is expressed by equation (38).
この直線と、座標(x1,y12),(x2,y22),Λとの誤差を求めると、座標(x1,y12)との誤差は、式(39)となる。 When the error between this straight line and the coordinates (x 1 , y 12 ), (x 2 , y 22 ), Λ is determined, the error from the coordinates (x 1 , y 12 ) is expressed by Equation (39).
また、座標(x2,y21)との誤差は、式(40)となる。 Further, the error from the coordinates (x 2 , y 21 ) is expressed by equation (40).
以下、同様の操作を繰り返す。 Thereafter, the same operation is repeated.
誤差は一般に、式(41)で表現する。 The error is generally expressed by equation (41).
従って、全体の誤差は、以下の式(42)のようになる。 Therefore, the overall error is as shown in the following equation (42).
全体の誤差が最も小さくなるような座標(a,0)のaがゲート長Lの下の両側に生成された寄生抵抗の長さ(2LD)である。 The a of the coordinate (a, 0) that minimizes the overall error is the length (2LD) of the parasitic resistance generated on both sides under the gate length L.
図12は、ゲート長Lの下の両側に生成された寄生抵抗(2・RLDD)を求めるための基本原理を説明する図である。拡散抵抗TEGには必ずコンタクト抵抗RCONが存在する。従って、1つのTEGで拡散抵抗を測定するとコンタクト抵抗RCONも含まれた抵抗が求まる。そこで、拡散抵抗の幅Wが同じで長さLが異なる2種類の拡散抵抗TEGを使うことで、コンタクト抵抗(RCON)と拡散抵抗(RD又はRS)を分離することができる。
第12図の(a)から、出力抵抗ROUT1は、
ROUT1=2・RCON+RD1 (43)
第12図の(b)から、出力抵抗ROUT2は、
ROUT2=2・RCON+RD2 (44)
である。
拡散抵抗を拡散シート抵抗RSHを使って表現すると、式(43)と式(44)はそれぞれ、次の式(45)と式(46)のように書き換えられる。
FIG. 12 is a diagram for explaining the basic principle for obtaining the parasitic resistance (2 · R LDD ) generated on both sides under the gate length L. The contact resistance R CON always exists in the diffusion resistance TEG. Therefore, when the diffusion resistance is measured with one TEG, a resistance including the contact resistance R CON is obtained. Therefore, the contact resistance (R CON ) and the diffusion resistance (RD or RS) can be separated by using two types of diffusion resistances TEG having the same width W and different length L.
From (a) of FIG. 12, the
From (b) of FIG. 12, the
It is.
When the diffusion resistance is expressed using the diffusion sheet resistance R SH , the expressions (43) and (44) are rewritten as the following expressions (45) and (46), respectively.
式(45)と式(46)から、コンタクト抵抗(RCON)を除去すると、拡散シート抵抗(RSH)が求まる。 By removing the contact resistance (R CON ) from the equations (45) and (46), the diffusion sheet resistance (R SH ) is obtained.
式(47)を式(45)に代入すると、コンタクト抵抗(RCON)が求まる。 Substituting equation (47) into equation (45) gives the contact resistance (R CON ).
式(47)と式(48)をそれぞれ式(45)と式(46)に代入すると、式(49)と式(50)となる。 When Expression (47) and Expression (48) are substituted into Expression (45) and Expression (46), respectively, Expression (49) and Expression (50) are obtained.
図13は、チャネル抵抗(RC)とゲート長Lの下の両側に生成された寄生抵抗(2・RLDD)の分離を説明する図である。図12で説明した方法を応用することで、チャネル抵抗(RC)とゲート長Lの下の両側に生成された寄生抵抗(2・RLDD)を分離することができる。
第13図(a)から、出力抵抗(ROUT1)は、
ROUT1=2・RLDD+RC1 (51)
第13図(b)から、出力抵抗(ROUT2)は、
ROUT2=2・RLDD+RC2 (52)
となる。
式(33)を簡略化すると、式(53)となる。
FIG. 13 is a diagram for explaining the separation of the channel resistance (R C ) and the parasitic resistance (2 · R LDD ) generated on both sides under the gate length L. By applying the method described in FIG. 12, the channel resistance (R C ) and the parasitic resistance (2 · R LDD ) generated on both sides under the gate length L can be separated.
