JP2005204354A

JP2005204354A - Input power control method of dc-dc converter and controller

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Publication number: JP2005204354A
Application number: JP2004005070A
Authority: JP
Inventors: Zenzo Nakamura; 善蔵中村
Original assignee: Tokyo Coil Engineering Co Ltd
Current assignee: Tokyo Coil Engineering Co Ltd
Priority date: 2004-01-13
Filing date: 2004-01-13
Publication date: 2005-07-28
Anticipated expiration: 2024-01-13
Also published as: JP3795891B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To perform the input power control of a DC-DC converter extremely stably and so as to deal with high switching frequencies or wide input voltages. <P>SOLUTION: A switch is turned on with a trigger signal of predertermined period and a current flowing through an energy storage element is detected. The switch is turned off when the current flowing through the energy storage element reaches a predetermined threshold level. Input power of a DC-DC converter is controlled by repeating the operation. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、直流電圧を他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法及び制御装置に関する。 The present invention relates to a DC-DC converter input power control method and control device for converting a DC voltage into another DC voltage.

従来から知られているＤＣ−ＤＣコンバータの一例として、フライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの概略図を図８に示す。フライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス１１、ＭＯＳトランジスタからなるスイッチ１２、ダイオード１３，１４、コンデンサ１５等で構成されており、駆動パルス信号１６でスイッチ１２をオン，オフすることにより入力直流電圧Ｖ_ｉｎをチョッパして交流とし、その交流エネルギーを一旦誘導エネルギーとしてトランス１１に蓄え、この誘導エネルギーから出力電圧Ｖ_ｏｕｔを得ている。図９は、このフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、駆動パルス信号１６のオン，オフに対してトランス１１の一次巻線を流れる電流ｉ（ｔ）のタイミング波形図である。 FIG. 8 shows a schematic diagram of a flyback DC-DC converter as an example of a conventionally known DC-DC converter. The flyback type DC-DC converter is composed of a transformer 11, a switch 12 composed of a MOS transistor, diodes 13 and 14, a capacitor 15, and the like. An input DC voltage is obtained by turning on and off the switch 12 with a drive pulse signal 16. and AC by chopper to V _in, stored in the transformer 11 and the AC energy once the inductive energy, to obtain an output voltage V _out from the inductive energy. FIG. 9 is a timing waveform diagram of the current i (t) flowing through the primary winding of the transformer 11 when the drive pulse signal 16 is turned on / off in this flyback type DC-DC converter.

また、一般的なＤＣ−ＤＣコンバータの他の例として、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略図を図１０に示す。昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、コイル２１、ＭＯＳトランジスタからなるスイッチ２２、ダイオード２３、コンデンサ２４等で構成されており、駆動パルス信号２５でスイッチ２２をオン，オフすることにより入力直流電圧Ｖ_ｉｎをチョッパして交流とし、その交流エネルギーを一旦誘導エネルギーとしてコイル２１に蓄え、この誘導エネルギーから出力電圧Ｖ_ｏｕｔを得ている。図１１は、この昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、駆動パルス信号２５のオン，オフに対してコイル２１を流れる電流ｉ（ｔ）のタイミング波形図である。 FIG. 10 shows a schematic diagram of a step-up / step-down DC-DC converter as another example of a general DC-DC converter. Buck-boost DC-DC converter, a switch 22 including coil 21, MOS transistors, diodes 23 is composed of a capacitor 24, etc., on the switch 22 in the driving pulse signal 25, the input DC voltage _{V in} by turning off A chopper is used for alternating current, and the alternating energy is temporarily stored in the coil 21 as inductive energy, and an output voltage _Vout is obtained from the induced energy. FIG. 11 is a timing waveform diagram of the current i (t) flowing through the coil 21 when the drive pulse signal 25 is turned on / off in this step-up / step-down DC-DC converter.

上述したようなトランス１１またはコイル２１のエネルギー蓄積素子を有するＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力直流電圧をチョッパして交流とし、その交流エネルギーを一旦誘導エネルギーとして上記エネルギー蓄積素子に蓄え、この誘導エネルギーから出力電圧を得ている。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体の出力電圧を制御することは誘導エネルギー量を制御することに他ならない。 In the DC-DC converter having the energy storage element of the transformer 11 or the coil 21 as described above, the input direct current voltage is chopper converted into alternating current, and the alternating energy is temporarily stored as inductive energy in the energy storage element. Output voltage is obtained. Therefore, controlling the output voltage of the DC-DC converter itself is nothing other than controlling the amount of inductive energy.

インダクタンスＬのコイルに蓄えられる誘導エネルギーＥは次の（１）式で与えられる。（１）式において、Ｉはトランス１１またはコイル２１を流れる電流ｉ（ｔ）である。 Inductive energy E stored in the coil of inductance L is given by the following equation (1). In the formula (1), I is a current i (t) flowing through the transformer 11 or the coil 21.