From FIG. 13 (a), the output resistance (R OUT 1) is
From FIG. 13 (b), the output resistance (R OUT 2) is
It becomes.
When Expression (33) is simplified, Expression (53) is obtained.
第13図(a)の出力抵抗(ROUT1)を(53)式を使って表現すると、式(54)となる。 When the output resistance (R OUT 1) of FIG. 13 (a) is expressed using the equation (53), the equation (54) is obtained.
第13図(b)の出力抵抗(ROUT2)を(53)式を使って表現すると、式(55)となる。 When the output resistance (R OUT 2) in FIG. 13B is expressed using the equation (53), the equation (55) is obtained.
式(54)と式(55)から、 From Equation (54) and Equation (55),
第13図(a)から、式(57)となる。 From FIG. 13 (a), equation (57) is obtained.
第13図(b)から、式(58)となる。 From FIG. 13 (b), equation (58) is obtained.
式(57)と式(58)から、チャネル抵抗(RC)は、次式(59)で表現される。 From the equations (57) and (58), the channel resistance (R C ) is expressed by the following equation (59).
式(57)と式(58)を、それぞれ式(54)と式(55)に代入すると、ゲート長Lの下の両側に生成された寄生抵抗(2・RLDD)は、次式(60)で表現される。 Substituting Equation (57) and Equation (58) into Equation (54) and Equation (55), respectively, the parasitic resistance (2 · R LDD ) generated on both sides under the gate length L is expressed by the following equation (60 ).
ところが、2・RLDDはWeff・(VGS−VTH−1/2・V’DS)に反比例し、2・LDに比例するシート抵抗(RSHLDD)と見なすことができる。これを、式で表現すると、式(61)となる。 However, 2 · R LDD is inversely proportional to W eff · (V GS −V TH −1 / 2 · V ′ DS ), and can be regarded as a sheet resistance (R SHLDD ) proportional to 2 · LD. When this is expressed by an equation, the equation (61) is obtained.
式(59)と式(61)を合成すると、式(62)となる。 When Expression (59) and Expression (61) are combined, Expression (62) is obtained.
以下に、本発明による集積回路の実測データの分解によるモデルパラメータの抽出方法を説明する。
図14は、MOSFETのモデルパラメータの抽出方法を示すフローチャートである。
まず、MOSFETにおけるゲート電圧に依存しない寄生抵抗の算出方法を説明する。
MOSFETのIDS−VDS特性を用いて、ROUT−VDS特性を求め(ステップ1)、このROUT−VDS特性を記憶する(ステップ2)。そしてステップ2で記憶したROUT−VDS特性を用いて、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)を算出する(ステップ3)。
上記式(12)より、RCの項はゲート電圧VGSにより抵抗の傾きが変化する直線となり、その交点がゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)となる(図4、図5参照)。
ステップ4において、算出した寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)を記憶する。
一方、MOSFETのIDS−VGS特性を用いて、ROUT−VGS特性を求め(ステップ5)、このROUT−VGS特性を記憶する(ステップ6)。
ステップ4で記憶したゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)を用いて、MOSFETのIDS−VGS特性を再計算する(ステップ7)。再計算されたIDS'−VGS特性と、ROUT'−VGS特性を記憶する(ステップ8)。
また、ステップ4で記憶したゲート電圧に依存しない寄生抵抗(2・RCON+RD+RS)を用いて、MOSFETのIDS−VDS特性を再計算する(ステップ9)。再計算されたIDS'−VDS特性と、ROUT'−VDS特性を記憶する(ステップ10)。
Hereinafter, a method for extracting model parameters by decomposing actual measurement data of an integrated circuit according to the present invention will be described.
FIG. 14 is a flowchart showing a method of extracting MOSFET model parameters.
First, a method for calculating the parasitic resistance that does not depend on the gate voltage in the MOSFET will be described.
The R OUT -V DS characteristic is obtained using the I DS -V DS characteristic of the MOSFET (step 1), and this R OUT -V DS characteristic is stored (step 2). Then, using the R OUT -V DS characteristic stored in
From the above equation (12), the term R C is a straight line in which the slope of the resistance changes depending on the gate voltage V GS , and the intersection is a parasitic resistance (2 · R CON + RD + RS) that does not depend on the gate voltage (FIGS. 5).
In
On the other hand, the R OUT -V GS characteristic is obtained using the I DS -V GS characteristic of the MOSFET (step 5), and the R OUT -V GS characteristic is stored (step 6).
The parasitic resistance (2 · R CON + RD + RS) independent of the gate voltage stored in
Further, the I DS -V DS characteristics of the MOSFET are recalculated using the parasitic resistance (2 · R CON + RD + RS) independent of the gate voltage stored in step 4 (step 9). The recalculated I DS ′ -V DS characteristic and R OUT ′ -V DS characteristic are stored (step 10).
次に、ゲート幅Wの両側に生成されたMOSFETの断面拡散長(WD)を求める。
ステップ8で記憶されたIDS'−VGS特性をIDS'−W特性に変換する(ステップ11)。そしてステップ12で記憶されたIDS'−W特性(図7、図8参照)を用い、同じゲート電圧VGS同士を結んだ直線とX軸との交点から2WDを求める(ステップ13)。そしてステップ14にてWDを記憶する。
次に、ゲート長Lの下の両側に生成された寄生抵抗の長さ(LD)を求める。
ステップ8で記憶されたROUT'−VGS特性をROUT'−L特性に変換する(ステップ15)。そしてステップ16で記憶されたROUT'−L特性(図10、図11参照)を用い、同じゲート電圧VGS同士を結んだ直線とX軸との交点から2LDを求める(ステップ17)。そしてステップ18にてLDを記憶する。
そして、拡散抵抗の幅Wが同じで長さLが異なる2種類の拡散抵抗TEGを使うことで、チャネル抵抗(RC)(式(59))とゲート長Lの下の両側に生成された寄生抵抗(2・RLDD)(式(60))を分離する(ステップ19)。
なお、2・RLDDは、Weff・(VGS−VTH−1/2・V’DS)に反比例し、2・LDに比例するシート抵抗(RSHLDD)と見なすことができるため、(式(61))で表現される。
このようにして求めたRLDD特性とRC特性とを記憶し(ステップ20)、ゲート下のチャネル抵抗RC特性、ゲート電圧に依存する寄生抵抗(RLDD特性)、及びゲート電圧に依存しない寄生抵抗(RD+RS+2・RCON)を合成し(ステップ21)、I−V特性式を得る(ステップ22)。
Next, the cross-sectional diffusion length (WD) of the MOSFET generated on both sides of the gate width W is obtained.
The I DS ′ -V GS characteristic stored in step 8 is converted into an I DS ′ -W characteristic (step 11). Then, using the I DS ′ -W characteristic stored in step 12 (see FIGS. 7 and 8), 2WD is obtained from the intersection of the straight line connecting the same gate voltages V GS and the X axis (step 13). In
Next, the length (LD) of the parasitic resistance generated on both sides under the gate length L is obtained.