Ｅ＝（１/２）L＊Ｉ^２ … （１）
フライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス１１の一次巻線や昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのコイル２１を流れる電流Ｉは不連続電流モード動作時では次の（２）式で表される。 E = (1/2) L * I ² (1)
The current I flowing through the primary winding of the transformer 11 of the flyback DC-DC converter and the coil 21 of the step-up / step-down DC-DC converter is expressed by the following equation (2) in the discontinuous current mode operation.

Ｉ＝Ｖ_ｉｎ＊Ｔ_ｏｎ/Ｌ … （２）
ここで、Ｖ_ｉｎはトランス１１の一次巻線又はコイル２１に加わる電圧、Ｔ_ｏｎはスイッチ１２，２２のオン時間、Ｌはフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はトランス１１の一次巻線のインダクタンス、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はコイル２１のインダクタンスである。 I = V _in * T _on / L (2)
_{Here, V in} the voltage across the primary winding or coil 21 of the transformer _{11, T on} is the on-time of the switch 12, 22, L is the inductance of the primary winding of the transformer 11 in the case of a flyback DC-DC Converter In the case of a step-up / step-down DC-DC converter, this is the inductance of the coil 21.

前記（１）式及び（２）式から明らかなように、トランス１１又はコイル２１に蓄積される誘導エネルギー量はスイッチ１２，２２のオン時間Ｔ_ｏｎによって制御できる。従来はこの原理に基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ_ｏｕｔを所望の電圧と比較し、その結果によってオン時間Ｔ_ｏｎを制御するパルス幅変調方式が主として出力電圧制御に用いられていた。（例えば、特許文献１，２参照）。
特開平０６−０７０５４２特開２０００−２３６６６２ Wherein (1) and (2) As apparent from the equation, the induction amount of energy stored in the transformer 11 or the coil 21 can be controlled by the on time _{T on} of the switch 12, 22. Conventionally, based on this principle, a pulse width modulation method in which the output voltage V _out of the DC-DC converter is compared with a desired voltage and the on-time _Ton is controlled based _{on the} result is mainly used for output voltage control. (For example, refer to Patent Documents 1 and 2).
Japanese Patent Laid-Open No. 06-070542 JP2000-236662

パルス幅変調方式は極めて有効なＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制御方法であり、スイッチング周波数が１００ｋＨｚ以下で入力電圧の変動が１０％以内のライン・オペレ−ト型スイッチング電源には広く用いられている。しかし、負帰還制御方式のため、その安定性には十分配慮しなければならず、特に、小型・軽量化のためにスイッチング周波数を高くしようとする場合にはスイッチの遅延時間による応答遅れが問題となる。また、入力電圧が広い範囲にわたって変化する場合はパルス幅もそれに応じて広い範囲にわたって追随しなければならないが、スイッチング周波数が高い場合はスイッチの遅延時間のために追随が困難となる。さらに、出力電圧の如何に拘わらず、スイッチは常にオン，オフを繰り返すので、スイッチング周波数と共にスイッチ損失が増大する。 The pulse width modulation method is an extremely effective output voltage control method for a DC-DC converter, and is widely used for line-operated switching power supplies in which the switching frequency is 100 kHz or less and the fluctuation of the input voltage is within 10%. . However, because it is a negative feedback control system, it is necessary to give sufficient consideration to its stability. Especially when trying to increase the switching frequency to reduce the size and weight, there is a problem of response delay due to the switch delay time. It becomes. Further, when the input voltage varies over a wide range, the pulse width must also follow the wide range accordingly. However, when the switching frequency is high, tracking becomes difficult due to the delay time of the switch. Furthermore, since the switch is always turned on and off regardless of the output voltage, the switch loss increases with the switching frequency.

本発明はこのような事情に基づいてなされたもので、その目的とするところは、極めて安定で、高いスイッチング周波数や広い入力電圧に対応できるＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法及び制御装置を提供しようとするものである。 The present invention has been made based on such circumstances, and its object is to provide an input power control method and control device for a DC-DC converter that is extremely stable and can handle a high switching frequency and a wide input voltage. It is something to try.