The R OUT ′ -V GS characteristic stored in step 8 is converted into the R OUT ′ -L characteristic (step 15). Then, using the R OUT ′ -L characteristic stored in step 16 (see FIGS. 10 and 11), 2LD is obtained from the intersection of the straight line connecting the same gate voltages V GS and the X axis (step 17). In
Then, by using two types of diffused resistors TEG having the same diffused resistor width W and different lengths L, they are generated on both sides under the channel resistance (R C ) (formula (59)) and the gate length L. The parasitic resistance (2 · R LDD ) (formula (60)) is separated (step 19).
2 · R LDD can be regarded as a sheet resistance (R SHLDD ) that is inversely proportional to W eff · (V GS −V TH −1 / 2 · V ′ DS ) and proportional to 2 · LD. (Expression (61))
The R LDD characteristic and the R C characteristic thus obtained are stored (step 20), and the channel resistance R C characteristic under the gate, the parasitic resistance depending on the gate voltage (R LDD characteristic), and independent of the gate voltage. A parasitic resistance (RD + RS + 2 · R CON ) is synthesized (step 21) to obtain an IV characteristic equation (step 22).
図15は、BJTのモデルパラメータの抽出方法を示すフローチャートである。
まず、BJTにおける寄生抵抗の算出方法を説明する。
BJTのIC−VCE特性を、RCE−VCE特性に変換し(ステップ1)、このRCE−VCE特性を記憶する(ステップ2)。そしてステップ2で記憶したRCE−VCE特性を用いて、寄生抵抗(RC+RE)を算出する(ステップ3)。そして、ステップ4において、算出した寄生抵抗(RC+RE)を記憶する。
一方、BJTのIB−VBE特性を用いて、RBE−VBE特性を求め(ステップ5)、このRBE−VBE特性を記憶する(ステップ6)。そしてステップ6で記憶したRBE−VBE特性を用いて、寄生抵抗(RB+RE)を算出する(ステップ7)。そして、ステップ8において、算出した寄生抵抗(RB+RE)を記憶する。
ステップ4で記憶した寄生抵抗(RC+RE)を用いて、BJTのIC−VCE特性を再計算する(ステップ9)。再計算されたIC−VCE特性をIC'−VCE特性として記憶する(ステップ10)。
また、ステップ8で記憶した寄生抵抗(RB+RE)を用いて、BJTのIB−VBE特性を再計算する(ステップ11)。再計算されたIB−VBE特性をIB'−VBE特性として記憶する(ステップ12)。
そして、ステップ10にて記憶されたIC'−VCE特性と、ステップ12にて記憶されたIB'−VBE特性とから、BJTの残りのパラメータを抽出する(ステップ13)。ステップ13にて抽出したパラメータは記憶する(ステップ14)。
また、BJTのIC−VCE特性とIB−VBE特性を用いて、(IB+IC)−VBE特性をROUT−VBE特性に変換する(ステップ15)。変換したROUT−VBE特性を記憶し(ステップ16)、このROUT−VBE特性を用いて寄生抵抗(RE)を分離する(ステップ17)。分離した寄生抵抗(RE)は記憶する(ステップ18)。
ステップ4において記憶した寄生抵抗(RC+RE)と、ステップ8において記憶した寄生抵抗(RB+RE)と、ステップ18において記憶した寄生抵抗(RE)を用いて寄生抵抗(RB、RC)を分離し(ステップ19)、分離した寄生抵抗(RB)と寄生抵抗(RC)をそれぞれ記憶する(ステップ20)。
そして、このようにして求めたそれぞれの寄生抵抗を合成して特性式を得る。
FIG. 15 is a flowchart showing a method for extracting model parameters of BJT.
First, a method for calculating parasitic resistance in BJT will be described.
The I C -V CE characteristic of the BJT is converted into an R CE -V CE characteristic (step 1), and this R CE -V CE characteristic is stored (step 2). Then, the parasitic resistance (RC + RE) is calculated using the R CE -V CE characteristic stored in step 2 (step 3). In
On the other hand, the R BE -V BE characteristic is obtained using the I B -V BE characteristic of the BJT (step 5), and this R BE -V BE characteristic is stored (step 6). Then, the parasitic resistance (RB + RE) is calculated using the R BE -V BE characteristic stored in step 6 (step 7). In step 8, the calculated parasitic resistance (RB + RE) is stored.
Using the parasitic resistance (RC + RE) stored in
Further, the I B -V BE characteristic of BJT is recalculated using the parasitic resistance (RB + RE) stored in step 8 (step 11). The I B -V BE characteristic recalculated and stored as I B '-V BE characteristic (Step 12).
Then, the remaining parameters of the BJT are extracted from the I C ′ -V CE characteristic stored in Step 10 and the I B ′ -V BE characteristic stored in Step 12 (Step 13). The parameters extracted in
Further, the (I B + I C ) −V BE characteristic is converted into the R OUT −V BE characteristic by using the I C −V CE characteristic and the I B −V BE characteristic of the BJT (step 15). The converted R OUT -V BE characteristic is stored (step 16), and the parasitic resistance (RE) is separated using the R OUT -V BE characteristic (step 17). The separated parasitic resistance (RE) is stored (step 18).
The parasitic resistances (RB, RC) are separated using the parasitic resistance (RC + RE) stored in
The characteristic equations are obtained by synthesizing the parasitic resistances thus obtained.
図16は、ダイオードのモデルパラメータの抽出方法を示すフローチャートである。
まず、ダイオードにおける寄生抵抗の算出方法を説明する。
ダイオードのID−VD特性を、ROUT−VD特性に変換し(ステップ1)、このROUT−VD特性を記憶する(ステップ2)。そしてステップ2で記憶したROUT−VD特性を用いて、寄生抵抗(RS)を算出する(ステップ3)。そして、ステップ4において、算出した寄生抵抗(RS)を記憶する。
ステップ4で記憶した寄生抵抗(RS)を用いて、ダイオードのID−VD特性を再計算する(ステップ5)。再計算されたID−VD特性をID'−VD特性として記憶する(ステップ6)。
そして、ステップ6にて記憶されたID'−VD特性を、IN(ID')−VDS特性に変換する(ステップ7)。変換したIN(ID')−VDS特性から、寄生抵抗(IS)と寄生抵抗(VTE)を分離して記憶する(ステップ8)。
そして、このようにして求めたそれぞれの寄生抵抗を合成して特性式を得る。
図17は、JFETのモデルパラメータの抽出方法を示すフローチャートである。
なお、JFETのモデルパラメータの抽出方法については、MOSFETと同様であるので、図14と同一ステップには同一符号を付けて説明を省略する。
FIG. 16 is a flowchart showing a method for extracting diode model parameters.
First, a method for calculating the parasitic resistance in the diode will be described.
The I D -V D characteristic of the diode is converted into a R OUT -V D characteristic (step 1), and this R OUT -V D characteristic is stored (step 2). Then, the parasitic resistance (RS) is calculated using the R OUT -V D characteristic stored in Step 2 (Step 3). In
Using the parasitic resistance (RS) stored in
Then, the I D ′ -V D characteristic stored in
Then, the characteristic equations are obtained by synthesizing the parasitic resistances thus obtained.
FIG. 17 is a flowchart showing a method for extracting JFET model parameters.
Note that the method of extracting the JFET model parameters is the same as that of the MOSFET, so the same steps as those in FIG.
本発明は、実測データの分解方法によりモデルパラメータを抽出し、このモデルパラメータを用いることで回路シミュレータの中に組み込まれるモデル式を求める回路シュミレーションのモデル式算出方法に関し、MOSFET、JFET、BJT、ダイオードなどの半導体素子に適用できる。 The present invention relates to a method for calculating a model equation for circuit simulation in which model parameters are extracted by a method of decomposing actual measurement data and a model equation to be incorporated into a circuit simulator is obtained by using the model parameter. MOSFET, JFET, BJT, diode It can be applied to semiconductor elements such as.