請求項１乃至３記載の発明は、コイルまたはトランスのエネルギー蓄積素子とスイッチとを有し、スイッチのオン，オフにより入力電力を前記エネルギー蓄積素子に誘導エネルギーとして蓄積し、この誘導エネルギーから所望の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法である。すなわち請求項１記載の発明は、以下の第１〜第３のステップを実行し、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力を制御する方法であって、第１のステップは、一定周期のトリガ信号でスイッチをオンにする。第２のステップは、スイッチのオンによりエネルギー蓄積素子に流れる電流を検出する。第３のステップは、エネルギー蓄積素子に流れる電流が所定のしきい値に達するとスイッチをオフする。 The invention according to any one of claims 1 to 3 includes an energy storage element of a coil or a transformer and a switch, and the input power is stored in the energy storage element as inductive energy by turning on and off the switch. It is a DC-DC converter input power control method for obtaining an output voltage. That is, the invention described in claim 1 is a method for controlling the input power of the DC-DC converter by executing the following first to third steps, wherein the first step is switched by a trigger signal having a constant period. Turn on. The second step detects a current flowing through the energy storage element when the switch is turned on. In the third step, the switch is turned off when the current flowing through the energy storage element reaches a predetermined threshold value.

また、請求項２記載の発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を所定の基準電圧と比較する第４のステップを追加する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が基準電圧より低いときに第１〜第３のステップを実行して、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力を制御する。 The invention according to claim 2 adds a fourth step of comparing the output voltage of the DC-DC converter with a predetermined reference voltage. Then, when the output voltage of the DC-DC converter is lower than the reference voltage, the first to third steps are executed to control the input power of the DC-DC converter.

また、請求項３記載の発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と所定の基準電圧との差分出力を得る第５のステップを追加する。そして、この第５のステップにより得られる差分出力に応じて、第３のステップのしきい値を変化させて、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力を制御する。 According to a third aspect of the present invention, a fifth step of obtaining a differential output between the output voltage of the DC-DC converter and a predetermined reference voltage is added. Then, the input power of the DC-DC converter is controlled by changing the threshold value of the third step in accordance with the differential output obtained by the fifth step.

請求項４乃至６記載の発明は、コイルまたはトランスのエネルギー蓄積素子とスイッチとを有し、スイッチのオン，オフにより入力電力をエネルギー蓄積素子に誘導エネルギーとして蓄積し、この誘導エネルギーから所望の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御装置である。すなわち、請求項４記載の発明は、スイッチをオンするためのトリガ信号を一定周期で発生するトリガ信号発生手段と、エネルギー蓄積素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検出された電流値が所定のしきい値に達するとスイッチをオフするためのリセット信号を発生するリセット信号発生手段とを備えたものである。 The invention according to any one of claims 4 to 6 includes an energy storage element of a coil or a transformer and a switch, and the input power is stored as inductive energy in the energy storage element by turning the switch on and off, and a desired output is obtained from the inductive energy. It is the input power control apparatus of the DC-DC converter which obtains a voltage. That is, according to the present invention, the trigger signal generating means for generating a trigger signal for turning on the switch at a constant period, the current detecting means for detecting the current flowing through the energy storage element, and the current detecting means And a reset signal generating means for generating a reset signal for turning off the switch when the measured current value reaches a predetermined threshold value.

また、請求項５記載の発明は、上記トリガ信号発生手段，電流検出手段及びリセット信号発生手段に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を所定の基準電圧と比較し、基準電圧を超えると、トリガ信号発生手段及びリセット信号発生手段により発生するトリガ信号及びリセット信号を停止させる信号停止手段をさらに備えたものである。 In addition to the trigger signal generating means, the current detecting means and the reset signal generating means, the invention according to claim 5 compares the output voltage of the DC-DC converter with a predetermined reference voltage, and exceeds the reference voltage. Signal stop means for stopping the trigger signal and reset signal generated by the trigger signal generation means and reset signal generation means is further provided.

また、請求項６記載の発明は、上記トリガ信号発生手段，電流検出手段及びリセット信号発生手段に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と所定の基準電圧との差分出力を得る差分出力手段をさらに備え、この差分出力手段により得られる差分出力に応じてリセット信号発生手段のしきい値を変化させるものである。 According to a sixth aspect of the present invention, in addition to the trigger signal generating means, current detecting means, and reset signal generating means, difference output means for obtaining a differential output between the output voltage of the DC-DC converter and a predetermined reference voltage is provided. In addition, the threshold value of the reset signal generating means is changed according to the differential output obtained by the differential output means.

かかる手順を有した請求項１記載の発明によれば、極めて安定で、高いスイッチング周波数や広い入力電圧に対応できるＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法を提供できる。 According to the first aspect of the invention having such a procedure, it is possible to provide an input power control method for a DC-DC converter that is extremely stable and can handle a high switching frequency and a wide input voltage.

また、請求項２及び３記載の発明によれば、上記効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷に対する出力電圧の安定化も図り得るＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法を提供できる。 Further, according to the inventions of claims 2 and 3, in addition to the above-described effects, it is possible to provide a DC-DC converter input power control method capable of stabilizing the output voltage with respect to the load of the DC-DC converter.

また、請求項４記載の発明によれば、簡単な構成により、極めて安定で、高いスイッチング周波数や広い入力電圧に対応できるＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御装置を提供できる。 According to the invention described in claim 4, it is possible to provide an input power control device for a DC-DC converter which is extremely stable and can cope with a high switching frequency and a wide input voltage with a simple configuration.

また、請求項５及び６記載の発明によれば、上記効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷に対する出力電圧の安定化も図り得、スイッチング電源や携帯電子機器用電源回路として極めて有用なＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御装置を提供できる。 Further, according to the inventions of claims 5 and 6, in addition to the above effects, the output voltage with respect to the load of the DC-DC converter can be stabilized, and the DC is extremely useful as a switching power supply or a power supply circuit for portable electronic devices. -An input power control device for a DC converter can be provided.

以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
本実施の形態では、トランスまたはコイルのエネルギー蓄積素子を有するフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータまたは昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチのオン時間によって間接的にエネルギー蓄積素子に蓄積される誘導エネルギー量を制御するのではなく、トランスまたはコイルを流れる電流Ｉによって直接的に誘導エネルギー量を制御する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
In the present embodiment, in a flyback DC-DC converter or a step-up / step-down DC-DC converter having a transformer or coil energy storage element, the amount of inductive energy stored in the energy storage element indirectly by the on-time of the switch is determined. Instead of controlling, the amount of induced energy is directly controlled by the current I flowing through the transformer or coil.

図１は第１の実施の形態を概略的に示す模式図である。同図において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１は、図８に示したフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいは図１０に示した昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。駆動回路３２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１が有するスイッチ（図８のフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はスイッチ１２、図１０の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はスイッチ２２）をオン，オフさせるスイッチ駆動回路である。電流検出器３３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のエネルギー蓄積素子（図８のフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はトランス１１、図１０の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はコイル１２）を流れる電流ｉ（ｔ）を検出するもので、電流検出手段を構成する。Ｖ_ｉｎはＤＣ−ＤＣコンバータ３１の入力電圧であり、Ｖ_ｏｕｔはＤＣ−ＤＣコンバータ３１によって変換された出力電圧であり、Ｒは負荷抵抗である。 FIG. 1 is a schematic diagram schematically showing the first embodiment. In the figure, a DC-DC converter 31 is the flyback DC-DC converter shown in FIG. 8 or the step-up / step-down DC-DC converter shown in FIG. The drive circuit 32 turns on and off a switch of the DC-DC converter 31 (switch 12 in the case of the flyback DC-DC converter in FIG. 8, switch 22 in the case of the step-up / step-down DC-DC converter in FIG. 10). It is a switch drive circuit. The current detector 33 is a current flowing through the energy storage element of the DC-DC converter 31 (the transformer 11 in the case of the flyback DC-DC converter in FIG. 8 and the coil 12 in the case of the step-up / step-down DC-DC converter in FIG. 10). This detects i (t) and constitutes a current detection means. V _in is the input voltage of the DC-DC converter _{31, V out} is the output voltage converted by the DC-DC converter 31, R is the load resistance.

本実施の形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１への入力電力が制御される模様を図２のタイミング図を用いて説明する。図２（Ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ３１のスイッチ１２または２２を一定周期Ｔ毎にオンにするトリガ信号であり、スイッチ駆動回路３２のトリガ信号発生手段によって発生される。このトリガ信号によってスイッチ１２または２２はオンとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のエネルギー蓄積素子であるトランス１１の一次巻線あるいはコイル２１を流れる電流ｉ（ｔ）は、図２（Ｂ）に示すように、時間と共に直線的に増加する。 In the present embodiment, the pattern in which the input power to the DC-DC converter 31 is controlled will be described with reference to the timing chart of FIG. FIG. 2A shows a trigger signal that turns on the switch 12 or 22 of the DC-DC converter 31 at a constant period T, and is generated by the trigger signal generating means of the switch drive circuit 32. The switch 12 or 22 is turned on by this trigger signal, and the current i (t) flowing through the primary winding or coil 21 of the transformer 11 which is an energy storage element of the DC-DC converter 31 is as shown in FIG. , Increase linearly with time.

電流検出器３３はこの電流ｉ（ｔ）を検出し、その電流値が所定のしきい値Ｉｓに達すると、図２（Ｃ）に示すスイッチリセット信号をスイッチ駆動回路３２に送り、スイッチ１２または２２をオフにする（リセット信号発生手段）。したがって、スイッチ１２または２２のオン，オフ信号は図２（Ｄ）のようになる。 The current detector 33 detects this current i (t), and when the current value reaches a predetermined threshold value Is, it sends a switch reset signal shown in FIG. 22 is turned off (reset signal generating means). Therefore, the ON / OFF signal of the switch 12 or 22 is as shown in FIG.

以上の説明から、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１への入力電力Ｐ_ｉｎは次の（３）式によって与えられることは明らかである。 From the above description, the input power _{P in} of the DC-DC converter 31 it is clear that given by the following equation (3).

Ｐ_ｉｎ＝Ｌ＊Ｉ^２＊f／２ … （３）
ここで、ｆはスイッチング周波数であり、ｆ＝１／Ｔで表わされる。 P _in = L * I ² * f / 2 (3)
Here, f is a switching frequency, and is expressed by f = 1 / T.

また、出力電力Ｐ_ｏｕｔと出力電圧Ｖ_ｏｕｔは次の（４）式で与えられる。 The output power P _out and the output voltage V _out are given by the following equation (4).

Ｐ_ｏｕｔ＝Ｋ＊Ｐ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ ^２／Ｒ … （４）
ここで、ＫはＤＣ−ＤＣコンバータ３１の電力変換効率である。 P _out = K * P _in = V _out ² / R (4)
Here, K is the power conversion efficiency of the DC-DC converter 31.

前記（３）式（４）式は、それぞれ入力電力Ｐ_ｉｎは入力電圧Ｖ_ｉｎに依存せず、又、出力電圧Ｖ_ｏｕｔも負荷Ｒが一定ならばＶ_ｉｎに依存せず一定になることを示している。したがって、入力電圧Ｖ_ｉｎが広い範囲に亘って変化するＤＣ−ＤＣコンバータ３１の電力制御に極めて有効である。 Wherein (3) (4), the input power _{P in} each independent of the input voltage _{V in,} also that the output voltage _{V out} also the load R becomes constant without depending on _{V in} if constant Show. Therefore, it is extremely effective for power control of the DC-DC converter 31 _in which the input voltage Vin changes over a wide range.

また、本実施の形態の入力電力及び出力電圧制御方法はフィードフォワード制御方法である。したがって、従来のフィードバック制御であるパルス幅変調方式が抱えている不安定性の問題は生じない。 The input power and output voltage control method of the present embodiment is a feedforward control method. Therefore, the problem of instability that the pulse width modulation system which is the conventional feedback control has does not occur.

図３は第１の実施の形態の具体的な回路構成図であって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１はフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータを示している。電流検出器３３は、電流トランス３３１とコンパレータ３３２で構成されている。電流トランス３３１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のトランス１１の一次巻線を流れる電流ｉ（ｔ）を検出し、電圧として出力する。コンパレータ３３２は、電流トランス３３１の出力電圧が所定のしきい電圧Ｖ_Ｔを超えるとリセットパルスをスイッチ駆動回路３２に送る。 FIG. 3 is a specific circuit diagram of the first embodiment, and the DC-DC converter 31 is a flyback DC-DC converter. The current detector 33 includes a current transformer 331 and a comparator 332. The current transformer 331 detects the current i (t) flowing through the primary winding of the transformer 11 of the DC-DC converter 31 and outputs it as a voltage. The comparator 332 sends a reset pulse to the switch drive circuit 32 when the output voltage of the current transformer 331 exceeds a predetermined threshold voltage V _T.

スイッチ駆動回路３２は、二つのインバータ３２１，３２２を用いたパルス発生器とセット・リセット・フリップフロップ（以下、ＲＳ―ＦＦと称する）３２３で構成されている。ＲＳ―ＦＦ３２３は、パルス発生器によって一定周期毎にセットされ、電流検出器３３からのリセットパルスでリセットされる。したがって、図２に示すタイミングの動作が行われ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の入力電力制御が実現されている。 The switch drive circuit 32 includes a pulse generator using two inverters 321 and 322 and a set / reset flip-flop (hereinafter referred to as RS-FF) 323. The RS-FF 323 is set at regular intervals by a pulse generator and is reset by a reset pulse from the current detector 33. Therefore, the operation at the timing shown in FIG. 2 is performed, and the input power control of the DC-DC converter 31 is realized.

ところで、第１の実施の形態は基本的に電力制御であるため、負荷Ｒが変化すると出力電圧Ｖ_ｏｕｔも変化する。そこで、この問題を解決する第１の方法を第２の実施の形態として次に示し、第２の方法を第３の実施の形態としてその次に示す。 Incidentally, since the first embodiment is basically power control, the output voltage _Vout also changes when the load R changes. Therefore, a first method for solving this problem will be described as a second embodiment, and a second method will be described as a third embodiment.

図４は第２の実施の形態を概略的に示す模式図であり、図１と共通する部分には同一符号を付している。同図において、比較器３４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒとを比較する電圧比較器であって、その比較出力はスイッチ駆動回路３２のディスエーブル端子に供給されるようになっている。 FIG. 4 is a schematic diagram schematically showing the second embodiment, and the same reference numerals are given to the portions common to FIG. In the figure, a comparator 34 is a voltage comparator that compares the output voltage V _out of the DC-DC converter 31 with a predetermined reference voltage Vr, and supplies the comparison output to the disable terminal of the switch drive circuit 32. It has come to be.

かかる構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１は、最大負荷時で所望の電圧が得られるように設計し、負荷Ｒが軽くなって出力電圧Ｖ_ｏｕｔが所定の基準電圧Ｖｒよりも高くなった場合は、その比較出力によりスイッチ駆動回路５３の機能を停止すれば、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを常に所定の基準電圧Ｖｒに保つことが出来る。この構成による電圧制御は負帰還制御であるが、オン，オフ制御のため、安定性を損なうことはない。 With such a configuration, the DC-DC converter 31 is designed to obtain a desired voltage at the maximum load, and when the load R becomes light and the output voltage _Vout becomes higher than the predetermined reference voltage Vr, If the function of the switch drive circuit 53 is stopped by the comparison output, the output voltage _Vout can always be kept at the predetermined reference voltage Vr. Although voltage control by this configuration is negative feedback control, stability is not impaired because of on / off control.

この第２の実施の形態の具体的な回路構成図を図５に示す。なお、図３と共通する部分には同一符号を付して、その説明を省略する。この回路は、基本構成と基本動作は図３に示した第１の実施の形態のものと同じであるが、オン，オフ制御による出力電圧安定化を実現するために、電圧比較器３４が追加されている。また、スイッチ駆動回路３２にＡＮＤゲート３２４が追加されている。 FIG. 5 shows a specific circuit configuration diagram of the second embodiment. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the part which is common in FIG. 3, and the description is abbreviate | omitted. The basic configuration and basic operation of this circuit is the same as that of the first embodiment shown in FIG. 3, but a voltage comparator 34 is added to realize output voltage stabilization by on / off control. Has been. An AND gate 324 is added to the switch drive circuit 32.

電圧比較器３４は、コンパレータ３４１と、分圧抵抗３４２及び３４３と、定電圧ダイオード３４４からなる。コンパレータ３４１は、分圧抵抗３４２及び３４３によって分圧された出力電圧Ｖ_ｏｕｔを定電圧ダイオード３４４によって得られる基準電圧Ｖｒと比較し、分圧された出力電圧Ｖ_ｏｕｔが基準電圧Ｖｒを超えると、スイッチ駆動回路３２にディスエーブル信号を送る。 The voltage comparator 34 includes a comparator 341, voltage dividing resistors 342 and 343, and a constant voltage diode 344. The comparator 341 compares the output voltage _Vout divided by the voltage dividing resistors 342 and 343 with the reference voltage Vr obtained by the constant voltage diode 344, and when the divided output voltage _Vout exceeds the reference voltage Vr, A disable signal is sent to the switch drive circuit 32.

スイッチ駆動回路３２のＡＮＤゲート３２５は、ディスエーブル信号が与えられていない状態では、ＲＦ−ＦＦ３２３のＱ出力である駆動パルスを、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のスイッチ１２に供給して、スイッチ動作させている。この状態で、電圧比較器３４からディスエーブル信号が送られてくると、ゲート出力をＯＦＦし、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のスイッチ動作を停止させる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下し、分圧された出力電圧Ｖ_ｏｕｔが基準電圧Ｖｒ以下になると、ディスエーブル信号が停止し、ゲート出力がＯＮして、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１がスイッチ動作を再開する。このオン，オフ制御の繰返し動作によって、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは負荷Ｒの変動に拘わらず、一定に保たれる。 The AND gate 325 of the switch drive circuit 32 supplies the drive pulse, which is the Q output of the RF-FF 323, to the switch 12 of the DC-DC converter 31 in a state where the disable signal is not applied, and performs the switch operation. Yes. In this state, when a disable signal is sent from the voltage comparator 34, the gate output is turned OFF and the switch operation of the DC-DC converter 31 is stopped. As a result, when the output voltage _Vout of the DC-DC converter 31 decreases and the divided output voltage _Vout becomes equal to or lower than the reference voltage Vr, the disable signal is stopped, the gate output is turned ON, and the DC-DC Converter 31 resumes the switch operation. By repeating this on / off control, the output voltage _Vout is kept constant regardless of the fluctuation of the load R.

図６は第３の実施の形態を概略的に示す模式図であり、図１と共通する部分には同一符号を付している。同図において、差動増幅器３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒとの差分出力を得、その差分出力を増幅するもので、差分出力手段を構成する。比較器３６は、電流検出器３３の出力と差動増幅器３５の出力とを比較するものである。 FIG. 6 is a schematic diagram schematically showing the third embodiment, and the same reference numerals are given to portions common to FIG. In the figure, a differential amplifier 35 obtains a differential output between the output voltage _Vout of the DC-DC converter 31 and a predetermined reference voltage Vr, amplifies the differential output, and constitutes a differential output means. The comparator 36 compares the output of the current detector 33 and the output of the differential amplifier 35.

本実施の形態の動作は、基本的には図１に示した第１の実施の形態と同じであるが、その相異は図２の波形図によって説明される。すなわち第１の実施の形態では、電流検出器３３の出力が比較されるしきい値Ｉｓ（図２（Ｂ）参照）は一定であるが、本実施の形態では、上記しきい値Ｉｓを差動増幅器３５の出力で変化させる。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔが基準電圧Ｖｒよりも高い場合はしきい値Ｉｓを下げ、逆に低い場合はしきい値Ｉｓを高くする。この負帰還制御により負荷Ｒの如何にかかわらず出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定に保つことが出来る。 The operation of the present embodiment is basically the same as that of the first embodiment shown in FIG. 1, but the difference is explained by the waveform diagram of FIG. That is, in the first embodiment, the threshold value Is (see FIG. 2B) to which the output of the current detector 33 is compared is constant, but in the present embodiment, the threshold value Is is set differently. It is changed by the output of the dynamic amplifier 35. Specifically, when the output voltage _Vout of the DC-DC converter 31 is higher than the reference voltage Vr, the threshold value Is is decreased, and conversely, when the output voltage _Vout is lower, the threshold value Is is increased. By this negative feedback control, the output voltage _Vout can be kept constant regardless of the load R.

この第３の実施の形態の具体的な回路構成図を図７に示す。なお、図３と共通する部分には同一符号を付して、その説明を省略する。基本構成と基本動作は図３に示した第１の実施の形態のものと同じであるが、負帰還制御による出力電圧安定化を実現するために、差動増幅器３５が追加されている。また、電流検出器３３におけるコンパレータ３３２の負入力端子に、差動増幅器３５の出力信号が入力されるようになっている。 FIG. 7 shows a specific circuit configuration diagram of the third embodiment. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the part which is common in FIG. 3, and the description is abbreviate | omitted. The basic configuration and basic operation are the same as those of the first embodiment shown in FIG. 3, but a differential amplifier 35 is added to realize output voltage stabilization by negative feedback control. Further, the output signal of the differential amplifier 35 is input to the negative input terminal of the comparator 332 in the current detector 33.

差動増幅器３５は、コンパレータ３５１と、分圧抵抗３５２及び３５３と、定電圧ダイオード３５４からなる。コンパレータ３５１は、分圧抵抗３５２及び３５３によって分圧された出力電圧Ｖ_ｏｕｔと定電圧ダイオード３５４の端子間電圧である基準電圧Ｖｒとの差分出力を得、増幅する。そして、その増幅された差分出力を電流検出器３３におけるコンパレータ３３２のしきい電圧Ｖ_Ｔとして、電流検出器３３に供給している。 The differential amplifier 35 includes a comparator 351, voltage dividing resistors 352 and 353, and a constant voltage diode 354. The comparator 351 obtains and amplifies a differential output between the output voltage _Vout divided by the voltage dividing resistors 352 and 353 and the reference voltage Vr that is a voltage between the terminals of the constant voltage diode 354. The amplified differential output is supplied to the current detector 33 as the threshold voltage V _T of the comparator 332 in the current detector 33.

差動増幅器９４の出力電圧Ｖ_Ｔは、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔが定電圧ダイオード３５４によって得られる基準電圧Ｖｒと等しければＶ_Ｔ＝Ｖｒとなり、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが基準電圧Ｖｒよりも低くなればより高く、逆に出力電圧Ｖ_ｏｕｔが基準電圧Ｖｒよりも高くなればより低くなる。したがって、図２（Ｂ）の電流波形から明らかなように、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが基準電圧Ｖｒよりも低く場合はより多くのエネルギーを、逆に出力電圧Ｖ_ｏｕｔが基準電圧Ｖｒよりも高い場合はより少ないエネルギーをＤＣ−ＤＣコンバータ３１は負荷Ｒに提供する。この負帰還動作により、本実施の形態によれば、負荷Ｒの如何に拘わらず、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが一定に保たれる。 The output voltage V _T of the differential amplifier 94 is V _T = Vr if the output voltage V _out of the DC-DC converter 31 is equal to the reference voltage Vr obtained by the constant voltage diode 354, and the output voltage V _out is greater than the reference voltage Vr. If the output voltage _Vout becomes higher than the reference voltage Vr, the output voltage _Vout becomes lower. Therefore, as is apparent from the current waveform of FIG. 2B, more energy is consumed when the output voltage _Vout is lower than the reference voltage Vr, and conversely when the output voltage _Vout is higher than the reference voltage Vr. The DC-DC converter 31 provides less energy to the load R. With this negative feedback operation, according to the present embodiment, the output voltage _Vout is kept constant regardless of the load R.

なお、前記第１〜第３の実施の形態では、その具体的回路構成として、トランス１１をエネルギー蓄積素子とするフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した場合を示したが、コイル２１をエネルギー蓄積素子とする昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに適用しても同様な作用効果を奏することは言うまでもないことである。 In the first to third embodiments, the specific circuit configuration is applied to a flyback DC-DC converter using the transformer 11 as an energy storage element. It goes without saying that similar effects can be obtained even when applied to a step-up / step-down DC-DC converter as an element.

本発明の第１の実施の形態を概略的に示す模式図。The schematic diagram which shows the 1st Embodiment of this invention roughly. 同第１の実施の形態における主要な信号のタイミング波形図。The timing waveform figure of the main signals in the said 1st Embodiment. 同第１の実施の形態の具体的な回路構成図。The specific circuit block diagram of the 1st Embodiment. 本発明の第２の実施の形態を概略的に示す模式図。The schematic diagram which shows the 2nd Embodiment of this invention roughly. 同第２の実施の形態の具体的な回路構成図。The specific circuit block diagram of the 2nd Embodiment. 本発明の第３の実施の形態を概略的に示す模式図。The schematic diagram which shows the 3rd Embodiment of this invention roughly. 同第３の実施の形態の具体的な回路構成図。The specific circuit block diagram of the 3rd Embodiment. 一般的なフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの概略図。Schematic of a general flyback system DC-DC converter. 同フライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータにおける駆動パルス信号とトランス一次巻線を流れる電流のタイミング波形図。The timing waveform figure of the electric current which flows through the drive pulse signal and the transformer primary winding in the flyback system DC-DC converter. 一般的な昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略図。Schematic of a general buck-boost type DC-DC converter. 同昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける駆動パルス信号とトランス一次巻線を流れる電流のタイミング波形図。The timing waveform figure of the electric current which flows through the drive pulse signal and the transformer primary winding in the buck-boost type DC-DC converter.

Explanation of symbols

３１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、３２…スイッチ駆動回路、３３…電流検出器、３４…電圧比較器、３５…差動増幅器、３６…比較器。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 31 ... DC-DC converter, 32 ... Switch drive circuit, 33 ... Current detector, 34 ... Voltage comparator, 35 ... Differential amplifier, 36 ... Comparator.

Claims

A DC-DC converter having an energy storage element of a coil or a transformer and a switch, storing input power as inductive energy in the energy storage element by turning the switch on and off, and obtaining a desired output voltage from the inductive energy An input power control method,
A first step of turning on the switch with a constant period trigger signal;
A second step of detecting a current flowing through the energy storage element by turning on the switch;
A third step of turning off the switch when a current flowing through the energy storage element reaches a threshold;
An input power control method for a DC-DC converter, comprising:

Adding a fourth step of comparing the output voltage of the DC-DC converter with a reference voltage;
The DC-DC converter according to claim 1, wherein when the output voltage of the DC-DC converter is lower than the reference voltage, the first to third steps are executed to control the input power of the DC-DC converter. DC converter input power control method.

A fifth step of obtaining a differential output between the output voltage of the DC-DC converter and the reference voltage is added,
2. The DC-DC according to claim 1, wherein the input power of the DC-DC converter is controlled by changing the threshold value of the third step in accordance with the differential output obtained by the fifth step. Converter input power control method.

A DC-DC converter having an energy storage element of a coil or a transformer and a switch, storing input power as inductive energy in the energy storage element by turning the switch on and off, and obtaining a desired output voltage from the inductive energy In the input power control device,
Trigger signal generating means for generating a trigger signal for turning on the switch at a constant period; current detecting means for detecting a current flowing through the energy storage element; and a current value detected by the current detecting means is a threshold value And a reset signal generating means for generating a reset signal for turning off the switch when reaching the value.

The output voltage of the DC-DC converter is compared with a reference voltage, and when the reference voltage is exceeded, a signal stop means for stopping the trigger signal and the reset signal generated by the trigger signal generation means and the reset signal generation means is further provided. The DC-DC converter input power control device according to claim 4.

A differential output means for obtaining a differential output between the output voltage of the DC-DC converter and the reference voltage;
5. The DC-DC converter input power control apparatus according to claim 4, wherein a threshold value of the reset signal generating means is changed in accordance with a differential output obtained by the differential output means.