Claims (3)
前記拡散抵抗TEGとして、ゲート長さL1の出力抵抗をROUT1、ゲート長さL2の出力抵抗をROUT2とすると、ROUT1=2・RLDD+RC1、ROUT2=2・RLDD+RC2であるので、前記ROUT、ROUT1、及びROUT2から、下記式(2)
As the diffusion resistor TEG, assuming that the output resistance of the gate length L1 is R OUT 1 and the output resistance of the gate length L2 is R OUT 2, R OUT 1 = 2 · R LDD + RC 1, R OUT 2 = 2 · Since R LDD + RC 2, the following formula (2) is obtained from R OUT , R OUT 1 and R OUT 2.
一点で交わる座標(0,b)とVDS電圧の高電圧側の座標(X,Y1)との2点を通る直線と座標(x1,y11),(x2,y21),Λとの誤差、及び、一点で交わる座標(0,b)とVDS電圧の高電圧側の座標(X,Y1)との2点を通る直線と座標(x1,y12),(x2,y22),Λとの誤差から、全体の誤差を下記式(4)
ただし、(Y1−b)が所定値以上ならばこの座標をはずす、
全体の誤差が最も小さくなるような座標(0,b)のbを、ゲート電圧に依存しない寄生抵抗(RD+RS+2・RCON)とすることを特徴とする請求項1に記載の回路シュミレーションのモデル式算出方法。
In the MOSFET, the drain-source voltage is V DS , the drain-source resistance is R OUT , the drain end, the source end contact resistance is R CON , the drain diffusion resistance is RD, the source diffusion resistance is RS, and the X axis is When V DS , Y axis is R OUT ,
A straight line passing through two points of coordinates (0, b) intersecting at one point and coordinates (X, Y 1 ) on the high voltage side of the V DS voltage, and coordinates (x 1 , y 11 ), (x 2 , y 21 ), The error from Λ, and the straight line passing through two points, the coordinate (0, b) intersecting at one point and the coordinate (X, Y 1 ) on the high voltage side of the V DS voltage, and the coordinate (x 1 , y 12 ), ( x 2 , y 22 ), from the error with Λ, the total error is expressed by the following equation (4)
However, if (Y 1 −b) is greater than or equal to a predetermined value, this coordinate is removed.
2. The model equation for circuit simulation according to claim 1, wherein b of the coordinate (0, b) that minimizes the overall error is a parasitic resistance (RD + RS + 2 · R CON ) independent of the gate voltage. Calculation method.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004039432A JP2005235820A (en) | 2004-02-17 | 2004-02-17 | Method of calculating model formula of circuit simulation |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004039432A JP2005235820A (en) | 2004-02-17 | 2004-02-17 | Method of calculating model formula of circuit simulation |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005235820A true JP2005235820A (en) | 2005-09-02 |
Family
ID=35018494
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004039432A Pending JP2005235820A (en) | 2004-02-17 | 2004-02-17 | Method of calculating model formula of circuit simulation |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2005235820A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7519930B2 (en) * | 2006-08-30 | 2009-04-14 | Giga Hertz Technology Corp. | Method of calculating a model formula for circuit simulation |
CN102339337A (en) * | 2010-07-22 | 2012-02-01 | 上海华虹Nec电子有限公司 | Method for simulating bipolar transistors of different dimensions and simulation model |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07176740A (en) * | 1993-12-21 | 1995-07-14 | Nec Corp | Device model of mosfet and parameter extraction method |
JP2000049338A (en) * | 1998-07-28 | 2000-02-18 | Mitsubishi Electric Corp | Method for evaluating insulation-gate type transistor, method for manufacturing the insulation-gate-type transistor, device for evaluating characteristic of insulation-gate type transistor, and computer reader with characteristic evaluation program recorded therein |
JP2001057425A (en) * | 1999-08-18 | 2001-02-27 | Mitsubishi Electric Corp | Method for extracting effective channel length of mis transistor, method for extracting resistance of diffusion layer thereof, and method for evaluating fabrication process thereof |
JP2001119017A (en) * | 1999-10-15 | 2001-04-27 | Nec Corp | Method and system for extracting model parameter |
-
2004
- 2004-02-17 JP JP2004039432A patent/JP2005235820A/en active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07176740A (en) * | 1993-12-21 | 1995-07-14 | Nec Corp | Device model of mosfet and parameter extraction method |
JP2000049338A (en) * | 1998-07-28 | 2000-02-18 | Mitsubishi Electric Corp | Method for evaluating insulation-gate type transistor, method for manufacturing the insulation-gate-type transistor, device for evaluating characteristic of insulation-gate type transistor, and computer reader with characteristic evaluation program recorded therein |
JP2001057425A (en) * | 1999-08-18 | 2001-02-27 | Mitsubishi Electric Corp | Method for extracting effective channel length of mis transistor, method for extracting resistance of diffusion layer thereof, and method for evaluating fabrication process thereof |
JP2001119017A (en) * | 1999-10-15 | 2001-04-27 | Nec Corp | Method and system for extracting model parameter |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7519930B2 (en) * | 2006-08-30 | 2009-04-14 | Giga Hertz Technology Corp. | Method of calculating a model formula for circuit simulation |
CN102339337A (en) * | 2010-07-22 | 2012-02-01 | 上海华虹Nec电子有限公司 | Method for simulating bipolar transistors of different dimensions and simulation model |
CN102339337B (en) * | 2010-07-22 | 2013-03-13 | 上海华虹Nec电子有限公司 | Method for simulating bipolar transistors of different dimensions and simulation system |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7519930B2 (en) | Method of calculating a model formula for circuit simulation | |
US8631382B2 (en) | LVS implementation for FinFET design | |
JP5491333B2 (en) | Modeling and simulating device mismatch for integrated circuit design | |
JP2008027940A (en) | Design method for semiconductor integrated circuit and circuit simulation method | |
US7409651B2 (en) | Automated migration of analog and mixed-signal VLSI design | |
US8826213B1 (en) | Parasitic capacitance extraction for FinFETs | |
US7434183B2 (en) | Method and system for validating a hierarchical simulation database | |
JP4521640B2 (en) | Delta information design closure in integrated circuit fabrication. | |
US20060142987A1 (en) | Circuit simulation method and circuit simulation apparatus | |
JP4874207B2 (en) | Circuit simulation method, circuit simulation apparatus, and program | |
JP4882902B2 (en) | Simulation method and program | |
CN108563801B (en) | Test structure and method for extracting FinFET parasitic resistance model | |
US20130024828A1 (en) | Solutions for netlist reduction for multi-finger devices | |
US9262359B1 (en) | Method and system for implementing pipeline flip-flops | |
Onyejekwe | A boundary element-finite element equation solutions to flow in heterogeneous porous media | |
US20060136860A1 (en) | Integrated computer-aided circuit design kit facilitating verification of designs across different process technologies | |
JP2005235820A (en) | Method of calculating model formula of circuit simulation | |
US20080250369A1 (en) | Method of estimating the signal delay in a VLSI circuit | |
McAndrew | Compact models for MOS transistors: successes and challenges | |
JP2003233637A (en) | Power supply voltage drop simulation method and device for semiconductor integrated circuit | |
JP2007335562A (en) | Design method of semiconductor integrated circuit | |
US8984468B1 (en) | Method to adaptively calculate resistor mesh in IC designs | |
Kollu et al. | Unifying design data during verification: Implementing Logic-Driven Layout analysis and debug | |
JPH07176740A (en) | Device model of mosfet and parameter extraction method | |
JP2011253360A (en) | Mosfet model output device and output method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20051219 |
|
A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20051219 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20051220 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070205 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080117 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080807 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110315 |
|
A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20110712 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |